ES2267099T3 - Multiplexado en cuadratura de dos señales de datos de espectro ensanchado por medio de diferentes secuencias pn. - Google Patents
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Abstract
SE PRESENTA UN SISTEMA Y UN METODO PARA COMUNICAR INFORMACION SOBRE CANALES DE COMUNICACION EN FASE (I) Y DE FASE DE CUADRATURA (Q) EN UN SISTEMA DE COMUNICACION DE ESPECTRO DISTRIBUIDO. EN UNA IMPLEMENTACION EJEMPLAR, UNA PRIMERA Y UNA SEGUNDA SEÑAL DE INFORMACION (A{SUB,N}, B{SUB,N}) SON TRANSMITIDAS RESPECTIVAMENTE SOBE LOS CANALES DE COMUNICACION I Y Q UTILIZANDO SEÑALES DE COMUNICACION DE ESPECTRO DISTRIBUIDO DE SECUENCIA DIRECTA. LAS SEÑALES DE RUIDO PSEUDOALEATORIO EN FASE (PN{SUB,I}) Y DE RUIDO PSEUDOALEATORIO EN FASE DE CUADRATURA (PN{SUB,Q}) DE CODIGOS PN PREDETERMINADOS (178, 180) SON UTILIZADAS PARA DISTRIBUIR LA PRIMERA Y LA SEGUNDA SEÑAL DE INFORMACION, RESPECTIVAMENTE. EN PARTICULAR, LAS SEÑALES PN{SUB,I} Y PN{SUB,Q} SE COMBINAN RESPECTIVAMENTE CON LA PRIMERA Y LA SEGUNDA SEÑAL DE INFORMACION Y UNA SEÑAL DE FUNCION ORTOGONAL (174) PARA SUMINISTRAR SEÑALES DE MODULACION DEL CANAL I DEL CANAL Q (S{SUB,I}, S{SUB,Q}). LAS SEÑALES DE MODULACION DEL CANAL I Y Q SE UTILIZAN PARA MODULAR SEÑALES PORTADORAS EN FASE I Y EN FASE DE CUADRATURA Q PARA SU TRANSMISION A UN RECEPTOR POR MEDIO DE LOS CANALES DE COMUNICACION I Y Q, RESPECTIVAMENTE. EN UNA IMPLEMENTACION PREFERIDA, EL RECEPTOR ES OPERATIVO PARA PRODUCIR UNA ESTIMACION DE AL MENOS LA PRIMERA SEÑAL DE INFORMACION SOBRE LA BASE DE LAS SEÑALES PORTADORAS MODULADAS DEL CANAL I Y DEL CANAL Q (R{SUB,I}, R{SUB,Q}) SOBRE LOS CANALES DE COMUNICACION I Y Q. LAS SEÑALES PORTADORAS MODULADORES DEL CANAL I Y DEL CANAL Q RECIBIDAS SE DEMODULAN Y SE DISTRIBUYEN, ESTANDO LAS SECUENCIAS RESULTANTES CORRELACIONADAS EN SEÑALES DE PROYECCION EN FASE I DE FASE DE CUADRATURA Q. UN ROTADOR DE FASE FUNCIONA PARA SUMINISTRAR UNA ESTIMACION DE AL MENOS LA PRIMERA SEÑAL DE INFORMACION EN BASE A LAS SEÑALES DE PROYECCION I Y Q Y LA SEÑAL PILOTO RECIBIDA.
Description
Multiplexado en cuadratura de dos señales de
datos de espectro ensanchado por medio de diferentes secuencias
PN.
La presente invención se refiere a los sistemas
de comunicación que utilizan una señal de espectro ensanchado y,
más particularmente, a un procedimiento y un aparato nuevo y
mejorado para transmitir información en un sistema de comunicación
de espectro ensanchado.
Se han diseñado sistemas de comunicación que
permiten la transmisión de señales de información desde un lugar de
origen hasta un lugar de destino físicamente diferenciado de un
usuario. Se han utilizado tanto procedimientos analógicos como
digitales para transmitir dichas señales de información a través de
canales de comunicación que enlazan el lugar de origen con los
lugares de los usuarios. Los procedimientos digitales tienden a
ofrecer varias ventajas respecto de las técnicas analógicas,
incluidas, por ejemplo, una mayor inmunidad frente al ruido y la
interferencia del canal, una capacidad incrementada y una mejor
seguridad de la comunicación gracias al empleo de encriptación.
Cuando se transmite una señal de información
desde un lugar de origen a través de un canal de comunicación, la
señal de información se convierte en primer lugar en una señal de
forma adecuada para ser transmitida eficazmente a través del canal.
La conversión, o modulación, de la señal de información conlleva
variar un parámetro de una onda portadora basándose en la señal de
información, de tal forma que el espectro de la portadora modulada
resultante queda confinado dentro del ancho de banda del canal. En
el lugar del usuario, la señal de mensaje original se duplica a
partir de una versión de la portadora modulada recibida tras
propagarse por el canal. Generalmente, dicha duplicación se lleva a
cabo mediante el procedimiento de modulación inverso empleado por
el transmisor de origen.
Asimismo, la modulación facilita la
multiplexación, es decir, la transmisión simultánea de varias
señales a través de un canal común. Los sistemas de comunicación
multiplexados comprenden por lo general una pluralidad de unidades
de abonados remotas que requieren un servicio intermitente de una
duración relativamente corta, en lugar de un acceso continuo al
canal de comunicación. Los sistemas diseñados para permitir la
comunicación con un grupo de unidades de abonados durante períodos
de tiempo breves se denominan "sistemas de comunicación de acceso
múltiple".
Un tipo particular de sistema de comunicación de
acceso múltiple es el denominado sistema de espectro ensanchado. En
los sistemas de espectro ensanchado, la técnica de modulación
utilizada permite expandir la señal transmitida a través de una
amplia banda de frecuencias del canal de comunicación. Un tipo de
sistema de acceso múltiple por espectro ensanchado es el sistema de
modulación de acceso múltiple por división del código (CDMA). Dentro
del ámbito de la técnica, se conocen otras técnicas de sistemas de
comunicación de acceso múltiple, tales como las técnicas de acceso
múltiple por división del tiempo (TDMA) y de acceso múltiple por
división de la frecuencia (FDMA) y los sistemas de modulación AM,
tales como la modulación de banda lateral única con amplitud
compandida. No obstante, la técnica de modulación de espectro
ensanchado CDMA presenta ventajas significativas respecto de estas
técnicas de modulación para los sistemas de comunicación de acceso
múltiple. La utilización de las técnicas CDMA en un sistema de
comunicación de acceso múltiple se da a conocer en la patente US nº
4.901.307, publicada el 13 de febrero de 1990, titulada "SPREAD
SPECTRUM MULTIPLE ACCESS COMMUNICATION SYSTEM USING SATELLITE OR
TERRESTRIAL REPEATERS" y cedida al cesionario de la presente
invención.
En la patente US nº 4.901.307 mencionada
anteriormente, se da a conocer una técnica de acceso múltiple, en
la que un gran número de usuarios del sistema telefónico móvil, cada
uno de los cuales posee un transceptor, se comunica a través de
repetidores de satélite o estaciones base terrestres mediante
señales de comunicación de espectro ensanchado CDMA. En las
comunicaciones CDMA, el espectro de frecuencias puede reutilizarse
varias veces, permitiendo de ese modo incrementar la capacidad de
usuarios del sistema. La utilización de la técnica CDMA da por
resultado una eficacia espectral muy superior a la que puede
alcanzarse con otras técnicas de acceso múltiple.
Más particularmente, la comunicación entre un
par de emplazamientos de un sistema CDMA se realiza ensanchando
cada una de las señales transmitidas a través del ancho de banda del
canal, utilizando un código de ensanchamiento exclusivo del
usuario. Las señales transmitidas específicas se extraen del canal
de comunicación, desensanchando la energía de la señal compuesta en
el canal de comunicación con el código de ensanchamiento del usuario
asociado a las señales transmitidas que se desean extraer.
En algunos sistemas de comunicación de espectro
ensanchado particulares, es deseable que los diversos tipos de
canales del usuario (p.ej., voz, facsímil o datos a alta velocidad)
funcionen a diferentes tasas de transferencia de datos. Estos
sistemas habitualmente están diseñados para presentar canales
operativos a una tasa de transferencia de datos nominal y también
para presentar canales de tráfico a una tasa de transferencia de
datos reducida, permitiendo, de ese modo, aumentar la capacidad de
tráfico de datos. No obstante, cuando se incrementa la capacidad de
tráfico utilizando canales de tasa de transferencia de datos
reducida, el tiempo necesario para la transmisión de los datos se
prolonga, hecho que habitualmente requiere la utilización de
codificadores y decodificadores de datos relativamente complejos.
Por otra parte, en ciertos sistemas de comunicación de espectro
ensanchado, también se plantea la necesidad de disponer de canales
de tráfico de tasa de transferencia de datos incrementada que
permitan la transmisión de datos a tasas superiores a la tasa
nominal.
En consecuencia, uno de los objetivos de la
presente invención es proporcionar un sistema de comunicación de
espectro ensanchado CDMA, en el que la capacidad del canal de
tráfico pueda incrementarse en ausencia de una correspondiente
reducción de la tasa de transferencia de datos. Otro objetivo de la
presente invención es proporcionar un sistema CDMA, en el que se
disponga de canales de comunicación para la transmisión de datos a
una tasa superior a la tasa nominal del sistema.
La atención se centrará ahora en el documento
US-A-5.235.614, en el que se da a
conocer un procedimiento y un aparato para transmitir señales de
espectro ensanchado. En primer lugar, el transmisor recibe símbolos
de datos. A continuación, el transmisor divide cada grupo particular
de dos símbolos de datos recibidos y forma un primer y un segundo
vector de símbolos de datos, de conformidad con dos algoritmos. El
primer algoritmo comprende/suministra ambos símbolos de datos del
grupo particular al primer y al segundo vector de símbolos de datos
y el segundo algoritmo comprende/suministra uno de los símbolos de
datos del grupo particular al primer vector de símbolos de datos y
el otro símbolo de datos del grupo particular al segundo vector de
símbolos de datos. A continuación, el transmisor determina los
canales particulares para transmitir el primer y el segundo vector
de símbolos de datos ensanchando el primer y el segundo vector de
símbolos de datos con un código de Walsh de longitud
predeterminada. El transmisor admite un número variable de canales
de datos seleccionando un algoritmo particular de un grupo que
consta esencialmente de un primer algoritmo y un segundo algoritmo,
y estableciendo el código de Walsh de longitud predeterminada en
respuesta al algoritmo particular seleccionado.
