JP2851706B2

JP2851706B2 - 異なったｐｎシーケンスにより拡散された２つのデータ信号の直角多重化

Info

Publication number: JP2851706B2
Application number: JP7513320A
Authority: JP
Inventors: ゼハビ、エフライム
Original assignee: KUARUKOMU Inc
Current assignee: KUARUKOMU Inc
Priority date: 1993-11-01
Filing date: 1994-10-27
Publication date: 1999-01-27
Anticipated expiration: 2014-01-27
Also published as: ZA948431B; FI961826A; ATE333170T1; EP0727115B1; ES2267099T3; CA2175488A1; EP0727115A1; KR960706242A; KR100254249B1; DE69434790D1; TW306100B; AU679813B2; HK1015211A1; CN1133658A; CA2175488C; WO1995012937A1; AU1084795A; IL111450A0; CN1065700C; US5414728A

Description

【発明の詳細な説明】［発明の技術的背景］ 1.技術分野本発明は拡散スペクトル信号を利用する通信システ
ム、特に、拡散スペクトル通信システムで情報と通信す
るための優秀で改良された方法および装置に関する。

2.関連技術の説明通信システムはソース位置から物理的に異なった使用
者の目的地へ情報信号を伝送することを可能にするよう
に開発されている。アナログおよびデジタル方法の両者
はこのような情報信号をソースと使用者位置を連結する
通信チャンネル上で伝送するために使用されている。デ
ジタル方法は例えば、チャンネル雑音と干渉に対する改
良された免疫性と、増加した容量と、暗号化の使用によ
る通信の改良された秘密安全性とを含んだアナログ技術
に関する幾つかの利点を与える。

通信チャンネル上でソース位置から情報信号を送信す
るときに、情報信号は最初にチャンネル上での効率的な
伝送に適した形態に変換される。情報信号の変換または
変調は、結果的に変調された搬送波のスペクトルがチャ
ンネル帯域幅内に限定される方法で情報信号に基づいて
搬送波のパラメータを変化することを含んでいる。使用
者位置で、本来のメッセージ信号はチャンネル上の伝播
に続いて受信された変調された搬送波から複製される。
このような複製は通常ソース送信機により使用される変
調プロセスの反対のプロセスを使用することにより達成
される。

変調はまた多重化、即ち共通のチャンネル上で複数の
信号の同時伝送を容易にする。多重化された通信システ
ムは通常、通信チャンネルへの連続的アクセスよりも比
較的短い期間の断続的なサービスを必要とする複数の遠
隔加入者ユニットを含んでいる。１組の加入者ユニット
により短時間にわたる通信を可能にするように設計され
ているシステムは多重アクセス通信システムと呼ばれて
いる。

特定のタイプの多重アクセス通信システムは拡散スペ
クトルシステムとして知られている。拡散スペクトルシ
ステムでは、使用される変調技術は通信チャンネル内の
広い周波数帯域にわたって送信信号の拡散を生じる。多
重アクセス拡散スペクトルシステムの１つの形式はコー
ド分割多重アクセス（CDMA）変調システムである。時分
割多重アクセス（TDMA）、周波数分割多重化アクセス
（FDMA）のような立の多重化アクセス通信システム技術
と、振幅圧伸した単一の側波帯のようなAM変調方式は技
術で知られている。しかしながら、CDMAの拡散スペクト
ル変調技術は多重アクセス通信システムのこれらの変調
技術で重大な利点を有する。多重アクセス通信システム
のCDMA技術の使用は1990年２月13日発行の“SPREAD SPE
CTRUM MULTIPLE ACCESS COMMUNIC ATION SYSTEM USING
STELLITE OR TERRESTRIAL REPEATERS"と題する米国特許
第4,901,307号明細書に記載されている。

前述参照の米国特許第4,901,307号明細書では、多重
アクセス技術が説明されており、ここで、トランシーバ
をそれぞれ有する多数の自動車電話システム使用者はCD
MA拡散スペクトル通信信号を使用して衛星中継器または
地球上のベース局を通じて通信する。CDMA通信を使用し
て、周波数スペクトルは多数回再使用され、それによっ
てシステム使用者容量の増加を許容する。CDMAを使用す
ると、他の多重アクセス技術を使用して達成するよりも
非常に高いスペクトル効率が結果として得られる。

特に、１対の位置間のCDMAシステムにおける通信は特
有の使用者拡散コードを使用してチャンネル帯域幅にわ
たって各送信信号を拡散することにより達成される。特
定の送信信号は抽出される送信信号に関連する使用者拡
散コードにより通信チャンネルで複合信号エネルギをデ
スプレッドすることにより通信チャンネルから抽出され
る。

特に、拡散スペクトル通信システムでは、種々のタイ
プの使用者チャンネル（例えば、音声、ファクシミリ、
または高速度データ）が異なったデータ速度で動作する
ことを可能にするのが望ましい。これらのシステムは典
型的に公称上のデータ速度で動作するチャンネルと、よ
り多くのトラフィックのデータ容量を与える減少された
データ速度のトラフィックチャンネルとを有するように
設計されている。しかしながら、減少されたデータ速度
チャンネルを使用することによりトラフィックの容量を
増加することはデータ送信に必要な時間を長くし、典型
的に比較的複雑なデータコーダおよびデコーダの使用を
必要とする。さらに、ある拡散スペクトル通信システム
では、公称速度よりも高速度のデータの送信を可能にす
るデータ速度のトラフィックチャンネルを増加する必要
もある。

従って、本発明の目的は、トラフィックチャンネルの
容量がデータ速度の対応する減少がなく、増加されるこ
とのできるCDMA拡散スペクトル通信システムを与えるこ
とである。さらに、本発明の目的は通信チャンネルが公
称システム速度よりも高速度のデータ伝送に有効である
このようなCDMAシステムを与えることである。

［発明の要約］直交PNコードシーケンスを使用する拡散スペクトル通
信システムにおけるCDMA技術の実行は使用者間の相互干
渉を減少し、それによってより高い容量と良好な性能を
可能にする。本発明はCDMA拡散スペクトル通信システム
の同位相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）にわたって情報を
通信するための改良されたシステムおよび方法を提供す
る。

例示的な実施形態では、第１と第２の情報信号はそれ
ぞれ直接シーケンス拡散スペクトル通信信号を使用して
ＩおよびＱ通信チャンネルで送信される。予め定められ
たPNコードの同位相疑似ランダム雑音（PN_I）と直角位
相疑似ランダム雑音（PN_Q）信号はそれぞれ第１と第２
の情報信号を拡散するために使用される。特にPN_I信号
はＩチャンネル変調信号を与えるために第１の情報信号
および直交関数信号と結合される。同様に、PN_Q信号
は、Ｑチャンネル変調信号を与えるため第２の情報信号
および直交関数信号と結合される。１チャンネルおよび
Ｑチャンネル変調信号はＩおよびＱ通信チャンネルを経
て同位相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）搬送波信号をそれ
ぞれ受信機に送信するため変調するのに使用される。

例示的な実施形態では、受信機はＩおよびＱ通信チャ
ンネルで受信されたＩチャンネルおよびＱチャンネル変
調搬送波信号に基いて少なくとも第１の情報信号の評価
値を発生するように動作する。受信されたＩチャンネル
およびＱチャンネル変調搬送波信号は直交関数信号を使
用して中間受信信号に復調される。特に、中間受信信号
は、第１の組の同位相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）投影
信号を与えるためデスプレッドPN_Iを使用して相関を解
除される。第１の組のＩおよびＱ投影信号と受信パイロ
ット信号に基いて第１の情報信号の評価値を与えるよう
に位相回転装置は動作する。

