JP2851036B2 - 音響変換器におけるノイズ除去方法および装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、時間領域（time domain）雑音除去に関す
る。特に本発明は、音響距離測定用の変換器におけるノ
イズ除去に関する。 〔従来の技術〕 距離測定においては、従来より音響パルスの遅延線が
用いられて来た。 音響変換器を用いた直線距離測定装置が、テラーマン
（Tellerman）の米国特許第3,898,555号において開示さ
れている。この装置においては、モード変換器が強磁性
体導波装置の一端に設けられている。可動性の永久磁石
がその導波装置に搭載されている。パルス発生器からの
電気的パルスを導波装置中を通っている導電線に加える
ための回路が設けられている。電気的パルスから生ずる
磁界が、永久磁石からの磁界と相互作用を行なう時、ね
じれ性の音響パルス（sonic torsionalpulse）が、導波
装置に沿って伝送を始める。 ねじれ性の音響パルスはモード変換器で検知され、検
知したモード変換器は、次に電気的帰還信号（パルス）
を発生する。この帰還信号は検知され、前記の導電線お
よび導波装置にパルスが加えられた時に発生した直流出
力パルスを終わらせるのに用いられる。このようにし
て、導電線にパルスが加えられてから、モード変換器か
らの対応する電気パルスを受信するまでの期間を表わす
ところの各々のパルスが発生される。 そのパルス列は平均化され（フィルターを通され）、
導波装置に沿った永久磁石の位置に直接に比例するパル
ス列の値に比例した直流電圧出力に変換される。 本発明は、直流出力パルスを生じる開始パルスに対応
して、その出力パルスが、モード変換器からの信号が検
知された時にのみ終了するようにすることを保証するも
のである。帰還パルスの周波数スペクトラムは、スイッ
チ接点や、ソレノイド、モータのオン・オフ切換え等か
ら生じる産業ノイズを含むところの無線周波数帯域にあ
る。そのようなノイズは、磁気性のものにせよ、容量性
のものにせよ、或いは放射性によるものにせよ、変換器
において信号として拾われてしまう。この帰還ラインに
おけるノイズは、直流出力パルスを誤まって終了させて
しまい、したがって直流パルス列の過渡的な変化を招
く。 ノイズの受信を防止するためのこれまでの方法は不適
当であることが解って来た。何故ならば、ノイズは目的
の帰還パルスと同じ周波数帯域にあるために、通常の受
動型選択帯域通過フィルターは役に立たないからであ
る。 ノイズが除去できるように、信号対ノイズ比を改善す
るためにモード変換器からの帰還信号レベルを上げよう
とする試みは、信頼性がないということが解って来た。
なぜならば、モード変換器帰還信号の振巾は、通常の回
路及び製造可能は変換器部品によっては、ノイズの振巾
より有意的に高くは上げられないからである。 〔本発明の目的及び概要〕 本発明は、ノイズが目的の帰還パルスと同じ周波数帯
域にあっても、ノイズを除去できる装置と方法を開示す
る。 特に、この装置と方法は、電気的なスタートパルスが
変換器と変換器上に置かれた磁石とに加えられ、磁石と
基準位置との間の距離に比例する、スタートパルスに引
続く時間に受信される帰還パルスを発生させるような距
離測定音響変換器において有用である。 ノイズ除去とこのような帰還選択信号の受信は、帰還
信号の受信時に関連する、どのような望ましい時間領域
の間においても達成される。直流出力パルスによって帰
還パルスの受信を妨げる禁止信号が、図ではフリップフ
ロップで示されているところの出力パルス発生器に加え
られる。この禁止信号は、スタートパルスと共に発生さ
れ、モード変換器からの帰還パルスが期待される時間イ
ンターパルの終了のすこし前に消滅する。禁止信号が存
在する間は、全ての信号が出力パルス発生器によって、
除外される。 特に、改良された直線距離測定装置が開示される。こ
の方法を音響変換器に適用することによって、ノイズの
受信が防止され、この結果測定信号の信頼性が向上す
る。 〔実施例〕 テラーマン（Tellerman）の米国特許第3,898,555号に
開示された音響変換器においては、繰り返し周期におい
て電気的な電流パルス（スタートパルスとしての）を導
波装置に加え、導波装置上の可動磁石が導電線中の電流
パルスによって発生された磁界を歪ませ、その結果導波
装置中にねじれパルス（torional pulse）を発生するも
のである。 このねじれパルスは、検知されて帰還（return）電気
信号を発生する。そして、スタートパルスの開始と帰還
電気信号の受信との間の時間は、導波装置上の磁石の位
置に比例する。このような方法によって、距離は、磁石
が外部の作用に応じて導波装置に沿って種々の位置を取
る時に、正確に測定されることができる。 第１図は、本発明による改良を含むところの直線距離
測定装置の概要を示す回路図である。時間領域ノイズ除
去回路の第１の形態は、米国特許第3,898,555号の第５
図及び明細書に示されている音響変換装置及び回路に統
合されるものであり、これらは音響変換器とその動作の
詳細な説明のために参照されるものである。 動作時においては、電気的スタートパルス、即ち印加
されるスタートパルスがパルス発生器10によって発生さ
れる。パルス発生器10は、設定されたインターバルによ
