JP2863164B2 - 電源装置 - Google Patents
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Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
この発明は、入力信号を基準信号と組合せてその入力
信号のレベルに対してシフトしたレベルを有する出力信
号を生成する増幅器構成に関する。特に、この発明は、
テレビジョン装置の電源調整器の入力段に使用されるレ
ベル・シフタ（Level shifter）に関する。 〔発明の背景〕 例えば、テレビジョン受像機の電源装置において、直
流の調整される供給電圧Ｂ＋を表わす電圧は、例えば、
Ｂ＋電圧調整器の反転入力端子に結合される。基準電圧
は、例えば、その調整器の非反転入力端子に結合され
る。例えば、調整される供給電圧Ｂ＋を表わす帰還電圧
は入力段において基準電圧と比較されて、制御可能な装
置に結合される出力電圧を生成する。その制御可能な装
置は基準電圧によつて決定されるレベルにおいて電圧Ｂ
＋を調整する。その電圧Ｂ＋は、例えば、陰極線管（CR
T）用の変更回路出力段を付勢するために使用される。 或る従来回路では、例えば、CRTのビーム電流レベル
を表わす電圧が基準電圧に加算されて、基準電圧だけで
はなくて、双方の和が入力段の非反転入力端子に供給さ
れるようにされる。ビーム電流が変化する時に、ビーム
電流を表わす電圧が変化して、CRTのラスタ幅を一定に
維持するように電圧Ｂ＋が変化される。 一定の基準電圧と可変ビーム電流を表わす電圧の加算
は、上述の従来回路では、ツエナーダイオードを経てビ
ーム電流を表わす電圧を非反転入力端子に結合すること
によつて行なわれる。ツエナーダイオードはその陽極と
陰極との間で基準電圧を生成する。従つて、ビーム電流
を表わす電圧をレベル・シフトする基準電圧はそのビー
ム電流を表わす電圧と直列に結合される。 上述のようなツエナーダイオード・レベルシフトの欠
点は、温度、経時変化、あるいはツエナーダイオードの
固有の雑音によるツエナー電圧の変化がレベルを変える
ことである。 ツエナーダイオードを使用せずに入力段の非反転入力
端子へ供給される和の電圧が生成されるようにビーム電
流を表わす電圧を基準電圧に加えることが望ましい。 〔発明の要約〕 この発明の実施例では、基準電圧は、例えば、周知の
バンドギヤツプ型の電圧源によつて生成される。ビーム
電流を表わす電圧は、そのバンドギヤツプ型電圧源につ
て生成される基準電圧、あるいはそれによつてシフトさ
れたレベルに加えられる。その場合、バンドギヤツプ型
電圧源はツエナーダイオードよりも温度変化、構成要素
の経時変化、あるいは雑音に対して影響を受けにくいの
で有利である。 この発明を実施した回路では、ビーム電流を表わす電
圧のような入力信号が共通ベース増幅器として動作する
第１のトランジスタのエミツタ電極に直列に結合され
る。電流源として動作し且つ第１のトランジスタのコレ
クタに結合されたコレクタを有する第２のトランジスタ
は第１のトランジスタのコレクタ電流を供給する。第１
のトランジスタを含む電流ミラー装置は、入力信号が零
のような予め定められた大きさになる時、第１のトラン
ジスタのコレクタ電流が第２のトランジスタのコレクタ
電流によつて供給されるものと等しくなるようにする。
バンドギヤツプ型電圧源によつて生成されるような第１
の電圧は抵抗器を介して第１及び第２のトランジスタの
コレクタ間の接合端子に結合される。第１及び第２のト
ランジスタのコレクタ電流は差電流を生成して上記抵抗
器の両端間に第１の電圧に加えられる電圧を発生し、接
合端子に発生する第２の信号を生成する。その第２の信
号は、入力信号の大きさが零のような予め定められた大
きさである時、第１及び第２のトランジスタのいずれか
のコレクタ電流によるのではなくて第１の電圧によつて
決定される大きさを持つ。入力信号の大きさが予め定め
られた大きさと異なる時、第２の信号は入力信号の大き
さに比例した量だけ第１の電圧と異なる。 この発明によれば、電源装置はその出力供給電圧を制
御するために使用される入力電圧をシフトするレベル・
シフタを含む。制御可能な導電性素子が入力供給電圧に
結合されて、その入力供給電圧から出力供給電圧が生成
される。また、電流装置は上記導電性素子に結合された
比較器を含み、その比較器の出力信号に従つて、上記導
電性素子の導通状態が変化されて出力供給電圧が制御さ
れる。トランジスタを含む電流ミラー装置は第１の分岐
回路の電流に応答して、そのトランジスタの第１の主電
流導通電極に、第１の分岐回路の電流の電流ミラーであ
る電流を生成する。第１の主電流導通電極は接合端子に
おいて第２の分岐回路に結合されて、その第２の分岐回
路の電流の少なくとも一部を導通させる。入力電圧の電
圧源が上記トランジスタに結合されていて、その第１の
主電流導通電極の電流が変化され、入力電圧に従つて変
化する差に関連した電流が生成される。その差電流は第
１の主電流導通電極の電流と第２の分岐回路の電流との
差に関係している。第１の抵抗が上記接合端子に結合さ
れていて、上記差に関連した電流を導通させて、その抵
抗両端間に入力電圧に従つて変化する電圧を生成する。
