JP2858584B2 - 増幅回路 - Google Patents
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 13
- 230000008859 change Effects 0.000 description 5
- 230000004044 response Effects 0.000 description 4
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 3
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 2
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 1
- 238000004458 analytical method Methods 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 1
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
- 230000006641 stabilisation Effects 0.000 description 1
- 238000011105 stabilization Methods 0.000 description 1
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/34—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled
- H03F3/343—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled with semiconductor devices only
- H03F3/347—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled with semiconductor devices only in integrated circuits
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- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/42—Amplifiers with two or more amplifying elements having their dc paths in series with the load, the control electrode of each element being excited by at least part of the input signal, e.g. so-called totem-pole amplifiers
- H03F3/423—Amplifiers with two or more amplifying elements having their dc paths in series with the load, the control electrode of each element being excited by at least part of the input signal, e.g. so-called totem-pole amplifiers with MOSFET's
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- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/08—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements
- H03F1/22—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements by use of cascode coupling, i.e. earthed cathode or emitter stage followed by earthed grid or base stage respectively
- H03F1/223—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements by use of cascode coupling, i.e. earthed cathode or emitter stage followed by earthed grid or base stage respectively with MOSFET's
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Description
極、第1電源端子に結合された第1主電極及び第2主電
極を有する第1トランジスタと、制御電極、第1トラン
ジスタの第2主電極に結合された第1主電極及び第1電
流源を経て第2電源端子に結合されるとともに出力信号
を出力する出力端子に結合された第2主電極を有する第
2トランジスタとを具え、第2トランジスタの制御電極
が増幅器の出力端子に結合され、第1トランジスタの第
2主電極が該増幅器の反転入力端子に結合され且つ該増
幅器の非反転入力端子が第1基準電圧を受信する第1基
準電圧端子に決された入力信号増幅用増幅回路に関する
ものである。