Según la presente invención, se proporciona un
sistema de modulación según las reivindicaciones 1 y 4, un
procedimiento para transmitir una primera y una segunda señal de
información según las reivindicaciones 15 y 19, un receptor para
generar una estimación de por lo menos una primera señal de
información según la reivindicación 31 y un procedimiento para
recibir la información transmitida en canales de comunicación de
espectro ensanchado en fase (I) y en cuadratura de fase (Q) según
la reivindicación 34. Las formas de realización preferidas de la
presente invención se reivindican en las reivindicaciones
subordinadas.
La implementación de las técnicas CDMA en los
sistemas de comunicación de espectro ensanchado que utilizan
secuencias de códigos PN ortogonales reduce las interferencias
mutuas entre los usuarios y, en consecuencia, aumenta la capacidad
y mejora el rendimiento. La presente invención proporciona un
sistema y un procedimiento mejorado para transmitir información a
través de canales de comunicación en fase (I) y en cuadratura de
fase (Q) en un sistema de comunicación de espectro ensanchado
CDMA.
En un ejemplo de forma de realización, se
transmiten respectivamente una primera y una segunda señal de
información a través de los canales I y Q, utilizando señales de
comunicación de espectro ensanchado por secuencia directa. Se
utilizan señales de ruido pseudoaleatorio en fase (PN_{I}) y en
cuadratura de fase (PN_{Q}) de códigos PN predeterminados para
ensanchar la primera y la segunda señal de información,
respectivamente. En particular, la señal PN_{I} se combina con la
primera señal de información y una señal de función ortogonal para
proporcionar una señal de modulación de canal I. Análogamente, la
señal PN_{Q} se combina con la segunda señal de información y la
señal de función ortogonal para proporcionar una señal de modulación
de canal Q. Las señales de modulación de canal I y de canal Q se
utilizan para modular señales portadoras en fase (I) y en cuadratura
de fase (Q), y transmitirlas a un receptor por medio de los canales
de comunicación I y Q, respectivamente.
En el ejemplo de forma de realización, el
receptor es operativo para generar una estimación de por lo menos
la primera señal de información, basándose en las señales portadoras
moduladas de canal I y canal Q recibidas a través de los canales de
comunicación I y Q. Las señales portadoras moduladas de canal I y
canal Q recibidas se demodulan para generar señales recibidas
intermedias, utilizando la señal de función ortogonal. En
particular, las señales recibidas intermedias se decorrelacionan
mediante una señal PN_{I} de desensanchamiento para proporcionar
un primer grupo de señales de proyección en fase (I) y en cuadratura
de fase (Q). Basándose en el primer grupo de señales de proyección
I y Q y una señal piloto recibida, un rotador de fase proporciona
una estimación de la primera señal de información.
Las características, los objetivos y las
ventajas de la presente invención resultarán más evidentes a partir
de la siguiente descripción detallada considerada conjuntamente con
los dibujos adjuntos, en los que se utilizan caracteres de
referencia similares para realizar identificaciones similares, y en
los que:
la Figura 1 representa un diagrama de bloques de
un transmisor de espectro ensanchado convencional;
la Figura 2 representa un diagrama de bloques de
una forma de realización preferida de un transmisor de espectro
ensanchado dispuesto para transmitir señales de información de canal
I y canal Q según la presente invención;
la Figura 3 proporciona una representación más
detallada de la red de modulación y ensanchamiento incluida en una
forma de realización preferida del transmisor de espectro
ensanchado;
la Figura 4 representa una red de generación de
secuencias piloto para proporcionar secuencias piloto de canal I y
Q;
la Figura 5 representa un ejemplo de
implementación de un transmisor RF incorporado en una forma de
realización preferida de la presente invención;
la Figura 6 es un diagrama de bloques de un
ejemplo de receptor de diversidad dispuesto para recibir la energía
de la señal RF transmitida a través de los canales de comunicación I
y Q;
la Figura 7 es un diagrama de bloques de un
demodulador del receptor seleccionado para procesar la energía de
la señal recibida a través de una trayectoria de transmisión
seleccionada, y
la Figura 8 proporciona una representación más
detallada del demodulador del receptor seleccionado ilustrado en la
Figura 7.
Con referencia a la Figura 1, se representa un
transmisor de espectro ensanchado tal como el descrito en la
patente US nº 5.103.459, publicada el 7 de abril de 1992, titulada
"SYSTEM AND METHOD FOR GENERATING SIGNAL WAVEFORMS IN A CDMA
CELLULAR TELEPHONE SYSTEM" y cedida al cesionario de la presente
invención. En el transmisor de la Figura 1, se proporcionan bits de
datos 100 (que constan, por ejemplo, de voz convertida en datos por
un vocodificador) a un codificador 102, donde se realiza la
codificación convolucional de los bits con repetición de símbolos
de código según la tasa de transferencia de datos de entrada. Cuando
la tasa de transferencia de bits de datos es inferior a la tasa de
procesamiento de bits del codificador 102, se emplea la repetición
de símbolos de código obligando al codificador 102 a repetir los
bits de datos de entrada 100 para crear un tren de datos
repetitivos a una tasa de transferencia de bits que coincide con la
tasa de funcionamiento del codificador 102. A continuación, los
datos codificados se proporcionan al intercalador 104, donde se
someten a intercalación de bloques. Los datos de símbolos
intercalados se pasan del intercalador 104 a una entrada de la
puerta O exclusiva 106, a una tasa de 19,2 ks/s, por ejemplo.
En el sistema de la Figura 1, se realiza la
aleatorización de los símbolos de datos intercalados para aumentar
la seguridad de las transmisiones a través del canal. La
aleatorización de las señales del canal de voz puede llevarse a
cabo realizando la codificación mediante pseudorruido (PN) de los
datos intercalados, con un código PN específico para la unidad de
abonado de destino deseada. Dicha aleatorización mediante PN puede
ser realizada por el generador PN 108 utilizando una secuencia PN o
un sistema de encriptación adecuado. El generador PN 108
habitualmente comprende un generador de PN largo para generar un
código PN exclusivo a una tasa fija de 1,2288 MHz. A continuación,
se pasa este código PN a través de un diezmador, y la secuencia de
aleatorización de 9,2 MHz resultante se introduce en la otra
entrada de la puerta O exclusiva 106, de conformidad con la
información de identificación de unidad de abonado proporcionada. La
salida de la puerta O exclusiva 106 se proporciona, entonces, a una
entrada de la puerta O exclusiva 110.
Con referencia otra vez a la Figura 1, la otra
entrada de la puerta O exclusiva 110 se conecta a un generador de
códigos de Walsh 112. El generador de Walsh 112 genera una señal
correspondiente a la secuencia de Walsh asignada al canal de datos
a través del cual se transmite la información. El código de Walsh
proporcionado por el generador 112 se selecciona a partir de un
grupo de 64 códigos de Walsh de longitud 64. Los 64 códigos
ortogonales corresponden a los códigos de Walsh de una matriz de
Hadamard de 64 por 64, en la que cada fila o columna de la matriz
constituye un código de Walsh. En la puerta O exclusiva 110, se
realiza la función O exclusiva de los datos de símbolos
aleatorizados y el código de Walsh, y el resultado de ésta se
proporciona como entrada a las puertas O exclusiva 114 y 116.
La puerta O exclusiva 114 recibe también una
señal PN_{I} del generador PN_{I} 118, mientras que la otra
entrada de la puerta O exclusiva 116 recibe una señal PN_{Q} del
generador PN_{Q} 118. Las señales PN_{I} y PN_{Q} son
secuencias de ruido pseudoaleatorio que corresponden habitualmente a
un área particular (por ejemplo, una célula) abarcada por el
sistema CDMA, y corresponden respectivamente a los canales de
comunicación en fase (I) y en cuadratura de fase (Q). Para
ensanchar todavía más los datos del usuario antes de la transmisión,
se realiza la función O exclusiva de las respectivas señales
PN_{I} y PN_{Q} con la salida de la puerta O exclusiva 110. La
secuencia ensanchada mediante código de canal I 122 y la secuencia
ensanchada mediante código de canal Q 126 resultantes se utilizan
para realizar la modulación bifásica de un par de sinusoides en
cuadratura. Las sinusoides moduladas se suman, se pasan un filtro
pasabanda, se desplazan hasta una frecuencia RF y se filtran y
amplifican de nuevo antes de ser emitidas por una antena para
finalizar la transmisión a través del canal de comunicación. En la
patente US nº 5.103.459, pueden obtenerse más detalles acerca de la
utilización de una señal piloto y varios moduladores.
Se observa que, en el sistema de transmisión de
la Figura 1, se transmite la misma información (es decir, los datos
del canal 100) a través del canal de comunicación y a la tasa de
transferencia de datos del canal nominal, por medio de la secuencia
ensanchada mediante código de canal I 122 y la secuencia ensanchada
mediante código de canal Q 126. Como se describirá más adelante, la
presente invención proporciona una técnica para transmitir un par
de señales de información diferenciadas a la tasa nominal,
utilizando el código PN_{I} y el código PN_{Q,}
respectivamente. Cuando cada par de canales de comunicación I y Q
transmite por separado señales de información diferenciadas, el
número de canales del sistema de espectro ensanchado capaces de
funcionar a la tasa de transferencia de datos nominal del sistema
en realidad se duplica. Otra posibilidad es que un canal de
comunicación CDMA determinado se bifurque en canales en fase (I) y
en cuadratura de fase (Q) independientes. Esto permite, por
ejemplo, que una señal de información individual se transmita al
doble de la tasa nominal, dividiendo la señal entre los canales I y
Q. De forma similar a la dada a conocer en la patente US nº
5.103.459, una señal piloto puede combinarse con los datos
modulados de varios canales para su transmisión.