［図面の簡単な説明］本発明の特徴、目的、利点は添付図面を伴った以下の
詳細な説明から容易に明白になるであろう。同一の参照
符号は全体を通じて対応している。

図１は一般的な拡散スペクトル送信機のブロック図を
示している。

図２は本発明によりＩチャンネルおよびＱチャンネル
情報信号を送信するように配置されている拡散スペクト
ル送信機の好ましい実施例のブロック図を示している。

図３は好ましい実施例の拡散スペクトル送信機内に含
まれている変調および拡散回路網のより詳細な図を与え
ている。

図４はＩおよびＱチャンネルのパイロットシーケンス
を与えるためのパイロット発生回路網を示している。

図５は本発明の好ましい実施例に含まれているRF送信
機の１構成例を示している。

図６はＩおよびＱ通信チャンネルで送信されるRF信号
エネルギを受信するように配置されている例示的なダイ
バーシティ受信機のブロック図である。

図７は選択された送信通路上で受信された信号エネル
ギを処理するように選択された受信機指のブロック図で
ある。

図８は図７で示されている選択された受信機指のより
詳細な図を与えている。

［好ましい実施例の詳細な説明］図１を参照すると、1992年４月７日発行の“SYSTEM A
ND METHOD FOR GENERATING SIGNAL WAVEFORMS IN A CDM
A CELLULAR TELEPHONE SYSTEM"と題する米国特許第5,10
3,459号明細書に記載されているような拡散スペクトル
送信機が示されている。図１の送信機では、例えばボコ
ーダによりデータに変換された音声から構成されている
データビット100はエンコーダ102に供給され、ここでビ
ットは入力データ速度に応じたコード符号反復によりコ
ンボリューションエンコードされる。データビット速度
がエンコーダ102のビット処理速度よりも低いとき、コ
ード符号反復は、エンコーダ102がその動作速度に一致
するビット速度で反復的データ流を生成するように入力
データビット100を反復することを指示する。コード化
されたデータはインターリーブ装置104に与えられ、こ
こでこれはインターリーブされたブロックである。イン
ターリーブされた符号データは排他的オアゲート106の
入力へ19.2kspの例示速度でインターリーブ装置104から
出力される。

図１のシステムでは、インターリーブされたデータ符
号はチャンネル上での伝送により大きな秘密に対する安
全性を与えるようにスクランブルされる。音声チャンネ
ル信号のスクランブルは目標とする受信加入者ユニット
に特有のPNコードでインターリーブされたデータを疑似
雑音（PN）コード化することにより達成される。このよ
うなPNスクランブルは適切なPNシーケンスまたは暗号方
式を使用してPN発生器108により与えられることができ
る。PN発生器108は典型的に1.2288MHzの固定した速度で
特有のPNコードを発生するための長いPN発生器を含んで
いる。このPNコードはデシメータを通過され、結果的な
9.2MHzスクランブルシーケンスはそこに与えれる加入者
ユニット識別情報に応じて排他的オアゲート106の他の
入力に供給される。排他的オアゲート106の出力はその
後、排他的オアゲート110の１つの入力に与えられる。

図１を再度参照すると、排他的オアゲート110の他の
入力はウォルシュ（Walsh）コード発生器112に接続され
ている。ウォルシュ発生器112は、情報が伝送されるデ
ータチャンネルに割当てられたウォルシュシーケンスに
対応する信号を発生する。発生器112により与えられる
ウォルシュコードは長さ64の64ウォルシュコードの組か
ら選択される。64直交コードは64×64のハダマード（Ha
damard）マトリックスからのウォルシュコードに対応
し、ここではウォルシュコードは単一の行または列マト
リックスである。スクランブルされた符号データとウォ
ルシュコードは排他的オアゲート110により排他的オア
処理され、その結果、得られた出力は排他的オアゲート
114,116の両者への入力として与えられる。

排他的オアゲート114はまたPN_I発生器118からPN_I信号
を受信し、排他的オアゲート116の他方の入力はPN_Q発生
器118からPN_Q信号を受信する。PN_IおよびPN_Q信号は、特
定の領域、即ちCDMAシステムによりカバーされるセルに
典型的に対応する疑似ランダム雑音シーケンスであり、
それぞれ同位相（Ｉ）と直角位相（Ｑ）通信チャンネル
に関連する。PN_IおよびPN_Q信号はそれぞれ送信前に使用
者データをさらに拡散するために排他的オアゲート110
の出力で排他的オア処理される。結果的な１チャンネル
コード拡散シーケンス122とＱチャンネルコード拡散シ
ーケンス126は直角の１対の正弦波を２位相変調するた
めに使用される。変調された正弦波は合計され、帯域通
路フィルタ処理され、RF周波数にシフトされ、再度フィ
ルタ処理され、通信チャンネル上で送信を完了するため
にアンテナを経て放射される前に増幅される。パイロッ
ト信号と多重変調器の使用のさらに詳細な説明は前述の
米国特許第5,103,459号明細書に記載されている。

図１の送信システムでは、同一の情報、即ちチャンネ
ルデータ100はＩチャンネルコード拡散シーケンス122と
Ｑチャンネルコード拡散シーケンス126により公称チャ
ンネルデータ速度で通信チャンネル上で伝送されること
が観察されている。後述するように、本発明はそれぞれ
PN_IコードとPN_Qコードを使用して公称速度で１対の異な
った情報信号を送信する技術を提供する。異なった情報
信号が別々に各対のＩおよびＱ通信チャンネルにより伝
送されるとき、公称システムデータ速度で動作すること
ができる拡散スペクトルシステム内のチャンネル数は実
効的に二倍にされる。その代りに、所定のCDMA通信チャ
ンネルは独立した同位相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）チ
ャンネルへ二分されてもよい。このことは例えば単一の
情報信号が、ＩおよびＱチャンネルの間で信号を分ける
ことにより公称速度の二倍で送信されることを可能にす
る。米国特許第5,103,459号明細書で説明されている方
法と類似の方法では、パイロット信号は送信用の多重チ
ャンネル変調データと結合されてもよい。

図２は本発明により異なったＩチャンネル154および
Ｑチャンネル156情報信号を送信するように配置された
拡散スペクトル送信機150の好ましい実施例のブロック
図を示している。図を簡単にする目的で、１つのみのチ
ャンネル対が示されている。この送信方式では、送信機
はパイロット信号に加えて、他の使用者チャンネル用に
図２で説明されているような回路の多数のコピーを含ん
でいてもよいことを理解すべきである。後述するよう
に、１チャンネルおよびＱチャンネル情報信号は位相直
角で送信される同一周波数のRF搬送波信号を使用してＩ
およびＱ通信チャンネルに与えられる。１構成例ではシ
ステム使用者の総数の1/2がＩチャンネルだけで情報を
受信し、一方残りの使用者はＱチャンネルだけで情報を
受信する。その代りに、高いデータ速度の構成では、各
使用者は同一のウォルシュコードにより変調されるＩチ
ャンネルおよびＱチャンネル情報信号を受信する。この
ように単一情報信号からなる1/2のデータはそれぞれＩ
およびＱチャンネル上を送信され、従って、公称速度の
二倍のデータ送信を可能にする。

特定の応用では、情報信号154,156は例えばボコーダ
または他のデジタルデータによりデータビット流に変換
された音声から構成されてもよい。情報信号154,156は
個々の使用者チャンネル信号（例えば使用者Ａのデータ
および使用者Ｂのデータ）またはデマルチプレクサ152
により２つのデータ流に分離される単一の高速度データ
チャンネル信号であってもよい。データ流はそれぞれ１
対のコード化およびインターリーブ回路網160,164に供
給される。回路網160,164は情報信号154,156をコンボリ
ューションエンコードし、入力データ速度に応じてコー
ド符号反復でインターリーブされる。コード符号反復が
なければ、回路網160,164は例えば9.6kビット／秒の公
称速度で動作する。情報信号の入力データビット速度
（例えば4.8kビット／秒）がこの公称速度よりも低い
時、情報信号154,156を構成するビットは公称符号速度
（例えば9.6kビット／秒）と同一の速度で反復的データ
流を生成するように反復される。コード化されたデータ
はインターリーブされ、コード化されインターリーブさ
れた符号流a_nとb_nとして回路網160,164から出力され
る。

抽出されたＩチャンネル154とＱチャンネル156情報信
号のコンボリューションコード化されインターリーブさ
れたものにそれぞれ対応する符号流a_nおよびb_nは変調お
よび拡散回路網170に供給される。回路網170はウォルシ
ュ発生器174により供給される信号により符号流a_nとb_n
を変調するように動作する。好ましい実施例では、ウォ
ルシュ発生器174により与えられる信号は、符号流a_nとb
_nが伝送される特定の１対の１およびＱ通信チャンネル
に割当てられたウォルシュコードシーケンスから構成さ
れる。9.6kビット／秒のデータ速度例では、発生器174
により与えられるウォルシュシーケンスは典型的に長さ
64の１組の64直交ウォルシュコードから選択される。

好ましい実施例では、ウォルシュシーケンスのチップ
速度は1.2288MHzに選択される。これに関連して、チッ
プ速度はシステムで使用されるベースバンドデータ速度
により正確に分離可能であることが望ましい。また、除
数が２の累乗であることも望ましい。１秒当り9600ビッ
トの公称ベースバンドデータ速度で動作する少なくとも
１つの使用者チャンネルは1.2288MHz、即ち128×9600の
例示的なウォルシュチップ速度を生じると考えられる。