温度補償された第１の電圧の電圧源が上記抵抗を介して
上記接合端子に結合されて、その抵抗両端間の電圧が第
１の電圧に組合わされ、接合端子に温度補償された第２
の電圧が生成される。その第２の電圧は入力電圧に従つ
て変化する。また、第２の電圧は第１の電圧に従つてレ
ベル・シフトされる。温度補償され、レベル・シフトさ
れた第２の電圧は比較器の入力に結合されて、その比較
器の出力信号を変化させ、出力供給電圧を制御する。 〔実施例の説明〕 第１図は、供給電圧Ｂ＋を調整する集積回路である調
整器100を含むテレビジヨン受像機（図示せず）の電源
装置の概要を示したものである。電圧Ｂ＋は、例えば、
テレビジヨン受像機の水平偏向回路あるいは出力段99を
付勢するために使用される。 電圧Ｂ＋を表わす電圧Ｖ＋は主力段99から得られる。
その電圧Ｖ＋は直列結合された抵抗器601、604、602を
含む分圧器605に供給される。抵抗器604は可動子ｋを含
み、その可動子ｋには、例えば電圧Ｂ＋を表わす電圧が
生成される。可動子ｋの位置を変えることによつて調整
可能とされる可動子ｋの電圧は、抵抗器607を経て誤差
増幅器610の反転入力端子608に結合される。 受像機のCRTのビーム電流に比例した小電圧が変圧器
Ｔの安定化巻線を介して端子611に結合されて、ビーム
電流を示す電圧VNINIが形成される。 ビーム電流に変化が生じた時に変化する電圧V
NINIは、この発明を実施したレベル・シフタ600を経て
誤差増幅器610の非反転入力端子に結合されて、入力電
圧VNINが生成される。レベル・シフタ600は端子611と60
9との間に、電圧VBGで決定される一定のオフセツト電圧
を設定する。電圧VBGはバンドギヤツプ型電圧源699で生
成される。そのバンドギヤツプ型電圧源699は電圧VBGを
一定に維持して、その電圧VBGがツエナーダイオードを
使用した場合よりも構成要素の経時変化や公差による影
響を強く受けないようにするので有利である。調整器10
0の帰還構成については後述するが、電圧Ｂ＋は電圧VIN
が電圧VNINに等しくなるようにされる。 積分フイルタ612は増幅器610の反転入力端子608と出
力端子618との間に結合されていて、調整器100のルーブ
・フイルタを構成する。端子618に生成されるフイルタ
誤差電圧V0は加算器613の第１の入力端子に供給され
る。水平周波数鋸歯状波発生器98は上方向にランプする
（upramping）部分を有する水平周波数信号を生成し、
それは加算器613で誤差電圧V0に加えられる。その加算
信号もまた上方向にランプするが、それはパルス幅変調
器として動作する比較器615の反転入力端子614に供給さ
れる。 その上方向にランプしている部分の間で、加算器613
の出力が比較器615の非反転入力端子に結合される一定
の直流電圧VREFよりも正になる時、比較器615の出力端
子615aにおける負方向に向かう変遷が緩衝増幅器616を
経てスイツチモード電源出力段617のスイツチ617bの制
御端子617aに結合される。 出力段617の入力端子617cは未調整電圧VURに結合され
る。調整された電圧Ｂ＋は出力段617の出力端子617dに
生成される。 各水平期間にスイツチ617bが導通している期間Ｈは誤
差増幅器610の誤差電圧V0のレベルによつて決定され
る。従つて、調整された電圧Ｂ＋は電圧VNINによつて決
定される。前述のように、電圧VNINは以下に詳しく述べ
るこの発明を実施したレベル・シフタ600によつて生成
される。 第２図は第１図のレベル・シフタ600と誤差増幅器610
の回路図を示す。第１図及び第２図の同じ番号は同じ物
あるいは機能を示す。第２図のレベル・シフタ600は広
範囲な周囲温度、例えば０℃乃至70℃にわたつて温度補
償されて、その範囲内の温度変化によつて実質的に影響
を受けない電圧VNINを生成する。 温度補償電流制御器650はレール（rail）信号線900に
制御電圧VBRを発生する。そのレール信号線900はトラン
ジスタQ142、Q725、Q727、Q736、Q737の各ベース電極に
結合されている。それらのトランジスタのエミツタ電極
は対応する抵抗器を経て一定の直流電圧Vccに結合され
ている。電流制御器650は、温度変化時に上記各トラン
ジスタのコレクタ電流が実質的に一定に維持されるよう
に電圧VBRを制御する。電流制御器650に類似する装置の
１例が、“VBE電圧源温度補償回路網”と題するステツ
クラー氏の米国特許第3,886,435号に記載されている。 レベル・シフタ600はトランジスタQ736とQ737を含
み、それらのトランジスタのエミッタ電流は同じ値を有
する抵抗器R728、R69によつて制御されて、温度補償さ
れるそれらのトランジスタの各コレクタ電流は互いに等
しくされる。トランジスタQ737のコレクタは、トランジ
スタQ733、Q734、Q735を含む電流ミラー装置に結合され
ている。また、トランジスタQ737のコレクタはトランジ
スタQ734のコレクタに結合され、トランジスタQ735のエ
ミツタはトランジスタQ733とQ734の各ベースに結合され
ている。トランジスタQ735はトランジスタQ733とQ734の
各々に対してベース電流駆動を行なう。トランジスタQ7