La Figura 2 representa un diagrama de bloques de
una forma de realización preferida de un transmisor de espectro
ensanchado 150 dispuesto para transmitir señales de información de
canal I 154 y de canal Q 156 diferenciadas según la presente
invención. Para facilitar la ilustración, sólo se representa un par
de canales. Debe apreciarse que, en el sistema de transmisión, el
transmisor puede incluir numerosas copias del circuito dado a
conocer en la Figura 2 para otros canales de usuario, además de un
canal piloto. Como se describe más adelante, las señales de
información de canal I y canal Q se proporcionan a través de los
canales de comunicación I y Q, utilizando señales portadoras RF de
la misma frecuencia transmitidas en cuadratura de fase. En un
ejemplo de forma de realización, la mitad del número total de
usuarios del sistema recibe información a través del canal I
exclusivamente, mientras que el resto de usuarios recibe información
a través del canal Q exclusivamente. Por otra parte, en una
implementación de alta tasa de transferencia de datos, cada usuario
recibe una señal de información de canal I y de canal Q modulada
mediante un código de Walsh idéntico. De esta forma, la mitad de
los datos que comprenden una sola señal de información pueden
transmitirse a través de cada uno de los canales I y Q, permitiendo
de ese modo la transmisión de los datos al doble de la tasa
nominal.
En aplicaciones particulares, las señales de
información 154 y 156 pueden constar, por ejemplo, de voz convertida
por un vocodificador en un tren de bits de datos, u otros datos
digitales. Las señales de información 154 y 156 pueden ser señales
de canales de usuarios individuales (p.ej., datos de usuario A y
datos de usuario B) o una sola señal de canal de datos de alta
velocidad que es demultiplexada por el demultiplexor 152 y
convertida en dos trenes de datos. Los trenes de datos se
proporcionan respectivamente a un par de redes de codificación e
intercalación 160 y 164. Las redes 160 y 164 realizan la
codificación convolucional de las señales de información 154 y 156
y la intercalación con repetición de símbolos de código según la
tasa de transferencia de datos de entrada. En ausencia de
repetición de símbolos de código, las redes 160 y 164 funcionan a
una tasa nominal de 9,6 kbit/s, por ejemplo. Cuando las tasas de
transferencia de bits de datos de entrada (p.ej., 4,8 kbit/s) de
las señales de información son inferiores a dicha tasa nominal, los
bits que comprenden las señales de información 154 y 156 se repiten
para crear un tren de datos repetitivos a una tasa idéntica a la
tasa de transferencia de símbolos nominal (p.ej., 9,6 kbit/s). A
continuación, los datos codificados se intercalan y proporcionan a
partir de las redes 160 y 164 como trenes de símbolos codificados e
intercalados a_{n} y b_{n}.
Los trenes de símbolos a_{n} y b_{n}, que
corresponden respectivamente a las versiones sometidas a
codificación convolucional e intercalación de las señales de
información de canal I 154 y canal Q 156 muestreadas, se
proporcionan a una red de modulación y ensanchamiento 170. La red
170 modula los trenes de símbolos a_{n} y b_{n} con una señal
proporcionada por un generador de Walsh 174. En la forma de
realización preferida, la señal proporcionada por el generador de
Walsh 174 consta de una secuencia de código de Walsh asignada al par
de canales de comunicación I y Q particular, a través del cual se
transmiten los trenes de símbolos a_{n} y b_{n}. En un ejemplo
de tasa de transferencia de datos de 9,6 kbit/s, la secuencia de
Walsh proporcionada por el generador 174 habitualmente se
selecciona a partir de un grupo de 64 códigos de Walsh ortogonales
de longitud 64.
En la forma de realización preferida, la
frecuencia de segmentos elegida para las secuencias de Walsh es de
1,2288 MHz. En este sentido, es deseable que la frecuencia de
segmentos sea exactamente divisible por las tasas de transferencia
de datos de banda base que se van a utilizar en el sistema. También
es deseable que el divisor sea una potencia de dos. Suponiendo que
por lo menos un canal de usuario funcione a una tasa de
transferencia de datos de banda base nominal de 9600 bits por
segundo, se obtendrá una frecuencia de segmentos de Walsh de 1,2288
MHz, es decir, 128 x 9600, por ejemplo.
Como se indica en la Figura 2, la red de
modulación y ensanchamiento 170 recibe además las señales de
ensanchamiento PN_{I} y PN_{Q} proporcionadas por los
generadores de secuencias PN_{I} y PN_{Q} 178 y 180. La
secuencia PN_{I} está relacionada con el canal de comunicación I
y se utiliza dentro de la red 170 para ensanchar el tren de
símbolos a_{n} y formar una secuencia ensanchada mediante código
de canal I S_{I}. Análogamente, la secuencia PN_{Q} es
utilizada por la red 170 para ensanchar el tren de símbolos b_{n}
antes de su transmisión como una secuencia ensanchada mediante
código de canal Q S_{Q} a través del canal de comunicación Q. Las
secuencias ensanchadas mediante código de canal I y canal Q
resultantes, S_{I} y S_{Q,} se utilizan para realizar la
modulación bifásica de un par de sinusoides en cuadratura generadas
dentro de un transmisor RF 182. En el transmisor RF 182, las
sinusoides moduladas generalmente se suman, se pasan por un filtro
pasabanda, se pasan de la frecuencia de banda base a una frecuencia
IF y una frecuencia RF y se amplifican en diversas etapas de
frecuencia antes de ser emitidas por medio de una antena 184 para
llevar a cabo la transmisión a través de los canales de
comunicación I y Q.
Suponiendo que el transmisor 150 sea el i-ésimo
de dichos N transmisores, siendo i = 1, …, N, las secuencias
ensanchadas de canal I y canal Q resultantes, S_{I}(i) y
S_{Q}(i), pueden representarse como:
denotando W_{i} la secuencia de
Walsh proporcionada por el generador de Walsh
174.
Con referencia a la Figura 3, se proporciona una
representación más detallada de la red de modulación y
ensanchamiento 170. La red 170 comprende opcionalmente un generador
de secuencias de código PN largo 184 que funciona a una frecuencia
de segmentos fija de 1,228 Mchip/s y un diezmador 188 para
proporcionar un código de aleatorización a una tasa de 19,2 ks/s,
por ejemplo. El generador PN 184 es sensible a una entrada de
selección de código para generar el código deseado. El generador PN
184 habitualmente proporciona secuencias de código de una longitud
del orden de los 2^{42} -1 segmentos, aunque pueden emplearse
códigos de otras longitudes. Aunque no es necesario diferenciar la
información transmitida a través de los canales de comunicación I y
Q asociados, las secuencias de aleatorización de PN largo pueden
utilizarse para aumentar la seguridad de la transmisión. En el caso
en que deban transmitirse datos de alta velocidad de un solo usuario
a través de los canales I y Q, las secuencias de código PN largo
serán iguales. No obstante, en el caso en que deban asignarse los
canales I y Q a usuarios diferentes, los códigos PN largos de
aleatorización serán preferentemente diferentes, es decir, se
utilizarán secuencias de código diferentes o se utilizará la misma
secuencia de código pero con desfases de código diferentes (una
secuencia de código atrasada o adelantada). El generador PN 184 es
capaz de generar dichas secuencias de código, como bien se sabe
dentro de la técnica. En el caso de acceso múltiple en el que se
implementan múltiples copias del circuito de la Figura 3, los
códigos de aleatorización asignados a cada uno de los canales de
usuario son diferentes (bien sea porque los códigos son realmente
diferentes o, preferentemente, porque los códigos son iguales pero
presentan desfases diferentes).
Pueden emplearse puertas O exclusivas 186 y 190
para utilizar los códigos de aleatorización exclusivos generados
por el generador de PN largo 184 y obtenidos a través del diezmador
188, y aleatorizar los trenes de símbolos a_{n} y b_{n} antes
de enviarlos a un circuito de control de potencia y temporización de
canal I 192 y a un circuito de control de potencia y temporización
de canal Q 196. Los circuitos 192 y 196 permiten ejercer el control
sobre las transmisiones de señales de los usuarios de los canales de
comunicación I y Q, multiplexando bits de información de control de
potencia y temporización en los trenes de símbolos a_{n} y
b_{n}. Los trenes de símbolos multiplexados generados por los
circuitos de control de potencia y temporización de canal I y canal
Q 192 y 196 se proporcionan a unas entradas de los combinadores de
función O exclusiva 202 y 204, respectivamente.
Como se representa en la Figura 3, las otras
entradas de los combinadores de función O exclusiva 202 y 204
reciben una señal correspondiente a la secuencia de Walsh
preasignada generada por el generador de Walsh 174. Las puertas O
exclusiva 202 y 204 realizan la función O exclusiva de los trenes de
símbolos de los circuitos de canal I y canal Q 192 y 196 con la
secuencia de Walsh, obteniéndose trenes de bits que se proporcionan
como entradas a las puertas O exclusiva 208 y 210, respectivamente.
La puerta O exclusiva 210 también recibe la señal PN_{I},
mientras que la otra entrada de la puerta O exclusiva 208 recibe la
señal PN_{Q}. La función O exclusiva de las señales PN_{I} y
PN_{Q} se realiza respectivamente con la salida de las puertas O
exclusiva 202 y 204 y las señales resultantes se proporcionan como
entradas a los filtros de banda base de canal I y canal Q 214 y
216. En un ejemplo de forma de realización, los filtros de banda
base 214 y 216 están diseñados para dar una respuesta en frecuencia
normalizada S(f) que queda confinada entre \pm
\delta_{1} en la banda de paso 0 \leq f \leq f_{p,} y es
menor o igual a - \delta_{2} en la banda de rechazo f \geq
f_{s}. En el ejemplo de forma de realización \delta_{1} = 1,5
dB, \delta_{2} = 40 dB, f_{p} = 590 kHz y f_{s} = 740 kHz.
Como se indica en la Figura 3, los filtros de banda base 214 y 216
generan las secuencias ensanchadas de canal I y canal Q, S_{I} y
S_{Q}. Las señales filtradas de los filtros de banda base de canal
I y canal Q 214 y 216 se pasan al transmisor RF 182.
En la forma de realización preferida, se
transmite un canal piloto que no contiene modulación de datos, junto
con las secuencias ensanchadas de canal I y canal Q, S_{I} y
S_{Q}. El canal piloto puede caracterizarse como una señal de
espectro ensanchado no modulada utilizada con finalidades de
adquisición y seguimiento de señales. En los sistemas que
incorporan una pluralidad de transmisores según la presente
invención, cada canal del grupo de canales de comunicación
proporcionado será identificado mediante una señal piloto exclusiva.
No obstante, en lugar de utilizar un grupo de generadores PN
separado para las señales piloto, se ha comprobado que una forma
más eficaz de generar un grupo de señales piloto consiste en
utilizar desplazamientos de la misma secuencia básica. Mediante
esta técnica, la unidad receptora deseada efectúa una búsqueda
secuencial en toda la secuencia piloto y se sintoniza con el
desfase o desplazamiento que proporciona la correlación más
estrecha.
