JP2820530B2

JP2820530B2 - センサ信号を処理するための装置

Info

Publication number: JP2820530B2
Application number: JP2513117A
Authority: JP
Inventors: シュナイダー，ゲオルク; ヴァーグナー，リヒャルト
Original assignee: エンドレスウントハウザーゲゼルシャフトミットベシュレンクテルハフツングウントコンパニー
Priority date: 1989-09-28
Filing date: 1990-09-10
Publication date: 1998-11-05
Anticipated expiration: 2013-11-05
Also published as: JPH04502065A; IE903323A1; DK0445267T3; EP0445267B1; CA2042396A1; US5257210A; ES2048503T3; DE59004430D1; EP0445267A1; WO1991005222A1; CA2042396C

Description

【発明の詳細な説明】本発明は請求項１に示されているセンサ信号を処理す
るための装置にある。詳細には本発明は、センサ信号を
処理する装置を対象とし、この場合このセンサ信号は測
定センサから供給され、この場合、測定センサは検出さ
れるべき物理的な測定量のならびに１つまたは複数個の
物理的な障害量の物理的な作用に応動して、検出される
べき物理的な測定量におよび物理的な障害量に依存する
測定応答を発生するようにし、さらに前記のセンサ信号
は１つのまたは複数個の別のセンサから供給される、物
理的な障害量だけに実質的に依存する測定応答を発生す
るようにし、さらに前記の装置は信号処理回路を備えて
おり、該信号処理回路は測定応答を入力量として受信す
るようにし、さらに該信号処理回路は、センサ信号のア
ナログ形式処理により出力量Ｓを供給するように構成さ
れており、該出力量の基準量S_refに対する比は、入力量
を形成する測定応答M₁,M₂...M_nに依存して次の式で表わ
される伝達関数により定められており、即ちにより定められており、この場合、この伝達関数の係数
b₁₁...b_2n,c₁₁...c_2nは、所望の伝送特性を得る目的で
測定センサの特性に依存して設定調整可能であるように
構成したのである。

物理的な測定量の測定のために用いられる実際の全部
のセンサの場合、センサから供給された測定応答が、求
められるべき測定量と所望の関係を有していない。一方
では測定量と測定応答との間の関係が非直線であり、他
方では測定応答が、求められるべき物理的な測定量のほ
かに物理的な障害量にも依存するからである。

発生する頻度の多い物理的障害量の一例は温度であ
る：大抵のセンサは温度に依存するため、センサから発
生される測定応答−これは例えば容量比とすることがで
きる−は、求められるべき物理量に例えば圧力、湿度等
に依存するだけでなく、温度にも依存する。

センサ信号の適切な処理により、一方では信号処理の
出力量と求められるべき物理量との間の所望の実質的に
直線的な関係を形成すること、および他方では所定の障
害量の影響を抑制することは、慣用されている。例えば
“VDI−Berichte"No.509,1984,第165頁〜第167頁に、容
量式シングルチェンバー差圧センサが示されている。こ
のセンサの場合、測定容量が負荷抵抗と共に測定積分器
の中へ組み込まれており、さらに振幅の調整される、所
定の周波数を有する正弦波発振器から給電される。この
測定積分器に並列に固定の時定数を有する基準積分器が
作動される。これらの積分器の出力電圧は重み付けされ
加算され、さらに加算点の整流された出力電圧が正弦波
発振器の振幅調整のために、この出力電圧が固定の基準
電圧に等しい値に維持される目的で用いられる。積分器
の出力信号−これは次に測定値を表わす出力信号の形成
の目的で加算される−の付加的な重み付けにより、ゼロ
点の温度補償およびゼロ点ずれの補償が行なわれる。

前述の装置は容量式センサのセンサ信号の処理におよ
び唯一つの障害量すなわち温度の補正だけに制限されて
いる。さらにその基本方式が他の形式のアナログ信号の
処理へ転用され得るのではない。例えば次第に使用頻度
の多くなるスイッチ−コンデンサ−構成体（“Switched
−capacitor charge balancing"）を用いての電荷バラ
ンスによる量子化された電荷転送による信号処理へ転用
されるのではない。

刊行物、“IEEE Transactions on Instrumentation a
nd Measurement",IM−36,No.4,12,1987,第873〜第878頁
に、容量式差圧センサの出力信号をこの方式により処理
できる方法が示されている。さらに米国特許第A4816745
号−これはドイツ連邦共和国特許第A3633791号に相応す
る−に、同様の方式による、互いに逆方向へ抵抗値の変
化可能なハーフブリッジの形式の抵抗センサの出力信号
が処理できることが示されている。しかしこれらの両方
の刊行物には、測定量と測定応答との間に関連する障害
量のまたはエラーの影響を補正するための構成が示され
ていない。

本発明の課題は次の構成の装置を提供することであ
る。即ち測定応答への任意の種類の任意に多数の障害量
の影響の補正ならびに、測定量と任意の形式の測定セン
サにおける測定応答との間に、および冒頭に述べた形式
の測定応答との間に関連するエラーの補正を可能にし、
さらに例えばスイッチ−コンデンサ−構成体を用いての
電荷バランス形式の量子化された電荷転送による信号処
理にも適している装置を提供することである。

冒頭に述べた、信号処理回路の伝達関数により、測定
センサの全部の重要な識別データが次のように補正でき
る。即ち測定センサへ作用する測定量と信号処理回路の
出力量との間の所望の関係が得られ、さらに障害量から
生ずる全部の測定応答の影響が補正される。この目的に
は次の構成しか必要とされない。即ち測定センサの識別
データを測定し、さらに信号処理回路において伝達完成
の係数を、その信号処理回路の構成に応じて、相応に設
定調整することだけである。

測定応答を重み付けするための重み付け回路を有する
本発明の実施例による信号処理回路が構成されているた
め、重み付け回路の重み付け係数が、伝達関数の必要と
される係数に応じて設定調整される。信号処理回路が、
量子化された電荷転送および、スイッチ−コンデンサ−
構成体による電荷バランスの形式で動作することによ
り、伝達関数が本発明の特別に有利な実施例により、付
加的な補正電荷パケット−これは電荷バランスに関連づ
けられる−により実現される。この場合、伝達関数の係
数は、補正電荷パケットを定める容量、抵抗および／ま
たは電圧の設定調整により、必要とされる値へ設定調整
できる。

信号処理回路は、これがアナログ出力信号も種々の形
式のディジタル出力信号も送出するように、構成するこ
とができる。本発明は、所定の形式の測定応答を発生す
るあらゆる形式の測定センサに適用可能である。そのた
め測定センサの慣用的な使用が、本発明の適用により損
なわれることはない。

本発明の各種の構成は従属形式の請求項に示されてい
る。

本発明の構成および利点は、図面に示されている実施
例の以下の説明に記載されている。

第１図は本発明の課題を説明するための基本構成図、
第２図は容量式センサの断面図、第３図は負荷の加えら
れない状態におけるストレンゲージを有する抵抗センサ
の図、第４図は負荷の加えられた状態の第３図抵抗セン
サ、第５図は信号処理回路が複数個の重み付け回路と１
つのアナログ・ディジタル変換器により構成されている
形式の本発明による装置の実施例のブロック図、第６図
は第５図のアナログ・ディジタル変換器の実施例の回路
図、第７図は第５図の装置の変形実施例、第８図は容量
式センサから供給されるセンサ信号を処理するための、
スイッチ−コンデンサ−構成体を用いて量子化された電
荷転送と電荷バランスにより動作する信号処理回路−こ
れはディジタルの出力信号を形成する−の回路図、第９
図は第８図の信号処理回路に現われる信号の時間ダイヤ
グラム、第10図は第８図の装置に含まれている補正回路
の変形実施例、第11図はスイッチ−コンデンサ−構成体
を用いて量子化された電荷転送および電荷バランスによ
り動作する、抵抗ハーフブリッジから供給されるセンサ
信号を処理するための信号処理回路の回路図、第12図は
第11図の信号処理回路において現われる信号の時間ダイ
ヤグラム、第13図は抵抗フルブリッジから供給されるセ
ンサ信号を処理するための、第11図の装置の変形実施例
の部分図、第14図はスイッチ−コンデンサ−構成体を用
いて量子化された電荷転送および電荷バランスにより動
作する、容量式測定センサから供給されるセンサ信号を
処理するための信号処理回路−これは、測定センサへ帰
還結合される−の回路図、第15図は測定応答が（C_x−C
_ref）/C_refに相応しかつC_x＞C_refである場合に第14図の
信号処理回路において現われる信号の時間ダイヤグラム
図、第16図は測定応答が−（C_x−C_ref）/C_refに相応し
かつC_x＜C_refである場合の、第14図に対応する時間ダイ
ヤグラム図、第17図は測定応答が（C_x−C_ref）/C_refに
相応しかつC_x＞C_refである場合の第14図に対応する時間
ダイヤグラム図、第18図は測定応答がC_x/C_refに相応し
かつC_x＞C_refまたはC_x≦C_refであり得る場合の第14図に
対応する時間ダイヤグラム図、第19図はスイッチ−コン
デンサ−構成体を用いて量子化された電荷転送および電
荷バランスにより動作する、抵抗ハーフブリッジから供
給されるセンサ信号−この場合、アナログの出力信号が
形成されて測定センサへ帰還結合される−を処理するた
めの信号処理回路の回路図、第20図は第19図の信号処理
回路において現われる信号の時間ダイヤグラム図、第21
図は抵抗フルブリッジから供給されるセンサ信号を処理
するための、第19図の装置の変形実施例の部分図を、そ
れぞれ示す。