ある。一般に、このような増幅回路は集積半導体回路に
おいて電圧増幅用に使用することができる。第1及び第
2トランジスタは、文献「CMOS ANALOG CIRCUIT DESIG
N」、ピー.イー.アレンおよびディー.アール.ホル
バーグ著、1987年発行、から既知のように、カスコード
回路に接続される。第1図はこの既知のカスコード増幅
回路を示し、この回路では第2トランジスタN2の制御電
極が基準電圧Vref1を受信する基準電圧端子に結合され
ている。第1トランジスタN1はその制御電極に供給され
る入力電圧Vinを入力電圧に比例する電流に変換し、第
2トランジスタN2の第1主電極に電位変化を発生する。
この電位変化が第2トランジスタN2の利得係数で増幅さ
れて回路の出力端子に現われる。このため、総合利得は
第1および第2トランジスタの利得係数の積に等しい。
従って、第2トランジスタにより回路の利得が、1つの
トランジスタを具える増幅回路の利得よりも高くなる。
この場合には出力インピーダンスも高くなる。このカス
コード増幅回路により大きな単位利得帯域幅積を達成す
るためには大きなバイアス電流を必要とすると共に、極
めて短かいチャネル長を有するトランジスタを必要とす
る。しかし、これは出力インピーダンス、従って利得の
著しい減少を生ずる。従って、この既知のカスコード回
路は大きな単位利得帯域幅と高い利得の両方を与えるこ
とはできない。
めに、上記の特開昭59−12603号公報に、第2図に示す
ように、第2トランジスタN2の制御電極が増幅器Aの出
力端子V0に結合され、第1トランジスタN1の第2主電極
が増幅器Aの反転入力端子V2に結合され、且つ第1基準
電圧端子が増幅器Aの非反転入力端子V1に結合されたカ
スコード回路が開示されている。全く同様の解決方法が
「Electronic Engineering,Vol.53,No.647,January 198
1」,pp.59,63−65,London GB,M.A.Rehman,“MOSFET Ana
log integrated circuits Part 3"から既知である。
路においては、第2トランジスタN2の第1主電極の電位
が増幅器Aの使用によりほぼ一定に維持される。これ
は、この第2トランジスタの第1主電極の電位変化が増
幅器を介してその制御電極へ負帰還されることにより達
成される。その結果として、増幅回路の利得が単位利得
帯域幅に悪影響を与えることなく前記増幅器Aの利得倍
だけ増大する。また、この増幅器Aは広帯域幅にする必
要がないので、この増幅器Aは簡単な構造のものとする
ことができ、小表面積に集積することができる。
タN1の制御電極に供給される。この構成の欠点は入力信
号の電圧スイングがかなり制限されることにある。これ
がため、本発明の目的はもっと大きい入力電圧スイング
を有する増幅回路を提供することにある。
種類の増幅回路において、入力端子に結合された制御電
極、バイアス電流源を経て第2電源端子に結合された第
1主電極及び第2トランジスタの第1主電極に結合され
た第2主電極を有する入力トランジスタを付加し、且つ
第1トランジスタの制御電極を第2基準電圧を受信する
第2基準電圧端子に結合したことを特徴とする。
準電圧に結合され、且つ入力端子が入力トランジスタの
制御電極に結合され、この入力トランジスタが第2トラ
ンジスタとともに折り返しカスコード回路を構成するの
で、大きな入力電圧スイングを許容する。
器は、当該増幅器の反転入力端子に結合された制御電極
と、当該増幅器の非反転入力端子に結合された第1主電
極と、当該増幅器の出力端子(V0)に結合され且つ第2
電流源を経て第2電源端子に結合された第2主電極とを
有する第3トランジスタで構成し、前記第1基準電圧端
子を第1電源端子に結合する。この実施例では前記増幅
器が前記日本国特許出願公開公報から既知のように第3
トランジスタからなる。
トランジスタの制御電極をレベルシフト回路を介して前
記増幅器の反転入力端子に結合し、前記レベルシフト回
路は、前記増幅器の反転入力端子に結合された制御電極
と、第3電流源を経て第2電源端子に結合され且つ前記
第3トランジスタの制御電極に結合された第1主電極
と、第1電源端子に結合された第2主電極とを有する第
4トランジスタで構成する。このレベルシフト回路は第
2トランジスタの第1主電極に第1の実施例よりも低い
電位を与えるため、回路の出力電圧スイングを一層大き
くすることができる。これは低電源電圧の場合に特に重
要である。
器の反転入力端子、第2トランジスタの第1主電極、第
3トランジスタの第2主電極及び増幅器の出力端子の間
にラダー回路網を配置し、該ラダー回路網は複数のカス
コード接続ラダー素子(S1...Sn)を具え(ここでnは
1以上の整数)、各ラダー素子(Si)は第1ラダートラ
ンジスタ及び第2ラダートランジスタを具え(ここでi
はn以下の連続番号)、各ラダー素子(Si)は4つの端
子を有し、第1端子が第1ラダートランジスタの第1主
電極に、第2端子が第1ラダートランジスタの制御電極
及び第2ラダートランジスタの第1主電極に、第3端子
が第1ラダートランジスタの第2主電極及び第2ラダー
トランジスタの制御電極に、及び第4端子が第2ラダー
トランジスタの第2主電極にそれぞれ結合され、各ラダ
ー素子(Si)の第1端子及び第2端子が前段のラダ素子
(Si−1)の第3端子及び第4端子に結合され、第1ラ
ダー素子(S1)の第1端子及び第2端子が前記増幅器の
反転入力端子及び第3トランジスタの第2主電極にそれ
ぞれ結合され、最終ラダー素子(Sn)の第3端子及び第