En consecuencia, la secuencia piloto tendrá
preferentemente la longitud necesaria para que puedan generarse
muchas secuencias diferentes mediante desplazamientos de la
secuencia básica, y que el sistema pueda admitir un gran número de
señales piloto. Además, la separación o los desplazamientos deben
ser suficientemente grandes para asegurar que no se produzcan
interferencias entre las señales piloto. Por lo tanto, en un ejemplo
de forma de realización, la longitud de secuencia piloto elegida es
la longitud 2^{15} que proporciona 512 señales piloto diferentes
con desfases de una secuencia básica de 64 segmentos.
Con referencia a la Figura 4, se representa una
red de generación de secuencias piloto 230 que comprende un
generador de Walsh 240 para proporcionar la secuencia de Walsh
"cero" W_{0,} que consta por completo de ceros, a las
puertas O exclusiva 244 y 246. La secuencia de Walsh W_{0} se
multiplica por las secuencias PN_{I} y PN_{Q} utilizando las
puertas O exclusiva 244 y 246, respectivamente. Puesto que la
secuencia W_{0} comprende sólo ceros, el contenido de información
de las secuencias resultantes depende sólo de las secuencias
PN_{I} y PN_{Q}. Por consiguiente, en una forma de realización
alternativa, no es necesaria la presencia de las puertas O
exclusiva 244 y 246, y las secuencias PN_{I} y PN_{Q} se
proporcionan directamente. Las secuencias generadas por las puertas
O exclusiva 244 y 246 se proporcionan como entradas a los filtros
de respuesta impulsiva finita (FIR) 250 y 252. Las secuencias
filtradas obtenidas de los filtros FIR 250 y 252, que corresponden
respectivamente a las secuencias piloto de canal I y canal Q,
P_{I} y P_{Q,} se proporcionan al transmisor RF 182.
Debe observarse que, debido a que la secuencia
W_{0} comprende sólo ceros, como se ha mencionado anteriormente,
en una forma de realización alternativa no resulta necesario prever
la presencia de los combinadores de función O exclusiva 244 y 246,
siendo las secuencias PN_{I} y PN_{Q} proporcionadas
directamente a los filtros FIR 250 y 252.
Con referencia a la Figura 5, se representa un
ejemplo de implementación del transmisor RF 182. El transmisor 182
comprende un sumador de canal I 270 para sumar las señales de datos
ensanchados mediante PN_{I,} S_{Ii,} i = 1 a N, con la
secuencia piloto de canal I, P_{I}. Del mismo modo, se incluye un
sumador de canal Q 272 que combina las señales de datos ensanchados
mediante PN_{Q,} S_{Qi}, i = 1 a N, con la secuencia piloto de
canal Q, P_{Q}. Se proporcionan convertidores
digital-analógico (D/A) 274 y 276 para convertir la
información digital de los sumadores de canal I y de canal Q 270 y
272, respectivamente, en información analógica. Las formas de onda
analógicas generadas por los convertidores D/A 274 y 276 se
proporcionan junto con las señales de frecuencia portadora del
oscilador local (LO), cos(2 \pi ft) y sen(2 \pi
ft), respectivamente, a los mezcladores 288 y 290, donde se mezclan
y proporcionan al sumador 292. Las señales portadoras en cuadratura
de fase sen(2 \pi ft) y cos(2 \pi ft) se obtienen
a partir de fuentes de frecuencia adecuadas (no representadas).
Estas señales IF mezcladas se suman en el sumador 292 y se
transmiten al mezclador 294.
El mezclador 294 mezcla la señal sumada con una
señal de frecuencia RF del sintetizador de frecuencias 296 para
realizar la elevación de frecuencia hasta la banda de frecuencias
RF. La señal RF comprende componentes en fase (I) y en cuadratura
de fase (Q), y se filtra mediante el filtro pasabanda 298 y
proporciona al amplificador RF 299. El amplificador 299 amplifica
la señal de banda limitada de conformidad con una señal de control
de ganancia de entrada de los circuitos de control de potencia de
transmisión (no representados). Deberá apreciarse que las
implementaciones diferentes del transmisor RF 182 pueden emplear una
diversidad de técnicas de suma, mezcla, filtrado y amplificación de
señales no descritas en la presente memoria, pero bien conocidas por
los expertos en la materia.
En la Tabla I siguiente, se exponen de forma
resumida los valores de los parámetros de modulación
correspondientes a la transmisión de datos a tasas de, por ejemplo,
1,2, 2,4, 4,8, 9,6 y 19,2 kb/s.
| Tasa de transferencia de datos | ||||||
| Parámetro | 19200 | 9600 | 4800 | 2400 | 1200 | Unidades |
| Frecuencia de segmentos PN | 1,2288 | 1,2288 | 1,2288 | 1,2288 | 1,2288 | Mc/s |
| Tasa de código | 1/2 | 1/2 | 1/2 | 1/2 | 1/2 | Bits/símbolos de código |
| Número de canales I y Q para | ||||||
| compatibilidad con tasa de | 2 | 1 | 1 | 1 | 1 | 2 = I y Q |
| transferencia de datos | 1 = I o Q | |||||
| Repetición de código | 1 | 1 | 2 | 4 | 8 | |
| Tasa de símbolos de | 19,200 | 19,200 | 19,200 | 19,200 | 19,200 | S/s |
| modulación | ||||||
| Segmentos PN//símbolos de | 64 | 64 | 64 | 64 | 64 | Segmentos PN/símbolos de |
| modulación | modulación | |||||
| Segmentos PN/bits | 128 | 128 | 256 | 512 | 1024 | Segmentos PN/bits |
La Figura 6 es un diagrama de bloques de un
ejemplo de receptor de diversidad dispuesto para recibir la señal
RF proporcionada por el transmisor RF 182. En la Figura 6, la señal
RF transmitida es recibida por la antena 310 y proporcionada a un
receptor RAKE de diversidad que comprende un receptor analógico 312
y un receptor digital 314. La señal recibida por la antena 310 y
proporcionada al receptor analógico 312 puede consistir en
propagaciones de trayectorias múltiples de las mismas señales piloto
y de datos destinadas a los receptores de un abonado individual o
de varios abonados. El receptor analógico 312 que, en el ejemplo de
forma de realización, está configurado como un módem QPSK realiza
la reducción de frecuencia y la digitalización de la señal recibida
y genera componentes I y Q compuestos. Los componentes I y Q
compuestos se proporcionan al receptor digital 314 para su
demodulación. A continuación, los datos demodulados se proporcionan
a los circuitos digitales 316, donde son combinados,
desintercalados y decodificados.
Cada componente I y Q obtenido del receptor
analógico 312 puede consistir en propagaciones de trayectorias
múltiples de una señal piloto idéntica y las correspondientes
señales de datos. En el receptor digital 314, ciertas propagaciones
de trayectorias múltiples de la señal transmitida, seleccionadas por
un receptor de búsqueda 315 en combinación con un controlador 318,
son procesadas por un receptor o un demodulador de datos diferente
de los diversos existentes 320a a 320c, denominados también
"fingers" (en inglés) o "dedos". Aunque en la Figura 6
sólo se ilustran tres demoduladores de datos (los demoduladores 320a
a 320c), debe apreciarse que es posible utilizar una cantidad
superior o inferior de demoduladores. A partir de los componentes I
y Q compuestos, cada demodulador extrae, mediante
desensanchamiento, los componentes I y Q, RI y RQ, de la señal
piloto y las señales de datos correspondientes a la trayectoria
seleccionada.
Puede decirse que los componentes I y Q de la
señal piloto de cada demodulador forman un vector piloto, y que los
componentes I y Q de los datos de canal I y canal Q forman un par de
vectores de datos. Según la presente invención, estos componentes I
y Q de los vectores piloto y de datos se extraen de la energía de la
señal recibida para generar estimaciones de los datos de canal I y
canal Q. La señal piloto suele transmitirse a una potencia mayor
que la de las señales de datos; así pues, la magnitud del vector de
la señal piloto es superior a la de los vectores de las señales de
datos recibidas. En consecuencia, el vector de la señal piloto
puede utilizarse como una referencia de fase precisa en el
procesamiento de señales.
En el procedimiento de transmisión, las señales
piloto y de datos transmitidas se desplazan por la misma trayectoria
hasta el receptor. No obstante, debido al ruido de canal, la señal
recibida generalmente presenta un desfase respecto del ángulo de
fase transmitido. La formulación de los productos interiores (o
escalares) del vector de señal piloto con los vectores de las
señales de datos de canal I y canal Q se utiliza de la forma dada a
conocer en la presente memoria para extraer los datos de canal I y
canal Q de la señal recibida por el demodulador seleccionado del
receptor. En particular, el producto escalar se utiliza para hallar
las magnitudes de los componentes de los vectores de datos que
están en fase con el vector piloto, proyectando los vectores piloto
sobre cada uno de los vectores de datos. Un procedimiento para
extraer la señal piloto de la energía de la señal recibida por el
demodulador seleccionado del receptor es el descrito más adelante
con referencia a la Figura 8 y descrito asimismo en la solicitud de
patente de Estados Unidos en trámite, de nº de serie 07/981.034,
presentada el 24 de noviembre de 1992, titulada "PILOT CARRIER DOT
PRODUCT CIRCUIT" y cedida al cesionario de la presente
invención, incluida en la presente memoria a título de
referencia.
Como se ha indicado anteriormente, en un ejemplo
de implementación, se asigna a cada usuario un código de Walsh de
un grupo de 64 códigos de Walsh ortogonales W_{I} de longitud 64.