図２で示されているように、変調および拡散回路網17
0にはさらにPN_IおよびPN_Qシーケンス発生器178,180によ
りPN_IおよびPN_Q拡散信号が与えられる。PN_Iシーケンス
はＩ通信チャンネルに関連され、a_n符号流をＩチャンネ
ルコード拡散シーケンスS_Iに拡散するように回路網170
内で使用される。同様に、PN_QシーケンスはＱ通信チャ
ンネル上でＱチャンネルコード拡散シーケンスS_Qとして
送信する前にb_n符号流を拡散するように回路網170によ
って利用される。結果的なＩチャンネルおよびＱチャン
ネルコード拡散シーケンスS_IとS_QはRF送信機182内で発
生される直角対の正弦波を２位相変調するために使用さ
れる。RF送信機182では、変調された正弦波は通常合計
され、帯域通過フィルタ処理され、ベースバンド周波数
からIF周波数へ、さらにRF周波数へシフトされ、Ｉおよ
びＱ通信チャンネル上で送信を完了するようにアンテナ
184を経て放射される前に種々の周波数段で増幅され
る。

送信機150がＮ個のような送信機のうちｉ番目である
と仮定し、ｉ＝1,…Ｎであり、ＩチャンネルおよびＱチ
ャンネル拡散シーケンスS_I（ｉ）およびS_Q（ｉ）が発生
され、それは以下の式により表される。

S_I（ｉ）＝a_n（ｉ）W_iPN_I （１） S_Q（ｉ）＝b_n（ｉ）W_iPN_Q （２） W_iはウォルシュ発生器174により与えられるウォルシ
ュシーケンスを示している。

図３を参照すると、変調および拡散回路網170のより
詳細な表示が示されている。回路網170は任意選択的に
1.228Mチップ／秒の固定チップ速度で動作する長いPNコ
ードシーケンス発生器184と、19.2kspsの速度例でスク
ランブルコードを与えるデシメータ188とを含んでい
る。PN発生器184は所望のコードを発生するためにコー
ド選択入力に応答する。PN発生器184は他の長さのコー
ドが使用されてもよいが、典型的には2⁴²−１チップ程
度の長さでコードシーケンスを与える。ＩおよびＱ通信
チャンネルの対上で伝送される情報を区別することは必
要でないが、長いPNスクランブルシーケンスは通信の秘
密の安全性を強化するために使用されることができる。
一人の使用者の高速度データがＩとＱの両チャンネルで
伝送される場合には、PNコードシーケンスは同一であ
る。しかしながら、ＩとＱチャンネルが異なった使用者
に割り当てられる場合では、長いPNスクランブルコード
は異なっていることが好ましく、例えば異なったコード
シーケンスが使用されるか、または同一のコードシーケ
ンスであるが異なったコード位相オフセット（遅延した
または進んだコードシーケンス）であることが好まし
い。PN発生器184は技術でよく知られているようにこの
ようなコードシーケンスを発生することができる。図３
の回路と同様の多数の装置が使用される多重アクセスの
場合、各使用者チャンネルに割当てられるスクランブル
コードは、異なったコード、または異なったコード位相
オフセットを持つ同一コードとすることにより、異なっ
たものとすることが好ましい。

排他的オアゲート186と190は、長いPN発生器184によ
り発生され、Ｉチャンネルパワー制御およびタイミング
回路192とＱチャンネルパワー制御およびタイミング回
路196に送られる前に符号流a_nとb_nをスクランブルする
ようにデシメータ188を経て与えられる特有のスクラン
ブルコードを利用するために使用される。回路192と196
はパワー制御およびタイミング情報ビットを符号流a_nお
よびb_nへ多重化することによりＩおよびＱ通信チャンネ
ルの使用者からの信号送信で制御が行われることを可能
にする。ＩチャンネルおよびＱチャンネルタイミングお
よびパワー制御回路192,196により発生される多重化さ
れた符号流はそれぞれ排他的オア結合器202,204の入力
に与えられる。

図３で示されているように、排他的オア結合器202と2
04の他方の入力にはウォルシュ発生器174により発生さ
れる予め割当てられたウォルシュシーケンスに対応する
信号が与えられる。１チャンネルおよびＱチャンネル回
路192と196からの符号流は排他的オアゲート202と204に
よってウォルシュシーケンスと排他的オア処理され、結
果的なビット流は排他的オアゲート208および210への入
力としてそれぞれ与えられる。排他的オアゲート210は
またPN_I信号を受信し、一方排他的オアゲート208の残り
の入力はPN_Q信号を受信する。PN_IおよびPN_Q信号はそれ
ぞれ排他的オアゲート202と204の出力と排他的オア処理
され、ＩチャンネルおよびＱチャンネルベースバンドフ
ィルタ214,216へ入力として与えられる。１実施形態で
はベースバンドフィルタ214,216は通過帯域０≦ｆ≦f_p
で±δの間に限定される標準化された周波数応答Ｓ
（ｆ）を有するように設計され、これは停止帯域ｆ≧f_s
において−δ_２以下である。１実施形態では、δ_１＝1.
5dBで、δ_２＝40dBで、f_p＝590kHzで、f_s＝740kHzであ
る。図３で示されているように、ベースバンドフィルタ
214,216はＩチャンネルおよびＱチャンネル拡散シーケ
ンスS_IおよびS_Qを発生する。ＩチャンネルおよびＱチャ
ンネルベースバンドフィルタ214,216からのフィルタ処
理された信号はRF送信機182へ与えられる。

好ましい実施例では、データ変調を含まないパイロッ
トチャンネル信号はＩチャンネルとＱチャンネル拡散シ
ーケンスS_IとS_Qと共に送信される。パイロットチャンネ
ル信号は、信号の獲得と追跡の目的に使用される変調さ
れていない拡散スペクトル信号として特徴づけられる。
本発明による複数の送信機を含むシステムでは、与えら
れている１組の通信チャンネルはそれぞれ特有のパイロ
ット信号により識別される。しかしながら、パイロット
信号に対して別の組のPN発生器を使用するのではなく、
１組のパイロット信号を発生するより効率的な方法は同
一基礎シーケンスでシフトを使用することであることが
認識される。この技術を使用すると、目的とする受信機
ユニットは逐次的にパイロットシーケンス全体を検索
し、最強の相関を発生するオフセットまたはシフトに同
調する。

従って、パイロットシーケンスは好ましくはシステム
で多数のパイロット信号を指示するために多数の異なっ
たシーケンスが基本的なシーケンスのシフトにより発生
されることができる程に十分長い。さらに、分離または
シフトはパイロット信号中で干渉がないことを確実にす
るのに十分大きくなければならない。１実施形態では、
パイロットシーケンスの長さは2¹⁵であるように選択さ
れ、これは64チップの基本的シーケンスでオフセットを
有する512の異なったパイロット信号を可能にする。

図４を参照すると、パイロット発生回路網230は、全
てのゼロから構成されるウォルシュ“ゼロ"W₀シーケン
スを排他的オアゲート244,246へ与えるためのウォルシ
ュ発生器240を含んでいる。ウォルシュシーケンスW
₀は、排他的オアゲート244,246をそれぞれ使用してPN_I
とPN_Qシーケンスにより乗算される。シーケンスW₀はゼ
ロのみを含むので、結果的にシーケンスの情報内容はPN
_IとPN_Qシーケンスにのみに依存する。それ故、別の実施
例では、排他的オアゲート244,246は直接与えられるPN_I
とPN_Qシーケンスと共に存在する必要はない。排他的オ
アゲート244,246により発生されるシーケンスは有限イ
ンパルス応答フィルタ（FIR）フィルタ250と252への入
力として与えられる。ＩチャンネルおよびＱチャンネル
パイロットシーケンスP_IおよびP_Qにそれぞれ対応するFI
Rフィルタ250および252から出力されるフィルタ処理さ
れたシーケンスはRF送信機182へ供給される。

シーケンスW₀は別の実施例について前述したようにゼ
ロのみを含むので、排他的オア結合器244,246はFIRフィ
ルタ250,252へ直接与えられるPN_IとPN_Qと共に存在する
必要はないことに留意すべきである。