4端子が第2トランジスタの第1主電極及び前記増幅器
の出力端子にそれぞれ結合された構成にする。
め極めて高い利得を得ることがてきる。これは、ラダー
素子内の全てのトランジスタがその第1主電極の電圧を
その第2主電極の電圧へ増幅するために総合利得が前記
トランジスタの利得係数倍だけ増大するからである。
ランジスタの第2主電極、前記増幅器の出力端子、第1
電源端子及び第2電源端子の間にラダー回路網を配置
し、該ラダー回路網はm個のカスコード接続ラダー素子
(P1...Pm)を具え(ここでmは1以上の整数)、各ラ
ダー素子(Pj)は第1ラダートランジスタ及び第2ラダ
ートランジスタと電流源とを具え(ここでjはm以下の
連続番号である)、各ラダー素子(Pj)は6つの端子を
具え、その第1端子が第1ラダートランジスタの第1主
電極及び第2ラダートランジスタの制御電極に、第2端
子が第1ラダートランジスタの第2主電極に、第3端子
が第2ラダートランジスタの第1主電極に、第4端子が
電流源に、第5端子が第2ラダートランジスタの第2主
電極に、及び第6端子が第1ラダートランジスタ(Nj
c)の制御電極及び電流源にそれぞれ結合され、各ラダ
ー素子(Pj)の第1端子及び第2端子が前段のラダー素
子(Pj−1)の第5端子及び第6端子にそれぞれ結合さ
れ、第3及び第4端子及びが第1電源端子及び第2電源
端子にそれぞれ結合され、第1ラダー素子(P1)の第1
端子及び第2端子が第3トランジスタの第2主電極及び
前記増幅器の出力端子にそれぞれ結合され、最終段のラ
ダー素子(Pm)の第5端子及び第6端子が互いに結合さ
れた構成にする。
らすため極めて高い利得を得ることができる。更に、出
力信号の一定の電圧スイングを達成するためにラダー素
子の付加に応じて第1及び第2電源電圧の差を増大させ
る必要がなくなる。
に従来の増幅回路を説明しておく。
端子1に結合された制御電極と第1電源端子Vssに結合
された第1主電極とを有する第1トランジスタN1と、第
1基準電圧端子2に結合された制御電極とトランジスタ
N1の第2主電極に結合された第1主電極と第2電源端子
Vddに第1電流源J1を経て結合されると共に出力端子3
に結合された第2主電極とを有する第2トランジスタN2
とを具えている。入力電圧Vinが入力端子1に供給さ
れ、基準電圧Vref1が基準電圧端子2に供給される。出
力電圧Voutは出力端子3に現われる。トランジスタN1は
入力電圧Vinをこれに比例する電流に変換し、これによ
りトランジスタN2の第1主電極に電位変化が生ずる。こ
の電位変化がトランジスタN2の利得係数で増幅されて増
幅回路の出力端子に現われる。大きな単位利得帯域幅積
を有する増幅回路を得るためにはトランジスタN1及びN2
を短かいチャネルを有すると共に大きな電流を流すもの
とする必要がある。しかし、これは出力インピーダンス
及び従って回路の利得を制限する。従って、高い利得の
場合には単位利得帯域幅が小さくなる。
1図と同一の部分には同一の符号を付してある。この増
幅回路ではトランジスタN2の制御電極が増幅器Aの出力
端子V0に結合され、この増幅器の非反転入力端子が基準
電圧端子2に、反転入力端子V2がトランジスタN2の第1
主電極にそれぞれ結合されている。この増幅器Aはトラ
ンジスタN2の第1主電極の電位をこのトランジスタの制
御電極へ負帰還する作用をなす。第1図の従来のカスコ
ード増幅回路と比較して、この増幅回路の利得は単位利
得帯域幅の減少なしに増幅器Aの利得係数倍だけ大きく
なる。従って、増幅回路の利得を任意の所望の値にする
ことができ、増幅器Aの付加は常に増幅回路の性能の改
善をもたらす。
を示し、利得Gを周波数f(対数目盛)の関数として対
数目盛で示してある。この図において、Aorig、Aadd及
びAtotは図1の従来の増幅回路、第2図に示す増幅器A
及び第2図の増幅回路の直流電圧利得をそれぞれ示す。
周波数f3,f2及びf1はそれぞれの3dB周波数、周波数f5,f
4及びf5はそれぞれの単位利得帯域幅周波数を示す。更
に、第1及び2図に示す増幅回路の周波数応答特性は周
波数f6に位置する極を有している。増幅器Aの付加によ
り第1図の幅回路の直流電圧利得Aorigに対し得られる
利得の増大を矢印で示してあり、この利得増大は直流電
圧利得Aaddに等しい。増幅器Aの単位利得帯域幅周波数
f4が従来の増幅回路の極周波数f6より低い場合には第2
図の幅回路は不安定になりにくくなる。増幅器Aに使用
する素子及びこれら素子を流れる電流の設定によりこの
増幅器の周波数応答及び従って単位利得帯域幅が決ま
る。これら素子と周波数応答特性との関係についてのも
っと詳しい情報については文献「Analysis and design
of analog integrated circuits」、ピー.アール.グ
レイ及びアール.ジー.メイヤー著、1984年発行を参照
されたい。この本の第67頁から、周波数応答を決定する
トランジスタの寸法と寄生キャパシタンスとの関係につ
いて記載されている。
が第1トランジスタN1の制御電極に供給され、入力信号
の電圧スイングがかなり制限される欠点がある。本願発
明は、この欠点を解消するために、第11図に示すよう
に、入力トランジスタ(N8)を付加し、その制御電極を
入力端子(1EF)に結合し、その第1主電極をバイアス
電流源(J6)を経て第2電源端子(Vss)に結合し、そ
の第2主電極を第2トランジスタ(P2E)の第1主電極
に結合し、且つ第1トランジスタ(P1E)の制御電極を
基準電圧端子(VrefE)に結合し、第1トランジスタ(P