Esto permite transmitir un grupo de canales que comprenden un canal
piloto, 63 canales I y 63 canales Q, mediante un par de secuencias
de ensanchamiento PN_{I} y PN_{Q}. La energía de la señal
transmitida asociada a la totalidad de dichos canales puede
expresarse de la siguiente forma:
En consecuencia, la señal R^{k}(t)
recibida a través de la k-ésima trayectoria de transmisión por el
receptor analógico 312 viene proporcionada por la ecuación
siguiente:
en la que la señal transmitida
presenta un desplazamiento de fase aleatorio igual a \theta en
relación con la referencia local del receptor, y en la que
n(t) denota el ruido de interferencia inherente a la señal
R^{k}(t). La señal R^{k}(t) se pasa por un filtro
pasabanda del receptor analógico 312 que presenta una respuesta
impulsiva de banda base h(-t), denotando h(t) la respuesta
impulsiva del filtro de banda base del transmisor 182. Las señales
filtradas son muestreadas en los tiempos t = nT_{w}, denotando
T_{w} el período entre segmentos consecutivos de la secuencia de
código de Walsh asignada W_{i}. Estas operaciones proporcionan
las proyecciones I y Q, R^{k}_{I} y R^{k}_{Q},
siendo:
Utilizando la ecuación (6), las proyecciones
muestreadas R^{k}_{I} (nT_{w}) y R^{k}_{Q} (nT_{w}) vienen
proporcionadas por:
pudiendo caracterizarse los
términos de ruido N_{i} y N_{q} como procesos aleatorios de
media cero y varianza \sigma^{2}. Según la presente invención,
las estimaciones a^{k}_{n} y b^{k}_{n} de los trenes de símbolos
a_{n} y b_{n} son obtenidas a partir de las proyecciones
muestreadas R^{k}_{I} (nT_{W}) y R^{k}_{Q} (nT_{W}) por el
demodulador seleccionado del receptor para recibir las señales
transmitidas a través de la k-ésima trayectoria de
transmisión.
Con referencia a la Figura 7, se representa un
diagrama de bloques de uno de los demoduladores 320 del receptor
(Figura 6), seleccionado para procesar las proyecciones muestreadas
R^{k}_{I} (nT_{W}) y R^{k}_{Q} (nT_{W}) generadas por el
receptor analógico 312. El demodulador 320 del receptor comprende un
circuito de demodulación/desensanchamiento y rotación de fase 340,
así como un circuito de estimación de fase y seguimiento temporal
344. Como se describirá con más detalle más adelante, el circuito
340 demodula las proyecciones muestreadas R^{k}_{I} (nT_{W}) y
R^{k}_{Q} (nT_{W}) utilizando la secuencia de código de Walsh
asignada W_{I}. Después de la demodulación, los trenes de bits
resultantes se desensanchan mediante las secuencias PN_{I} y
PN_{Q} y se proporcionan a un grupo de correladores. Los
correladores generan proyecciones en fase y en cuadratura de fase
intermedias de los datos transmitidos a través de los canales de
comunicación I y Q. Las estimaciones de datos a^{k}_{n} y
b^{k}_{n} se generan, entonces, realizando la rotación de la fase
de las proyecciones intermedias de los datos transmitidos, de
conformidad con un desplazamiento de fase estimado \hat{\theta}
entre la forma de onda transmitida y la referencia generada
localmente del receptor 314. El circuito de estimación de fase y
seguimiento temporal 344 habitualmente comprende un bucle de
enganche de fase u otro tipo de circuito adecuado para generar la
estimación de fase \hat{\theta}.
En una forma de realización preferida, el
circuito de estimación de fase y seguimiento temporal 344
proporciona una estimación de la señal piloto transmitida a través
de la k-ésima trayectoria, basándose en las señales intermedias
generadas por el circuito 340 durante la demodulación y el
desensanchamiento de las proyecciones R^{k}_{I} (nT_{W}) y
R^{k}_{Q} (nT_{W}). La señal piloto obtenida se utiliza en la
operación de rotación de fase realizada por el circuito 340, así
como en la alineación temporal realizada dentro del combinador de
símbolos (no representado), al cual se proporcionan las
estimaciones \hat{a}^{k}_{n} y \hat{b}^{k}_{n} de los datos
transmitidos a^{k}_{n} y b^{k}_{n}. Dentro del combinador de
símbolos, las estimaciones de los datos transmitidos a través de
cada trayectoria se alinean temporalmente y suman entre sí,
mejorando de ese modo la relación señal-ruido.
La Figura 8 proporciona una representación más
detallada del demodulador 320 del receptor ilustrado en la Figura
7. Como puede observarse en la Figura 8, el circuito 340 comprende
los multiplicadores 380 y 382, a los cuales se suministran las
proyecciones R^{k}_{I} (nT_{W}) y R^{k}_{Q} (nT_{W}) a la
tasa de ensanchamiento PN de 1,2288 MHz. En el ejemplo de forma de
realización, se supone que los valores lógicos alto y bajo de las
secuencias binarias suministradas a cada uno de los multiplicadores
representados en la Figura 8 son +1 y -1, respectivamente. El
generador de Walsh 386 está conectado a los multiplicadores 380 y
382, y la salida de éste (W_{i}) se multiplica por las
proyecciones R^{k}_{I} (nT_{W}) y R^{k}_{Q} (nT_{W}). El
circuito 340 comprende además los generadores PN 390 y 392 que
proporcionan la secuencia PN_{I} a los multiplicadores 398 y 400
y la secuencia PN_{Q} a los multiplicadores 402 y 404. Como se
indica en la Figura 8, las proyecciones demoduladas mediante código
de Walsh R'^{k}_{I} (nT_{W}) del multiplicador 380 se
multiplican por la secuencia PN_{I} en el multiplicador 398 y por
la secuencia PN_{Q} en el multiplicador 402. Del mismo modo, las
proyecciones demoduladas mediante código de Walsh R'^{k}_{Q}
(nT_{W}) obtenidas del multiplicador 382 se multiplican por la
secuencia PN_{I} en el multiplicador 400 y por la secuencia
PN_{Q} en el multiplicador 404.
Los multiplicadores 398 y 400 correlacionan las
proyecciones demoduladas mediante código de Walsh R'^{k}_{I}
(nT_{W}) y R'^{k}_{Q} (nT_{W}) con la secuencia PN_{I}. Se
mantiene una sincronización adecuada entre la secuencia PN_{I} y
las secuencias R'^{k}_{I} (nT_{W}) y R'^{k}_{Q} (nT_{W})
mediante un circuito de alineación temporal 410, cuyo funcionamiento
se describirá más adelante. Análogamente, las secuencias
R'^{k}_{I} (nT_{W}) y R'^{k}_{Q} (nT_{W}) son
correlacionadas con la secuencia PN_{Q} por los multiplicadores
402 y 404. Las salidas correlacionadas de los multiplicadores 398 y
400 se proporcionan a los correspondientes acumuladores de canal I
414 y 416, y las salidas correlacionadas de los multiplicadores 402
y 404 se proporcionan a los correspondientes acumuladores de canal Q
418 y 420. Los acumuladores 414, 416, 418 y 420 acumulan la
información de entrada durante un período de un símbolo de Walsh,
T_{w}, que en el ejemplo de forma de realización es de 64
segmentos. Las salidas de los acumuladores se pasan a los elementos
de retardo 424, 426, 428 y 430 a través de los correspondientes
conmutadores 434, 436, 438 y 440 controlados por el circuito de
alineación temporal 410. Las salidas de los acumuladores de canal I
414 y 416, denotadas respectivamente por I_{I} e I_{Q}, pueden
adoptar las siguientes expresiones:
en las que los términos de ruido
n_{i} y n_{q} son variables aleatorias independientes de media
cero y varianza L \sigma^{2}, y en las que se supone que el
código de Walsh asignado tiene una longitud de L segmentos de
Walsh. Del mismo modo, las salidas Q_{I} y Q_{Q} de los
acumuladores de canal Q 428 y 430 se expresan
como:
Con referencia de nuevo a la Figura 8, el
circuito de estimación de fase y seguimiento temporal 344 comprende
un circuito de extracción de señales piloto 450 para generar las
señales piloto en fase que se utilizan en el mantenimiento de la
alineación temporal dentro del demodulador 320 del receptor. El
circuito de extracción de señales piloto 450 comprende un sumador
454 al que se proporcionan las salidas de los multiplicadores 398 y
404, así como un sumador 456 para multiplicar las salidas de los
multiplicadores 400 y 402. El circuito 450 comprende además los
generadores de Walsh 462 y 464 que suministran las secuencias de
Walsh W_{i} y W_{o}, respectivamente, a un multiplicador 466.
La secuencia de demodulación resultante W_{i}W_{o} generada por
el multiplicador 466, que presenta una alineación temporal adecuada
gracias a la información de temporización proporcionada por el
circuito 410 a los generadores de Walsh 462 y 464, se transmite a
los multiplicadores 468 y 470. La secuencia W_{i}W_{o} es
multiplicada por la salida del sumador 454 por el multiplicador
468, mientras que el multiplicador 470 realiza la misma operación en
repuesta a la secuencia W_{i}W_{o} y la salida proporcionada
por el sumador 456.
Las salidas del multiplicador 468 y 470 son
acumuladas, respectivamente, por los acumuladores de extracción de
señales piloto 474 y 478 durante un intervalo seleccionado para
asegurar la generación de una estimación insesgada de la fase de la
señal piloto recibida. En un ejemplo de forma de realización, el
intervalo de acumulación abarca un período de tiempo de una
duración 2rL, en la que, como se ha indicado más arriba, L
corresponde al período del símbolo de Walsh. Este intervalo de
acumulación tendrá lugar generalmente durante los períodos de
tiempo de longitud "rL" inmediatamente anteriores y posteriores
al tiempo en el que se desea estimar la fase piloto. La alineación
temporal entre las salidas generadas por los acumuladores 414, 416,
418 y 420 y las salidas de los acumuladores de extracción de
señales piloto 474 y 480 es mantenida por los elementos de retardo
424, 426, 428 y 430. El retardo de señal elegido para ser aplicado
por cada uno de los elementos de retardo 424, 426, 428 y 430 tiene
una duración equivalente al intervalo abarcado por los "r"
símbolos de Walsh futuros. En consecuencia, cuando se genera la
estimación piloto correspondiente a los enésimos símbolos
transmitidos a_{n} y b_{n}, los acumuladores 474 y 478 acumulan
un conjunto de muestras de datos S_{j} que satisface la condición
L(n-r) + 1 \leq j \leq L(n+r). Por
lo tanto, los conmutadores 482 y 486 cambian a la posición de
cierre a una frecuencia de 1/LT_{w}, mientras que los conmutadores
434, 436, 438 y 440 cambian a la posición de cierre a una
frecuencia de 1/LT_{W}.