34のエミツタは抵抗器R732を経て接地されている。トラ
ンジスタQ734のベース及びエミツタの両電極間のＰ−Ｎ
接合は、トランジスタQ733のベース−エミツタ電圧の温
度に関連した変動を補償する温度補償を行なう。トラン
ジスタQ733のエミツタは抵抗器R731を経て、第１図の電
圧VNINIが生成される端子611に結合されている。抵抗器
R731の値は抵抗器R732の値に等しい。ダイオード回路網
675によつて、電圧VNINIがいずれの極性の予め定められ
た制限をも越えることがないようにされる。トランジス
タQ733のコレクタは接合端子733Aにおいてトランジスタ
Q736のコレクタに結合されている。 電圧VNINIが零であると仮定する。この場合、トラン
ジスタQ733、Q734、Q735の電流ミラー装置は、トランジ
スタQ735のベース電流を無視することができるのでトラ
ンジスタQ734のコレクタ電流iQ734に等しいコレクタ電
流iQ733をトランジスタQ733内に生成する。上述のよう
に、電圧VNINIが零の時、トランジスタQ736のコレクタ
電流iQ736は広い温度領域にわたつてトランジスタQ737
のコレクタ電流iQ737に等しくなる。また、電圧VNINIが
零の時、電流iQ734の電流ミラーであるコレクタ電流i
Q733は広い温度領域にわたつて電流iQ737に等しく、ま
た、電流iQ736にも等しい。 バンドギヤツプ型電圧源699は抵抗器R729を介して端
子733Aに結合される温度補償された基準電圧VBGを供給
する。上述のように、電圧VNINIが零の時に電流iQ733は
電流iQ736によつてすべて供給され、また、トランジス
タQ733とQ736のコレクタによつて与えられる端子733Aに
おけるインピーダンスは高いので、抵抗器R729の電流i
R729は零となり、それ故、端子733Aにおける電圧は電圧
VBGに等しくなる。従つて、この発明によれば、電圧V
NINIが零の時、電圧VNINは電圧VBGに等しい量だけレベ
ル・シフトされる。 端子611における電圧VNINIが零でない時は、電流i
Q736とiQ737は等しくならない。電流iQ733とiQ736の間
の差電流によつて抵抗器R729の両端間に電圧が生成さ
れ、端子733Aにおける電圧VNINに対応する変化が生ず
る。トランジスタQ733は電圧VNINIに対して共通ベース
増幅器として結合され、また、抵抗器R731とR729は図示
の通りに等しいので、利得あるいは電圧VNINと電圧V
NINIとの間の比は１となり、利得１を有する増幅器が生
ずる。 この発明の他の実施例では、電圧VBGに等しい量だけ
電圧VNINIに対してレベル・シフトされる電圧VNINは、
正及び負の値の間の領域で生ずる電圧VNINIの変動に追
随する。 電圧VBGは温度補償されて、例えばツエナーダイオー
ドに対して狭い許容範囲を有する。更に、構成要素の経
時変化は、例えばツエナーダイオードの降服電圧に影響
を与える程度には電圧VBGに対しては影響を与えない。
更に、レベル・シフタ600によつて生ずるレベル・シフ
トは、ビーム電流入力端子と差動増幅器の非反転入力端
子との間に挿入されたツエナーダイオードを利用してレ
ベル・シフトを行なう従来技術の対応するレベル・シフ
タによつて生ずるレベル・シフトと比較する時、それよ
りも温度、経時変化、雑音に対して影響を受けないので
有利である。 温度変化によつて電流iQ736に、例えば上述のように
比較的小さな対応する変化が生ずるならば、トランジス
タQ737、Q733、Q734、Q735は比例した変化を電流iQ733
に引き起こして、どのような小さな温度変化であつても
それが電流iQ736とiQ733との間の差電流に影響を与える
ことがないようにする。それ故、電圧VNINIが例である
時は、電圧VNINはコレクタ電流iQ736とiQ737とによつて
影響を受けず、温度補償される電圧VBGによつてすべて
決定されるので有利である。 電圧VNINIが零とは著しく相違している時でも温度補
償が十分に行なわれることが分かる。この場合、温度補
償が不十分であれば、第２図では接地されている例えば
抵抗器R732の端子を、零とは異なる例えば電圧VNINIに
関係した電圧に結合することによつて温度補償を更に改
善することができる。 上述のように、僅差の許容限度に維持される電圧VBG
は温度補償され、構成要素の経時変化により実質的な影
響を受けない。それ故、テレビジヨン受像機内に第１図
の調整器100を取付ける前に工場温度バーンイン（burn
−in）工程が不要になるので有利である。尚、上記工場
温度バーンイン工程について説明すると、例えばツェナ
ダイオード等の基準電圧源の電圧安定のために予め出荷
前にエージング工程を実施する目的から半導体メーカー
は高温環境において基準電圧源を励磁することがあり、
そのような工程を工場温度バーイン工程と称する。更
に、抵抗器601、604、602を含む分圧器605は、第２図の
レベル・シフタ600のレベル・シフト機能を行なうため
にツエナーダイオードが使用される従来技術の回路にお
けるよりも狭い許容範囲に対してだけ補償を行なうため
に必要とされるので有利である。 電圧VINがトランジスタQ721のベースに供給される。