1E)の制御電極には基準電圧を供給し、入力信号は入力
トランジスタ(N8)の制御電極に供給するように構成し
たものであり、第11図の本発明増幅回路の好適実施例に
ついては後に詳述する。
幅回路の第1の実施例を示し、これは第2図の増幅回路
の既知の実施例に相当し、第2図と同一の部分には同一
の符号を付してある。本例では増幅器Aは増幅器Aの反
転入力端子V2に結合された制御電極と、増幅器Aの非反
転入力端子V1及び電源端子Vssに結合された第1主電極
と、第2電流源J2を経て電源端子Vddに結合されると共
に増幅器Aの出力端子V0に結合された第2主電極とを有
する第3トランジスタN3から成る。このトランジスタN3
はトランジスタN2の第1主電極とその制御電極との間の
負帰還を与える。このトランジスタN3の存在の結果とし
てトランジスタN2の第1主電極の電圧の増大がトランジ
スタN2の制御電極の電圧の減少を生じるため、トランジ
スタN2の第1主電極の電圧が減少する。これにより負帰
還及び従って電圧の安定化が生ずる。
幅回路の第2の実施例を示し、第4図と同一の部分には
同一の符号を付してある。本例ではトランジスタN3の制
御電極をレベルシフト回路を介して増幅器Aの反転入力
端子V2に結合する。このレベルシフト回路は増幅器Aの
反転入力端子V2に結合された制御電極と電源端子Vssに
結合された第1主電極と第3電流源J3を経て電源端子Vb
bに結合された第2主電極とを有する第4トランジスタP
1から成る。トランジスタP1は他のトランジスタと反対
の導電型であるため、増幅器Aの反転入力端子の電圧は
トランジスタN3のしきい値電圧からトランジスタP1のし
きい値電圧を引算した電圧に少なくとも等しい。従っ
て、本例回路の出力電圧Voutは反転入力端子V2の電圧が
トランジスタN3のしきい値電圧に少なくとも等しい第4
図に示す回路の出力電圧Voutより一層大きな最大電圧ス
イングを有する。
幅回路の第3の実施例を示し、第4図と同一の部分には
同一の符号を付してある。本例ではラダー回路網を増幅
器Aの反転入力端子V2及びトランジスタN2の第1主電極
とトランジスタN3の第2主電極及び増幅器Aの出力端子
V0との間に配置する。このラダー回路網はn個のカスコ
ード接続ラダー素子を具え、各ラダー素子は2つのトラ
ンジスタNia及びNib(ここでiはn以下の連続番号)を
具える。各ラダー素子Siは4つの端子を有し、第1端子
i1はトランジスタNiaの第1主電極に、第2端子i2はト
ランジスタNiaの制御電極及びトランジスタNibの第1主
電極に、第3端子i3はトランジスタNiaの第2主電極及
びトランジスタNibの制御電極に、第4端子i4はトラン
ジスタNibの第2主電極にそれぞれ結合する。各ラダー
素子Siの第1端子i1及び第2端子i2は前段のラダー素子
Si−1の第3端子i3及び第4端子i4にそれぞれ結合し、
第1ラダー素子S1の第1及び第2端子11及び12は増幅器
Aの反転入力端子V2及びトランジスタN3の第2主電極に
それぞれ結合し、且つ最終段のラダー素子Snの第3及び
第4端子n3及びn4をトランジスタN2の第1主電極及び増
幅器Aの出力端子V0にそれぞれ結合する。各ラダー素子
Siの機能は回路全体の利得を増大させることにある。即
ち、各トランジスタがその第1主電極の電圧をその第2
主電極の電圧に増幅し、総合利得をその利得係数倍だけ
増大する。更に、各トランジスタの第1主電極の電位が
その制御電極に負帰還される。トランジスタN1aに対し
てはこの負帰還はトランジスタN3により達成され、トラ
ンジスタN1bに対してはトランジスタN1aにより達成され
る。このラダー回路網を使用するときは2つの電源電圧
Vdd及びVss間の電圧差を使用するラダー素子の数に適合
させる必要がある。
幅回路の第4の実施例を示し、第4図と同一の部分には
同一の符号を付してある。本例回路も利得を増大するた
めにラダー回路網を具えている。このラダー回路網はト
ランジスタN3の第2主電極及び増幅器の出力端子V0と2
つの電源端子Vss及びVddとの間に結合する。このラダー
回路網はm個のカスコード接続ラダー素子Pjを具え、各
ラダー素子は2つのトランジスタNjc及びNjdと電流源Jj
+5とを具えている(ここでjはnより大きくn+m以
下の連続番号である)。各ラダー素子Pjは6つの端子を
具え、第1端子j1はトランジスタNjcの第1主電極及び
トランジスタNjdの制御電極に結合し、第2端子j2をト
ランジスタNjcの第2主電極に結合し、第3端子j3をト
ランジスタNjdの第1主電極に結合し、第4端子j4を電
流源Jj+5に結合し、第5端子j5をトランジスタNjdの
第2主電極に結合し、第6端子j6をトランジスタNjcの
制御電極及び電流源Jj+5に結合する。各ラダー素子Pj
は前段のラダー素子Pj−1の第5端子j5及び第6端子j6
にそれぞれ結合された第1端子j1及び第2端子j2、電源
端子Vss及びVddにそれぞれ結合された第3及び第4端子
j3及びj4を具える。第1ラダー素子Pn+1の第1端子j1及
び第2端子j2をトランジスタN3の第2主電極及び増幅器
Aの出力端子V0にそれぞれ結合し、最終段のラダー素子
Pmの第5端子j5及び第6端子j6を相互接続する。この構
成のラダー回路網の利点は電源電圧差をラダー素子の数
の増大につれて増大させる必要がない点にある。追加の
ラダー素子Pjの各々がカスケード回路内のトランジスタ
をコスコード接続すると共にトランジスタNjcの第1主
電極の電位をトランジスタNjdを経て負帰還する。この