Las señales generadas por los acumuladores de
extracción de señales piloto 482 y 486 corresponden a las
proyecciones de canal I y canal Q de la señal piloto (P_{k})
transmitida a través de la k-ésima trayectoria, y pueden
representarse respectivamente como:
Con referencia a la Figura 8, las proyecciones
de canal I y canal Q de la señal piloto son proporcionadas tanto al
rotador de fase de canal I 550 como al rotador de fase de canal Q
552. El rotador de fase de canal I 550 genera una secuencia de
valores de datos de salida \hat{a}^{k}_{n} correspondiente a una
estimación de la secuencia de datos a^{k}_{n} (i) transmitida a
través de la k-ésima trayectoria ponderada por la señal piloto
P_{k}. La operación específica realizada por el rotador de fase
de canal I 550 puede representarse mediante las ecuaciones
siguientes:
de las cuales, la ecuación (18) se
obtiene a partir de la ecuación (17) utilizando las identidades
trigonométricas
siguientes:
A partir de la ecuación (18) puede deducirse
que, cuando el error de fase \alpha = (\theta - \hat{\theta})
entre el desplazamiento de fase \theta real y la fase estimada
\hat{\theta} es cero, los valores de datos de salida
\hat{a}^{k}_{n} (i) pueden expresarse de la siguiente
forma:
Es decir, para estimaciones de fase ideales, los
valores de datos \hat{a}^{k}_{n} (i) corresponden a los valores
de datos a^{k}_{n} (i) ponderados proporcionalmente a la
intensidad de la señal piloto transmitida. Las intensidades
relativas de las señales piloto transmitidas a través de las
diversas trayectorias de transmisión recibidas se utilizan para
optimizar la relación señal-ruido cuando se combinan
los símbolos de cada demodulador 320 del receptor.
Como se indica en la ecuación (15), la presencia
de un error de fase a determina que la indeseable interferencia de
productos cruzados de la energía de señal de canal Q reduzca el
valor de a^{k}_{n} (i) hasta un valor no deseado. Este efecto se
reduce al mínimo, sin embargo, puesto que el ensanchamiento mediante
PN atenúa en un factor L la potencia media de la interferencia de
productos cruzados, representada por el segundo término de la
ecuación (18), con respecto al primer término. El término de ruido
n' puede caracterizarse como una variable aleatoria de media cero y
varianza
LP^{2}_{k} \alpha^{2}.
LP^{2}_{k} \alpha^{2}.
El funcionamiento del rotador de fase de canal Q
552 puede representarse de forma parecida mediante la siguiente
expresión:
siendo el término de ruido n' una
variable con una media cero y una varianza LP^{2}_{k}
\alpha^{2}. Nuevamente, cuando el error de fase \alpha =
(\theta - \hat{\theta}) entre el desplazamiento de fase actual
\theta y la fase estimada \hat{\theta} es cero, los valores de
datos de salida
\hat{b}^{k}_{n} (i) pueden expresarse de la siguiente forma:
\hat{b}^{k}_{n} (i) pueden expresarse de la siguiente forma:
Como se ha indicado anteriormente, las
estimaciones ponderadas \hat{a}^{k}_{n} (i) y
\hat{b}^{k}_{n} (i) de los datos de canal I y canal Q
transmitidos a través de la k-ésima trayectoria son respectivamente
combinadas con las salidas \hat{a}^{k}_{n} (i) y
\hat{b}^{k}_{n} (i) del resto de demoduladores del receptor por
un combinador de símbolos (no representado) contenido dentro de los
circuitos digitales 316 de la Figura 6. Puesto que sólo se envía uno
de los trenes de símbolos \hat{a}^{k}_{n} o \hat{b}^{k}_{n}
hacia el usuario particular, ya sea del canal I o del canal Q, sólo
será necesario procesar uno de los trenes de símbolos. En un
ejemplo de implementación, los circuitos digitales 316 comprenden
un multiplexor o conmutador que, en respuesta a una señal de
selección, proporciona como salida seleccionada uno de los dos
trenes de símbolos. Los circuitos digitales 316 contienen también
circuitos de desaleatorización que comprenden un generador PN y un
diezmador. El tren de símbolos aleatorizados se desaleatoriza
mediante la extracción de la secuencia de código PN diezmada, y los
símbolos resultantes se desintercalan dentro del desintercalador
contenido dentro de los circuitos digitales 316. El tren de símbolos
desintercalados es decodificado, a continuación, por un
decodificador situado dentro de los circuitos digitales 316, y
proporcionado al usuario en forma de datos.
En una implementación alternativa del caso de
usuarios diferentes, los datos de canal I y los de canal Q pueden
procesarse por separado (desaleatorización, desintercalación y
decodificación) y la salida de los datos de usuario deseado se
proporciona a través de un dispositivo tal como un multiplexor o un
conmutador. Es posible implementar con facilidad otras
disposiciones diversas para obtener un híbrido entre el
procesamiento de trayectoria única y el procesamiento de
procesamiento de trayectoria doble, dependiendo del emplazamiento
del multiplexor en la trayectoria de procesamiento.
En el caso en que se emplean canales I y canales
Q para usuarios diferentes, se utiliza la modulación de tipo BPSK
en la transmisión de los datos a cada usuario. No obstante, puesto
que en un ejemplo de implementación la mitad del número total de
usuarios utiliza el canal I y el resto de usuarios, el canal Q,
puede considerarse que el conjunto del sistema realiza una
modulación QPSK y un ensanchamiento QPSK.
No obstante, en el caso de datos de alta
velocidad de un usuario individual en que se utiliza tanto el canal
I como el canal Q, será necesario proporcionar el procesamiento para
ambos canales por si se desea utilizar dicha característica de
transmisión de datos a alta velocidad.
En el caso de un usuario de alta tasa de
transferencia de datos, los datos se multiplexan, se procesan y se
transmiten a través de los dos canales, es decir, la mitad de los
datos se proporciona como una señal de información a través de cada
uno de los canales I y Q para que la transmisión de datos pueda
llevarse a cabo al doble de la tasa nominal. Tras la recepción de
los datos, cada demodulador de datos 320 (Figura 6) proporciona
estimaciones ponderadas \hat{a}^{k}_{n} (i) y
\hat{b}^{k}_{n} (i) de los datos de canal I y canal Q
transmitidos a través de la k-ésima trayectoria que son
respectivamente combinadas con las salidas \hat{a}^{k}_{n} (i) y
\hat{b}^{k}_{n} (i) del resto de demoduladores del receptor por
respectivos combinadores de símbolos \hat{a}_{n} y b_{n} (no
representados), contenidos dentro de los circuitos digitales 316 de
la Figura 6. En un ejemplo de implementación, los circuitos
digitales 316 procesan los dos trenes de símbolos
independientemente y los datos resultantes se combinan antes de ser
pasados al usuario. Los circuitos digitales 316 contienen circuitos
de desaleatorización que comprenden un generador y un diezmador PN.
El tren de símbolos aleatorizados se desaleatoriza extrayendo la
secuencia de código PN diezmada de ambos trenes de símbolos. Los
símbolos resultantes se desintercalan en desintercaladores separados
contenidos dentro de los circuitos digitales 316. A continuación,
los trenes de símbolos desintercalados son decodificados por
decodificadores separados contenidos dentro de los circuitos
digitales 316. Entonces, los trenes de datos decodificados son
combinados en un solo tren de datos por un multiplexor situado
dentro de los circuitos digitales 316, que es proporcionado al
usuario en forma de datos. La información proporcionada hasta aquí
permitirá deducir con facilidad otras implementaciones diversas
para procesar los datos.
La descripción anterior de las formas de
realización preferidas se proporciona para permitir a los expertos
en la materia fabricar o utilizar la presente invención. Los
expertos en la materia podrán deducir con facilidad diversas
modificaciones de dichas formas de realización, no siendo necesario
utilizar la capacidad inventiva para aplicar los principios
genéricos definidos en la presente memoria a otras formas de
realización.
Claims (42)
1. Sistema de modulación para modular una
primera y una segunda señal de información (154 y 156) y
transmitirlas a un primer y un segundo usuarios de un sistema de
comunicación de espectro ensanchado, siendo operativo dicho sistema
de comunicación a una tasa de transferencia de datos nominal
predefinida y comprendiendo dicho sistema de modulación:
- \bullet
- un generador de señales PN (178 y 180) para generar señales de ruido pseudoaleatorio en fase (PN_{I}) y de ruido pseudoaleatorio en cuadratura de fase (PN_{Q}) de códigos PN predeterminados;
- \bullet
- unos medios (174) para generar una primera señal de función ortogonal de una longitud predefinida basándose en dicha tasa de transferencia de datos nominal;
- \bullet
- una red de modulación (170) para combinar dicha señal PN_{I} con dicha primera señal de información (154) y dicha primera señal de función ortogonal para proporcionar una señal de modulación I, y para combinar dicha señal PN_{Q} con dicha segunda señal de información y dicha primera señal de función ortogonal para proporcionar una señal de modulación Q, y
- \bullet
- un modulador de transmisión (182) para modular las señales portadoras en fase (I) y en cuadratura de fase (Q) de una relación de fase predefinida con dichas señales de modulación I y Q, y transmitirlas a dicho primer y dicho segundo usuario del sistema, respectivamente.
2. Sistema de modulación según la reivindicación
1, en el que dicho sistema de modulación comprende además:
- \bullet
- un generador de secuencias de código (184) para generar una primera secuencia de código PN asociada a dicho primer usuario del sistema, y para generar una segunda secuencia de código PN asociada a dicho segundo usuario del sistema;
- \bullet
- en el que dicha red de modulación (170) es operativa para combinar dicha señal PNI, dicha primera secuencia de código PN y dicha señal de función ortogonal con dicha primera señal de información para proporcionar una señal de modulación I, y combinar dicha señal PNQ, dicha segunda secuencia de código PN y dicha señal de función ortogonal con dicha segunda señal de información para proporcionar una señal de modulación Q.
3. Sistema según la reivindicación 1, en el que
dicha red de modulación (170) comprende un modulador bifásico para
modular dicha primera señal de información con dicha señal PN_{I}
y con una primera secuencia de código PN asociada a dicho primer
usuario del sistema, y para realizar la modulación bifásica de dicha
segunda señal de información con dicha señal PN_{Q} y con una
segunda secuencia de código PN distinta a dicha primera señal de
secuencia de código PN.
4. Sistema según la reivindicación 1, en el que
dichos medios (174) para generar dicha primera señal de función
ortogonal comprenden unos medios para seleccionar una función
ortogonal a partir de un grupo de funciones de Walsh ortogonales,
y
- \bullet
- unos medios para obtener dicha primera señal de función ortogonal basándose en dicha función ortogonal seleccionada.