一対のトランジスタQ145とQ146のクランプ動作によつて
電圧VINが電圧VBG以上になること、あるいは所定の大き
さを越えて電圧VBG以下になることが阻止される。電圧V
INは反転入力端子608に供給され、また、電圧VNINは誤
差増幅器610の非反転入力端子609に供給される。増幅器
610は、差動増幅器として結合されたトランジスタQ148
とトランジスタQ149の組合せエミツタ電流を生成するト
ランジスタ142により形成された電流源を含む。トラン
ジスタQ148とQ149の各ベースはトランジスタQ721とQ723
の各エミツタにそれぞれ結合されている。トランジスタ
Q721、Q723はエミツタ・ホロワとして動作して電圧
VIN、VNINをトランジスタQ148、Q149の各ベースにそれ
ぞれ供給する。 トランジスタQ148とQ149のコレクタに結合されている
電流ミラー装置610bは、第１図の積分フイルタ612に供
給される電流i610をトランジスタQ148とQ153の各コレク
タ電流間の差に等しくさせる。その結果、第１図のフイ
ルタ612に供給される電流i610は電圧VINとVNINとの間の
差に比例する。その比例係数は誤差増幅器610の利得に
よつて決定される。 第３図乃至第６図はこの発明の他の実施例であるレベ
ル・シフタ600a、600b、600c、600dを示す。第２図乃至
第６図において、類似の部分あるいは機能の数字及び記
号は第３図、第４図、第５図、第６図において文字ａ、
ｂ、ｃ、ｄを含むことを除いて同じてある。 第３図において、第２図の回路に使用されている抵抗
器R731とR732は除去されている。それらの抵抗器R731と
R732が無ければ、第３図の増幅器600aの利得は１よりも
高くなるので有利である。 第３図において、ダイオードDcmaと温度補償された電
流源I1aはトランジスタQ737aとQ736aのコレクタ電流
を、例えば等しくする。同様に、トランジスタQ734aは
トランジスタQ733aのコレクタ電流を、例えば、電圧V
NINIが零の時に、トランジスタQ737aとQ736aの各コレク
タ電流に等しくする。 第４図において、電圧VNINIbはトランジスタQ733bとQ
734bの各エミツタ間に差動的に供給される。この装置は
改善された共通モード阻止性能を有するので有利であ
る。 第５図において、対応するトラジスタの型、Ｎ−Ｐ−
ＮあるいはＰ−Ｎ−Ｐは第２図のものと逆であるので、
所望であれば、電圧VNINIcは大地の代りに電圧Vccを基
準にすることができる。 第６図では、エミツタ・ホロワとして結合されている
トランジスタQ750を使用しているため、電圧VNINIdに対
する入力インピーダンスは第２図の電圧VNINIに対する
よりも高いのので有利である。
信号のレベルに対してシフトしたレベルを有する出力信
号を生成する増幅器構成に関する。特に、この発明は、
テレビジョン装置の電源調整器の入力段に使用されるレ
ベル・シフタ（Level shifter）に関する。 〔発明の背景〕 例えば、テレビジョン受像機の電源装置において、直
流の調整される供給電圧Ｂ＋を表わす電圧は、例えば、
Ｂ＋電圧調整器の反転入力端子に結合される。基準電圧
は、例えば、その調整器の非反転入力端子に結合され
る。例えば、調整される供給電圧Ｂ＋を表わす帰還電圧
は入力段において基準電圧と比較されて、制御可能な装
置に結合される出力電圧を生成する。その制御可能な装
置は基準電圧によつて決定されるレベルにおいて電圧Ｂ
＋を調整する。その電圧Ｂ＋は、例えば、陰極線管（CR
T）用の変更回路出力段を付勢するために使用される。 或る従来回路では、例えば、CRTのビーム電流レベル
を表わす電圧が基準電圧に加算されて、基準電圧だけで
はなくて、双方の和が入力段の非反転入力端子に供給さ
れるようにされる。ビーム電流が変化する時に、ビーム
電流を表わす電圧が変化して、CRTのラスタ幅を一定に
維持するように電圧Ｂ＋が変化される。 一定の基準電圧と可変ビーム電流を表わす電圧の加算
は、上述の従来回路では、ツエナーダイオードを経てビ
ーム電流を表わす電圧を非反転入力端子に結合すること
によつて行なわれる。ツエナーダイオードはその陽極と
陰極との間で基準電圧を生成する。従つて、ビーム電流
を表わす電圧をレベル・シフトする基準電圧はそのビー
ム電流を表わす電圧と直列に結合される。 上述のようなツエナーダイオード・レベルシフトの欠
点は、温度、経時変化、あるいはツエナーダイオードの
固有の雑音によるツエナー電圧の変化がレベルを変える
ことである。 ツエナーダイオードを使用せずに入力段の非反転入力
端子へ供給される和の電圧が生成されるようにビーム電
流を表わす電圧を基準電圧に加えることが望ましい。 〔発明の要約〕 この発明の実施例では、基準電圧は、例えば、周知の
バンドギヤツプ型の電圧源によつて生成される。ビーム
電流を表わす電圧は、そのバンドギヤツプ型電圧源につ
て生成される基準電圧、あるいはそれによつてシフトさ
れたレベルに加えられる。その場合、バンドギヤツプ型
電圧源はツエナーダイオードよりも温度変化、構成要素
の経時変化、あるいは雑音に対して影響を受けにくいの
で有利である。 この発明を実施した回路では、ビーム電流を表わす電