図５を参照すると、RF送信機182の例示的構造が示さ
れている。送信機182はPN_I拡散データ信号S_IiとＩチャ
ンネルパイロットP_Iとを合計するためのＩチャンネル合
計装置270を含んでおり、ｉ＝１乃至Ｎである。同様
に、Ｑチャンネル合計器272はPN_Q拡散データ信号S_Qiと
ＱチャンネルパイロットP_Qとを結合する役目を行い、ｉ
＝１乃至Ｎである。デジタルアナログ（D/A）コンバー
タ274,276はＩチャンネルおよびＱチャンネル合計器27,
272からのデジタル情報をそれぞれアナログ形式に変換
するために設けられている。D/Aコンバータ274,276によ
り発生されるアナログ波形は局部発振器（LO）搬送波周
波数信号Cos（２πft）およびSin（２πft）と共にそれ
ぞれミキサ288,290に与えられ、ここでこれらは混合さ
れ合計器292へ与えられる。直角位相搬送波信号Sin（２
πft）とCos（２πft）は適当な周波数源（図示せず）
から与えられる。これらの混合されたIF信号は合計器29
2で合計され、ミキサ294へ与えられる。

ミキサ294は合計された信号を周波数シンセサイザ296
からのRF周波数信号と混合し、RF周波数帯域への周波数
上方向変換を行う。RF信号は同位相（Ｉ）と直角位相
（Ｑ）成分を含み、帯域通過フィルタ298によりフィル
タ処理され、RF増幅器299へ出力される。増幅器299は送
信パワー制御回路（図示せず）からの入力利得制御信号
に応じて帯域制限された信号を増幅する。RF送信機182
の構造を異ならせることは、ここで説明されていない種
々の信号の合計、混合、フィルタ処理、増幅技術を使用
するが当業者にはよく知られていることを理解すべきで
ある。

表Ｉは例示速度1.2,2.4,4.8,9.6,19.2kbpsにおけるデ
ータ送信に対応する変調パラメータの値を要約した形態
で示している。

図６はRF送信機182により与えられるRF信号を受信す
るために配置された例示的なダイバーシティ受信機のブ
ロック図である。図６では送信されたRF信号はアンテナ
310により受信され、アナログ受信機312とデジタル受信
機314から構成されるダイバーシティRAKE受信機に与え
られる。アンテナ310により受信されアナログ受信機312
へ与えられる時、信号は個別または多数の加入者受信機
を目的地とする同一のパイロットおよびデータ信号の多
通路伝播から構成される。アナログ受信機312はこの実
施形態ではQPSKモデムとして構成され、周波数下方向変
換し、受信信号を複合ＩおよびＱ成分へデジタル化す
る。複合ＩおよびＱ成分は復調のためにデジタル受信機
314に与えられる。復調されたデータは結合、デインタ
ーリーブ、デコードのためにデジタル回路316へ与えら
れる。

アナログ受信機312から出力された各ＩおよびＱ成分
は同一のパイロットおよび対応するデータ信号の多通路
伝播から構成されてもよい。デジタル受信機314では、
制御装置318と結合した探索受信機315により選択され
て、送信信号のある多通路伝播は多数データ受信機また
は復調器320a乃至320cの異なった１つによりそれぞれ処
理され、これはまた“指（フィンガ）”とも呼ばれてい
る。３つのみのデータ復調指（復調器320a乃至320c）が
図６で示されているが、それ以上またはそれ以下の指が
使用されていもよいことを理解すべきである。複合Ｉお
よびＱ成分から、各指は選択された通路に対応したパイ
ロットおよびデータ信号のＩおよびＱ成分RIおよびRQを
デスプレッドにより抽出する。

各指に対するパイロット信号のＩおよびＱ成分はパイ
ロットベクトルを形成し、ＩチャンネルおよびＱチャン
ネルデータのＩおよびＱ成分は１対のデータベクトルを
形成するものと言うことができる。本発明によると、パ
イロットおよびデータベクトルのこれらのＩおよびＱ成
分はＩチャンネルおよびＱチャンネルデータの評価値を
生成するために受信信号エネルギから抽出される。パイ
ロット信号は典型的にデータ信号よりも大きな信号強度
で送信され、このようにパイロット信号ベクトルの大き
さは受信されたデータ信号ベクトルよりも大きい。従っ
て、パイロット信号ベクトルは信号処理用の正確な位相
基準として使用されることができる。

送信プロセスでは、送信されるときのパイロットおよ
びデータ信号は受信機へ同一の通路を伝播する。しかし
ながら、チャンネル雑音のために、受信信号は通常、送
信位相角度からオフセットされる。Ｉチャンネルおよび
Ｑチャンネルデータ信号ベクトルとパイロット信号ベク
トルとのドット積の公式化、すなわちＩチャンネルおよ
びＱチャンネルデータ信号ベクトルとパイロット信号ベ
クトルとのスカラ積の公式化は、選択される受信機指に
より受信される信号からＩチャンネルおよびＱチャンネ
ルデータを抽出するためここで説明されているように使
用される。特に、ドット積はパイロットベクトルを各デ
ータベクトルに投影することによりパイロットベクトル
と同位相であるデータベクトルの成分の大きさを発見す
るために使用される。選択された受信機指により受信さ
れた信号エネルギからパイロット信号を抽出する１プロ
セスは図８を参照して以下説明され、“PILOT CARRIER
DOT PRODUCT CIRCUIT"と題する1992年11月24日出願の米
国特許題07/981,034号明細書にも記載されている。

前述したように、１構成例では、各使用者は長さ64の
１組の64直交ウォルシュコードW_iの１つの組を割当てら
れる。これは、パイロットチャンネル、63のＩチャンネ
ル、63のＱチャンネルを含む１組のチャンネルが所定の
対の拡散シーケンスPN_IとPN_Qを使用して送信されること
を可能にする。チャンネルのこのような十分な補充に関
する送信される信号エネルギは次式のように表されても
よい。

ｓ（ｔ）＝cos（ω₀t）−sin（ω₀t）（３）アナログ受信機312によりｋ番目の送信通路上で受信
された信号R^K（ｔ）は結果として次式により与えられ
る。

R^k（ｔ）＝cos（ω₀t＋θ）−sin（ω₀t＋θ）＋ｎ（ｔ）（６）ここで、送信された信号は受信機の局部基準に関する
ランダム位相シフトθを有し、ここでｎ（ｔ）は信号R^K
（ｔ）内に固有の信号妨害雑音を示している。信号R
^K（ｔ）はベースバンドインパルス応答ｈ（−ｔ）を有
するアナログ受信機312内の帯域通過フィルタを通過さ
れ、ここでｈ（ｔ）は送信機182内のベースバンドフィ
ルタのインパルス応答を示している。フィルタ処理され
た信号はｔ＝nT_W回サンプルされ、ここでT_Wは割当てら
れたウォルシュコードシーケンスW_iの連続チップ間の期
間を示している。これらの動作はＩおよびＱ投影R_I ^kとR
_Q ^kを発生する。

R_I ^k＝Rk（ｔ）cos（ω₀t）＊ｈ（ｔ）|t＝nT_W （７） R_Q ^k＝−Rk（ｔ）sin（ω₀t）＊ｈ（ｔ）|t＝nT
_W （８）式（６）を使用すると、サンプルされた投影R_I ^k（n
T_W）とR_Q ^k（nT_W）は次式により得られる。

R_I ^k（nT_W）＝cosθ−sinθ＋N_i （９） R_Q ^k（nT_W）＝sinθ−cosθ＋N_q （10）ここで、雑音項N_iとN_qはゼロ平均と分散σ^２のランダ
ムプロセスとして特徴づけられる。本発明によると、符
号流a_nおよびb_nの評価値a_n ^kおよび_ｎはｋ番目の送信
通路上で送信される信号を受信するように選択された受
信機指によりサンプルされた投影R_I ^k（nT_W）とR_Q ^k（n
T_W）から得られる。

図７を参照すると、アナログ受信機312により発生さ
れる抽出された投影R_I ^k（nT_W）およびR_Q ^k（nT_W）を処理
するために選択された受信機指320（図６）の１つのブ
ロック図が示されている。受信機指320は位相評価およ
び時間追跡回路344と共に復調／デスプレッドおよび位
相回転回路340を含んでいる。さらに詳細に以下説明す
るように、回路340は割当てられたウォルシュコードシ
ーケンスW_iを使用してサンプルされた投影R_I ^k（nT_W）お
よびR_Q ^k（nT_W）を復調するように動作する。復調に続い
て、結果的なビット流はPN_IとPN_Qシーケンスを使用して
デスプレッドされ、１組の相関器に与えられる。相関器
はＩおよびＱ通信チャンネル上を伝送されるデータの位
相および直角位相投影の中間物を発生するように動作す
る。データ評価値a_n ^kおよびb_n ^kは受信機314の送信波形
と局部的に発生された基準との間の評価された位相シフ
トに応じて送信データの中間投影の位相を回転することに
より生成される。位相評価と時間追跡回路344は典型的
に位相ロックループまたは位相評価値を生成するのに適切な他の回路を含む。