り、周期Ｔを有するパルス10Aを印加する。パルス10A
は、導電線11中を、強磁性体でできている導波装置13に
沿って伝搬される。導電線11中の電流から生ずる磁界は
導波装置13中に集中される。可動磁石12が導波装置13上
に搭載され、その磁界は導電線11からの磁界を歪ませ、
そして電気的パルスに応答して、導波装置内にねじれパ
ルスを出す。この可動磁石は、位置が検知できる部材に
結合することもできる。 モード変換器14（米国特許第3,898,555号のモード変
換器24に対応する）は、同米国特許に説明されている様
に、導波装置中のねじれパルスの影響を受けるセンサー
を含んでおり、ライン14Aを通ってフリップフロップ21
に供給され、さらに信号処理回路15に供給される。対応
した電気的電流帰還信号（パルス）を発生する様に構成
されている。フリップフロップ21は、パルス整形器又は
発生器を含み、それがリセットされるまで、実質的に一
定レベルの直流電圧信号をライン21Aに供給する。リセ
ットされると、ライン21A上の直流信号は直流パルスと
成り、そして、この様な繰返しパルスが直流出力パルス
列を形成するのに用いられる。 信号処理回路15は、米国特許第3,898,555号の第５図
に示された処理回路の、スイッチ46の出力側部分に代表
されるものであり、その中のフリップフロップ21は、そ
れがセットされた時に、直流信号出力を供給する。信号
処理回路15は、ライン21Aを通して、フリップフロップ2
1からの直流出力パルスを受ける。これら各々のパルス
は、それぞれのスタートパルス10Aからモード変換器14
の帰還パルスがフリップフロップ21をリセットするまで
の時間に等しい幅を持っている。 信号処理回路15はライン21A上の直流出力パルスを
波し、ライン22に直流出力電圧信号を供給する。この直
流出力電圧信号は、利用装置28の作動電力供給のため
に、或いはメーター等を駆動するために、言い換える
と、スタートパルスとこれに対応する帰還パルスとの間
の時間によって決まる、磁石と基準位置間の距離に比例
する、ライン22上の直流電圧レベルを表示するために利
用される。 米国特許第3,898,555号に示されているような、従来
の回路は、先の回路においては、パルス発生器10がモー
ド変換器の出力を受けるフリップフロップをトリガーす
る、即ちセットするのに対し、本実施例ではそうではな
い点を除いては、これまで述べたものと実質的に同じで
ある。 第２図は従来技術における回路の概略的な動作を示す
タイムチャートである。これは、ライン14A上にノイズ
の影響を示している点を除いては、米国特許第3,898,55
5号の第６図における表現と、類似している。 第２図の波形Ａは加えられるスタートパルス10Aを示
している。このパルスは周期Ｔを有し、導電線11上に現
われる。同図の波形Ｂはライン14A上の位置帰還信号を
示している。この信号は14Bとして示されている。例え
ば、波形Ａの最初のスタートパルス10Aが発生される
と、波形Ｂの２つ目の帰還信号14Bがそのスタートパル
ス10Aに対応する帰還となる。波形Ｃはライン21A上の直
流出力パルス列を示す。 そして図から分る様に、パルス21Bはパルス10Aの発生
によって開始され、モード変換器14からの帰還信号14B
がフリップフロップ21によって受信された時に終了す
る。 従来の回路では、フリップフロップ21は、パルス発生
器10からのパルス10Aによってセットされ、スイッチを
通して直流信号を供給し、そしてモード変換器14からの
電流パルスがフリップフロップに受け取られた時にリセ
ットされて直流パルス信号をカットし、磁石の位置に比
例した期間（持続時間）を有するパルス列を供給する。
ライン21A上の出力パルス列は波されて、磁石の位置
に比例した平均直流電圧を、処理回路15に対応した回路
において発生する。この直流電圧出力は、第１図のライ
ン22の上に現われる。 第２図の波形Ｄは、波形Ｃのパルス列を波し、平均
化して得られた直流出力電圧を示す。 第２図の波形Ｃから理解されるように、十分な振幅値
のノイズ信号14Cがライン14A上に現われる時、それは、
正規の帰還パルス14Bと同じ様に働き、フリップフロッ
プ21をリセットして直流出力パルスを早まって終了させ
る。そして、21Cで示されるような短かいパルスを発生
させて磁石位置の間違った表示をしてしまう。 ライン21A上のパルスは、印加されたスタートパルス1
0Aの各々によって開始されるので、図の信号14Cによっ
て示されるようにノイズが受信されると、１周期Ｔの実
質的な部分に対して出力直流信号が存在しなくなる。そ
の結果、波形Ｄの22Aで示されるように、出力ライン上
により低い平均直流信号が現われ、誤まり出力を供給す
る。 本発明を実行するに当たっての代表的な回路が、第１
図に16Aで示される。回路16Aは、フリップフロップ21の
出力を高レベル、即ち実質的に一定の振巾の直流電圧に
セットするために、フリップフロップ16にセット・禁止
パルス信号（以下、禁止信号と呼ぶ）を加える。これに
よって、フリップフロップ21は、禁止信号が存在しない
“窓”の期間、即ちライン14A上に正規の位置帰還信号
の到来が期待される期間を除いて、ライン14A上の信号
（これはフリップフロップ21をリセットするのである
が）の存在にかゝわりなく、高レベルの状態に維持され
る。 禁止信号の長さまたは時間は、ライン22上の平均直流