圧のような入力信号が共通ベース増幅器として動作する
第１のトランジスタのエミツタ電極に直列に結合され
る。電流源として動作し且つ第１のトランジスタのコレ
クタに結合されたコレクタを有する第２のトランジスタ
は第１のトランジスタのコレクタ電流を供給する。第１
のトランジスタを含む電流ミラー装置は、入力信号が零
のような予め定められた大きさになる時、第１のトラン
ジスタのコレクタ電流が第２のトランジスタのコレクタ
電流によつて供給されるものと等しくなるようにする。
バンドギヤツプ型電圧源によつて生成されるような第１
の電圧は抵抗器を介して第１及び第２のトランジスタの
コレクタ間の接合端子に結合される。第１及び第２のト
ランジスタのコレクタ電流は差電流を生成して上記抵抗
器の両端間に第１の電圧に加えられる電圧を発生し、接
合端子に発生する第２の信号を生成する。その第２の信
号は、入力信号の大きさが零のような予め定められた大
きさである時、第１及び第２のトランジスタのいずれか
のコレクタ電流によるのではなくて第１の電圧によつて
決定される大きさを持つ。入力信号の大きさが予め定め
られた大きさと異なる時、第２の信号は入力信号の大き
さに比例した量だけ第１の電圧と異なる。 この発明によれば、電源装置はその出力供給電圧を制
御するために使用される入力電圧をシフトするレベル・
シフタを含む。制御可能な導電性素子が入力供給電圧に
結合されて、その入力供給電圧から出力供給電圧が生成
される。また、電流装置は上記導電性素子に結合された
比較器を含み、その比較器の出力信号に従つて、上記導
電性素子の導通状態が変化されて出力供給電圧が制御さ
れる。トランジスタを含む電流ミラー装置は第１の分岐
回路の電流に応答して、そのトランジスタの第１の主電
流導通電極に、第１の分岐回路の電流の電流ミラーであ
る電流を生成する。第１の主電流導通電極は接合端子に
おいて第２の分岐回路に結合されて、その第２の分岐回
路の電流の少なくとも一部を導通させる。入力電圧の電
圧源が上記トランジスタに結合されていて、その第１の
主電流導通電極の電流が変化され、入力電圧に従つて変
化する差に関連した電流が生成される。その差電流は第
１の主電流導通電極の電流と第２の分岐回路の電流との
差に関係している。第１の抵抗が上記接合端子に結合さ
れていて、上記差に関連した電流を導通させて、その抵
抗両端間に入力電圧に従つて変化する電圧を生成する。
温度補償された第１の電圧の電圧源が上記抵抗を介して
上記接合端子に結合されて、その抵抗両端間の電圧が第
１の電圧に組合わされ、接合端子に温度補償された第２
の電圧が生成される。その第２の電圧は入力電圧に従つ
て変化する。また、第２の電圧は第１の電圧に従つてレ
ベル・シフトされる。温度補償され、レベル・シフトさ
れた第２の電圧は比較器の入力に結合されて、その比較
器の出力信号を変化させ、出力供給電圧を制御する。 〔実施例の説明〕 第１図は、供給電圧Ｂ＋を調整する集積回路である調
整器100を含むテレビジヨン受像機（図示せず）の電源
装置の概要を示したものである。電圧Ｂ＋は、例えば、
テレビジヨン受像機の水平偏向回路あるいは出力段99を
付勢するために使用される。 電圧Ｂ＋を表わす電圧Ｖ＋は主力段99から得られる。
その電圧Ｖ＋は直列結合された抵抗器601、604、602を
含む分圧器605に供給される。抵抗器604は可動子ｋを含
み、その可動子ｋには、例えば電圧Ｂ＋を表わす電圧が
生成される。可動子ｋの位置を変えることによつて調整
可能とされる可動子ｋの電圧は、抵抗器607を経て誤差
増幅器610の反転入力端子608に結合される。 受像機のCRTのビーム電流に比例した小電圧が変圧器
Ｔの安定化巻線を介して端子611に結合されて、ビーム
電流を示す電圧VNINIが形成される。 ビーム電流に変化が生じた時に変化する電圧V
NINIは、この発明を実施したレベル・シフタ600を経て
誤差増幅器610の非反転入力端子に結合されて、入力電
圧VNINが生成される。レベル・シフタ600は端子611と60
9との間に、電圧VBGで決定される一定のオフセツト電圧
を設定する。電圧VBGはバンドギヤツプ型電圧源699で生
成される。そのバンドギヤツプ型電圧源699は電圧VBGを
一定に維持して、その電圧VBGがツエナーダイオードを
使用した場合よりも構成要素の経時変化や公差による影
響を強く受けないようにするので有利である。調整器10
0の帰還構成については後述するが、電圧Ｂ＋は電圧VIN
が電圧VNINに等しくなるようにされる。 積分フイルタ612は増幅器610の反転入力端子608と出
力端子618との間に結合されていて、調整器100のルーブ
・フイルタを構成する。端子618に生成されるフイルタ
誤差電圧V0は加算器613の第１の入力端子に供給され
る。水平周波数鋸歯状波発生器98は上方向にランプする
（upramping）部分を有する水平周波数信号を生成し、
それは加算器613で誤差電圧V0に加えられる。その加算
信号もまた上方向にランプするが、それはパルス幅変調
器として動作する比較器615の反転入力端子614に供給さ
れる。 その上方向にランプしている部分の間で、加算器613
の出力が比較器615の非反転入力端子に結合される一定
の直流電圧VREFよりも正になる時、比較器615の出力端