結果として回路の利得が増大すると共にラダー素子の数
を変えることにより任意所望の利得値を得ることができ
る。
幅回路の第5の実施例を示し、第2図と同一の部分には
同一の符号を付してある。本例回路では増幅器Aを、第
3、第4、第5及び第6トランジスタP2,P3,N4及びN5
と、第2電流源J4及び第3電流源J5と、基準電圧Vref2
及びVref3が供給される第2基準電圧端子4及び第3基
準電圧端子5とを用いて折返しカスコード回路により形
成する。トランジスタP2はその制御電極を増幅器Aの反
転入力端子V2に結合し、その第1主電極を電流源J4を経
て第2電源端子Vddに結合する。トランジスタP3はその
制御電極を増幅器Aの非反転入力端子V1及び基準電圧Vr
ef1の基準電圧端子2に結合し、その第1主電極を第3
トランジスタP2の第1主電極に結合し、その第2主電極
を第1電源端子Vssに結合する。トランジスタN4はその
制御電極を基準電圧Vref2の基準電圧端子4に結合する
と共にその第1主電極を第1電源端子Vssに結合する。
トランジスタN5はその制御電極を基準電圧Vref3の基準
電圧端子5に結合し、その第1主電極をトランジスタP2
及びトランジスタN4の第2主電極に結合し、その第2主
電極を電流源J5を経て第2電源端子Vddに結合すると共
に増幅器Aの出力端子V0に結合する。トランジスタP2及
びP3は他のトランジスタと反対の導電型であり、差動対
を構成する。従って、増幅器Aの反転入力端子V2の信号
がトランジスタN4の第2主電極に増幅されて現われ、斯
かる後にトランジスタN4により再び増幅されて増幅器A
の出力端子V0に現われる。この回路も、平衡状態におい
て増幅器Aの反転入力端子V2の電圧が基準電圧Vref1に
より決まるために出力電圧スイングを比較的大きくする
ことができる利点を有する。
幅回路の第6の実施例を示し、第8図と同一の部分には
同一の符号を付してある。しかし、本例ではトランジス
タP3及び電流源J4を、制御電極を増幅器Aの非反転入力
端子V1及び基準電圧Vref1の基準電圧端子2に結合し第
1主電極をトランジスタP2の第1主電極に結合すると共
に第2主電極を第2電源端子Vddに結合したトランジス
タN6と置き換えてある。第8図の回路をこのように変更
すると、トランジスタP3を経て流れ去る電流が節約され
る利点が得られる。平衡状態において増幅器Aの反転入
力端子V2の電圧が基準電圧Vref1から少なくともトラン
ジスタN6をトランジスタP2のしきい値電圧を引算した値
に等しくなるため、出力端子3に最大電圧スイングを得
ることができる。
幅回路の第7の実施例を示し、第5図と同一の部分には
同一の符号を付してある。本例回路ではトランジスタP1
及びトランジスタN3をそれぞれトランジスタP4及びトラ
ンジスタN7によりカスコード接続する。即ち、トランジ
スタP4をトランジスタP1の第1主電極と電流源J3との間
に配置し、このトランジスタP4のゲート電極を増幅器A
の反転入力端子V2に、その第1主電極を電流源J3に、そ
の第2主電極をトランジスタP1の第1主電極に結合す
る。更に、トランジスタN7をトランジスタN3の第2主電
極と増幅器Aの出力端子V0との間に配置し、このトラン
ジスタN7の制御電極をトランジスタP4の第1主電極に、
その第1主電極をトランジスタN3の第2主電極に、その
第2主電極を電流源J2に結合する。本例回路も比較的大
きな出力電圧スイングを得ることができる。このように
カスコード接続すると総合利得が第5図を示す回路と比
較してトランジスタN7の利得係数倍だけ増大する。トラ
ンジスタP1及びP4は他のトランジスタと反対の導電型で
あり、ソースホロワとして動作する。
演算増幅器を示す。この演算増幅器は対称入力段Iと、
2つの相似の出力段EF及びGHとを具えている。入力段I
は差動対として配置された2つのトランジスタN8及びN9
を具え、その相互結合エミッタを電流源J6を経て電源端
子Vssに結合すると共に完全に並列配置の2つのトラン
ジスタN10及びN11を経て電源端子Vddに結合する。トラ
ンジスタN10及びN11の第1主電極をトランジスタN8及び
N9の対応する電極に接続し、基準電圧Vref4をトランジ
スタN10及びN11の制御電極に供給する。トランジスタN8
及びN9の制御電極を端子1EF及び1GHにそれぞれ結合し、
端子1EFは入力信号VinEFを、端子1GHは入力信号VinGHを
受信するよう構成する。入力段IはトランジスタN8及び
N9の第2主電極を介して出力段EF及びGHを駆動し、各出
力段はそれぞれ増幅部EE及びGGと電流源部FF及びHHとを
具えている。増幅部EEはトランジスタP1Eを具え、この
トランジスタの制御電極を基準電極VrefEを受信する端
子IEに結合し、その第1主電極を電源端子Vddに結合
し、その第2主電極を増幅器Eの反転入力端子と、トラ
ンジスタP2Eの第1主電極と、トランジスタN8の第2主
電極とに結合する。トランジスタP2Eの第2主電極を出
力信号VoutEFを出力する出力端子3EFに結合し、その制
御電極を増幅器Eの出力端子に結合し、この増幅器の非
反転入力端子を基準電圧Vref1Eを受信する端子2Eに結合
する。電流源部FFはトランジスタN1Fを具え、このトラ
ンジスタの制御電極を基準電圧VrefFを受信する端子1F
に結合し、その第1主電極を電源端子Vssに結合し、そ
の第2主電極を増幅器Fの反転入力端子とトランジスタ
N2Fの第1主電極とに結合する。トランジスタN2Fの第2
主電極を出力端子3EFに結合し、その制御電極を増幅器