電圧出力信号で示されるような、前の位置帰還信号の帰
還タイミングに基づく。図のように、フリップフロップ
16はフリップフロップ21のセット入力に接続されるＱ出
力（フリップフロップ16がセット状態の時、高レベルと
なる）を有する。ライン21A上のフリップフロップ21の
出力は、フリップフロップ16がライン16B上に（高レベ
ル）出力を供給し続ける限り、リセット状態、即ち低信
号レベルに変わることはできない。 ライン16B上に禁止信号が現われている期間は、ライ
ン22上の直流出力信号の関数である。それゆえ、ライン
16B上のパルスの時間巾は、ライン21A上のパルスの以前
の時間または巾の関数である。図のように、禁止信号の
時間は、ライン22上の直流出力電圧を、設定された既知
の率で充電されるタイミング容量（コンデンサ）によっ
て制御されるライン18A上の電圧と比較することによっ
て制御される。それゆえ、フリップフロップ16をリセッ
トするまでの遅延時間が制御される。 定電流源18は、容量（コンデンサ）17の一方の電極に
接続される出力ライン18Aを有し、容量17の他方の電極
は接地される。ライン18Aはまた、トランジスタスイッ
チ19のコレクタに接続され、前記トランジスタのベース
はフリップフロップ16の出力へ接続される。このよう
にして、フリップフロップ16がリセット状態の時は、ト
ランジスタ19が導通するように、そのベースがバイアス
されるので、ライン18Aとこれに接続された容量17の電
極とをそのエミッタを通して接地する。 パルス発生器10からのパルス10Aによってフリップフ
ロップ16がセットされると、トランジスタ19のベースに
接続されているフリップフロップの出力は低レベルへ
変化し、トランジスタ19はこの後遮断状態となる。これ
によって容量17は電流源18からのライン18A上の出力に
よって充電を始める。容量17が充電されるに従い、ライ
ン18A上の電圧は上昇を始める。そしてこの電圧は、比
較器20の一方の入力において感知される。 比較器20の他の入力は直流出力電圧ライン22に接続さ
れている。ライン18A上の電圧がライン22上の直流出力
電圧に等しくなった（または、これを超えた）時、比較
器20は、フリップフロップ16をリセットする高レベル出
力をライン20A上に供給する。フリップフロップ16がリ
セットされると直ちに、禁止信号がライン16B上から除
かれて、ライン16Bは低レベルとなり、トランジスタ19
は容量17を放電すべく導通される。こうして容量17を新
しいサイクルの開始に備えさせる。 禁止信号がライン16Bからなくなった時から、新しい
パルスまたは信号がライン16B上に現われてフリップフ
ロップ21をセットし、この信号がライン16B上に存続す
る間、即ち禁止信号パルス巾の期間、フリップフロップ
21の出力が高レベルの状態に維持されるようになるま
で、フリップフロップ21は、モード変換器14からの、ラ
イン14A上の適当なレベルの信号が、ライン21Aの高レベ
ル信号を除くようにフリップフロップ21をリセットでき
る状態に維持される。 第３図におけるタイミング図は、本発明の時間領域ノ
イズ除去方法の動作を説明するものである。波形Ａ及び
Ｂはパルス発生器10から供給されたスタートパルス10A
と、モード変換器14からの対応する位置帰還パルスと
を、それぞれ表わしている。波形Ｃは、フリップフロッ
プ16からライン16B上に供給されるセット・禁止パルス
信号（禁止信号）を表わす。この禁止信号はフリップフ
ロップ16をセットするパルス10Aの立上がりで始まり、
比較器20が出力を出した時に終了する。 波形Ｃの、16Cで示される禁止パルス信号は、位置帰
還信号14Bがモード変換器14より発生されることが期待
される時点の、或る短かい時間前に終了する。この短か
い時間は、波形Ｃにおいて距離14Dとして表わされ、そ
して、それは禁止信号16Cの立下がりと信号14Bの正極性
のピークとの間の時間差である。 位置帰還信号14Bの正のピークが設定レベルを超える
と、フリップフロップ21はリセットされて、ライン21A
上の高レベル信号はカットオフされる。これによって生
ずるパルスが、波形Ｄの21Dで表わされる直流出力パル
スである。パルス21Dの立下がりエッヂは、禁止信号16B
が除かれた後にあらわれる。ライン14A上の信号がフリ
ップフロップ21をリセットできる期間である“窓”は、
波形Ｃにおいて16Dで表わされる。 したがって、ライン14Aのいかなるノイズ14Cもフリッ
プフロップ21をリセットすることはなく、波形Ｄのパル
ス列21D、または、このような出力パルス列を平均化し
て得られる出力信号（波形Ｅとして示される）に影響を
与えることは防止される。もしも、例えば第３図の波形
Ｂに14Cで示されるようなノイズが生じた場合でも、そ
れが、禁止信号が高レベルの期間内であれば、それがフ
リップフロップ21をリセットすることはない。 本発明においては、これまでと同じ方法で、ディジタ
ル出力を与えることができ、禁止信号は、ディジタル計
数の正確さを保証するために利用することができる。第
４図は、ディジタル出力を得るための簡単な概要図であ
る。 信号処理回路15に接続され、また禁止信号回路16Aに
も接続されている、フリップフロップ21（それはパルス
生成装置である）から、ライン21A上に供給される直流
パルス出力は、また、ANDゲート60の１つの入力にも供