子615aにおける負方向に向かう変遷が緩衝増幅器616を
経てスイツチモード電源出力段617のスイツチ617bの制
御端子617aに結合される。 出力段617の入力端子617cは未調整電圧VURに結合され
る。調整された電圧Ｂ＋は出力段617の出力端子617dに
生成される。 各水平期間にスイツチ617bが導通している期間Ｈは誤
差増幅器610の誤差電圧V0のレベルによつて決定され
る。従つて、調整された電圧Ｂ＋は電圧VNINによつて決
定される。前述のように、電圧VNINは以下に詳しく述べ
るこの発明を実施したレベル・シフタ600によつて生成
される。 第２図は第１図のレベル・シフタ600と誤差増幅器610
の回路図を示す。第１図及び第２図の同じ番号は同じ物
あるいは機能を示す。第２図のレベル・シフタ600は広
範囲な周囲温度、例えば０℃乃至70℃にわたつて温度補
償されて、その範囲内の温度変化によつて実質的に影響
を受けない電圧VNINを生成する。 温度補償電流制御器650はレール（rail）信号線900に
制御電圧VBRを発生する。そのレール信号線900はトラン
ジスタQ142、Q725、Q727、Q736、Q737の各ベース電極に
結合されている。それらのトランジスタのエミツタ電極
は対応する抵抗器を経て一定の直流電圧Vccに結合され
ている。電流制御器650は、温度変化時に上記各トラン
ジスタのコレクタ電流が実質的に一定に維持されるよう
に電圧VBRを制御する。電流制御器650に類似する装置の
１例が、“VBE電圧源温度補償回路網”と題するステツ
クラー氏の米国特許第3,886,435号に記載されている。 レベル・シフタ600はトランジスタQ736とQ737を含
み、それらのトランジスタのエミッタ電流は同じ値を有
する抵抗器R728、R69によつて制御されて、温度補償さ
れるそれらのトランジスタの各コレクタ電流は互いに等
しくされる。トランジスタQ737のコレクタは、トランジ
スタQ733、Q734、Q735を含む電流ミラー装置に結合され
ている。また、トランジスタQ737のコレクタはトランジ
スタQ734のコレクタに結合され、トランジスタQ735のエ
ミツタはトランジスタQ733とQ734の各ベースに結合され
ている。トランジスタQ735はトランジスタQ733とQ734の
各々に対してベース電流駆動を行なう。トランジスタQ7
34のエミツタは抵抗器R732を経て接地されている。トラ
ンジスタQ734のベース及びエミツタの両電極間のＰ−Ｎ
接合は、トランジスタQ733のベース−エミツタ電圧の温
度に関連した変動を補償する温度補償を行なう。トラン
ジスタQ733のエミツタは抵抗器R731を経て、第１図の電
圧VNINIが生成される端子611に結合されている。抵抗器
R731の値は抵抗器R732の値に等しい。ダイオード回路網
675によつて、電圧VNINIがいずれの極性の予め定められ
た制限をも越えることがないようにされる。トランジス
タQ733のコレクタは接合端子733Aにおいてトランジスタ
Q736のコレクタに結合されている。 電圧VNINIが零であると仮定する。この場合、トラン
ジスタQ733、Q734、Q735の電流ミラー装置は、トランジ
スタQ735のベース電流を無視することができるのでトラ
ンジスタQ734のコレクタ電流iQ734に等しいコレクタ電
流iQ733をトランジスタQ733内に生成する。上述のよう
に、電圧VNINIが零の時、トランジスタQ736のコレクタ
電流iQ736は広い温度領域にわたつてトランジスタQ737
のコレクタ電流iQ737に等しくなる。また、電圧VNINIが
零の時、電流iQ734の電流ミラーであるコレクタ電流i
Q733は広い温度領域にわたつて電流iQ737に等しく、ま
た、電流iQ736にも等しい。 バンドギヤツプ型電圧源699は抵抗器R729を介して端
子733Aに結合される温度補償された基準電圧VBGを供給
する。上述のように、電圧VNINIが零の時に電流iQ733は
電流iQ736によつてすべて供給され、また、トランジス
タQ733とQ736のコレクタによつて与えられる端子733Aに
おけるインピーダンスは高いので、抵抗器R729の電流i
R729は零となり、それ故、端子733Aにおける電圧は電圧
VBGに等しくなる。従つて、この発明によれば、電圧V
NINIが零の時、電圧VNINは電圧VBGに等しい量だけレベ
ル・シフトされる。 端子611における電圧VNINIが零でない時は、電流i
Q736とiQ737は等しくならない。電流iQ733とiQ736の間
の差電流によつて抵抗器R729の両端間に電圧が生成さ
れ、端子733Aにおける電圧VNINに対応する変化が生ず
る。トランジスタQ733は電圧VNINIに対して共通ベース
増幅器として結合され、また、抵抗器R731とR729は図示
の通りに等しいので、利得あるいは電圧VNINと電圧V
NINIとの間の比は１となり、利得１を有する増幅器が生
ずる。 この発明の他の実施例では、電圧VBGに等しい量だけ
電圧VNINIに対してレベル・シフトされる電圧VNINは、
正及び負の値の間の領域で生ずる電圧VNINIの変動に追
随する。 電圧VBGは温度補償されて、例えばツエナーダイオー
ドに対して狭い許容範囲を有する。更に、構成要素の経