第１図のブロック図を用いて本発明の基礎とする課題
を説明する。第１図は測定センサ１を示し、これを用い
て物理量が測定される。この測定センサ１は、測定され
るべき物理量に依存して変化される電気特性量をこの測
定センサが有するように、構成されている。

測定センサ１は信号処理回路２と接続されている。こ
の信号処理回路は測定センサの電気特性量を、基準信号
S_refに関連づけられた出力信号Ｓへ変換する。そのため
この出力信号も、測定されるべき物理量に依存する。測
定センサ１の変化する電気特性量は、例えば容量または
抵抗値とすることができる。出力信号Ｓは例えばアナロ
グ信号、ディジタル信号または周波とすることができ
る。給電電圧源３が測定センサ１へ給電信号Ｖを供給す
る。この給電信号は、容量、抵抗またはその他の電気特
性量の変化を電気信号へ変換させることを可能にさせ
る。この電気信号は信号処理回路２へ導びかれる。給電
信号源３は、第１図においてわかりやすくするために、
別個に示されている；実際は給電信号源は、大抵は信号
処理回路２の中に含まれている。信号処理回路は必要と
される給電信号を測定センサ１へ供給する。第１図にも
う一つのセンサが示されており、その目的は後述する。

測定されるべき物理量が例えば圧力であると前提する
と、測定センサ１のために容量式圧力センサを用いるこ
とができる。この圧力センサの場合、圧力に依存する電
気特性量は容量または容量比である。第２図はこの目的
に適している容量式圧力センサ10の断面図を示す。この
圧力センサ10は基体11とダイヤフラム12を有しており、
これらはスペーサリング13により周縁において互いに結
合されている。ダイヤフラム12の、基体11と同じ側の面
には金属化部14が設けられている。この金属化部は、ス
ペーサリング13を貫通してさらに基体11を貫通して案内
される接続線路15と接続されている。基体11の、ダイヤ
フラム12と同じ側の面は、中央の円形の金属化部16を支
持する。この金属化部は基体11を貫通案内された接続線
路17と接続されている。さらに前記の面は、金属化部16
を囲むリング状の金属化部18を支持する。この金属化部
は、基体11を貫通案内される接続線路19と接続されてい
る。

ダイヤフラム12の外側面へ圧力Ｐが作用するとダイヤ
フラムが変形される。その結果、金属化部14の中央領域
とこれに対向する中央の金属化部16との間の間隔が、こ
の圧力に依存して変化する。そのため両方の金属化部14
と16が測定コンデンサの電極を形成する。このコンデン
サの容量C_xは圧力Ｐに依存し、接続線路15と17の間で測
定することができる。反対に金属化部14の縁領域とこれ
に対向するリング状の電極18との間の間隔は、ダイヤフ
ラム12の圧力に依存する変形の場合に、実質的に変化し
ないままにおかれる。何故ならばこの間隔はスペーサリ
ング13により固定されているからである。そのため両方
の金属化部14と18が、基準コンデンサの電極を形成す
る。このコンデンサの容量C_refは圧力Ｐには依存せず、
接続線路15と19の間で測定することができる。

そのため圧力に依存する測定応答は、この種の容量式
圧力センサの場合は、基準容量C_refに対する測定容量C_x
の変化である。この測定応答は、適用の事例に応じて異
なるように構成することができる。例えばこの測定応答
を、測定容量と基準容量と基準容量との容量比C_x/C_ref
に相応させることができる。あるいはさらに例えば容量
比（C_x−C_ref）/C_refが用いられる、何故ならば差の形
成により一層大きい相対的変化が得られるからである。
別の可能な構成として容量比（C_x−C_ref）/C_xを用いる
こともできる。もちろん圧力に依存する測定容量C_xだけ
を測定応答として用いることができる。しかし商形成
は、障害作用−これは両方の容量C_xおよびC_refへ同様に
作用する−から実質的に影響されない利点を有する。

測定されるべき物理量が力である時は、測定センサ１
として、第３図および第４図に示されている様に力セン
サを用いることができる。この力センサ20は弾性体の支
持体21を有する。この支持体は一端において固定的にク
ランプされており、さらにその自由端へ作用する力Ｆに
より変形可能である。支持体21の２つの対向する側面上
に２つのステレンゲージ22と23が、支持体21の変形の際
にこれらが互いに逆方向へ変化されるように、固定され
ている。例えば第４図に示されている支持体21の変形の
場合は、ストレンゲージ22が伸長しストレンゲージ23が
短縮する。周知のようにストレンゲージの場合、オーム
抵抗は長さ変化に依存する。変形されない状態（第３
図）において両方のストレンゲージ22と23は同じオーム
抵抗Ｒを有する。図４に示されている互いに逆方向への
変形の場合は、ストレンゲージ22はオーム抵抗Ｒ＋dRを
有し、ストレンゲージ23はオーム抵抗Ｒ−dRを有する。
そのため第３図と第４図の力センサ20は、測定されるべ
き物理量に依存する電気特性量が抵抗であるようなセン
サの場合の実施例である。力Ｆの測定のために用いられ
る測定応答は、例えば抵抗比dR/Rである。この抵抗比に
比例するセンサ信号を得る目的で、逆方向へ変形可能な
両方のストレンゲージ22,23を抵抗ハーフブリッジへ接
続することは周知である。逆方向へ変形可能な２組のス
トレンゲージを設けて、これらのストレンゲージを抵抗
フルブリッジへまとめて接続することも周知である。さ
らに、測定されるべき物理量の形式に応じて第１図の測
定センサ１として用いることのできる多数の他のセンサ
が公知である。

理想的な場合は、測定センサ１から供給された測定応
答M₁−これは信号処理回路２において出力信号S/S_refの
形成のために用いられる−が所望の測定応答に相応する
ことになるはずである、例えば第１図の容量式圧力セン
サの場合は測定応答（C_x−C_ref）/C_refに、または第３
図および第４図の力センサの場合は比dR/Rに相応するこ
とになるはずである。通常のセンサの場合はこの理想的
な事象は種々の理由から得られない。例えば第２図の容
量式圧力センサ10の場合は測定容量C_xが、ダイヤフラム
12へ作用する圧力Ｐに必ずしも比例はしない。さらにゼ
ロ点のずれが生ずる即ち測定応答の値ゼロが、測定され
るべき圧力の値ゼロに相応しない。最後に大抵の場合
は、測定センサ１から供給された測定応答M₁が、測定さ
れるべき物理量に依存するほかに、障害量にも依存す
る。例えば第２図の容量式圧力センサ10の場合は測定容
量C_xは、ダイヤフラム12へ作用する圧力Ｐに依存するだ
けでなく温度にも依存する。それに応じて、圧力センサ
10から供給された測定応答M₁が、所期の容量比（C_x−C
_ref）/C_refに依存するほかに、温度Ｔ−この場合は障害
量を形成する−にも依存する。

この種の障害量の作用を補正する目的で別の複数個の
センサを設けることは知られている。この場合これらの
センサが、障害だけにより影響を受けるが測定される量
によって影響されない測定応答を、その都度に供給す
る。温度Ｔが障害量を形成する、前述の実施例として示
された事例の場合は、第１図において別のセンサ４が設
けられており、このセンサが、温度Ｔだけに依存しかつ
測定されるべき圧力Ｐには依存しない測定応答を供給す
る。センサ４は例えば温度に依存する抵抗を含むことが
できる。この抵抗は温度に依存しない抵抗に直列に接続
されている。そのため分圧器が構成され、その分圧比が
温度に依存する。この場合、測定応答M₂は温度に依存す
る分圧比である。この測定応答は信号処理回路２におい
て、測定応答M₁の温度依存性を補正するために用いるこ
とができる。測定応答M₃,M₄...M_nを供給する相応の別の
センサが別の障害量の作用の補正の目的で設けることが
できる。このことは第１図において信号処理回路２の別
の入力側により示されている。