給される。ANDゲート60の他方の入力は、ライン62にカ
ウント用クロックを供給する水晶クロック回路61の出力
に接続されている。 直流出力パルス21D（これは磁石12の位置を示す）に
よって、ANDゲート60がライン21Aから高レベル入力を与
えられる時は、クロック回路61からの計数用クロックが
ANDゲート60の出力線63およびカウンター64に与えられ
る。ANDゲート60が、ライン11上のノイズによって誤っ
た時期にトリガーされるのを防ぐために、フリップフロ
ップ21の状態変化を禁止するための禁止信号がライン16
Bに与えられる。ライン16B上のパルスは、時間巾変調さ
れたパルスである禁止信号である。 時間軸で表わした第５図は、デイジタル計数出力を用
いて、各信号の状態を表わしたものである。これまでと
同じように、加えられるスタートパルスは波形Ａにおい
ては10Aとして示されており、またライン14A上の、対応
する位置帰還パルス14Bは波形Ｂで表わされる。これら
の帰還パルスはモード変換器14から来る。波形Ｃに示さ
れている直流出力パルス列の各パルスは、パルス10Aの
開始から、これに対応する信号14Bの受信までの間の時
間差に応じて幅変調されている。 これらはライン21Aにおけるディジタルパルス列の出
力を代表している。そして、このパルス列から発生され
る直流出力が波形Ｆで示される。これは、第１図のライ
ン22に現われる直流信号に相当するものである。 パルス列内の直流出力パルスは、第５図Ｅに符号65で
示されているように、D/A変換のため、コンピューター
に直接にインプットするため、あるいはライン63に接続
されたカウンターに表示されるために用いられる。ディ
ジタル計数値で表わされることができる。 第４図のクロック回路61からのクロック信号は波形Ｄ
で示され、フリップフロップ16からの禁止信号は波形Ｇ
で示される。この禁止信号は、前の場合と同じように、
禁止信号期間の間、ノイズがフリップフロップ21をトリ
ガーするのを防止することによって、正確なディジタル
計数を保証するために用いられる。禁止信号期間も前記
のように、出力直流信号の関数である。 この時間領域ノイズ除去方法の他の実施例は、再循環
プロセスによってフリップフロップ21からの直流出力パ
ルスのパルス巾を、延長し、もしくは倍増することを含
むものである。これを実施するための回路は、各々の位
置帰還信号によってトリガーされるところのカウンター
及び第２パルス発生器の追加を含むものである。 これは、現在でも、標準のディジタル製品を用いて計
数精度を向上させるための、米国特許第3,898,555号に
示されている変換器の商業的実用において、成されてい
る。ノイズ除去禁止信号は、第１図と同じような方法
で、ライン22上の平均化された直流出力信号に基づい
て、加えられたスタートパルスおよび、これと対応する
帰還信号パルスの間において、ノイズの受信を禁止する
ように発生される。 主パルス発生器の周期は、例えば第６図に示されるよ
うに、第１図の場合の３倍に変更される。この倍率は希
望のいかなる値にもすることができ、一般的には、単に
説明の目的で用いられる“３倍”より高い値である。 第２のパルス発生器と信号カウンターがライン14Aに
接続され、位置帰還信号14Bに応答して、選択された数
の電流パルスを独立に、導電線11に発生させる。前期の
選択された数はカウンターによって決定され、その数の
パルスが発生された後、主パルス発生器10からの次のパ
ルスが動作を継続するために要求される。 信号処理回路15へ入力を供給する直流パルスは、信号
カウンターに蓄積された所定の数の帰還信号にまたがっ
た時間巾を有する。適当な周波数領域にあるクロックに
よって、パルス時間幅を表わすディジタル出力の精度を
改善するために、このようにより広い幅をもったパルス
信号を供給するものである。 例えば、導波装置13の時間遅延が９マイクロ秒／イン
チ（これは、普通の値である）である場合、第４及び第
５図に示すようなカウント技術を用いて、0.0001インチ
のディジタル出力カウント精度を得るためには、0.0001
インチ×９マイクロ秒の周期を有するクロックが必要で
ある。したがって、クロックの周期は0.0009マイクロ
秒、即ち1111MHzという非常に高い周波数となる。 出力計数のために用いる直流出力パルスの幅を、出力
として発生される、それぞれのパルスの間に数個の位置
帰還信号を受信することによって倍増させると、１つの
パルス当りの総カウント数は増加し、したがって精度
は、低いクロック周波数のままで増大される。例えば、
基本出力パルスの巾が100倍に増大されたとすると、ク
ロック周期は、0.0001×900マイクロ秒／インチ即ち0.0
9マイクロ秒、言いかえるとわずか11.1MHzでよい。 これは低コストの発振器又はクロック発生器で実現で
きる周波数である。 時間軸で表わした第６図はこの概念を示している。波
形Ａは周期を伸ばした印加パルス10Aを示し、その周期
は正規の場合より大きい。図示されているように、その
周期は、第５図の場合のそれより３倍大きい。出力信号
パルスライン21Aに現われる出力直流パルス21Fは、第６
図の波形Ｇに示されており、このパルスはパルス10Aの
印加で開始する。 第６図Ｇの出力パルス列にあるパルス21Fは、前と同
様に、同図Ｊに示される平均化出力直流電圧を供給する