好ましい実施例では、位相評価および時間追跡回路34
4はサンプルされた投影R_I ^k（nT_W）およびR_Q ^k（nT_W）の
復調およびデスレッド中に回路340により発生された中
間信号に基いてｋ番目の通路上で送信されたパイロット
信号の評価値を与えるように動作する。抽出されたパイ
ロット信号は符号結合器（図示せず）内の時間整列と共
に回路340により行われる位相回転動作用に使用され、
これには送信データa_n ^kおよびb_n ^kの評価値_n ^kおよび
_n ^kが与えられている。符号結合器内で、各通路上を送信
するデータの評価値は時間整列され、共に加算され、そ
れによって信号対雑音比を改善する。

図８では図７で示されている受信機指320のより詳細
な構成が示されている。図８で示されているように、回
路340は乗算器380と382を含んでおり、これには1.2288M
HzのPN拡散速度でサンプルされた投影R_I ^k（nT_W）と、R_Q
^k（nT_W）が供給されている。Ｉ実施形態では、図８で示
されている各乗算器に与えられている２進シーケンスの
局部的な高低値はそれぞれ＋１と−１であると仮定す
る。ウォルシュ発生器386は乗算器380と382の両者に接
続され、ここでその出力（W_i）は投影R_I ^k（nT_W）および
R_Q ^k（nT_W）と乗算される。回路340はさらにPN_Iシーケン
スを乗算器398と400へ与え、PN_Qシーケンスを乗算器402
と404へ与えるためPN発生器390および392を含んでい
る。図８により示されているように、乗算器380からの
ウォルシュ復調投影R2（nT_W）は乗算器398でPN_Iシーケ
ンスと乗算され、乗算器402でPN_Qシーケンスと乗算され
る。同様に、乗算器382から出力されたウォルシュ復調
投影Ｒ′_Q ^kは乗算器400でPN_Iシーケンスと乗算され、乗
算器404でPN_Qシーケンスと乗算される。

乗算器398と400はウォルシュ復調投影Ｒ′_I ^kとＲ′_Q ^k
をPN_Iシーケンスと相関する。適切なタイミングが時間
整列回路410によりPN_IシーケンスとシーケンスＲ′
_I ^k（nT_W）およびＲ′_Q ^k（nT_W）の間で維持され、その動
作を以下説明する。同様に、Ｒ′_I ^k（nT_W）とＲ′_Q ^k（n
T_W）は乗算器402と404によりPN_Qシーケンスと相関され
る。乗算器398および400の相関された出力は対応するＩ
チャンネル累積装置414および416に与えられ、乗算器40
2と404の相関された出力は対応するＱチャンネル累積装
置418と420に与えられる。留積装置414,416,418,420は
１ウォルシュ符号期間T_Wにわたって入力情報を累積し、
その期間T_Wは実施形態では64チップにわたる。累積装置
の出力は時間整列回路410の制御下で、対応するスイッ
チ434,436,438,440を通って遅延素子424,426,428,430に
与えられる。それぞれI_IとI_Qとして示されるＩチャンネ
ル累積装置414,416の出力は次式のように表されること
ができる。

ここで雑音項n_iおよびn_qはゼロ平均と分散Ｌσ^２とを
有する独立したランダム変数であり、ここで割当てられ
たウォルシュコードはＬウォルシュチップの長さを有す
ると仮定する。同様に、Ｑチャンネル累積装置428と430
のＱ出力Q_IとQ_Qは次式により与えられる。

再び図８を参照すると、位相評価および時間追跡回路
344は受信機指320内の時間整列を維持するために使用さ
れるパイロット位相信号を発生するためのパイロット抽
出回路450を含んでいる。パイロット排出回路450は加算
器454および456を含んでおり、これには乗算器400,402
からの出力と乗算器398,404からの出力とが与えられて
いる。回路450はさらに乗算器466へそれぞれウォルシュ
シーケンスW_iおよびW₀を供給するように動作するウォル
シュ発生器462,464を備えている。回路410によってウォ
ルシュ発生器462,464へ与えられるタイミング情報のた
めに適切に時間整列された乗算器466により発生された
結果的な復調シーケンスW_iW₀は乗算器468,470へ与えら
れる。シーケンスW_iW₀は乗算器468により加算器454の出
力と乗算され、乗算器470はシーケンスW_iW₀に応答して
加算器456により与えられる出力について同一の動作を
行う。

乗算器468および470の出力は、受信パイロット信号の
位相のバイアスされていない評価値の生成を確実にする
ように選択された時間間隔にわたってパイロット抽出累
積装置474,478によりそれぞれ累積される。１実施形態
では、累積時間は継続期間2rLであり、前述したように
Ｌはウォルシュ符号期間に対応する。この累積時間は通
常、パイロット位相の評価値に所望である時間の直前お
よび直後に生じる時間期間の長さ“rL"にわたって生じ
る。累積装置414,416,418,420により発生する出力とパ
イロット抽出累積装置474,480の出力の間の時間整列
は、遅延素子424,426,428,430により維持される。各遅
延素子424,426,428,430により影響される信号遅延は将
来のウォルシュ符号“r"の広さの間隔と等しい継続期間
であるように選択される。従って、ｎ番目の送信符号a_n
およびb_nに対応するパイロット評価値の発生において、
Ｌ（ｎ−ｒ）＋１≦ｊ≦Ｌ（ｎ＋ｒ）である１組のデー
タサンプルS_jは累積装置474,478により累積される。ス
イッチ482,486は周波数1/LT_Wで閉じた位置に切換えら
れ、一方スイッチ434,436,438,440は周波数1/LT_Wで切換
えられて閉じられる。

パイロット抽出累積装置482,486により発生される信
号はｋ番目の通路にわたって送信されるパイロット
（P_K）信号のＩチャンネルおよびＱチャンネル投影に対
応し、それぞれ次式のように表されてもよい。

図８を参照すると、パイロット信号のＩチャンネルお
よびＱチャンネル投影はそれぞれＩチャンネル位相回転
装置550とＱチャンネル位相回転装置552との両者に与え
られている。Ｉチャンネル位相回転装置550はパイロッ
ト信号P_Kにより加重されたｋ番目の通路上で送信される
データシーケンスa_n ^k（ｉ）の評価値に対応する出力デ
ータ値のシーケンス_n ^kを発生する。Ｉチャンネル位相
回転装置550により行われる特定の動作は次式のように
表されてもよい。

ここで式（18）は三角恒等式を用いて式（17）から得
られる。

式（18）の検査によって実際の位相シフトθと評価さ
れた位相との間の位相エラーがゼロであるとき、出力データ値_n ^kが次式のように表
されることが示されている。

_n ^k（ｉ）＝L.P_k・a_n（ｉ）（21）即ち、理想的な位相評価値では、データ値_n ^kは送信
されたパイロット信号の強度に比例して加重されたデー
タ値a_n ^k（ｉ）に対応する。種々の受信伝送通路上で送
信されたパイロット信号の相対的強度は各受信機指320
からの符号を結合するとき信号対雑音比を最適にするた
めに使用される。

式（15）により示されているように、位相エラーの存
在によって、Ｑチャンネル信号エネルギからの不所望な
クロス乗積干渉が不所望にa_n ^k（ｉ）の値を減少する可
能性がある。しかしながら、式（18）の第２の項により
表されているように第１の項に関する係数ＬによってPN
拡散がクロス乗積干渉の平均パワーを減衰するので、こ
の効果は最小にされる。雑音項ｎ′はゼロ平均と分散LP
² _kσ^２を有するランダム変数として特徴付けられる。

Ｑチャンネル位相回転装置552の動作は同様に以下の
式により表される。

ここで雑音項ｎ″はゼロ平均および分散LP² _kσ^２を有
するランダム変数である。再び実際の位相シフトθと評
価された位相との間の位相エラーがゼロのとき出力データ値_n ^kは次式のように表され
る。