この場合、測定応答M₁への障害量の影響は、別のセン
サの測定応答M₂,M₃...M_nにより表わすことができる。そ
の結果、エラーを有する測定応答M₁は近似的に次の式で
表わすことができる： M₁＝ｆ（E₁,E₁ ²,M₂...M_n）＝（a₁₁＋a₁₂・M₂＋...＋a_1n・M_n）＋（a₂₁＋a₂₂・M₂＋...＋a_2n・M_n）・ E₁＋a₃₁・E₁ ² （１）この場合、E₁はエラーのない所期の作用を表わす、例
えば図２のセンサの場合は容量比（C_x−C_ref）/C_refと
測定されるべき圧力Ｐとの間の直線関係を表わし、第３
図と第４図のセンサの場合は抵抗比dR/Rと測定されるべ
き力Ｆとの間の直線関係を表わす。係数a₁₁...a_2nは、
測定応答M₁の、別のセンサの測定応答M₂...M_nに対する
依存性を表わし、係数a₃₁は測定応答M₁と作用E₁との間
の関係の非直線性を表わす（高次の項は無視する）。

信号処理回路２は、エラー有する測定応答M₁を補正す
る目的で、種々の入力量M₁,M₂...M_nと出力量S/S_refとの
間に次の関係が成立するように、構成されている：この式を以下では“伝達関数”と称する。この種の伝
達関数により所定の範囲内で、エラーを有する測定応答
M₁が前記の式（１）により、補正される。

次に信号処理回路の実施例を説明する。この場合、簡
単化の目的で、障害結果M₂だけが現われるものとする。
エラーを有する測定応答M₁は次の式を有する。

M₁＝ｆ（E₁,E₁ ²,M₂）＝（a₁₁＋a₁₂・M₂）＋（a₂₁＋a₂₂・M₂）・E₁＋a₃₁・E₁ ² （３）さらに信号処理回路はこのエラーを有する測定量M₁の
補正の目的で次の伝達関数を有する：第５図はこの基本方式により構成された信号処理回路
２の基本構成を示す。この場合、実施例として前提とさ
れていることは、出力信号が複数個の桁数のディジタル
語Ｄにより形成されるディジタル信号であり、かつこの
ディジタル信号はアナログ・ディジタル変換によりセン
サ１および４のアナログ出力信号から形成されることで
ある。第５図には、給電信号Ｖをセンサ１と２へ供給す
る給電信号源３も示されている。

実施例として前提されていることは、測定されるべき
物理量が圧力Ｐであること、および温度Ｔが障害量を形
成することである。そのためセンサ１は例えば第12図の
センサ10に対応させ第２図に示された構成を有すること
ができる。その出力信号は測定応答M₁′で表わされ、こ
れは給電電圧Ｖと、物理的な作用に依存する関数M₁（P,
T）との積から得られる： M₁′＝M₁・Ｖ（５）給電信号Ｖはさらに第２のセンサ４へ供給される。こ
の第２センサ４は障害量だけに即ちこの実施例の場合は
温度Ｔに応動する。その出力信号は測定応答M₂′で表わ
され、これは給電電圧Ｖと、温度Ｔの作用に依存する関
数M₂（Ｔ）の積から得られる： M₂′＝M₂・Ｖ（６）給電信号Ｖは、記号で示されている重み回路30におい
て、係数b₁₁で重み付けされ、他方、重み付け回路31に
おいて係数c₁₁で重み付けされる。これらの重み付け回
路は公知のようにアナログ乗算器により、例えば増幅係
数b₁₁ないしc₁₁を有する演算増幅器により、構成するこ
とができる。同様にセンサ１の出力信号M₁′は、係数b
₂₁を有する重み付け回路32において重み付けされ、他
方、センサ４の出力信号M₂′は係数c₁₂を有する重み付
け回路34においておよび係数b₁₂を有する重み付け回路3
5において重み付けされる。

重み付け回路30,32および35の重み付けされた出力信
号は加算回路36において加算される。重み付け回路31,3
4および33の重み付けされた出力信号は加算回路37にお
いて加算される。加算回路36の出力電圧U_sigはアナログ
・ディジタル変換器38へ導びかれる。加算回路37の出力
電圧U_refはアナログ・ディジタル変換器38の基準入力側
38bへ導びかれる。アナログ・ディジタル変換器38はそ
の出力信号38cに次のディジタル語を送出する。

Ｄ＝（2^N−１）U_sig/U_ref （７）この場合、Ｎはディジタル語のビットの桁数である。

電流バランス方式で動作する公知の、アナログ・ディ
ジタル変換器38の実施例が第６図に示されている。信号
入力側38aは値2R′の抵抗39を介して、演算増幅器41の
非反転入力側における加算点と、接続されている。この
演算増幅器の反転入力側はアースに置かれている。演算
増幅器41は、その帰還結合路が開かれていることによ
り、閾値比較器として接続されている。そのため演算増
幅器41の出力電圧は、非反転入力側における電圧が反転
入力側に加わるアース電位を上回わる時は、低い値を有
する。さらに出力電圧は、非反転入力側における電圧が
アース電位を下回わると、直ちに高い信号値へ跳躍的に
変化する。演算増幅器41の出力側は継続的近似レジスタ
（“successive approximation register"）42の制御入
力側と接続されている。

基準入力側38bは、分岐回路の形式で構成される抵抗
回路網43の入力側と接続されている。この抵抗回路網の
横分岐は値Ｒ′の抵抗をそれぞれ含み、他方、各々の縦
分岐には値2R′の抵抗が設けられている。各々の縦分岐
抵抗は所属のスイッチSW₁...SW_Nにより選択的に加算点4
3とまたはアースと接続することができる。これらのス
イッチは、近似レジスタ42の出力側D₁...D_Nから送出さ
れる２進信号により、制御される。各々のスイッチS
W₁...SW_Nは次の時に、所属の抵抗を図示されている位置
において加算点40と接続する。即ち２進信号が近似レジ
スタ42の所属の出力側において信号値０を有する時に上
記の接続が行なわれる：この信号が信号値１を有する時
は、当該のスイッチは他方の位置へ置かれ、この位置に
おいてスイッチは所属の抵抗をアースと接続する。

演算増幅器41の出力側における信号レベルに依存し
て、近似レジスタ42は、出力側D₁...D_Nにおける２進信
号を、理想的な場合に演算増幅器41の両方の入力側の間
の電圧差がゼロになるように、設定調整する。この理想
的な平衡事象において信号入力側38aから抵抗39を介し
て加算点40へ次の信号電流が流れる。

i_sig＝U_sig/2R′ （８）さらに抵抗回路網43のスイッチSW₁...SW_Nは近似レジ
スタ42により、抵抗回路網43から加算点40へ流れる基準
電流に対して次の式が当てはまるように、設定調整され
る： i_ref＝−i_sig （９）近似レジスタ42の設定調整は即ち抵抗回路網43の抵抗
の作用接続は、演算増幅器41により構成される比較器の
出力レベルの影響の下に、この状態に達するまで、変化
される。そのため加算点40において電流バランスが形成
され、さらに近似レジスタ42の出力側D₁...D_Nにおける
２進信号が、式（７）で示されたディジタル語Ｄを形成
する。そのためこの出力側は第５図の出力側38cに相応
する。

継続的近似方式で動作する図６のアナログ・ディジタ
ル変換器ではなく、積分作用を有するアナログ・ディジ
タル変換器も例えば、電流バランスが積分コンデンサに
おいて実施されるデュアル・スロープ形変換器を用いる
こともできる。このことは当業者には周知であるため特
別に説明はしない。

式（７）と第５図の構成からアナログ・ディジタル変
換器38の出力量が次の式で示されるように形成される。

さらに式（５）および（６）から次の式が導出され
る：式（11）は第５図の信号処理回路の伝達関数を表わ
す。この関数により式（１）による形式のセンサの重み
最大の標識データが次の補正係数により補正可能とな
る：ゼロ点 :b₁₁ TKゼロ点 :b₁₂ 感度 :b₂₁,c₁₁ TK感度 :c₁₂ 非直線性 :c₂₁ この場合、“TK"とは、“温度係数”の省略形である。

式（10）および（11）が検出される、何故ならば第５
図の信号処理回路２において、給電信号Ｖも係数b₁₁お
よびc₁₁で重み付けされるからである：この様にして伝
達関数の全部の項から給電信号が除去されてその結果、
出力信号の中へ参入しないようにされる。

全部のセンサが同じ給電電圧を供給されることは、決
して必要とされない。第７図に示された回路は第５図の
回路とは次の点で異なる。即ちセンサ４の給電の目的で
給電信号Ｖが重み付け回路44において係数ｄで重み付け
されること、およびこのように重み付けされた信号へ加
算回路45において測定センサ１の出力信号M₁′が加算さ
れる点である。そのため、次の伝達関数で示されるディ
ジタル・アナログ変換器38の出力量が形成される：この伝達関数により式（１）の形式の測定センサの重
み最大の標識データが次の補正係数で補正可能となる：ゼロ点 :b₁₁ TK点 :d・b₁₂ 感度 :d₂₁,c₁₁ TK感度 :b₁₂,d・c₁₂ 非直線性 :c₂₁ TK非直線性:c₁₂ 次に種々の実施例を用いて前述のエラー補正が、スイ
ッチ−コンデンサ組み合わせ体による電荷バランス方式
で動作する信号処理回路において、実現できるかを説明
する。