時変化は、例えばツエナーダイオードの降服電圧に影響
を与える程度には電圧VBGに対しては影響を与えない。
更に、レベル・シフタ600によつて生ずるレベル・シフ
トは、ビーム電流入力端子と差動増幅器の非反転入力端
子との間に挿入されたツエナーダイオードを利用してレ
ベル・シフトを行なう従来技術の対応するレベル・シフ
タによつて生ずるレベル・シフトと比較する時、それよ
りも温度、経時変化、雑音に対して影響を受けないので
有利である。 温度変化によつて電流iQ736に、例えば上述のように
比較的小さな対応する変化が生ずるならば、トランジス
タQ737、Q733、Q734、Q735は比例した変化を電流iQ733
に引き起こして、どのような小さな温度変化であつても
それが電流iQ736とiQ733との間の差電流に影響を与える
ことがないようにする。それ故、電圧VNINIが例である
時は、電圧VNINはコレクタ電流iQ736とiQ737とによつて
影響を受けず、温度補償される電圧VBGによつてすべて
決定されるので有利である。 電圧VNINIが零とは著しく相違している時でも温度補
償が十分に行なわれることが分かる。この場合、温度補
償が不十分であれば、第２図では接地されている例えば
抵抗器R732の端子を、零とは異なる例えば電圧VNINIに
関係した電圧に結合することによつて温度補償を更に改
善することができる。 上述のように、僅差の許容限度に維持される電圧VBG
は温度補償され、構成要素の経時変化により実質的な影
響を受けない。それ故、テレビジヨン受像機内に第１図
の調整器100を取付ける前に工場温度バーンイン（burn
−in）工程が不要になるので有利である。尚、上記工場
温度バーンイン工程について説明すると、例えばツェナ
ダイオード等の基準電圧源の電圧安定のために予め出荷
前にエージング工程を実施する目的から半導体メーカー
は高温環境において基準電圧源を励磁することがあり、
そのような工程を工場温度バーイン工程と称する。更
に、抵抗器601、604、602を含む分圧器605は、第２図の
レベル・シフタ600のレベル・シフト機能を行なうため
にツエナーダイオードが使用される従来技術の回路にお
けるよりも狭い許容範囲に対してだけ補償を行なうため
に必要とされるので有利である。 電圧VINがトランジスタQ721のベースに供給される。
一対のトランジスタQ145とQ146のクランプ動作によつて
電圧VINが電圧VBG以上になること、あるいは所定の大き
さを越えて電圧VBG以下になることが阻止される。電圧V
INは反転入力端子608に供給され、また、電圧VNINは誤
差増幅器610の非反転入力端子609に供給される。増幅器
610は、差動増幅器として結合されたトランジスタQ148
とトランジスタQ149の組合せエミツタ電流を生成するト
ランジスタ142により形成された電流源を含む。トラン
ジスタQ148とQ149の各ベースはトランジスタQ721とQ723
の各エミツタにそれぞれ結合されている。トランジスタ
Q721、Q723はエミツタ・ホロワとして動作して電圧
VIN、VNINをトランジスタQ148、Q149の各ベースにそれ
ぞれ供給する。 トランジスタQ148とQ149のコレクタに結合されている
電流ミラー装置610bは、第１図の積分フイルタ612に供
給される電流i610をトランジスタQ148とQ153の各コレク
タ電流間の差に等しくさせる。その結果、第１図のフイ
ルタ612に供給される電流i610は電圧VINとVNINとの間の
差に比例する。その比例係数は誤差増幅器610の利得に
よつて決定される。 第３図乃至第６図はこの発明の他の実施例であるレベ
ル・シフタ600a、600b、600c、600dを示す。第２図乃至
第６図において、類似の部分あるいは機能の数字及び記
号は第３図、第４図、第５図、第６図において文字ａ、
ｂ、ｃ、ｄを含むことを除いて同じてある。 第３図において、第２図の回路に使用されている抵抗
器R731とR732は除去されている。それらの抵抗器R731と
R732が無ければ、第３図の増幅器600aの利得は１よりも
高くなるので有利である。 第３図において、ダイオードDcmaと温度補償された電
流源I1aはトランジスタQ737aとQ736aのコレクタ電流
を、例えば等しくする。同様に、トランジスタQ734aは
トランジスタQ733aのコレクタ電流を、例えば、電圧V
NINIが零の時に、トランジスタQ737aとQ736aの各コレク
タ電流に等しくする。 第４図において、電圧VNINIbはトランジスタQ733bとQ
734bの各エミツタ間に差動的に供給される。この装置は
改善された共通モード阻止性能を有するので有利であ
る。 第５図において、対応するトラジスタの型、Ｎ−Ｐ−
ＮあるいはＰ−Ｎ−Ｐは第２図のものと逆であるので、
所望であれば、電圧VNINIcは大地の代りに電圧Vccを基
準にすることができる。 第６図では、エミツタ・ホロワとして結合されている
トランジスタQ750を使用しているため、電圧VNINIdに対
する入力インピーダンスは第２図の電圧VNINIに対する
よりも高いのので有利である。
【図面の簡単な説明】
第１図はこの発明の１実施例である、レベル・シフタを