_n ^k（ｉ）＝Ｌ・P_k・a_n（ｉ）（24）前述したように、ｋ番目の通路上で送信されたＩチャ
ンネルおよびＱチャンネルデータの加重された評価値
_n ^k（ｉ）および_n ^k（ｉ）はそれぞれ符号結合器（図示
せず）により残り受信機指の_n ^k（ｉ）および
_n ^k（ｉ）出力と結合されるが、図６のデジタル回路316
内に含まれる。１つの_n ^k（ｉ）または_n ^k（ｉ）符号
流のみがＩチャンネルまたはＱチャンネルのいずれかで
特定の使用者へ導かれるので、ただ１つの符号流が処理
されることを必要とする。１実施形態では、デジタル回
路316は選択された信号に応答して２つの符号流の一方
の選択された出力を与えるマルチプレクサまたはスイッ
チを含んでいる。デジタル回路316はPN発生器およびデ
シメータを含んでいるデスクランブル回路も含んでい
る。スクランブルされた符号流はデシメートされたPNコ
ードシーケンスを取去ることによりデスクランブルさ
れ、結果的な符号はデジタル回路316内に含まれるデイ
ンターリーバ内でデインターリーブされる。デインター
リーブされた符号流はデジタル回316内のデコーダによ
りデコードされ、使用者データとして使用者に与えられ
る。

異なった使用者の場合の別の１実施形態では、Ｉおよ
びＱチャンネルデータは別々に処理され（デスクランブ
ル、デインターリーブ、デコード）、所望の使用者デー
タの出力はマルチレクサまたはスイッチのような装置を
通って与えられる。種々の他の装置は、処理通路でのマ
ルチプレクタの位置に応じて単一の通路処理と二重通路
処理の間のハイブリッドとして容易に構成されることが
できる。

異なった使用者のＩおよびＱチャンネルを使用する場
合、BPSKタイプの変調は各使用者へのデータの送信に使
用される。しかしながら、１実施形態では、使用者の総
数の1/2はＩチャンネルを使用しており、残りの使用者
はＱチャンネルを使用するので、システム全体はQPSK変
調およびQPSK拡散に影響するとして認められる。

しかしながら、単一の使用者の高速度データ使用者は
ＩおよびＱチャンネルの両者を使用し、両チャンネルの
処理は利用されるこの高速度データ通信特性のために行
わなければならない。

高速度データ使用者の場合、データは２つのチャンネ
ル上で多重化され、処理され、送信され、即ち1/2のデ
ータがそれぞれＩおよびＱチャンネル上に情報信号とし
て与えられ、公称速度の二倍のデータ送信を可能にす
る。受信するとき、各データ復調器320（図６）は、Ｉ
チャンネルおよびＱチャンネルデータの加重された評価
値_n ^k（ｉ）および_n ^k（ｉ）を与え、これはｋ番目の
通路上で送信され、それぞれ_ｎおよび_ｎの符号結合
器（図示せず）により残りの受信機指の_n ^k（ｉ）およ
び_n ^k（ｉ）出力と結合されるが、図６のデジタル回路
316内に含まれている。１実施形態ではデジタル回路316
は２つの符号流を個別に処理し、結果的なデータは使用
者へ出力するために結合される。デジタル回路316はPN
発生器とデシメータとを含むデスクランブル回路を含ん
でいる。スクランブルされた符号流は両者の符号流から
デシメートされたPNコードシーケンスを取去ることによ
りデスクランブルされる。結果的な符号はデジタル回路
316に含まれる別々のデインターリーバでデインターリ
ーブされる。デインターリーブされた符号流はデジタル
回路316内の別々のデコーダによりデコードされる。デ
コードされたデータ流はデジタル回路316内のマルチプ
レクサにより単一のデータ流に結合され、使用者データ
として使用者に与えられる。種々の他の構成はデータ処
理について前述した説明から容易に得られるであろう。

好ましい実施形態の前述の説明は当業者が本発明を行
い、または使用することを可能にするために与えられ
た。これらの実施形態の種々の変形は当業者に容易に明
白であり、ここで限定されている一般原理は本発明を使
用せずに他の実施例に応用されてもよい。従って、本発
明はここで示されている実施形態に限定されず、説明し
た原理および優れた特徴と一致した最も広い技術的範囲
に従って解釈されるべきである。

フロントページの続き (56)参考文献特開昭63−283246（ＪＰ，Ａ) 特開平４−86132（ＪＰ，Ａ) 特開平３−198445（ＪＰ，Ａ) 特開平４−328921（ＪＰ，Ａ) 米国特許5103459（ＵＳ，Ａ) 米国特許5235614（ＵＳ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H04J 13/00