第８図は第１図１の、容量センサ50から供給されるセ
ンサ信号のエラーを補正することにより信号を準備処理
するための実施例を示す。センサ50は容量C_xの測定コン
デンサ51と容量C_refの基準コンデンサ52を含む：このセ
ンサは例えば第２図に示された構造を有する。当該の測
定応答M₁は容量比（C_x−C_ref）/C_refである。動作シー
ケンスを一層よく理解する目的でセンサ50は、第８図に
おいて信号処理回路の２つの回路ブロックの間に挿入さ
れている。しかしこのセンサは実際には、信号処理回路
−これは集積回路として構成できる−から空間的に分離
されていてこの信号処理と、しゃへいされた線路を介し
て接続されている。信号処理回路はスイッチ−コンデン
サ組み合わせによる電荷バランスの方式により動作して
アナログセンサ信号をディジタル信号に変換する。この
ディジタル信号の周波数が、補正された測定値を形成す
る。

センサ50は一方では、オーム分圧器54とスイッチ群55
を含む機能ブロック53と、接続されている。このオーム
分圧器54は３つの直列接続された抵抗56,57,58から成
り、入力端子60と、回路全体の基準電位を導びく基準導
体61との間に接続されている。分圧器54は、抵抗56,57
の間の第１タップ62と、抵抗57,58の間の第２タップ63
とを有する。この回路の作動中に入力端子60と基準線路
61との間に給電電圧U₁が加えられる。この給電電圧は、
抵抗56,57,58の抵抗値により与えられる分圧比に応じ
て、タップ62においては電圧U₂であり、タップ63におい
ては電圧U₃である。

センサ50は他方では一時メモリ65と接続されている。
この一時メモリは、演算増幅器A₁と容量Ｃのメモリコン
デンサ66と２つのスイッチS₁,S₂を含む。スイッチS₁が
閉じられている時はこのスイッチは演算増幅器A₁の出力
側をその反転入力側と接続する。スイッチS₂が閉じられ
ている時はこのスイッチは演算増幅器A₁の出力側をメモ
リコンデンサ66の一方の電極と接続する。このコンデン
サの他方の電極は演算増幅器A₁の反転入力側と接続され
ている。そのためこのメモリコンデンサ66は演算増幅器
A₁の帰還結合回路中に接続されている。演算増幅器A₁の
出力電圧は、基準線路61における基準電位へ関連づけ
て、U_A1で示されている。

回路群55は４つのスイッチS₃,S₄,S₅,S₆を含む。スイ
ッチS₃が閉じられている時はこのスイッチは測定コンデ
ンサ51の一方の電極を分圧器54のタップ63と接続し、ス
イッチS₄が閉じられている時はこのスイッチは測定コン
デンサ51の同じ電極をタップ62と接続する。スイッチS₅
が閉じられている時はこのスイッチは基準コンデンサ52
の一方の電極をタップ62と接続する。スイッチS₆が閉じ
られている時はこのスイッチは基準コンデンサ52の同じ
端子をタップ63と接続する。コンデンサ51と52の他方の
電極は演算増幅器A₁の反転入力側と接続されている。こ
の演算増幅器の非反転入力側は固定の電位に置かれてい
る。この電位は、基準線路61における基準電閾とは電圧
U_Bだけ異なる。反転入力側における電位は非反転入力側
の固定電位とは、演算増幅器A₁のオフセット電圧U_O1の
値だけ異なる。

スイッチS₁〜S₆は、図示の回路における全部の他のス
イッチとも同様に、制御回路67から供給される制御信号
により作動される。この制御回路67はクロックパルス発
信器68から供給されるクロックパルス信号により同期化
される。簡単化するために制御信号は、これらにより制
御されるスイッチと同じ記号で示されている。制御信号
の時間経過は第９図のダイヤグラム図に示されている。
各々のスイッチS₁,S₂...は、これを制御する信号が低い
信号値を有する時は開かれており、これを制御する信号
が高い信号値を有する時は閉じられている。

スイッチS₁,S₂...は記号では機械的なスイッチ接点と
して示されているが、もちろんこれらは実際には迅速な
電子スイッチにより例えば電界効果トランジスタにより
形成されている。

一時メモリ65に積分器70が後置接続されており、これ
に比較器71が後置接続されている。積分器70は演算増幅
器A₂、この演算増幅器A₂の帰還結合回路中に設けられて
いる容量Ｃの積分コンデンサ72、および２つのスイッチ
S₇,S8を含む。スイッチS₇が閉じられている時はこのス
イッチは演算増幅器A₂の反転入力側を一時記憶器65にお
けるメモリコンデンサ66と接続する。スイッチS₈が閉じ
られている時はこのスイッチは、演算増幅器A₂の反転入
力側を補正回路73の出力値と接続する。演算増幅器A₂の
非反転入力側は、演算増幅器A₁の非反転入力側と同じ固
定の電位に置かれる。反転入力側における電位はこの固
定の電位とは、演算増幅器A₂のオフセット電圧U_O2の値
だけ異なる。

比較器71は、公知のように閾値比較器−その帰還結合
回路が開かれている−として接続されている演算増幅器
A₃を含む。演算増幅器A₃の反転入力側は積分器70におけ
る演算増幅器A₂の出力側と接続されている。演算増幅器
A₃の非反転入力側へ閾値電圧U_Sが加えられている。演算
増幅器A₃の両方の入力側の間にオフセット電圧U_O3が形
成される。この種の閾値比較器の公知の機能に応じて演
算増幅器A₃の出力電圧U_A3は、電圧U_A2が閾値電圧U_Sを上
回わる時は低い値を有し、電圧U_A2が閾値U_Sを下回わる
時は高い値を取る。比較器71の出力側は制御回路67の入
力側と接続されている。

補正回路73は入力ブロック74、スイッチ−コンデンサ
群75および補正メモリ76を有する。入力ブロック74は抵
抗77を含み、それの一方の端子は一時メモリ65における
演算増幅器A₁の出力側と接続されている。その結果、回
転点78に演算増幅器A₁の出力電圧U_A1が加わる。抵抗77
の他方の端子は温度センサ80と接続されている。この温
度センサは第１図の第２センサ４に相応し、温度Ｔに依
存する第２の測定応答M₂を形成するために用いられる。
温度センサ80は、もちろん容量式センサ50と同様に、信
号処理回路とは空間的に分離されている。温度センサ80
は、抵抗値R_Tを有する温度依存性の抵抗81を含む。この
温度依存性の抵抗81は、演算増幅器A₁の出力側と基準線
路61との間の抵抗77と直列に接続されている。その結
果、抵抗77と81は分圧器82を形成し、その分圧器に電圧
U_A1が加えられる。抵抗77の抵抗値は温度依存性でありR
_Vで示されている。そのため分圧器82は次の値の温度依
存性の分圧比V_Tを有する。

さらに分圧器82のタップ83に次の値の温度依存性の電圧
が形成される。

U_T＝V_T・U_A1 （15）この温度依存性の分圧比が測定応答M₂を形成する。

補正メモリ76は、一時メモリ65と同様に構成されてお
り、演算増幅器A₄、２つのスイッチS₉,S₁₀および容量Ｃ
のメモリコンデンサ84を有する。スイッチS₉が閉じられ
ている時はこのスイッチは、演算増幅器A₄の出力側をそ
の反転入力側−ここへはメモリコンデンサ84の第１電極
も接続されている−へ接続する。スイッチS₁₀が閉じら
れている時はこのスイッチは、メモリコンデンサ84の第
２電極を演算増幅器A₄の出力側と接続する。そのためこ
の時にメモリコンデンサ84は、演算増幅器A₄の帰還結合
回路の中に設けられる。メモリコンデンサ84のこの第２
電極が同時に補正回路の出力側を形成する。この出力側
は、スイッチS₈が閉じられている時は、積分器70におけ
る演算増幅器A₂の反転入力側と接続されている。

スイッチ・コンデンサ・群75は８つのスイッチS₁₁,S
₁₂,S₁₃,S₁₄,S₁₅,S₁₆,S₁₇,S₁₈および８つのコンデンサ9
1,92,93,94,95,96,97,98を含む。スイッチS₁₁が閉じら
れている時はこのスイッチは、コンデンサ91の第１電極
を回路点78と接続する。相応にスイッチS₁₂,S₁₃,S
₁₄は、これらが閉じられている時は、それぞれコンデン
サ92,93,94の第１電極を回路点78と接続する。スイッチ
S₁₅が閉じられている時はこのスイッチは、コンデンサ9
5の第１電極を分圧器82のタップ83と接続する。相応に
スイッチS₆,S₇,S₈はこれらが閉じられている時は、コン
デンサ96,97,98の第１電極をタップ83と接続する。コン
デンサ91〜98の第２電極は演算増幅器A₄の反転入力側と
接続されている。この演算増幅器A₄の非反転入力側は、
演算増幅器A₁およびA₂の非反転入力側と同じ固定の電位
におかれている。この固定の電位とは、反転入力側にお
ける電位は、演算増幅器A₄のオフセット電圧U_O4だけ異
なる。