ために用いられる。また、波形Ｈで示されるクロック信
号は、波形Ｇの直流出力パルスでANDゲート処理を受け
て、第４図からも分るように、波形Ｉで示される出力を
得る。禁止信号もまた、波形Ｋに示されるように、パル
ス10Aが印加された時に開始される。 符号16Fで示されるこの禁止信号は、信号カウンター
の誤まりカウントを禁止するために用いられる。21Fで
示される出力直流信号パルスを供給するフリップフロッ
プ21は、所定の数の位置帰還信号（第６図では、３つの
帰還信号である）がモード変換器14から受信されない限
り、終了即ちリセットしない。この所定の数は、前述の
ようにカウンターに保持され、このカウンターは、所定
のカウント数に達するとフリップフロップ21をリセット
する。 波形Ｂの、最初の位置帰還信号14Fが受信された時、
それはカウンターとライン11に信号パルス67Aを供給す
る第２パルス発生器をトリガーする。パルス67Aは第６
図Ｃに示され、パルス10Aと同じような機能を有するも
のである。 また、回路16Aまたは次に述べる回路によって決定さ
れるような、最初の禁止信号パルス16Fは、パルス14Fが
帰還する少し前に終了し、帰還信号14Fの期待される帰
還より少し前までのノイズ除去を保証する。パルス67A
は禁止信号を再発生させる、すなわち、波形Ｋの16Gで
示される禁止信号を発生させる。しかし、パルス21F
は、フリップフロップ21がリセットされないので妨げら
れることなく続く。そして第６図のＩで表わされるカウ
ンターはカウントを続ける。 パルス67Aはモード変換器14によって検知され、モー
ド変換器14は、波形Ｄに示される第２の位置帰還パルス
14Gを送り出す。第２の位置帰還信号は、波形Ｅで示す
ような第２のパルス67Bを導電線11へ送り出すべくトリ
ガーを行ない、信号カウンターは帰還信号に基づいてパ
ルスの次の伝送を指示すべく再びトリップされる。 禁止パルス16Gは、帰還信号14Gが送られる前に終了す
る。そして禁止パルスはパルス列から発生された直流出
力の関数であることができる。安定な直流信号は波形Ｊ
で示される。パルス67Bは新しい禁止パルス16Hをスター
トさせ、パルス67Bが導電線11へ送られた後に、モード
変換器14は３番目の位置帰還信号14Hを、第６図にＦで
示したように発生させる。禁止パルス16Hは、第６図Ｊ
で示される直流出力、および回路16Aで制御されて、帰
還信号14Hの受信の前に終了する。 信号14Hは、これまで述べたように再循環配置におい
て受信される最後の位置帰還信号である。そして、帰還
信号をカウントする信号カウンターはプリセット値のカ
ウント到達を表示し、フリップフロップ21をリセットし
て、出力直流パルス21Fをカットオフさせ、また波形Ｉ
で示される出力カウントも停止させる。 再循環カウントが終った後は、パルス発生器10が新し
いスタートパルス10Aを印加するまでは、もはや信号は
出力されない。再循環は、パルス21Fが十分な幅を有
し、また出力ライン63において長いカウントを可能とす
るように、パルス発生器10の周期の間における、モード
変換器14からの100程度の帰還信号に対して可能であ
る。第６図の符号66で示されるカウントは処理装置への
直接的なディジタル入力として用いられるか、またはカ
ウンターディスプレイの読出しに用いることができる。 第６図に示される配置は、出力パルスの各々に対し
て、より大きなカウントを供給することによってディジ
タル精度を増大させる一方で、それはまた測定を行なう
時間も同じように増大させる。 時間領域ノイズ除去方法に用いられる禁止パルスはま
た、第７及び８図で説明されるようにディジタル技術を
用いて発生されることができる。 回路16Aは第７図のディジタル回路で置き換えられ
る。動作を考えるために、シーケンスが、第８図の点線
68で示される時刻に沿ってスタートし、かつ波形Ａで示
される第２直流出力パルスに関連して説明される。これ
は磁石位置を示すパルスである。このシーケンスはもち
ろん繰り返され、循環的に生ずる。 関数発生器10からのライン68上のスタートパルス10A
（第８図のＢ）はフリップフロップ24を作動させて禁止
パルス16Hをスタートさせ、パルス10Aはまた直流出力パ
ルス21Eを、第８図のＡに示すようにフリップフロップ2
1よりスタートさせる。パルス21Eは、第７図のように、
ANDゲート25Aに加えられる。第１クロック源25の出力は
ANDゲート25Aの他方の入力に加えられて、直流出力パル
ス21Eが存在する間だけ、カウンター27においてクロッ
ク源25からのクロックパルスがカウントされる。 このカウントはパルス21Eの幅を表わしており、前記
したように、パルス21Eは帰還パルスがモード変換器14
より受け取られた時に終了する。カウンター27が、後で
説明されるようにリセットされ、パルス21Eがカウント
を終了させた時、アップカウンター27のカウント値はフ
リップフロップ21からの最後の直流出力パルスの時間を
表わす。 レジスター28はカウンター27に結合されている。レジ
スター28はラッチパルス68Hによって、前のパルス21Fの
カウントを蓄積している（第８図のＣにおけるライン68
の左側のもの）。そして、タイムカウンター27がパルス
21Eの時間をカウントしている時に、レジスターは前の
カウントを保持する。ラッチパルス68Hは、垂直線69で