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】拡散スペクトル通信システムで第１および
第２のシステム使用者へ送信するための第１および第２
の情報信号を変調し、予め定められた公称データ速度で
動作する変調システムにおいて、予め定められたPNコードの同位相疑似ランダム雑音（PN
_I）と直角位相疑似ランダム雑音（PN_Q）信号を発生する
ためのPN信号発生器と、前記公称データ速度に基づいて予め定められた長さの第
１の直交関数信号を発生する手段と、Ｉ変調信号を与えるため、前記PN_I信号を前記第１の情
報信号および前記直交関数信号に結合し、Ｑ変調信号を
与えるため、前記PN_Q信号を前記第２の情報信号および
前記第１の直交関数信号に結合する変調回路網と、前記第１、第２のシステム使用者にそれぞれ送信するた
め予め定められた位相関係の同位相（Ｉ）および直角位
相（Ｑ）搬送波信号をそれぞれＩおよびＱ変調信号によ
り変調する送信変調器とを具備している変調システム。
【請求項２】前記変調回路網が、前記第１の情報信号を
前記PN_I信号と、前記第１のシステム使用者に関連する
第１のPNコードシーケンスにより変調し、前記第２の情
報信号を前記PN_Q信号と、前記第１のPNコードシーケン
ス信号とは異なった第２のPNコードシーケンスにより２
位相変調する２位相変調器を含んでいる請求項１記載の
システム。
【請求項３】前記第１の直交関数信号を発生する前記手
段が１組の直交ウォルシュ関数から１つの直交関数を選
択する手段と、前記選択された直交関数に基づいて前記第１の直交関数
信号を導出する手段とを含んでいる請求項１記載のシス
テム。
【請求項４】搬送波信号と、それと直角の位相の前記搬
送波信号のレプリカを使用して拡散スペクトル通信シス
テムの同位相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）チャンネル上
で送信される入力データ速度の情報信号を変調し、前記
ＩおよびＱチャンネルは前記入力データ速度と独立した
予め定められた公称データ速度で動作するように配置さ
れている変調システムにおいて、前記情報信号を、前記ＩおよびＱチャンネル上で１人以
上の目的とする受信使用者へ送信するために第１および
第２の部分に分割し、前記第１および第２の部分を前記
予め定められた公称速度で第１および第２のコード化さ
れた信号へコード化する分割回路と、前記公称データ速度に基づいて予め定められた長さの直
交関数信号を発生する手段と、予め定められたPNコードの同位相疑似ランダム雑音（PN
_I）および直角位相疑似ランダム雑音（PN_Q）信号を発生
するPN信号発生器と、Ｉ変調信号を与えるため、前記PN_I信号を前記情報信号
の前記第１の部分と前記直交関数信号に結合し、Ｑ変調
信号を与えるため、前記PN_Q信号を前記情報信号の前記
第２の部分と前記直交関数信号に結合する変調回路網
と、前記搬送波信号と、この搬送波信号の前記レプリカをそ
れぞれ前記ＩおよびＱ変調信号により変調する送信変調
器とを具備している変調システム。
【請求項５】タイミング制御信号を前記情報信号へ加算
する手段をさらに含んでおり、前記タイミング制御信号
は前記通信システムのＩおよびＱチャンネル上の信号伝
播遅延を示している請求項４記載のシステム。
【請求項６】前記変調回路網が、前記Ｉ変調信号を前記
PN_I信号により変調し、前記Ｑ変調信号を前記PN_Q信号に
より２位相変調する２位相変調器を含んでいる請求項４
記載のシステム。
【請求項７】第１の情報信号と、それとは異なった第２
の情報信号がそれぞれ送信される同位相（Ｉ）および直
角位相（Ｑ）拡散スペクトル通信チャンネルを与えるた
めのコード分割多重アクセス（CDMA）通信システムにお
いて、予め定められたPNコードの同位相疑似ランダム雑音（PN
_I）と直角位相疑似ランダム雑音（PN_Q）信号を発生する
PN発生器と、直交関数信号を発生する手段と、Ｉ変調信号を与えるために、前記PN_I信号を前記第１の
情報信号および前記直交関数信号と結合し、Ｑ変調信号
を与えるために前記PN_Q信号を前記第２の情報信号およ
び前記直交関数信号と結合する変調回路網と、予め定められた位相関係の同位相（Ｉ）および直角位相
（Ｑ）搬送波信号を前記ＩおよびＱ変調信号で変調し、
それぞれ前記ＩおよびＱ通信チャンネル上で前記Ｉおよ
びＱ搬送波信号を送信する送信変調器と、前記ＩおよびＱ通信チャンネル上で受信された前記Ｉお
よびＱ変調された搬送波信号に応じて少なくとも前記第
１の情報信号の評価値を生成する受信機とを具備してい
る通信システム。
【請求項８】前記受信機はさらに、前記ＩおよびＱ通信
チャンネル上で受信された前記ＩおよびＱ変調搬送波信
号を前記直交関数信号を使用して中間受信信号へ復調す
る復調器をさらに含んでいる請求項７記載の通信システ
ム。
【請求項９】前記受信機はさらに、前記PN_I信号を複製することにより第１のデスプレッド
信号を発生する手段と、第１の組の同位相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）投影信号
を与えるため前記第１のデスプレッド信号を使用して前
記中間受信信号を相関する第１の相関器とをさらに含ん
でいる請求項８記載の通信システム。
【請求項１０】変調されたパイロット信号を与えるため
に前記直交関数信号をパイロット信号と結合するパイロ
ット変調回路網と、前記変調されたパイロット信号をパイロットチャンネル
上で送信する手段をさらに含んでいる請求項７記載の通
信システム。
【請求項１１】前記受信機はさらに、前記直交関数信号を使用して前記パイロットチャンネル
上を送信される前記変調されたパイロット信号を復調す
ることにより前記パイロット搬送波信号の評価値を生成
する復調器と、前記第１の組の前記ＩおよびＱ投影および前記パイロッ
ト搬送波信号の前記評価値に基いて前記情報信号の前記
評価値を生成する第１の位相回転回路とをさらに含んで
いる請求項10記載の通信システム。
【請求項１２】前記受信機はさらに、前記PN_Q信号を複製することにより第２のデスプレッド
信号を発生する手段と、第２の組の同位相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）投影信号
を与えるため前記第２のデスプレッド信号を使用して前
記中間受信信号を相関する第２の相関器を含んでいる請
求項11記載の通信システム。
【請求項１３】前記受信機はさらに、前記第２の組のＩ
およびＱ投影および前記送信されたパイロット搬送波信
号の前記評価値に基いて前記第２の情報信号の評価値を
生成する第２の位相回転回路を含んでいる請求項12記載
の通信システム。
【請求項１４】前記受信機はさらに、前記第１の組のＩ
およびＱ投影信号を遅延する手段を含んでいる請求項11
記載の通信システム。
【請求項１５】拡散スペクトル通信システムにおいて第
１および第２の情報信号をそれぞれ第１および第２の使
用者へ送信する方法において、予め定められたPNコードの同位相疑似ランダム雑音（PN
_I）と直角位相疑似ランダム雑音（PN_Q）信号を発生し、前記第１の使用者に関係する第１のPNコードシーケンス
と、第２の使用者に関係する第２のPNコードシーケンス
を発生し、予め定められた長さの直交関数信号を発生し、Ｉ変調信号を与えるために、前記PN_I信号と前記第１のP
Nコードシーケンスと前記直交関数信号とを前記第１の
情報信号に結合し、Ｑ変調信号を与えるため、前記PN_Q
信号と前記第２のPNコードシーケンスと前記直交関数信
号とを前記第２の情報信号に結合し、前記第１および第２の使用者へそれぞれ送信するため予
め定められた位相関係の同位相（Ｉ）および直角位相
（Ｑ）搬送波信号をそれぞれＩおよびＱ変調信号により
変調するステップを有する方法。
【請求項１６】前記Ｉ変調信号を前記PN_I信号により２
位相変調し、前記Ｑ変調信号を前記PN_Q信号により２位相変調するス
テップをさらに含んでいる請求項15記載の方法。
【請求項１７】直交関数信号を発生する前記ステップ
が、１組の直交ウォルシュ関数から直交関数を選択し、
前記選択された直交関数に基づいて前記直交関数信号を
得るステップを含んでいる請求項16記載の方法。
【請求項１８】それぞれＩおよびＱ通信チャンネル上で
前記変調されたＩおよびＱ搬送波信号を送信するステッ
プをさらに含んでいる請求項17記載の方法。
【請求項１９】搬送波信号と、それと直角位相の前記搬
送波信号のレプリカとを使用して拡散スペクトル通信シ
ステムの同位相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）チャンネル
上で送信される情報信号を入力データ速度で変調する方
法において、前記ＩおよびＱチャンネルは前記入力データ速度と独立
した予め定められた公称データ速度で動作するように配
置されており、前記ＩおよびＱチャンネル上で１以上の意図する受信使
用者へ送信するために第１および第２の部分に前記情報
信号を分割し、前記入力データ速度と独立した予め定められた長さの直
交関数信号を発生し、予め定められたPNコードの同位相疑似ランダム雑音（PN
_I）および直角位相疑似ランダム雑音（PN_Q）信号を発生
し、Ｉ変調信号を提供するために、前記情報信号の前記第１
の部分および前記直交関数信号に前記PN_I信号を結合
し、Ｑ変調信号を与えるために前記情報信号の第２の部
分および前記直交関数信号に前記PN_Q信号を結合し、前記搬送波信号と、前記搬送波信号の前記レプリカとを
前記ＩおよびＱ変調信号によりそれぞれ変調するステッ
プを有する方法。
【請求項２０】タイミング制御信号を前記情報信号に付
加するステップをさらに含み、前記タイミング制御信号
は前記通信システムの前記ＩおよびＱチャンネル上の信
号伝播遅延を示している請求項19記載の方法。
【請求項２１】前記Ｉ変調信号を前記PN_I信号により２
位相変調し、前記Ｑ変調信号を前記PN_Q信号により２位
相変調するステップをさらに含んでいる請求項20記載の
方法。
【請求項２２】コード分割多重アクセス（CDMA）通信シ
ステムで、第１の情報信号と、それと異なった第２の情
報信号とが送信される同位相（Ｉ）および直角位相
（Ｑ）拡散スペクトル通信チャンネルを与える方法にお
いて、予め定められたPNコードの同位相疑似ランダム雑音（PN
_I）および直角位相技術ランダム雑音（PN_Q）を発生し、直交関数信号を発生し、Ｉ変調信号を提供するために、前記第１の情報信号およ