制御回路67は、サイクル係数数器100の接続されてい
る出力側と、補償用サイクル計数器101の接続されてい
るもう１つの出力側とを有する。

この回路は電荷バランス方式で動作する。スイッチ
S₁,S₂,S₃,S₄,S₅,S₆により制御により制御されて相続く
サイクルにおいて、センサ50のコンデンサ51および52へ
電荷パケットが転送される。これらの電荷パケットは電
圧U₂,U₃およびこれらのコンデンサの容量C_x,C_refに依存
する。分圧器54の目的は、この回路内の電荷パケットの
最大量を、センサ50の所定の容量値の場合に定めること
である。電荷パケットはメモリコンデンサ66において一
時記憶され、さらにスイッチS₇の閉成により積分コンデ
ンサ72へ伝送され、この積分コンデンサの中で累算され
る。補正回路73を用いて付加的な電荷パケットが形成さ
れる。この付加的な電荷パケットはメモリコンデンサ84
において一時記憶され、各サイクルの終りにスイッチS₈
の閉成により同じく積分コンデンサ72へ伝送される。電
圧U_A2は積分コンデンサ72における電圧に相応する。さ
らにこの電圧は、積分コンデンサにおいて積分された電
荷に依存する。回路のシーケンスは、C_x＞C_refの場合は
電圧U_A2が漸進的に小さくなる様に、制御される。電圧U
_A2が比較器71の所定の閾値U_Sを下回わると、その出力電
圧U_A3はその最大値へ跳躍し、これにより制御回路67が
補償サイクルを実施する目的で作動される。この補償サ
イクルにおいて補正回路73は次の様に制御される。即ち
スイッチS₈の次の閉成の際に補正回路が積分コンデンサ
72へ次のような電荷パケットを伝送するように制御され
る。この場合この電子パケットは基準コンデンサ52の容
量C_refに実質的に比例し、かつ電圧U_A2が閾値電圧U_Sを
再び上回わるようにする極性で伝送される。この構成に
より積分コンデンサ72の中において電荷バランスが実施
される、何故ならば時間平均において、全部の積分され
た電荷パケットの和がゼロに等しくなるからである。こ
のバランスは、電圧U_A2が比較器71の切り換え閾値を下
回わる時点において存在する。

前述の一般的に説明した機能のシーケンスを、次に第
９図のダイヤグラムを用いて詳細に説明する。第９図の
ダイヤグラムは前述のスイッチ制御信号S₁〜S₁₈の時間
経過のほかに、複数個のサイクル−そのうちの１つが補
償サイクルＫである−における電圧U_A1,U_A2およびU_A3の
時間経過も示す。補償サイクルでない他のサイクルは測
定サイクルＭと称される。各々のサイクルは12の時相か
ら形成され、これらは１〜12の番号が付されている。

スイッチS₁およびS₂は周期的な方形波信号によりプッ
シュプル形式で制御される。そのためスイッチS₂が閉じ
られている時はスイッチS₁が開かれており、スイッチS₁
が開かれている時はスイッチS₁が閉じられている。スイ
ッチS₁が閉じられていてかつスイッチS₂が開かれている
時は、演算増幅器A₁の入力回路中に設けられているコン
デンサ51と52が、スイッチS₃〜S₆により電圧U₂またはU₃
へ置かれて相応に充電される。しかしこの充電によりメ
モリコンデンサ66における電荷が影響はされない。この
状態を“条件化時相”と称する。

同様にスイッチS₉およびS₁₀は、２倍の周波数の周期
的な方形波信号により、プッシュプル形式で制御され
る。そのためスイッチS₁₀が閉じられている時はスイッ
チS₉が開かれており、スイッチS₁₀が開かれている時は
スイッチS₉が閉じられている。スイッチS₉が閉じられて
いてかつスイッチS₁₀が開かれている時は、演算増幅器A
₄の入力回路中に設けられているコンデンサ91〜98が、
スイッチ₁₁〜S₁₈により電圧U_A1ないしU_Tへ置かれて相応
に充電される。この場合このことによりメモリコンデン
サ84における電荷が影響はされない。この状態も“条件
化時相”と称する。

わかりやすくするためまず最初にこの回路の基本動作
と、続いて補正回路73の動作を説明する。

1. 基本動作：時相１および2: 各々のサイクルの時相１のはじめにおいてこの回路は
次の初期状態にある。即ちメモリコンデンサ66が、先行
のサイクルにおけるスイッチ７の閉成により作動された
放電過程の後に次の残留電荷へ充電されている初期状態
にある。

Q_66R＝（U_O2−U_O1）・Ｃ（16）この残留電荷は両方の演算増幅器A₁およびA₂のオフセ
ット電圧の差により定められている。

時相１および２の持続時間中はスイッチS₁が閉成され
スイッチS₂が開かれている。同時のスイッチS₄が閉じら
れており、その結果、条件化用の測定コンデンサ51がタ
ップ62と接続されていてここに存在している電圧により
次の電荷へ充電される。

Ｑ_Cx（1,2）＝（U_O1＋U_B−U₂）・C_x （17）この電圧U_A1は時相１および２の間中は次の値を有す
る。

Ｕ_A1（1,2）＝U_B＋U_O1 （18）時相３および４時相３および４においてスイッチS₁は開かれておりス
イッチS₂は閉じられている。そのため一時メモリ65が、
電荷をメモリコンデンサ66へ転送する準備状態にある。
同時にスイッチS₃が閉じられ、これにより測定コンデン
サ51がタップ63と接続される。ここに存在する電圧U₃に
より測定コンデンサ51は次の電荷へ入れ替えられる。

Ｑ_Cx（3,4）＝（U_O1−U₃）・C_x （19）入れ替えられた電荷量は次の式で表わされる。

dQ_Cx＝Ｑ_Cx（3,4）−Ｑ_Cx（1,2）＝（U₂−U₃）・C_x （20）この電荷量はコンデンサ66へ流入する。そのためコン
デンサ66は次の電荷を有する：Ｑ_66（3,4）＝Q_66R＋dQ_Cx＝Q_66R＋（U₂＋U₃）・C_x （21）電圧U_A1は時相３と４の間中は次の値を有する。

U_A1＝U₆₆＋U_O1＋U_B＝Ｑ_66（3,4）/C＋U_O1＋U_B （22）残留電荷Q_66Rを無視すれば、電圧U_A1は時相３および
４の間中は次の値を有する。

Ｕ_A1（3,4）＝（U₂−U₃）・C_x/C＋U_O1U_B （23）時相５〜8: 時相５〜８は時相１〜４に相応するが、異なる点は、
容量C_xの測定コンデンサ51ではなく容量C_refの基準コン
デンサが用いられることである。

時相５と６においては基準コンデンサ52の条件化が行
なわれる。このコンデンサはスイッチS₆によりタップ63
と接続されており、そのため電圧U₃により次の電荷へ充
電される。

Ｑ_{Cref（5,6）}＝（U_O1＋U_B−U₃）・C_ref （24）電圧U_A1は時相５と６の間中は再び次の値を有する。

Ｕ_A1（5,6）＝U_B＋U_O1 （25）時相７と８においては一時メモリ65が電荷転送のため
の準備状態にあり、基準コンデンサ52はスイッチS₅によ
りタップ62と接続されている。そのため基準コンデンサ
52は電圧U₂により次の電荷へ入れ替えられる。

Ｕ_{Cref（7,8）}＝（U_O1＋U_B−U₂）・C_ref （26）入れ替えられた電荷量は次の式で表わされる。

dQ_Cref＝Ｑ_{Cref（7,8）}−Ｑ_{Cref（5,6）} ＝−（U₂−U₃）・C_ref （27）この電荷量はメモリコンデンサ66へ転送される。その
ためメモリコンデンサ66における全電荷は次の式で表わ
される。

Ｑ_66（7,8）＝Q_66R＋dQ_Cx＋dQ_Cref ＝Q_66R＋（U₂−U₃）・（C_x−C_ref）（28）残留電荷Q_66Rも無視すれば、電圧U_A1は時相７と８の
間は次の値を有する。