示されるように、第８図のＡの直流出力パルスの立下が
りエッヂによってトリガーされる。 レジスター28に蓄積されている数は、第８図のＤの68
Rで示されるカウントダウンロードパルスの受信によっ
てダウンカウンターへ転送される。パルス68Rはパルス6
8Hの後、設定されたインターバルをもって供給されるも
のである。実例で説明されるように、ダウンカウンター
29は直流出力パルス21F（即ち、パルス21Eの前のパル
ス）の時間を表わすカウント数をロードする。 禁止信号パルス16Hの開始は、ライン32を通じてANDゲ
ート31−入力に高レベル信号を与える。ANDゲート31の
第２入力は第２クロック源へ接続されており、そしてAN
Dゲートの出力ライン33は、禁止信号16Hが存在している
間、第２クロック源26の周波数でカウント信号を供給す
る。ANDゲート31の出力は、第２クロック源26からのパ
ルスによってダウンカウンター29を減算すべく、ライン
33を通してトリガーをこのカウンター29に与える。 ダウンカウンターが零に達した時、そのカウンター29
の出力に接続されているNORゲート30から制御信号が発
生され、フリップフロップ24のリセット端子に、ライン
34を介して高レベル信号を与えてフリップフロップ24を
リセットし、禁止信号16Hを終了させる。 第１クロック源25の周波数は、第２クロック源26のそ
れよりも、既知の所定のパーセンテイジだけ低く選定さ
れている（第２クロックは周期が短かい）。それゆえ、
禁止信号（又はパルス）を、直流出力パルス21Fの終了
より選定された時間だけ短かく終了させるために、同じ
数のカウントを行ないながらも、ダウンカウントの完了
時間は、アップカウントのそれより短かく設定される。
第８図に示されているように、フリップフロップ21を制
御してノイズを排除するのに用いられる禁止パルス16H
は、パルス21Eを終了させるモード変換器14からの帰還
信号により前に終了する。 第８図の垂直線68で示されている、第２直流出力パル
ス21Eの開始時点に先立って、カウントアップリセット
パルス68Cが供給されることは注意すべきである。これ
はアップカウンター27がパルス21Eの間のカウントを受
け入れる準備のためである。 全体の動作は、パルス21Aの立下がりエッヂに従って
発生される第２パルス68Hによって繰り返される。そし
て他のパルスも続いて繰り返される。 フリップフロップ24から発生される禁止信号（又はパ
ルス）は、このように、パルス21Fを（パルス21E及び禁
止信号16Hに先立って）終了させる帰還パルスによって
決定されるところの、導波装置13に沿った磁石位置を、
正確に時間で表わしたものである。このようにして、禁
止信号は、第８図のＡに示されるパルス列における、一
つ前の直流出力パルスに直接的に依存させられる。そし
て、第１と第２のクロック25,26の周波数比を選ぶこと
により、能動システムにおける距離測定のために、禁止
パルスの長さは、磁石のシフトに適合するべく正確に制
御され得る。 第９及び第10図は、加えられたスタートパルスの基本
周期より短かい、選択された時間幅を持つ禁止パルスを
供給するための、ディジタル技術のもう一つの実施例で
ある。 第10図のＡにおけるパルスは、前と同じように、Ｔの
周期を有するパルス10Aである。これらのパルスは関数
発生器（パルス発生器）10から供給される。モード変換
器14からの帰還信号は第10図波形Ｂに、14I,14J,14K等
で例示されている。 その結果発生される直流出力パルスが、第10図のＤに
各々21G,21H等のように示されている。これらのパルス
はパルス列を構成し、第10図のＥに示すような直流出力
電圧を、前に述べた平均化によって発生する。 ここでは、第１図又は第４図の回路16Aは、第９図の
回路で置き換えられる。この回路は、直流出力パルスの
立下がりエッヂでトリガーされる単安定フリップフロッ
プ43を含む。例えば、トリガーは第10図Ｄの21Iで示さ
れるエッヂに沿って成され、単安定フリップフロップ43
の出力は、ライン44より２進分周器（カウンター）42へ
供給される。２進分周器（カウンター）42は、その出力
時のカウント値と、スタート時のカウント値について、
プリセットが可能である。 ２進カウンターがトリガーされた時、その出力は、出
力ライン45に禁止信号（又はパルス）を供給する。ライ
ン45は、第１図において、フリップフロップ21に禁止信
号を供給するライン16Bに対応するものである。２進カ
ウンターの出力の時間は、Ｔに等しいプリセット値及び
クロック源41によって決定される。クロック41はまた、
パルス発生器10のパルス10Aの周期Ｔを決定する。 しかし、２進カウンター42は、ライン45のカウント出
力が、選ばれた数値から出発して、所定の計数を完了す
るようにプリセットされる。このようにして、ライン45
における禁止信号の終了は、パルス10Aの基本周期であ
るＴより若干短かい時間に選ばれることができる。この
周期Ｔは、14I,14J等で示される位置帰還信号のインタ
ーバルに実質的に等しい。 ライン45上の出力信号の時間を５〜６マイクロ秒だけ
短かくすることによって、“窓”は、信号14I〜14Kが受
信され、フリップフロップ21を次の状態へトリガーする
ことを保証するように供給されることができ、一般的に
16Iで示される禁止信号は、モード変換器14からの連続