び前記直交関数信号に前記PN_I信号を結合し、Ｑ変調信
号を与えるために前記第２の情報信号および前記直交関
数信号に前記PN_Q信号を結合し、予め定められた位相関係の同位相（Ｉ）および直角位相
（Ｑ）搬送波信号を前記ＩおよびＱ変調信号により変調
し、それぞれ前記ＩおよびＱ通信チャンネル上で前記Ｉおよ
びＱ搬送波信号を送信し、ＩおよびＱ通信チャンネル上で受信された前記Ｉおよび
Ｑ変調の搬送波信号にしたがって少なくとも前記第１の
情報信号の評価値を生成するステップを有する方法。
【請求項２３】前記ＩおよびＱ通信チャンネルで受信さ
れた前記ＩおよびＱ変調搬送波信号を前記直交関数信号
を使用して中間受信信号に復調するステップをさらに含
んでいる請求項22記載の方法。
【請求項２４】前記PN_I信号を複製することにより第１
のデスプレッド信号を発生し、第１の組の同位相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）投影信号
を与えるため前記第１のデスプレッド信号を使用して前
記中間の受信信号を相関するステップをさらに含んでい
る請求項23記載の方法。
【請求項２５】変調されたパイロット信号を与えるため
に前記直交関数信号をパイロット信号に結合し、前記変調されたパイロット信号をパイロットチャンネル
上で送信するステップをさらに含んでいる請求項22記載
の方法。
【請求項２６】前記パイロットチャンネル上で送信され
た前記変調されたパイロット信号を復調し、前記パイロットチャンネル上で送信された前記パイロッ
ト信号の評価値を生成し、前記第１の組の前記ＩおよびＱ投影に基いた前記第１の
情報信号の前記評価値と、前記パイロット搬送波信号の
前記評価値とを生成するステップをさらに含んでいる請
求項25記載の方法。
【請求項２７】前記PN_Q信号を複製することにより第２
のデスプレッド信号を発生し、第２の組の同位相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）投影信号
を与えるため前記第２のデスプレッド信号を使用して前
記中間受信信号を相関するステップをさらに含んでいる
請求項26記載の方法。
【請求項２８】前記第２の組のＩおよびＱ投影に基いた
前記第２の情報信号の評価値と、前記送信されたパイロ
ット搬送波信号の前記評価値とを生成するステップをさ
らに含んでいる請求項27記載の方法。
【請求項２９】拡散スペクトル通信システムで第１およ
び第２のシステム使用者へ送信するための第１および第
２の情報信号を変調する変調システムにおいて、予め定められたPNコードの同位相疑似ランダム雑音（PN
_I）と直角位相疑似ランダム雑音（PN_Q）信号を発生する
ためのPN信号発生器と、前記第１のシステム使用者に関係する第１のPNコードシ
ーケンスと、前記第２のシステム使用者に関係する第２
のPNコードシーケンスを発生するためのコードシーケン
ス発生器と、予め定められた長さの第１の直交関数信号を発生するた
めの直交関数発生器と、Ｉ変調信号を与えるために、前記PN_I信号と前記第１のP
Nコードシーケンスと前記直交関数信号とを前記第１の
情報信号に結合し、Ｑ変調信号を与えるため、前記PN_Q
信号と前記第２のPNコードシーケンスと前記直交関数信
号とを前記第２の情報信号に結合するための変調回路網
と、前記第１および第２のシステム使用者へそれぞれ送信す
るため予め定められた位相関係の同位相（Ｉ）および直
角位相（Ｑ）搬送波信号をそれぞれＩおよびＱ変調信号
により変調するための送信変調器を有する変調システ
ム。
【請求項３０】拡散スペクトル通信システムで第１およ
び第２のシステム使用者へ送信するための第１および第
２の情報信号を変調する方法において、予め定められたPNコードの同位相疑似ランダム雑音（PN
_I）と直角位相疑似ランダム雑音（PN_Q）信号を発生し、前記第１のシステム使用者に関係する第１のPNコードシ
ーケンスと、第２のシステム使用者に関係する第２のPN
コードシーケンスを発生し、予め定められた長さの第１の直交関数信号を発生し、Ｉ変調信号を与えるために、前記PN_I信号と前記第１のP
Nコードシーケンスと前記直交関数信号とを前記第１の
情報信号に結合し、Ｑ変調信号を与えるため、前記PN_Q
信号と前記第２のPNコードシーケンスと前記直交関数信
号とを前記第２の情報信号に結合し、前記第１および第２の使用者へそれぞれ送信するために
予め定められた位相関係の同位相（Ｉ）および直角位相
（Ｑ）搬送波信号をそれぞれＩおよびＱ変調信号により
変調するステップを有する変調方法。
【請求項３１】拡散スペクトル通信システムで第１のモ
ードの動作期間に、第１および第２のシステム使用者へ
送信するための第１および第２の情報信号を変調し、第
２のモードの動作期間に、搬送波信号と、それと直角の
位相の前記搬送波信号のレプリカとを使用して拡散スペ
クトル通信システムの同位相（Ｉ）および直角位相
（Ｑ）チャンネル上で送信される入力データ速度の前記
第３の情報信号を変調するための二重モード変調システ
ムにおいて、前記第２のモードの動作期間に、前記第３の情報信号
を、前記ＩおよびＱチャンネル上で１人以上の目的とす
る受信使用者へ送信するために第１および第２の部分に
分割する分割回路と、予め定められたPNコードの同位相疑似ランダム雑音（PN
_I）と直角位相疑似ランダム雑音（PN_Q）信号を発生する
ためのPN信号発生器と、前記通信システムの公称データ速度に基づいて予め定め
られた長さの第１の直交関数信号を発生する直交関数信
号発生器と、前記第１のモードの動作期間に、Ｉ変調信号を与えるた
めに前記PN_I信号を前記第１の情報信号および前記第１
の直交関数信号に結合し、前記第２のモードの動作期間
に前記Ｉ変調信号を与えるために前記PN_I信号を前記第
３の情報信号および前記第１の直交関数信号に結合し、
Ｑ変調信号を与えるために前記PN_Q信号を前記第２の情
報信号および前記第１の直交関数信号に結合し、前記第
２のモードの動作期間に、Ｑ変調信号を与えるため、前
記PN_Q信号を前記第３の情報信号および前記第１の直交
関数信号に結合するための変調回路網と、前記ＩおよびＱ通信チャンネル上でそれぞれ送信するよ
うに予め定められた位相関係の同位相（Ｉ）および直角
位相（Ｑ）搬送波信号を前記ＩおよびＱ変調信号で変調
する送信変調器とを具備する二重モード変調システム。
【請求項３２】拡散スペクトル通信システムで第１のモ
ードの前記システムの動作期間に、第１および第２のシ
ステム使用者へ送信するための第１および第２の情報信
号を変調し、第２のモードの動作期間に、搬送波信号
と、それと直角の位相の前記搬送波信号のレプリカを使
用して拡散スペクトル通信システムの同位相（Ｉ）およ
び直角位相（Ｑ）チャンネル上で送信される入力データ
速度の前記第３の情報信号を変調する方法において、前記第２のモードの動作期間に、前記第３の情報信号
を、前記ＩおよびＱチャンネル上で１人以上の目的とす
る受信使用者へ送信するために第１および第２の部分に
分割し、予め定められたPNコードの同位相疑似ランダム雑音（PN
_I）と直角位相疑似ランダム雑音（PN_Q）信号を発生し、前記通信システムの公称データ速度に基づいて予め定め
られた長さの第１の直交関数信号を発生し、前記第１のモードの動作期間に、Ｉ変調信号を与えるた
め、前記PN_I信号を前記第１の情報信号および前記第１
の直交関数信号に結合し、前記第２のモードの動作期間
に前記Ｉ変調信号を与えるため前記PN_I信号を前記第３
の情報信号および前記第１の直交関数信号に結合し、第
１のモードの動作期間中にＱ変調信号を与えるため、前
記PN_Q信号を前記第２の情報信号および前記第１の直交
関数信号に結合し、前記第２のモードの動作期間に、Ｑ
変調信号を与えるため、前記PN_Q信号を前記第３の情報
信号および前記第１の直交関数信号に結合し、前記ＩおよびＱ通信チャンネル上でそれぞれ送信するよ
うに予め定められた位相関係の同位相（Ｉ）および直角
位相（Ｑ）搬送波信号を前記ＩおよびＱ変調信号で変調
するステップを有する変調方法。
【請求項３３】ＩおよびＱ変調搬送波信号を使用してそ
れぞれ異なった第１および第２の情報信号が送信される
同位相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）の拡散スペクトル通
信チャンネルを設けるためのコード分割多重アクセス
（CDMA）通信システムにおいて、使用される受信機にお
いて、前記ＩおよびＱ通信チャンネル上で受信された前
記ＩおよびＱ変調搬送波信号にしたがって少なくとも前
記第１の情報信号の評価値を生成するコード分割多重ア
クセス（CDMA）通信システム用受信機。
【請求項３４】前記ＩおよびＱ通信チャンネル上で受信
された前記ＩおよびＱ変調された搬送波信号を前記直交
関数信号を使用して中間受信信号へ復調する復調器をさ
らに含んでいる請求項33記載の受信機。
【請求項３５】前記PN_I信号を複製することにより第１
のデスプレッド信号を発生するPN_I信号発生器と、第１の組の同位相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）投影信号
を生成するために前記第１のデスプレッド信号を使用し
て前記中間受信信号を相関する第１の相関器とをさらに
含んでいる請求項34記載の受信機。
【請求項３６】ＩおよびＱ変調搬送波信号を使用してそ
れぞれ異なった第１および第２の情報信号が送信される
同位相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）の拡散スペクトル通
信チャンネルを設けるためのコード分割多重アクセス
（CDMA）通信システムにおける情報受信方法において、
前記ＩおよびＱ通信チャンネル上で受信される前記Ｉお
よびＱ変調搬送波信号にしたがって少なくとも前記第１
の情報信号の評価値を発生するステップを有するＩおよ
びＱ通信チャンネル上で送信される情報の受信方法。
【請求項３７】前記ＩおよびＱ通信チャンネル上で受信
された前記ＩおよびＱ変調された搬送波信号を前記直交
関数信号を使用して中間受信信号へ復調するステップを
さらに含んでいる請求項36記載の方法。
【請求項３８】前記PN_I信号を複製することにより第１
のデスプレッド信号を発生し、第１の組の同位相（Ｉ）
および直角位相（Ｑ）投影信号を与えるために前記第１
のデスプレッド信号を使用して前記中間受信信号を相関
するステップをさらに含んでいる請求項37記載の方法。