Ｑ_A1（7,8）＝Ｑ_66（7,8）/C＋U_O1＋U_B ＝（U₂−U₃）・（C_x−C_ref）/C＋U_O1＋U_B （29）時相９においてスイッチS₂が開かれている。そのため
メモリコンデンサ66が演算増幅器A₁の出力側から分離さ
れている。反対にスイッチS₇が閉成されているため、メ
モリコンデンサ66の両方の電極が両方の演算増幅器A₁お
よびA₂の、実質的に同電位の反転入力側と接続されてい
る。この電位はオフセット電圧U_O1ないしU_O2の値だけ、
基準電位とは異なる。そのためメモリコンデンサ66は次
の残留電荷まで放電される。

Q_66R＝（U_O2−U_O1）・Ｃ（30）この放電は積分コンデンサ72へ行なわれる。これによ
りこの積分コンデンサへ次の電荷量が導びかれる。

dQ_M＝Q_66R−Ｑ_66（7,8）＝−（C_x−C_ref）・（U₂−U₃）（31）次にdQ_Mを測定パケットと称する。C_x＞C_refでかつU₂
＞U₃の場合はdQ_M＜０である。そのため電圧U_A2は、放電
ごとにメモリコンデンサ66から積分コンデンサ72へ低く
なる。

時相９により各々のサイクルにおいてくり返されるこ
の基本動作のシーケンスが終了される。このサイクルの
残りの３つの時相は、次に説明する補正−および補償過
程のためにだけ必要とされる。

この段階的な低下の場合に電圧U_A2が所定の閾値U_Sを
下回わると、比較器71の出力電圧U_A3がその最大値へ跳
躍する。これにより制御回路67が補償サイクルＫを始動
する。この経過において制御回路は補正回路73を次の様
に制御する。即ち補正回路が次の電荷転送の場合に積分
コンデンサ72へ、実質的に次の値（C₇₂において測定さ
れた）を有する補正電荷パケットdQ_Kを伝送するように
制御される。

dQ_K＝（U₂−U₃）・C_ref （32）これにより電圧U_A2が再び、閾値電圧U_Sを上回わる値
へ高められさらにこの値から電圧U_A2が次のサイクルに
おいて再び低下される。補正回路73における補正電荷パ
ケットdQ_Kの形成を、補正過程を用いて次に説明する。

注目すべきことは、補償サイクルＫにおいても測定電
荷パケットdQ_Mが積分コンデンサ72へ伝送されることで
ある。補正回路73から付加的に作動される補正を最初は
考慮しない時は、前述の動作が積分コンデンサ72におけ
る電荷バランスを次のように生ぜさせる。即ちｎ個の相
続くサイクルの経過中に前記の動作がｋ個の補償サイク
ルを次のように強制して、電荷バランスを生ぜさせる。
即ちこのｎ個のサイクルにおいて導びかれるｎ個の測定
電荷パケットの和が、このｎ個のサイクルにおいて導び
かれるｋ個の補償電荷パケットの和に等しくなるように
する。そのため次の式が適用される。

ｎ・dQ_M＝ｋ・dQ_K （33）ｎ・（U₂−U₃）・（C_x−C_ref）＝ｋ・（U₂−U₃）・C
_ref （34）制御回路67は１つのサイクルの各々の作動時に１つの
計数パルスをサイクル計数器100へ送出し、さらに補償
サイクルＫの各々の作動の場合に１つの計数パルスを補
償サイクル計数器101へ送出する。そのため同じ初期計
数状態ゼロから始めて、サイクル計数器100は実施され
たサイクルの総数ｎを示し、さらに補償サイクル計数器
101は補償サイクルの個数ｋを示す。両方の計数状態ｋ
の商は、所期の測定応答に直接相応するが、もちろんま
だ障害の影響から補正はされていない。

他方これらのサイクルがクロックパルス発信器68によ
り制御されて、固定の周波数で相続く間中に、補正サイ
クル計数器101へ送出される計数パルスの周波数が、比
（C_x−C_ref）/C_refに依存して変化される。そのため所
定の測定時間の後に読み出される２つの計数状態の比k/
nではなく、補償計数パルスの周波数を、測定値の連続
的な表示の目的で直接用いることができる。

2.補正回路の機能補正回路73は前述の回路ブロック53および65と同様の
基本動作により動作する。スイッチS₉が閉じられていて
かつスイッチS₁₀が開かれている時は、コンデンサ91〜9
8は所属のスイッチS₁₁〜S₁₈の閉成により選択的に、入
力ブロック74において供給される電圧U_A1またはU_Tへ条
件化される。そしてスイッチS₉が開かれスイッチS₁₀が
閉じられていて、さらにコンデンサ91〜98の１つまたは
複数個が所属のスイッチS₁₁〜S₁₈の閉成により電荷が入
れ替えられると、この入れ替え電荷全体がメモリコンデ
ンサ84において累積される。このようにして実現される
電荷パケットの値は、一方ではコンデンサ91〜98の容量
値に依存し、他方では回路点78におよびタップ83に供給
される電圧値に依存する。この場合、注目すべきこと
は、回路点78における電圧U_A1は各々のサイクルの経過
中に種々の値を取ること、およびタップ83における電圧
U_Tが電圧U_A1にも温度Ｔにも依存することである。その
ためスイッチS₁₁〜S₁₈が閉じられる時相の適切な選択に
より、種々の電圧をコンデンサ91〜98へ加えることがで
きる。さらにスイッチ時相の適切な選択により、正の電
荷パケットをまたは負の電荷パケットを選択的に形成で
きる。

メモリコンデンサ84において積分された電荷量は、各
々のサイクルの終りに、スイッチS₉が閉じられかつスイ
ッチS₁₀が開かれている場合に、スイッチS₈の閉成によ
り積分コンデンサ72へ伝送される。測定サイクルＭの経
過中に補正回路73から積分器70へ伝送される電荷パケッ
トが、障害結果を補正するために用いられる補正電荷パ
ケットを形成する。補償サイクルＫの経過中に伝送され
る電荷パケットが、前述の補償電荷パケットdQ_Kおよび
付加的に補正電荷パケットを形成する。

補正回路73による補正−および補償電荷パケットの形
成を、第９図のダイヤグラム図を用いて説明する。第９
図においてスイッチS₁₁〜S₁₈の各々に対して２つの異な
る制御信号が示されており、これらは添付された極性
“＋”と“−”により互いに区別されている。極性
“＋”の付された制御信号は正の電荷パケットを形成す
るために用いられ、極性“−”の付された制御信号は負
の電荷パケットを形成するために用いられる。この形成
のためにそれぞれ同じスイッチおよびコンデンサが使用
される。これらの形成された電荷パケットの極性は、メ
モリコンデンサ84の電荷Q₈₄に関連する。注目すべきこ
とは、メモリコンデンサ84から積分コンデンサ72への電
荷入れ替えの場合に、転送された電荷パケットの極性が
反転されることである。そのため、所属のスイッチS₁₁
が制御信号S₁₁₊により制御される時に、例えばコンデン
サ91を用いて正の電荷パケットが形成される。他方、ス
イッチS₁₁が制御信号S_11-により制御される時に、負の
電荷パケットが形成される。同様のことがその他のスイ
ッチ−コンデンサ・組み合わせ体に対しても当てはま
る。

さらに第９図に示されている様に、スイッチS₁₁,S₁₃,
S₁₅およびS₁₇は測定サイクルＭの間中だけ操作され、ス
イッチS₁₂,S₁₄,S₁₆およびS₁₈は補償サイクルＫの間中だ
け操作される。そのためスイッチS₁₁,S₁₃,S₁₅,S₁₇はコ
ンデンサ91,93,95,97と共働して補正電荷パケットの形
成のために用いられ、他方、スイッチS₁₂,S₁₄,S₁₆,S₁₈
はコンデンサ92,94,96,98と共働してそれぞれ補償電荷
パケットおよび補正パケットを含む電荷パケットの形成
のために用いられる。この場合、補償電荷パケットと
は、式（32）に相応する電荷パケットのことである。補
償サイクルＫの間中に形成される全部のその他のパケッ
トならびに、測定サイクルＭの間中に形成される全部の
電荷パケットが補正電荷パケットである。

スイッチS₁₁〜S₁₈の操作のための時相の選択に関して
次のことを注目すべきである：スイッチS₁₁〜S₁₈のうち
の１つが、スイッチS₉が閉じられスイッチS₁₀が開かれ
ている時相に閉じられると、回路は“条件化時相”にあ
り、さらに所属のコンデンサはその時点で存在する電圧
により充電される。この場合、メモリコンデンサ84にお
ける電荷はこの充電により影響されない。反対にスイッ
チS₁₁〜S₁₈のうちの１つが、スイッチS₉が開かれスイッ
チS₁₀が閉じられている時相に閉じられると、所属のコ
ンデンサがその時点に存在する電圧により電荷が入れ替
えられ、この入れ替え量がメモリコンデンサ84へ伝送さ
れる。