する帰還信号間における磁石の動きに適合するように、
周期Ｔより十分短かくなるように計算される。実際に
は、これは約５〜６マイクロ秒であることが見出されて
はいるけれども、もし必要であれば窓はこれより広くて
も構わない。 ２進カウンターのプリセット値は、通常の動作に対す
る必要な窓の大きさに適合するように選ぶことができ
る。これは、第10図Ｂの14Jおよび14Kの間に示されてい
るような、誤った結果を与える可能性のあるノイズをし
め出して排除するために非常に正確な禁止信号を与え
る。 たとえ、磁石が最大秒当り250インチという速さで動
き、また比較的長い10フィートの導波装置又は変換器に
対して必要と考えられるところの、1.1ミリ秒という周
期Ｔを仮定したとしても、周期Ｔのパルス10Aの間にお
ける磁石の動き、即ち磁石ヘッドの偏差は2.5マイクロ
秒を超えることはない。 クロック41は印加パルス10Aの基本周期Ｔを発生させ
るのに用いられるものであるが、このクロックからの出
力パルスを用い、かつ２進分周器42のプリセット値によ
ってこの周期を短かくすることによって、符号16Iで示
された禁止信号の幅をＴマイナス５又は６マイクロ秒、
即ち正確に望まれる長さとすることができる。 全ての態様の発明において、禁止信号は、モード変換
器14からの真の帰還信号が、直流出力パルスの形で磁石
の位置を表わすところの適当なパルス幅を提供するよう
に受信されるための“窓”を与えるために選ばれた期間
の間、モード変換器14からのライン14A上のノイズを排
除するために供給されるものである。 もちろん、直流出力パルスは標準電圧レベルにあるも
のであり、そして平均化直流電圧出力信号は、直流出力
パルス列におけるパルス巾又はパルス時間の関数である
ことに注意しなければならない。 これまで述べたように、ディジタル計数値は、その幅
を表わすカウントを与える直流出力パルスの幅を測定す
ることにより、直接に引き出すことができる。そして精
度は、その概略を述べたように、直流出力パルスがモー
ド変換器14からの複数の帰還信号のための時間を表わす
幅を有するような、再循環技術を採用することによって
増大される。 〔作用効果〕 本発明は、好ましい実施例について述べられて来た
が、当業者であれば本発明の精神と範囲を離れることな
く、その形式と細部に対して変更を加え得ることが認識
され得るであろう。 禁止信号の終りと位置帰還信号の受信との間の時間に
入来したノイズは、直流出力パルスの終了を早く引き起
こして、１サイクルの間にエラーを引き起こすが、その
エラーは間違った幅のパルスをほんのわずかだけ増大さ
せるにすぎないことに注意する必要がある。平均化直流
出力における可能なエラーの小さな増加は、開示された
変換器が使用される多くの制御又はサーボシステムに対
して許容できるものである。 本発明は次のような事項をも含むものである。 （１）電気的パルスを加えた時からの時間情報を与える
回路における、ノイズ除去の方法であって、 周期的な電気的パルスを回路に与えること、 発生の時間の関数として、電気的パルスに応答して電
気的信号を発生すること、 このような電気的パルスが到達した時、そのようなパ
ルスを停止するために電気的パルスをパルス整形器に受
信すること、 電気的パルスの印加および、これと対応した電気的信
号の間の時間インターバルを示す出力を、パルス形成装
置において発生させること、および 電気的パルスの印加および対応した電気的信号の間の
時間間隔の実質的な部分において、電気的信号をパルス
形成装置において受け取ることを防止すること、の各段
階を含む方法。 （２）信号の受け取りを防止する段階が、パルス形成の
間、パルス形成装置においていかなる電気的信号の受信
をも防止するために、パルス形成装置に禁止信号を供給
することによって達成されることを特徴とする前記第１
項の方法。 （３）改良された直線距離測定装置であって、禁止信号
発生手段が、 電流源、 容量（コンデンサ）、 開始パルスの受信によって容量を所定の電圧レベルま
で充電するために、容量を電流源へ接続するための回路
手段、 直流出力信号を容量の充電電圧と比較し、その充電電
圧が直流出力信号に等しいか、またはこれより高くなっ
た時に電気的信号を発生するための手段、 トランジスタ、 双安定フリップフロップ、 印加パルスがフリップフロップをセットし、トランジ
スタを開き、そして容量を充電するように選ばれたパラ
メータを有する電流源、容量、トランジスタ及びフリッ
プフロップの組み合わせ、および 次の印加パルスの受信によってフリップフロップをリ
セットするための手段を含む装置。 （４）禁止信号を供給する手段は、禁止信号の時間を導
波装置へ印加される周期的な電気的スタートパルス間の
時間より短かい既知の時間間隔に制御する手段を含む、
改良された直線距離測定装置。

【図面の簡単な説明】 第１図は、本発明におけるノイズ除去回路の１つの型が
含まれる一般的な音響変換器の概要図である。 第２図は従来技術における音響変換器の時間軸ダイヤグ
ラムであり、従来の信号処理回路における雑音の影響を
説明したものである。 第３図は、第１図に示したような本発明の回路の動作を
説明する時間軸ダイヤグラムである。 第４図は、ディジタル出力を得るために、第１図の音響
変換器に用いられる出力回路の概要を表わしたものであ
る。 第５図は、第４図のディジタル出力回路の動作を説明す