Fの出力端子に結合し、この増幅器の非反転入力端子を
基準電圧Vref1Fを受信する端子2Fに結合する。増幅部GG
は、制御電極が基準電圧VrefGを受信する端子1Gに結合
され、第1主電極が電源端子Vddに結合され、第2主電
極が増幅器Gの反転入力端子とトランジスタP2Gの第1
主電極とトランジスタN9の第2主電極とに結合されたト
ランジスタP1Gを具える。トランジスタP2Gの第2主電極
を出力信号VoutGHを出力する出力端子3GHに結合し、そ
の制御電極を増幅器Gの出力端子に結合し、この増幅器
の非反転入力端子を基準電圧Vref1Gを受信する端子2Gに
結合する。電流源部HHは、制御電極が基準電圧VrefHを
受信する端子1Hに結合され、第1主電極が電源端子Vss
に結合され、第2主電極が増幅器Hの反転入力端子とト
ランジスタN2Hの第1主電極とに結合されたトランジス
タN1Hを具える。トランジスタN2Hの第2主電極を出力端
子3GHに結合し、その制御電極を増幅器Hの出力端子に
結合し、この増幅器の非反転入力端子を基準電圧Vref1H
を受信する端子2Hに結合する。
P2Eと2つのトランジスタN9及びP2Gの各々が折返しカス
コード対を構成し、トランジスタN10及びN11が入力端子
1EF及び1GHの電圧を基準電圧Vref4及び電流源J6の電流
に応じて決定する。折返しカスコード対の使用の結果と
して関連する電圧が制御されて入力信号VinEF及びVinGH
の各々が電源電圧により決まる最大振幅を呈し得るよう
になる。2つの出力段EF及びGHを駆動する図示の方法の
代りに、入力段Iを省略してそれぞれの入力信号VinEF
及びVinGHを端子1F及び1Hに供給することもできる。し
かし、この駆動方法は出力段部分EEとFFの機能及び出力
段部分GGとHHの機能を交換することを意味する。
作する2つの出力段を具えるが、入力信号VinEF及びVin
GHの各々を折返しカスコード対を介して供給し、トラン
ジスタP1E及びP1Gは増幅器のバイアス電流を決定するだ
けである。増幅器部分EE,FF,GG及びHHは種々に実現する
ことができ、例えば第4〜10図に示されている増幅回路
に従って実現することができる。この場合には部分EE及
びGGに対しこれらの図に示されるトランジスタの導電形
及び電源電圧の極性を逆にする必要がある。また、これ
らの図に示される端子1を基準電圧に接続する必要があ
る。また、これらの増幅回路の最適動作のためには、関
連する出力端子に結合される電流源は高い出力インピー
ダンス及び高い利得が得られるように高インピーダンス
を有するものする必要がある。第11図に示す電流源FF及
びHHはこのような電流源の一例である。
図、 第4図は本発明増幅回路の一部分として使用しうる増幅
回路の第1の実施例の回路図、 第5図は本発明増幅回路の一部分として使用しうる増幅
回路の第2の実施例の回路図、 第6図は本発明増幅回路の一部分として使用しうる増幅
回路の第3の実施例の回路図、 第7図は本発明増幅回路の一部分として使用しうる増幅
回路の第4の実施例の回路図、 第8図は本発明増幅回路の一部分として使用しうる増幅
回路の第5の実施例の回路図、 第9図は本発明増幅回路の一部分として使用しうる増幅
回路の第6の実施例の回路図、 第10図は本発明増幅回路の一部分として使用しうる増幅
回路の第7の実施例の回路図、 第11図は第2図に示す増幅回路を具える本発明増幅回路
の好適実施例の回路図である。 N1……第1トランジスタ N2……第2トランジスタ J1……第1電流源 1……入力端子 2……第1基準電圧端子 3……出力端子 Vss……第1電源端子 Vdd……第2電源端子 A……増幅器 V2,V1,V0……増幅器Aの反転入力端子、非反転入力端子
及び出力端子 N3……第3トランジスタ J2……第2電流源 P1……第4トランジスタ(レベルシフト) J3……第3電流源 S1〜Sn……ラダー回路網 Si……ラダー素子 Pn+1〜Pm……ラダー回路網 Pj……ラダー素子 P2,P3(N6),N4,N5……第3〜第6トランジスタ P1,N3,P4,N7……折返しカスコード接続トランジスタ I……入力段 EF,GH……出力段 EE,GG……増幅部 FF,HH……電流源部
Claims (9)
- 【請求項1】入力信号を受信する入力端子(1EF;1)
と、制御電極、第1電源端子(Vdd)に結合された第1
主電極及び第2主電極を有する第1トランジスタ(P1E;
N1)と、制御電極、第1トランジスタ(P1E;N1)の第2
主電極に結合された第1主電極及び第1電流源(FF;J
1)を経て第2電源端子(Vss)に結合されるとともに出
力信号を出力する出力端子(3EF;3)に結合された第2
主電極を有する第2トランジスタ(P2E;N2)とを具え、
第2トランジスタ(P2E;N2)の制御電極が増幅器(E;
A)の出力端子(V0)に結合され、第1トランジスタ(P
1E;N1)の第2主電極が該増幅器(E;A)の反転入力端子
(−,V2)に結合され且つ該増幅器(E;A)の非反転入力
端子(+;V1)が第1基準電圧を受信する第1基準電圧
端子(2E;2)に結合された入力信号増幅用増幅回路にお
いて、当該増幅回路は、更に、入力端子(1EF)に結合
された制御電極、バイアス電流源(J6)を経て第2電源
端子(Vss)に結合された第1主電極及び第2トランジ
スタ(P2E)の第1主電極に結合された第2主電極を有
する入力トランジスタ(N8)を具え、且つ第1トランジ
スタ(P1E)の制御電極を第2基準電圧を受信する第2