5. Sistema de modulación para modular una señal
de información de una tasa de transferencia de datos de entrada, en
el que dicha señal de información es transmitida, en los canales en
fase (I) y en cuadratura de fase (Q) de un sistema de comunicación
de espectro ensanchado, utilizando una señal portadora y una réplica
de dicha señal portadora en cuadratura de fase con ésta, y en el
que dichos canales I y Q están dispuestos para funcionar a una tasa
de transferencia de datos nominal predeterminada independiente de
dicha tasa de transferencia de datos de entrada, que
comprende:
comprende:
- \bullet
- un circuito divisor (152) para dividir dicha señal de información en una primera y una segunda parte, y codificar dicha primera y dicha segunda parte y generar una primera y una segunda señal codificada a dicha tasa de transferencia nominal predeterminada para su transmisión a uno o más usuarios destinatarios deseados a través de dichos canales I y Q;
- \bullet
- unos medios (174) para generar una señal de función ortogonal de una longitud predefinida, basándose en dicha tasa de transferencia de datos nominal;
- \bullet
- un generador de señales PN (178 y 180) para generar señales de ruido pseudoaleatorio en fase (PNI) y ruido pseudoaleatorio en cuadratura de fase (PNQ) de códigos PN predeterminados;
- \bullet
- una red de modulación (170) para combinar dicha señal PNI con dicha primera parte de dicha señal de información y dicha señal de función ortogonal y proporcionar una señal de modulación I, y para combinar dicha señal PNQ con dicha segunda parte de dicha señal de información y dicha señal de función ortogonal y proporcionar una señal de modulación Q, y
- \bullet
- un modulador de transmisión (182) para modular dicha señal portadora y dicha réplica de dicha señal portadora con dichas señales de modulación I y Q, respectivamente.
6. Sistema según la reivindicación 5, que
comprende además unos medios (192 y 196) para sumar una señal de
control de temporización a dicha señal de información, siendo dicha
señal de control de temporización indicativa del retardo de
propagación de la señal a través de dichos canales I y Q de dicho
sistema de comunicación.
7. Sistema según la reivindicación 5, en el que
dicha red de modulación (170) comprende un modulador bifásico para
modular dicha señal de modulación I con dicha señal PN_{I}, y para
realizar la modulación bifásica de dicha señal de modulación Q con
dicha señal PN_{Q}.
8. Sistema de comunicación de acceso múltiple
por división del código (CDMA) que comprende el sistema de
modulación de la reivindicación 1 para proporcionar canales de
comunicación de espectro ensanchado en fase (I) y cuadratura de
fase (Q), a través de los cuales se transmiten respectivamente dicha
primera señal de información (154) y dicha segunda señal de
información (156), siendo dicha segunda señal de información
diferente de dicha primera señal de información,
- \bullet
- en el que dicho modulador de transmisión (182) es operativo para transmitir dichas señales portadoras I y Q a través de dichos canales de comunicación I y Q, respectivamente,
- \bullet
- en el que dicho sistema comprende además un receptor (314) para generar una estimación de por lo menos dicha primera señal de información, de conformidad con dichas señales portadoras moduladas I y Q recibidas a través de dichos canales de comunicación I y Q.
9. Sistema de comunicación según la
reivindicación 8, en el que dicho receptor comprende además un
demodulador (320) para demodular dichas señales portadoras
moduladas I y Q recibidas a través de dichos canales de comunicación
I y Q, y convertirlas en señales recibidas intermedias mediante
dicha señal de función ortogonal.
10. Sistema de comunicación según la
reivindicación 9, en el que dicho receptor (314) comprende
además:
- \bullet
- unos medios (390) para generar una primera señal de desensanchamiento duplicando dicha señal PNI, y
- \bullet
- un primer correlador para correlacionar dichas señales recibidas intermedias utilizando dicha primera señal de desensanchamiento, y proporcionar un primer grupo de señales de proyección en fase (I) y en cuadratura de fase (Q).
11. Sistema de comunicación según la
reivindicación 8, que comprende además:
- \bullet
- una red de modulación piloto (230) para combinar dicha señal de función ortogonal con una señal piloto y proporcionar una señal piloto modulada, y
- \bullet
- unos medios para transmitir dicha señal piloto modulada a través de un canal piloto.
12. Sistema de comunicación según la
reivindicación 11, en el que dicho receptor (314) comprende
además:
- \bullet
- un demodulador (320) para generar una estimación de dicha señal portadora piloto, demodulando, mediante dicha señal de función ortogonal, dicha señal piloto modulada que se ha transmitido a través de dicho canal piloto, y
- \bullet
- un primer circuito de rotación de fase (340) para generar dicha estimación de dicha señal de información basándose en dicho primer grupo de dichas proyecciones I y Q y dicha estimación de dicha señal portadora piloto.
13. Sistema de comunicación según la
reivindicación 12, en el que dicho receptor (314) comprende
además:
- \bullet
- unos medios (392) para generar una segunda señal de desensanchamiento duplicando dicha señal PNQ, y
- \bullet
- un segundo correlador para correlacionar dichas señales recibidas intermedias utilizando dicha segunda señal de desensanchamiento y proporcionar un segundo grupo de señales de proyección en fase (I) y en cuadratura de fase (Q).
14. Sistema de comunicación según la
reivindicación 13, en el que dicho receptor (314) comprende además
un segundo circuito de rotación de fase (340) para generar una
estimación de dicha segunda señal de información basándose en dicho
segundo grupo de proyecciones I y Q y dicha estimación de dicha
señal portadora piloto transmitida.
15. Sistema de comunicación según la
reivindicación 12, en el que dicho receptor (314) comprende además
unos medios (424, 426, 428 y 430) para retardar dicho primer grupo
de señales de proyección I y Q.
16. Procedimiento para transmitir una primera y
una segunda señal de información (154 y 156), respectivamente, a un
primer y un segundo usuario de un sistema de comunicación de
espectro ensanchado, que comprende las etapas siguientes:
- \bullet
- generación de señales de ruido pseudoaleatorio en fase (PNI) y de ruido pseudoaleatorio en cuadratura de fase (PNQ) de códigos PN predeterminados;
- \bullet
- generación de una señal de función ortogonal de longitud predefinida;
- \bullet
- combinación de dicha señal PNI y dicha señal de función ortogonal con dicha primera señal de información para proporcionar una señal de modulación I, y combinación de dicha señal PNQ y dicha señal de función ortogonal con dicha segunda señal de información para proporcionar una señal de modulación Q, y
- \bullet
- modulación de señales portadoras en fase (I) y en cuadratura de fase (Q) de una relación de fase predefinida con dichas señales de modulación I y Q para su transmisión a dicho primer y segundo usuario, respectivamente.
17. Procedimiento según la reivindicación 16,
que comprende además las etapas siguientes:
- \bullet
- modulación bifásica de dicha señal de modulación I con dicha señal PNI, y
- \bullet
- modulación bifásica de dicha señal de modulación Q con dicha señal PNQ.
18. Procedimiento según la reivindicación 17, en
el que dicha etapa de generación de una señal de función ortogonal
comprende las etapas de selección de una función ortogonal a partir
de un grupo de funciones de Walsh ortogonales, y de obtención de
dicha señal de función ortogonal basándose en dicha función
ortogonal seleccionada.
19. Procedimiento según la reivindicación 18,
que comprende además la etapa de transmisión de dichas señales
portadoras I y Q moduladas a través de canales de comunicación I y
Q, respectivamente.
20. Procedimiento según la reivindicación 16,
utilizado en un sistema de comunicación de acceso múltiple por
división del código (CDMA), para proporcionar canales de
comunicación de espectro ensanchado en fase (I) y en cuadratura de
fase (Q), a través de los cuales se transmite dicha primera señal de
información (154) y dicha segunda señal de información (156), en el
que dicha segunda señal de información es distinta de dicha primera
señal de información, que comprende además las etapas adicionales
siguientes:
- \bullet
- transmisión de dichas señales portadoras I y Q a través de dichos canales de comunicación I y Q, respectivamente, y
- \bullet
- generación de una estimación de por lo menos dicha primera señal de información, según dichas señales portadoras moduladas I y Q recibidas a través de dichos canales de comunicación I y Q.
21. Procedimiento según la reivindicación 20,
que comprende además la etapa de demodulación de dichas señales
portadoras moduladas I y Q recibidas a través de dichos canales de
comunicación I y Q para convertirlas en señales recibidas
intermedias, utilizando dicha señal de función ortogonal.
22. Procedimiento según la reivindicación 21,
que comprende además las etapas siguientes:
- \bullet
- generación de una primera señal de desensanchamiento duplicando dicha señal PNI, y
- \bullet
- correlación de dichas señales recibidas intermedias utilizando dicha primera señal de desensanchamiento para proporcionar un primer grupo de señales de proyección en fase (I) y en cuadratura de fase (Q).
23. Procedimiento según la reivindicación 20,
que comprende además las etapas siguientes:
- \bullet
- combinación de dicha señal de función ortogonal con una señal piloto para proporcionar una señal piloto modulada, y
- \bullet
- transmisión de dicha señal piloto modulada a través de un canal piloto.
24. Procedimiento según la reivindicación 23,
que comprende además las etapas siguientes:
- \bullet
- demodulación de dicha señal piloto modulada transmitida a través de dicho canal piloto,
- \bullet
- generación de una estimación de dicha señal piloto transmitida a través de dicho canal piloto, y
- \bullet
- generación de dicha estimación de dicha primera señal de información basándose en dicho primer grupo de dichas proyecciones I y Q y dicha estimación de dicha señal portadora piloto.
25. Procedimiento según la reivindicación 24,
que comprende además las etapas siguientes:
- \bullet
- generación de una segunda señal de desensanchamiento duplicando dicha señal PNQ, y
- \bullet
- correlación de dichas señales recibidas intermedias utilizando dicha segunda señal de desensanchamiento para proporcionar un segundo grupo de señales de proyección en fase (I) y en cuadratura de fase (Q).
26. Procedimiento según la reivindicación 25,
que comprende además la etapa de generación de una estimación de
dicha segunda señal de información basándose en dicho segundo grupo
de proyecciones I y Q y dicha estimación de dicha señal portadora
piloto transmitida.
27. Procedimiento según la reivindicación 16,
que comprende además las etapas siguientes:
- \bullet
- generación de una primera secuencia de código PN asociada a dicho primer usuario del sistema y generación de una segunda secuencia de código PN asociada a dicho segundo usuario del sistema;
- \bullet
- en el que la etapa de combinación comprende la combinación de dicha señal PNI, dicha primera secuencia de código PN y dicha señal de función ortogonal con dicha primera señal de información para proporcionar una señal de modulación I, y la combinación de dicha señal PNQ, dicha segunda secuencia de código PN y dicha señal de función ortogonal con dicha segunda señal de información para proporcionar una señal de modulación Q.