るための時間軸ダイヤグラムである。 第６図は、ディジタル出力カウントの精度を向上させる
ための技術と本発明のノイズ除去技術を組み込むための
手法を説明するための時間軸ダイヤグラムである。 第７図は、本発明のノイズ除去のためのディジタル的な
等価な回路の概要を表わしたものである。 第８図は、第７図の回路の動作を説明するための時間軸
ダイヤグラムである。 第９図は、本発明によるノイズ除去のための禁止信号を
得る変形されたディジタル回路の概要を表わしたもので
ある。 第10図は、第９図の回路動作を説明するための時間軸ダ
イヤグラムである。 10…パルス発生器、12…磁石、13…導波装置、14…モー
ド変換器、15…信号処理回路、21…フリップフロップ、
18…電流源、20…直流電圧比較器

フロントページの続き (72)発明者 ボリス ゴールドフェルド アメリカ合衆国、11374 ニューヨーク 州、レゴ パーク、ナインティセブンス ストリート 61−25 (56)参考文献 特開 昭47−33651（ＪＰ，Ａ) 米国特許3898555（ＵＳ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) G01B 21/00 - 21/32

Claims (1)

1. (57)【特許請求の範囲】 １．第１の電気的パルスを印加した時間からの時間情報
   を提供する回路のノイズ除去方法であって、 ある開始時間に前記回路へ周期的な第１の電気的パルス
   を加え、同じ開始時間において第２の電気的パルスを開
   始するステップと、 ある事象の時間の関数として、前記各第１の電気的パル
   スに応答する電気信号を発生するステップと、 前記電気信号が受信された時に各々に対応する第２の電
   気パルスを停止し、第２の電気的パルスの時間周期を発
   生させるステップと、 第２の電気パルス時間間隔によって、第１の電気的パル
   スの各々の印加と対応する電気信号の受信との間の時間
   間隔を示すステップと、 前記第１の電気的パルスの各々の印加と対応する電気信
   号の受信との間の時間間隔の実質部分の間電気信号の受
   信を防止するステップと、 各第１の電気的パルスが印加された後には、以前の第２
   の電気的パルスの時間周期の関数として電気信号の受信
   が防止されるように時間の長さを更新し変更するステッ
   プとからなるノイズ除去方法。 ２．導波装置に周期的に電気的パルスを印加する手段
   と、該電気的パルスに応答して発生される電気的信号を
   受信するための電気信号受信手段とを有する直線距離測
   定装置であって、 電気的パルスの印加とこれに対応する電気的信号の受信
   との間の時間間隔を測り取るための回路応答手段と、 電気的パルスの印加とこれに対応する電気的信号の受信
   との間の時間間隔の実質的な部分の間において、前記電
   気信号受信手段による電気的信号の受信を防止するため
   の手段と、 前記電気的信号の受信を防止するための手段が、先のパ
   ルスと前記回路応答手段によって供給された応答電気信
   号との間の時間間隔の直接の関数として有効となるよう
   に、該時間間隔を変えるための手段とを具備した直線距
   離測定装置。 ３．電気的信号の受信を防止する手段が、禁止信号を生
   成し、該禁止信号を電気的信号受信手段に供給する手段
   を含む特許請求の範囲第２項記載の直線距離測定装置。 ４．受信を防止するための手段が、禁止信号を引き出す
   ために時間間隔に感応する手段を含む特許請求の範囲第
   ３項記載の直線距離測定装置。 ５．回路応答手段が、電気的パルスの印加およびこれに
   対応する電気的信号の受信との間の時間を各々表してい
   る一連の直流パルスを形成するための手段と、前記直流
   パルスの平均値を表す直流出力信号を発生するための手
   段と、前記電気的信号の受信を防止するための手段に直
   流出力信号を送るための手段とを含む特許請求の範囲第
   ４項記載の直線距離測定装置。 ６．導波装置に周期的な電気的スタートパルスを印加す
   るための手段と、電気的パルスに応答して発生された、
   対応する電気的帰還信号を受信するための手段と、周期
   的な電気的パルスの印加から、これに対応する電気的帰
   還パルスの受信までの時間に比例する直流出力パルスを
   提供するための手段を有する直線距離測定装置に関連し
   て使用される装置であって、 印加される各々の周期的な電気的スタートパルスに続く
   所定の時刻より以前に、各直流出力パルスを終了させる
   ことを禁止する禁止信号を供給するために、少なくとも
   一つ前の前記直流出力パルスのパルス幅（時間）に基づ
   いて生成された信号に応答する手段を含む装置。 ７．禁止信号を供給するための手段が、直流出力パルス
   の発生時間の長さをディジタル的に表すディジタルカウ
   ンタ手段からなり、該ディジタルカウンタ手段はディジ
   タル的に表示される時間に実質的に等しい時間に続いて
   発生する禁止信号を制御する特許請求の範囲第６項記載
   の装置。 ８．禁止信号を供給するための手段は、導波路に印加さ
   れる周期的な電気スタートパルス間の時間より短い既知
   の時間周期まで、前記禁止信号の時間の長さを制御する
   手段を含むことを特徴とする特許請求の範囲第７項記載
   の装置。