基準電圧端子(1E)に結合したことを特徴とする増幅回
路。 - 【請求項2】前記増幅器(E;A)は、当該増幅器の反転
入力端子(V2)に結合された制御電極と、当該増幅器の
非反転入力端子(V1)に結合された第1主電極と、当該
増幅器の出力端子(V0)に結合され且つ第2電流源(J
2)を経て第2電源端子(Vss)に結合された第2主電極
とを有する第3トランジスタ(N3)で構成し、前記第1
基準電圧端子(2)を第1電源端子(Vdd)に結合した
ことを特徴とする請求項1記載の増幅回路。 - 【請求項3】前記第3トランジスタ(N3)の制御電極を
レベルシフト回路を介して前記増幅器(A)の反転入力
端子(V2)に結合し、前記レベルシフト回路は、前記増
幅器(A)の反転入力端子(V2)に結合された制御電極
と、第3電流源(J3)を経て第2電源端子(Vss)に結
合され且つ前記第3トランジスタ(N3)の制御電極に結
合された第1主電極と、第1電源端子(Vdd)に結合さ
れた第2主電極とを有する第4トランジスタ(P1)で構
成したことを特徴とする請求項2記載の増幅回路。 - 【請求項4】前記増幅器(A)の反転入力端子(V2)、
第2トランジスタ(N2)の第1主電極、第3トランジス
タ(N3)の第2主電極及び増幅器(A)の出力端子(V
0)の間にラダー回路網(S1...Sn)を配置し、該ラダー
回路網は複数のカスコード接続ラダー素子(S1,Si,Sn)
を具え(ここでnは1以上の整数)、各ラダー素子(S
i)は第1ラダートランジスタ(Nia)及び第2ラダート
ランジスタ(Nib)を具え(ここでiはn以下の連続番
号)、各ラダー素子(Si)は4つの端子を有し、第1端
子(i1)が第1ラダートランジスタ(Nia)の第1主電
極に、第2端子(i2)が第1ラダートランジスタ(Ni
a)の制御電極及び第2ラダートランジスタ(Nib)の第
1主電極に、第3端子(i3)が第1ラダートランジスタ
(Nia)の第2主電極及び第2ラダートランジスタ(Ni
b)の制御電極に、及び第4端子(i4)が第2ラダート
ランジスタ(Nib)の第2主電極に結合され、各ラダー
素子(Si)の第1端子(i1)及び第2端子(i2)が前段
のラダ素子(Si−1)の第3端子(i3)及び第4端子
(i4)に結合され、第1ラダー素子(S1)の第1端子
(i1)及び第2端子(i2)が増幅器(A)の反転入力端
子(V2)及び第3トランジスタ(N3)の第2主電極にそ
れぞれ結合され、最終ラダー素子(Sn)の第3端子(n
3)及び第4端子(n4)が第2トランジスタ(N2)の第
1主電極及び増幅器(A)の出力端子(V0)にそれぞれ
結合されていることを特徴とする請求項2記載の増幅回
路。 - 【請求項5】第3トランジスタ(N3)の第2主電極、増
幅器(A)の出力端子(V0)、第1電源端子(Vdd)及
び第2電源端子(Vss)の間にラダー回路網(P1..Pn)
を配置し、該ラダー回路網はm個のカスコード接続ラダ
ー素子(P1,Pj,Pm)を具え(ここでmは1以上の整
数)、各ラダー素子(Pj)は第1ラダートランジスタ
(Njc)及び第2ラダートランジスタ(Njd)と電流源
(Jj+5)とを具え(ここでjはm以下の連続番号であ
る)、各ラダー素子(Pj)は6つの端子を具え、第1端
子(j1)が第1ラダートランジスタ(Njc)の第1主電
極及び第2ラダートランジスタ(Njd)の制御電極に、
第2端子(j2)が第1ラダートランジスタ(Njc)の第
2主電極に、第3端子(j3)が第2ラダートランジスタ
(Njd)の第1主電極に、第4端子(j4)が電流源(Jj
+5)に、第5端子(j5)が第2ラダートランジスタ
(Njd)の第2主電極に、及び第6端子(j6)が第1ラ
ダートランジスタ(Njc)の制御電極及び電流源(Jj+
5)に結合され、各ラダー素子(Pj)の第1端子(j1)
及び第2端子(j2)が前段のラダー素子(Pj−1)の第
5端子(j5)及び第6端子(j6)にそれぞれ結合され、
第3及び第4端子(j3)及び(j4)が第1電源端子(Vs
s)及び第2電源端子(Vdd)にそれぞれ結合され、第1
ラダー素子(P1)の第1端子(j1)及び第2端子(j2)
が第3トランジスタ(N3)の第2主電極及び増幅器
(A)の出力端子(V0)にそれぞれ結合され、最終段の
ラダー素子(Pm)の第5端子(j5)及び第6端子(j6)
が互いに結合されていることを特徴とする請求項2記載
の増幅回路。 - 【請求項6】前記増幅器(A)が、第1主電極、第2主
電極及び当該増幅器(A)の反転入力端子(V2)に結合
された制御電極を有する第3トランジスタ(P2)と、当
該増幅器(A)の非反転入力端子(V1)に結合された制
御電極、前記第3トランジスタ(P2)の第1主電極に結
合された第1主電極及び第2主電極を有する第4トラン
ジスタ(P3;N6)と、第2基準電圧用の第2基準電圧端
子(4)に結合された制御電極、第1電源端子(Vdd)
に結合された第1主電極及び第2主電極を有する第5ト
ランジスタ(N4)と、第3基準電圧用の第3基準電圧端
子(5)に結合された制御電極、前記第3トランジスタ
(P2)及び第5トランジスタ(N4)の第2主電極に結合
された第1主電極、及び第2電流源(J5)を経て第2電
源端子(Vss)に結合されると共に当該増幅器(A)の
出力端子(V0)に結合された第2主電極を有す第6トラ
ンジスタ(N5)とを具えていることを特徴とする請求項
1記載の増幅回路。 - 【請求項7】第4トランジスタ(P3)の第1主電極が第
3電流源(J4)を経て第2電源端子(Vss)に結合さ
れ、第4トランジスタ(P3)の第2主電極が第1電源端