例えばコンデンサ91を用いて正の電荷パケットを形成
すべき場合を考察する。この場合、制御回路67からスイ
ッチS₁₁へ送出される制御信号S₁₁は、第９図においてS
₁₁₊で示された時間経過を有する。各々の測定サイクル
ＭにおいてスイッチS₁₁が時相７において１回閉じられ
る。この時相において信号S₉は高い値を有し、そのため
スイッチS₉が閉じられておりS₁₀は開かれている。その
ためこの配置はコンデンサ91に対する条件化時相にあ
る。このことは、コンデンサ91へ、回路点78に存在する
電圧Ｕ_A1（7,8）により定められている電荷Q₉₁₍₇₎が転
送されることを意味する。この電荷は次の式で表わされ
る： Q₉₁₍₇₎＝（U_O4＋U_B−Ｕ_A1（7,8）・C₉₁ （36）そのため式（29）で表わされた電圧U_A1は時相７およ
び８において次の値を有する。

Ｕ_A1（7,8）＝（U₂−U₃）・（C_x−C_ref）/C＋U_O1＋U
_B （37）そのため電荷Q₉₁₍₇₎に対して次の式が当てはまる： Q₉₁₍₇₎＝［U_O4＋U_B−（U₂−U3）・（C_x−C_ref）/C−U_O1−U_B］・C₉₁ ＝［U_O4−U_O1−（U₂−U₃）・（C_x−C_ref）/C］・C₉₁ （38）次にスイッチS₁₁が同じ測定サイクルＭの時相10にお
いて新たに閉じられる。時相10においてスイッチS₉は開
かれておりスイッチS₁₀は閉じられている。そのため補
正メモリ76はメモリコンデンサ84への電荷の転送に対し
て準備状態にある。この時相において回路点78における
電圧U_A1は次の値を有する。

U_A1(10)＝UB＋U_O1 （39）そのためコンデンサ９は次の式で表わされる電荷Q
₉₁₍₁₀₎へ電荷が入れ替えられる： Q₉₁₍₁₀₎＝［U_O4＋UB−U_A1(10)］・C₉₁ ＝（U_O4＋U_O1）・C₉₁ （40）入れ替えられた電荷パケットdQ₉₁₊は次の式で表わさ
れる。

dQ₉₁₊＝Q₉₁₍₁₀₎−Q₉₁₍₇₎ ＝（U₂−U₃）・（C_x−C_ref）・C₉₁/C （41）この入れ替えられた電荷パケットはメモリコンデンサ
84へ伝送されてここで、同じ測定サイクルＭにおいて形
成された残りの電荷パケットへ付加される。

反対にコンデンサ91へ負の電荷パケットを転送すべき
時は、スイッチS₁₁が第９図の制御信号S_11-により制御
される。次に１回目の閉成が測定サイクルＭの時相５に
おいて行なわれる。この時相においてスイッチS₉が閉じ
られておりスイッチS₁₀は開かれている。そのためコン
デンサ91は回路点78に存在する電圧U_A1により条件化さ
れる。この電圧U_A1は時相５において次の値を有する。

U_A1(5)＝UB＋U_O1 （42）そのためコンデンサ91は次の式で表わされる電荷を供
給される。

Q₉₁₍₅₎＝（U_O4＋UB−U_A1(5)］・C₉₁ ＝（U_O4−U_O1）・C₉₁ （43）スイッチS₁₁の次の閉成は同じ測定サイクルの時相８
において行なわれる。この時相において回路点78におけ
る電圧は次の値を有する。

Ｕ_A1（7,8）＝（U₂−U₃）・（C_x−C_ref）/C ＋U_O1＋U_B （44）そのためコンデンサは次の式で表わされる電荷へ入れ
替えられる。

Q₉₁₍₈₎＝［U_O4＋U_B−（U₂−U₃）・（C_x−C_ref）/C_ref−U_O1−U_B］・C₉₁ ＝［U_O4＋U_O1−（U₂−U₃）・（C_x−C_ref）/C_ref］・C₉₁ （45）入れ替えられた電荷パケットは次の式で表わされる。

dQ_91-＝Q₉₁₍₈₎−Q₉₁₍₅₎ ＝−（U₂−U₃）・（C_x−C_ref）・C₉₁/C （46）この電荷はメモリコンデンサ84へ転送されここで、同
じ測定サイクルにおいて形成された残りの補正電荷へ加
算される。

電荷パケットdQ₉₁₊およびdQ_91-は同じ値を有し、極性
だけが異なることは明らかである。

第９図に示されている様に、制御信号S₁₅₊およびS_15-
は制御信号S₁₁₊およびS_11-と同一である。そのため条件
化およびコンデンサ95の電荷へ入れ替えの場合の過程は
前述の様に経過するが、相違点は、回路点78に存在する
電圧U_A1ではなくタップ83に存在する電圧U_Tがコンデン
サ95の充電ないし電荷入れ替えに対する尺度となること
である。式（15）によれば電圧U_Tに対して次の式が当て
はまる。

U_T＝V_T・U_A1 （47）そのためコンデンサ95を用いて次の電荷パケットが形
成されてメモリコンデンサ84へ転送することができる： dQ₉₅₊＝V_T・（U₂−U₃）・（C_x−C_ref）・C₉₅/C （48） dQ_95-＝−V_T・（U₂−U₃）・（C_x−C_ref）・C₉₅/C（49）制御信号S₁₂₊,S₁₆₊およびS_12-,S_16-は、前述の制御信
号S₁₁₊,S₁₅₊ないしS_11-,S_15-と同じ時間経過を有する：
前者が後者と異なる点は、前者が測定サイクルＭにおい
てではなく補償サイクルＫにおいて現われることであ
る。そのためこれらの制御信号により各々の補償サイク
ルにおいて次の電荷パケットを形成することができる： −コンデンサ92により： dQ₉₂₊＝（U₂−U₃）・（C_x−C_ref）・C₉₂/C （50） dQ_92-＝−（U₂−U₃）・（C_x−C_ref）・C₉₂/C （51） −コンデンサ96により： dQ₉₆₊＝V_T・（U₂−U₃）・（C_x−C_ref）・C₉₆/C （52） dQ_96-＝−V_T・（U₂−U₃）・（C_x−C_ref・C₉₆/C （53）コンデンサ93により正の電荷パケットを形成すべき時
は、スイッチS₁₃が第９図の制御信号S₁₃₊により制御さ
れる。この制御信号によりスイッチS₁₃が、各々の測定
サイクルＭにおいて、時相３において１回閉じられる。
この時相においてスイッチS₉は閉じられておりスイッチ
₁₀は開かれている。その結果、コンデンサ93は回路点78
に存在する電圧U_A1により条件化される。この電圧は式
（23）により時相３において次の値を有する：Ｕ_A1（3,4）＝（U₂−U₃）・C_x/C＋U_O1＋U_B （54）そのためコンデンサ93は次の電荷へ充電される： Q₉₃₍₃₎＝［U_O4＋U_B−（U₂−U₃）・ C_x/C＋U_O1＋U_B］・C₉₃ ＝［U_O4＋U_O1−（U₂−U₃）・C_x/C］・C₉₃ （55）スイッチS₁₃の次の閉成は、回路点78における式（2
9）で示される電圧U_A1が次の値を有する時相８において
行なわれる：Ｕ_A1（7,8）＝（U₂−U₃）・（C_x−C_ref）/C＋U_O1＋U
_B （56）その結果、コンデンサ93が次の電荷へ入れ替えられ
る。

Q₉₃₍₈₎＝［U_O4−U_O1−（U₂−U₃）・（C_x−C_ref）/C］・C₉₃ （57）移動電荷パケットは次の式で表わされる。

dQ₉₃₊＝Q₉₃₍₈₎−Q₉₃₍₃₎ ＝（U₂−U₃）・C_ref・C₉₃/C （58）この電荷はメモリコンデンサ84へ伝送されてここで、
同じ測定サイクルにおいて形成される残りの電荷パケッ
トへ加算される。

反対にコンデンサ93により負の電荷を形成すべき時
は、スイッチS₁₃の制御が制御信号S_13-により行なわれ
る。この制御信号によりスイッチS₁₃は各々の測定サイ
クルＭにおいて時相Ｍにおいて１回閉じられる。この時
相においてスイッチS₉は開かれスイッチS₁₀は閉じられ
ている；そのため条件化時相が対象とされるのではな
く、次のような電荷入れ替え時相が対象とされる。即ち
コンデンサ93が先行の測定サイクルにおいて行なわれた
条件化から電荷が入れ替えられさらに入れ替えられた電
荷パケットがメモリコンデンサ84へ伝送されるような電
荷入れ替え時相が対象される。続いてコンデンサ93の条
件化が、スイッチS₁₃が新たに閉じられさらにスイッチS
₉が閉じられていてかつスイッチS₁₀が開かれている時相
７において、行なわれる。この時相７において回路点78
における電圧U_A1は次の値を有する。