28. Procedimiento para modular, a una tasa de
transferencia de datos de entrada, una señal de información que se
va a transmitir en los canales en fase (I) y en cuadratura de fase
(Q) de un sistema de comunicación de espectro ensanchado,
utilizando una señal portadora y una réplica de dicha señal
portadora en cuadratura de fase con ésta, estando dispuestos dichos
canales I y Q para funcionar a una tasa de transferencia de datos
nominal predeterminada, independiente de dicha tasa de transferencia
de datos de entrada, que comprende las etapas siguientes:
- \bullet
- división de dicha señal de información en una primera y una segunda parte para su transmisión a uno o más usuarios destinatarios deseados a través de dichos canales I y Q;
- \bullet
- generación de una señal de función ortogonal de una longitud predefinida independiente de dicha tasa de transferencia de datos de entrada;
- \bullet
- generación de señales de ruido pseudoaleatorio en fase (PNI) y ruido pseudoaleatorio en cuadratura de fase (PNQ) de códigos PN predeterminados;
- \bullet
- combinación de dicha señal PNI con dicha primera parte de dicha señal de información y dicha señal de función ortogonal para proporcionar una señal de modulación I, y combinación de dicha señal PNQ con dicha segunda parte de dicha señal de información y dicha función ortogonal para proporcionar una señal de modulación Q, y
- \bullet
- modulación de dicha señal portadora y dicha réplica de dicha señal portadora con dichas señales de modulación I y Q, respectivamente.
29. Procedimiento según la reivindicación 28,
que comprende además la etapa de suma de una señal de control de
temporización con dicha señal de información, siendo dicha señal de
control de temporización indicativa del retardo de propagación de
la señal a través de dichos canales I y Q de dicho sistema de
comunicación.
30. Procedimiento según la reivindicación 29,
que comprende además la etapa de modulación bifásica de dicha señal
de modulación I con dicha señal PN_{I}, y la etapa de modulación
bifásica de dicha señal de modulación Q con dicha señal
PN_{Q.}
31. Receptor para un sistema de comunicación de
acceso múltiple por división del código (CDMA) que es operativo a
una tasa de transferencia de datos nominal predefinida y que recibe
señales de información diferenciadas correspondientes a un primer y
un segundo usuario del sistema en canales de comunicación de
espectro ensanchado en fase (I) y en cuadratura de fase (Q), que
comprende:
- \bullet
- unos medios (386) para generar una señal de función ortogonal basándose en dicha tasa nominal;
- \bullet
- unos medios (380 y 382) para demodular las señales portadoras moduladas I y Q recibidas a través de dichos canales de comunicación I y Q y convertirlas en señales recibidas intermedias utilizando dicha señal de función ortogonal;
- \bullet
- unos medios (390) para generar señales de desensanchamiento PNI y PNQ;
- \bullet
- unos medios (398, 400, 402 y 404) para correlacionar dichas señales recibidas intermedias utilizando dichas señales de desensanchamiento PNI y PNQ para proporcionar un primer grupo y un segundo grupo de señales de proyección en fase (I) y en cuadratura de fase (Q), y
- \bullet
- unos medios para generar una estimación de una de dichas señales de información diferenciadas según una de las señales de dicho primer grupo y dicho segundo grupo de señales de proyección en fase (I) y en cuadratura de fase (Q).
32. Receptor según la reivindicación 31, en el
que se transmite un canal piloto junto con dichos canales de
comunicación de espectro ensanchado en fase (I) y en cuadratura de
fase (Q), que comprende además:
- \bullet
- unos medios (450) para generar un grupo de señales de proyección piloto a partir de una señal de dicho primer grupo y dicho segundo grupo de señales de proyección en fase (I) y en cuadratura de fase (Q), y
en el que dichos medios para generar una
estimación utilizan además dicho grupo de señales de proyección
piloto para generar dicha estimación de una de dichas señales de
información diferenciadas.
33. Receptor según la reivindicación 31, en el
que dicho receptor (314) comprende además unos medios (424, 426,
428 y 430) para retardar dicho primer o dicho segundo grupo de
señales de proyección I y Q.
34. Receptor para un sistema de comunicación de
acceso múltiple por división del código (CDMA) que es operativo a
una tasa de transferencia de datos nominal predefinida, que recibe
una señal de información al doble de la tasa nominal a través de un
canal de comunicación que se bifurca en canales de comunicación de
espectro ensanchado en fase (I) y en cuadratura de fase (Q), y que
comprende:
- \bullet
- unos medios (386) para generar una señal de función ortogonal basándose en dicha tasa nominal;
- \bullet
- unos medios (380 y 382) para demodular las señales portadoras moduladas I y Q recibidas a través de dichos canales de comunicación I y Q y convertirlas en señales recibidas intermedias, utilizando dicha señal de función ortogonal;
- \bullet
- unos medios (390) para generar señales de desensanchamiento PNI y PNQ;
- \bullet
- unos medios (398, 400, 402 y 404) para correlacionar dichas señales recibidas intermedias utilizando dichas señales de desensanchamiento PNI y PNQ y proporcionar un primer grupo y un segundo grupo de señales de proyección en fase (I) y en cuadratura de fase (Q);
- \bullet
- unos medios para generar una estimación de una primera señal de información a partir de dicho primer grupo de señales de proyección en fase (I) y en cuadratura de fase (Q), y para generar una estimación de una segunda señal de información a partir de dicho segundo grupo de señales de proyección en fase (I) y en cuadratura de fase (Q), y
- \bullet
- unos medios para combinar dicha primera señal de información y dicha segunda señal de información para obtener dicha señal de información al doble de la tasa nominal.
35. Receptor según la reivindicación 34, en el
que se transmite un canal piloto junto con dichos canales de
comunicación de espectro ensanchado en fase (I) y en cuadratura de
fase (Q), que comprende además:
- \bullet
- unos medios (450) para generar un grupo de señales de proyección piloto a partir de dicha señal de dicho primer grupo y dicho segundo grupo de señales de proyección en fase (I) y en cuadratura de fase (Q), y
- \bullet
- en el que dichos medios para generar una estimación utilizan además dicho grupo de señales de proyección piloto para generar dicha estimación de dicha primera señal de información y dicha segunda señal de información.
36. Receptor (314) según la reivindicación 34,
que comprende además unos medios (424, 426, 428 y 430) para
retardar dicho primer y dicho segundo grupo de señales de proyección
I y Q.
37. Procedimiento para recibir señales de
información diferenciadas correspondientes a un primer y un segundo
usuario del sistema a través de los canales de comunicación de
espectro ensanchado en fase (I) y en cuadratura de fase (Q) de un
sistema de comunicación de acceso múltiple por división del código
(CDMA) operativo a una tasa de transferencia de datos nominal
predefinida, que comprende las etapas siguientes:
- \bullet
- generación de una señal de función ortogonal basándose en dicha tasa nominal;
- \bullet
- demodulación de las señales portadoras moduladas I y Q recibidas a través de dichos canales de comunicación I y Q para generar señales recibidas intermedias, utilizando dicha señal de función ortogonal;
- \bullet
- generación de señales de desensanchamiento PNI y PNQ;
- \bullet
- correlación de dichas señales recibidas intermedias utilizando dichas señales de desensanchamiento PNI y PNQ para proporcionar un primer grupo y un segundo grupo de señales de proyección en fase (I) y en cuadratura de fase (Q);
- \bullet
- generación de una estimación de una de dichas señales de información diferenciadas según una de las señales de dicho primer grupo y dicho segundo grupo de señales de proyección en fase (I) y en cuadratura de fase (Q).
38. Procedimiento según la reivindicación 37,
que comprende además las etapas siguientes:
- \bullet
- transmisión de un canal piloto junto con dichos canales de comunicación de espectro ensanchado en fase (I) y en cuadratura de fase (Q), y
- \bullet
- generación de un grupo de señales de proyección piloto a partir de dicha señal de dicho primer grupo y dicho segundo grupo de señales de proyección en fase (I) y en cuadratura de fase (Q), y
en el que, en dicha etapa de generación de una
estimación, se utiliza además dicho grupo de señales de proyección
piloto para generar dicha estimación de una de dichas señales de
información diferenciadas.
39. Procedimiento según la reivindicación 38,
que comprende además la etapa de retardo de dicho primer o dicho
segundo grupo de señales de proyección I y Q.
40. Procedimiento para recibir una señal de
información al doble de la tasa nominal a través de un canal de
comunicación que se bifurca en canales de espectro ensanchado en
fase (I) y en cuadratura de fase (Q) de un sistema de comunicación
de acceso múltiple por división del código (CDMA), comprendiendo
dicho procedimiento las etapas siguientes:
- \bullet
- generación de una señal de función ortogonal basándose en dicha tasa nominal;
- \bullet
- demodulación de las señales portadoras moduladas I y Q recibidas a través de dichos canales de comunicación I y Q para convertirlas en señales recibidas intermedias, utilizando dicha señal de función ortogonal;
- \bullet
- generación de señales de desensanchamiento PNI y PNQ;
- \bullet
- correlación de dichas señales recibidas intermedias utilizando dichas señales de desensanchamiento PNI y PNQ para proporcionar un primer grupo y un segundo grupo de señales de proyección en fase (I) y en cuadratura de fase (Q);
- \bullet
- generación de una estimación de una primera señal de información a partir de dicho primer grupo de señales de proyección en fase (I) y en cuadratura de fase (Q), para generar una estimación de una segunda señal de información a partir de dicho segundo grupo de señales de proyección en fase (I) y en cuadratura de fase (Q) y para combinar dicha primera y dicha segunda señal de información y obtener dicha señal de información al doble de la tasa nominal.
41. Procedimiento según la reivindicación 40,
que comprende además las etapas siguientes:
- \bullet
- transmisión de un canal piloto junto con dichos canales de comunicación de espectro ensanchado en fase (I) y en cuadratura de fase (Q), y
- \bullet
- generación de un grupo de señales de proyección piloto a partir de dicha señal de dicho primer grupo y dicho segundo grupo de señales de proyección en fase (I) y en cuadratura de fase (Q), y
en el que, en dicha etapa de generación de una
estimación, se utiliza además dicho grupo de señales de proyección
piloto para generar dicha estimación de dicha primera y dicha
segunda señal de información.
42. Procedimiento según la reivindicación 41,
que comprende además la etapa de retardo de dicho primer y dicho
segundo grupo de señales de proyección I y Q.
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