子(Vdd)に結合されていることを特徴とする請求項6
記載の増幅回路。 - 【請求項8】第4トランジスタ(N6)の第2主電極が第
2電源端子(Vss)に結合されていることを特徴とする
請求項6記載の増幅回路。 - 【請求項9】入力トランジスタ(N8)の第1主電極に結
合された第1主電極、第1電源端子(Vdd)に結合され
た第2主電極及び第3基準電圧端子(Vref4)に結合さ
れた制御電極を有する基準トランジスタ(N10)を更に
具えていることを特徴とする請求項1〜8の何れかに記
載の増幅回路。
Applications Claiming Priority (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
NL8901146 | 1989-05-08 | ||
NL8901146 | 1989-05-08 | ||
NL9000326A NL9000326A (nl) | 1989-05-08 | 1990-02-12 | Versterkerschakeling. |
NL9000326 | 1990-02-12 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH033406A JPH033406A (ja) | 1991-01-09 |
JP2858584B2 true JP2858584B2 (ja) | 1999-02-17 |
Family
ID=26646521
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2116992A Expired - Lifetime JP2858584B2 (ja) | 1989-05-08 | 1990-05-08 | 増幅回路 |
Country Status (9)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5039954A (ja) |
EP (1) | EP0397240B1 (ja) |
JP (1) | JP2858584B2 (ja) |
KR (1) | KR900019345A (ja) |
CN (1) | CN1021611C (ja) |
CS (1) | CS222290A2 (ja) |
DE (1) | DE69022108T2 (ja) |
HK (1) | HK109996A (ja) |
NL (1) | NL9000326A (ja) |
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-
1990
- 1990-02-12 NL NL9000326A patent/NL9000326A/nl not_active Application Discontinuation
- 1990-05-02 EP EP90201096A patent/EP0397240B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1990-05-02 DE DE69022108T patent/DE69022108T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1990-05-04 CS CS902222A patent/CS222290A2/cs unknown
- 1990-05-04 US US07/519,521 patent/US5039954A/en not_active Expired - Fee Related
- 1990-05-05 CN CN90104268A patent/CN1021611C/zh not_active Expired - Fee Related
- 1990-05-08 JP JP2116992A patent/JP2858584B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1990-05-08 KR KR1019900006439A patent/KR900019345A/ko not_active Application Discontinuation
-
1996
- 1996-06-27 HK HK109996A patent/HK109996A/xx not_active IP Right Cessation
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US5039954A (en) | 1991-08-13 |
CN1047426A (zh) | 1990-11-28 |
EP0397240B1 (en) | 1995-09-06 |
NL9000326A (nl) | 1990-12-03 |
KR900019345A (ko) | 1990-12-24 |
EP0397240A1 (en) | 1990-11-14 |
CN1021611C (zh) | 1993-07-14 |
DE69022108T2 (de) | 1996-04-18 |
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DE69022108D1 (de) | 1995-10-12 |
HK109996A (en) | 1996-07-05 |
CS222290A2 (en) | 1991-10-15 |
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