含む電源調整器回路の概要を示す図、 第２図は第１図のレベル・シフタの詳細を示す図、 第３図乃至第６図はこの発明の他の実施例におけるレベ
ル・シフタを示す図、である。 600……レベル・シフタ、VUR……供給電圧、Ｂ＋……出
力電圧、617b……導電性素子、610……比較器、V0……
比較器の出力信号、Q733……第１のトランジスタ、i
Q737……第１の分岐回路の電流、733A……接合端子、Q7
33、Q734、Q735……電流ミラー装置、VNINI……入力電
圧、611……入力電圧の電圧源、R729……第１の抵抗、V
BG……第１の電圧、699……第１の電圧の電圧源、VNIN
……第２の電圧。
含む電源調整器回路の概要を示す図、 第２図は第１図のレベル・シフタの詳細を示す図、 第３図乃至第６図はこの発明の他の実施例におけるレベ
ル・シフタを示す図、である。 600……レベル・シフタ、VUR……供給電圧、Ｂ＋……出
力電圧、617b……導電性素子、610……比較器、V0……
比較器の出力信号、Q733……第１のトランジスタ、i
Q737……第１の分岐回路の電流、733A……接合端子、Q7
33、Q734、Q735……電流ミラー装置、VNINI……入力電
圧、611……入力電圧の電圧源、R729……第１の抵抗、V
BG……第１の電圧、699……第１の電圧の電圧源、VNIN
……第２の電圧。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 バーナード ジヨセフ ヨーカニス
アメリカ合衆国 ニユージヤージ州 サ
ウス・プレインフイールド トーマス・
ストリート 217
(56)参考文献 特開 昭58−194413（ＪＰ，Ａ)
米国特許3891935（ＵＳ，Ａ)
米国特許3916331（ＵＳ，Ａ)
英国特許2027306（ＧＢ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名)
H04N 3/18
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 １．ビーム電流負荷を表す入力電圧の変化に応答して電
源装置の出力電圧を変化させるレベルシフタを含む電源
装置であって、 供給電圧の電圧供給端子と； 上記供給電圧に結合されていて上記出力電圧を発生する
制御可能な導電性素子と； 上記出力電圧を示す信号を受けるように結合された一入
力を有し上記導電性素子の制御端子に結合された出力信
号を有する比較器を含み、該比較器の出力信号に従って
上記導電性素子の導電度を変化させて上記出力電圧を制
御する手段とよりなり； 上記レベルシフタは第１の枝回路の第１の電流に応答し
て第１のトランジスタの第１の主電流導通電極を含む第
２の枝回路に第２の電流を発生する第１のトランジスタ
を含むカレントミラー構成を有し、上記第２の枝回路の
第２の電流は上記第１の枝回路を第１の電流のカレント
ミラーであり、上記第２の枝回路の上記第１の主電流導
通電極は接合端子で所定の電流の電流源に結合された構
成であり； 更に、上記第１のトランジスタの入力端子に結合された
上記入力電圧の電圧供給端子であって、上記第１の主電
流導通電極の電流を変化させて、上記入力電圧に従い上
記第１の主電流電極の電流と上記第２の枝回路の第２の
電流との差に従って変化する電流を生成する入力電圧の
電圧供給端子と； 上記接合端子に結合されていて、上記差に関係した電流
を導通させて上記入力電圧に従って変化する電圧を両端
間に生成する第１の抵抗と； 温度補償された第１の電圧を供給する温度補償された第
１の電圧の電圧源とよりなり、該電圧源は上記第１の抵
抗を介して上記接合端子に結合され以て上記第１の抵抗
の両端間に現われる電圧が上記第１の電圧と組み合わさ
れて以て温度補償された第２の電圧が上記接合端子に現
われるようにし、該第２の電圧は上記入力電圧に従って
変化し上記温度補償された第１の電圧に従ってレベルシ
フトされ、上記温度補償されレベルシフトされた第２の
電圧は上記比較器の他入力に結合されそれによって該比
較器の出力信号が変化するようにして上記出力電圧を制
御する構成の電源装置。
Applications Claiming Priority (2)
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|---|---|---|---|
| US943187 | 1986-12-18 | ||
| US06/943,187 US4714871A (en) | 1986-12-18 | 1986-12-18 | Level shifter for a power supply regulator in a television apparatus |
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|---|---|
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ID=25479223
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
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