Ｕ_A1（7,8）＝（U₂−U₃）・（C_x−C_ref）/C＋U_O1＋U
_B （59）その結果、コンデンサ93は次の電荷へ充電される。

Q₉₃₍₇₎＝［U_O4−U_O1−（U₂−U₃）・（C_x−C_ref）/C］・C₉₃ （60）次にコンデンサ93の電荷入れ替えが、電圧U_A1が下記
の値を有する次の測定サイクルＭの時相４において行な
われる。

Ｕ_A1（3,4）＝（U₂−U₃）・C_x/C＋U_O1＋U_B （61）その結果、コンデンサ93は次の電荷へ移動される。

Q₉₃₍₄₎＝［U_O4−U_O1−（U₂−U₃）・C_x/C］・C₉₃ （62）入れ替えられた電荷パケットは次の式で表わされる。

dQ_93-＝Q₉₃₍₄₎−Q₉₃₍₇₎ ＝−（U₂−U₃）・C_ref・C₉₃/C （63）この移動電荷パケットはメモリコンデンサ84へ転送さ
れてここで、同じ測定サイクルにおいて形成される残り
の電荷パケットへ加算される。電荷パケットdQ₉₃₊およ
びdQ_93-は同じ値を有しており極性だけが異なる。

制御信号S₁₇₊およびS_17-でのコンデンサ97による電荷
パケットの形成は同じ様に行なわれるが、電圧U_A1では
なく電圧U_Tによる。その結果、次の電荷パケットを形成
してメモリコンデンサ81へ伝送することができる： dQ₉₇₊＝V_T・（U₂−U₃）・C_ref・C₉₇/C （64） dQ_97-＝−V_T・（U₂−U₃）・C_ref・C₉₇/C （65）補償サイクルＫにおいて電荷パケットを形成するため
の制御信号S₁₄₊,S₁₈₊およびS_14-,S_18-は、前述の制御信
号S₁₃₊,S₁₇₊ないしS_13-,S_17-と同じ時間経過を有する。
その結果、各々の補償サイクルにおいて次の電荷パケッ
トを形成してメモリコンデンサ84へ伝送することができ
る： −コンデンサ94により： dQ₉₄₊＝（U₂−U₃）・C_ref・C₉₄/C （66） dQ_94-＝−（U₂−U₃）・C_ref・C₉₄/C （67） −コンデンサ98により： dQ₉₈₊＝V_T・（U₂−U₃）・C_ref・C₉₈/C （68） dQ_98-＝−V_T・（U₂−U₃）・C_ref・C₉₈/C （69）前述の説明は、スイッチS₉,S₁₀がスイッチS₁,S₂の２
倍の周波数で作動されるかという理由も示す：スイッチ
S₁,S₂は、それらの交番的な位置を、２つの時相の持続
時間中にそれぞれ取り、そのため電圧U_A1の各々の値も
２つの時相の持続時間中に供給可能である。２つの時相
のこの持続時間中はスイッチS₉とS₁₀がまず一方の位置
を取り次に他方の位置を取る。その結果、電圧U_A1の同
じ値を条件化のためにまたは電荷入れ替えのために選択
的に用いることができる。

前述の様に８つのスイッチ−コンデンサ・組み合わせ
体を用いて、制御信号S₁₁〜S₁₈のスイッチング時相の適
切な選定により、当該のコンデンサの容量値C₉₁〜C₉₈に
よりそれぞれ重み付けをされている８つの異なる値を有
する電荷パケットを、および選択的に正または負の極性
を有するこれらの電極パケットの各々を形成してメモリ
コンデンサ84において一時記憶することができる。

図８の回路において、電荷パケットの形成の目的で異
なる容量値を有する８つのコンデンサ91〜98が設けられ
ている。この回路は時間離散的な信号処理を実現する。
この信号処理の場合、コンデンサ91〜98を介しての電荷
伝送は制御信号S₁₁〜S₁₈の経過に応じて、異なる時点に
行なわれる。そのため制御信号S₁₁〜S₁₈の経過が適切に
選定すれば、可変の容量値を有する一層わずかな個数の
コンデンサも使用できる。この場合、これらのコンデン
サは複数回使用される。

この明細書の最後に添付されている表Ｉに、図８の装
置により実現することのできる全部の電荷パケットがも
う一度まとめられている。各々の電荷パケットにおいて
項±C_i/C（ｉ＝91...98）は、表Ｉにおいても示されて
いる様に、補正係数B₁₁〜C₂₂を有する。

電荷パケットの形成と伝送は遅くとも時相10により終
了されている。時相11においてスイッチS₈が閉じられ、
これにより、メモリコンデンサ84において累積された入
れ替え電荷パケット全体が積分コンデンサ72伝送され
る。そのため電圧U_A2が時相11においてもう一度変化さ
れる。この場合、各々の測定サイクルＭにおいて、伝送
された補正電荷パケットにもとづいて、補正変化が行な
われる。反対に各々の補正時相Ｋにおいて実質的に補償
変化が対象とされ、この補償変化により電圧U_A2が再び
所定の閾値電圧を上回わるように高められる、しかも付
加的な補正変化と関連づけて高められる。何故ならば補
償時相においても補正電荷パケットが含まれているから
である。

3.伝達関数この回路の伝達関数は電荷バランスに対する式から算
出される：積分コンデンサ72において累積された全部の
電荷パケットの和は所定の時間間隔においてゼロに等し
い。ｋ個の補償サイクルＫとしたがって（ｎ−ｋ）個の
測定サイクルＭとが含まれているｎサイクルの時間間隔
を考察すると、この時間間隔において次の電荷パケット
が積分コンデンサ72へ伝送される： −ｎ個のサイクルの各々において１つの測定電荷パケッ
トdQ_Mが、即ち全部で次の量、ｎ・dQ_M＝ｎ・（−１）・（C_x−C_ref）・（U₂−U₃）（70） −および（ｎ−ｋ）個の測定サイクルＭの各々において
補正電荷パケットdQ₉₁＋dQ₉₅およびdQ₉₃＋dQ₉₇（相応の
極性で）が、即ち全部で次の量、（ｎ−ｋ）・（dQ₉₁＋dQ₉₅）＝（ｎ−ｋ）・（B₂₁−B₂₂・V_T）・（C_x−C_ref）・（U₂−U₃）（71）（ｎ−ｋ）・（dQ₉₃＋dQ₉₇）＝（ｎ−ｋ）・（B₁₁−B₁₂・V_T）・C_ref・（U₂−U₃）（72） −およびｋ個の補償サイクルＫの各々において補償電荷
パケットdQ₉₂＋dQ₉₆およびdQ₉₄＋dQ₉₈（相応の極性で）
が、即ち全部で次の量、ｋ・（dQ₉₂＋dQ₉₆）＝ｋ・（C₂₁−C₂₂・V_T）・（C_x−C_ref）・（U₂−U₃）（73）ｋ・（dQ₉₄＋dQ₉₈）＝ｋ・（C₁₁−C₁₂・V_T）・C_ref・（U₂−U₃）（74）が伝送される。

これらの電荷パケットの全体が、見やすくするため
に、表IIにまとめられている。

表IIにおける全部の電荷パケットを合計してそれをゼ
ロとおくと、伝達関数として次の式が得られる：そのため係数を簡単にまとめることにより正確に式
（４）による所望の伝達関数が得られる：式（76）を式（４）と比較するとわかることは、測定応
答M₁は圧力−および温度に依存する容量比（C_x−C_ref）
/C_refであり、測定応答M₂は温度に依存する分圧比V_Tで
ある。式（76）による伝達関数によりセンサ50の最も重
要な標識データを、次の可調整の補正係数により補正す
ることができる：ゼロ点 :b₁₁ TKゼロ点 :b₁₂ 感度 :b₂₁,c₁₁ TK感度 :b₂₂,c₁₂ 非直線性 :c₂₁ TK非直線性:c₂₂ 抵抗56,57,58を有する分圧器54は、転送作用の中へ関
与しないが、しかし測定電荷パケットdQ_Mの量を即ちコ
ンデンサ66と72の値を定める。同じ様にコンデンサ72と
84の容量値、演算増幅器のオフセット電圧、この回路の
作動電圧および周波数−これにより制御回路がクロック
制御される−は、最終結果の中へ関与しない。

電圧U₁の値は回路の動作領域だけにより制限される。

式（75）は表Ｉと関連づけて次のことを示す、即ち伝
達関数の補正係数が容量比により実現されている、即ち
コンデンサ91〜98の容量値とメモリコンデンサ66の、容
量値Ｃに対する比により実現されることを、示す。この
目的で必要とされるコンデンサは著しく良好に集積され
た形式で製造することができる。必要とされる容量値の
設定の目的で公知のように、各々のコンデンサに対し
て、段階づけられた容量値を有する複数個の部分コンデ
ンサを設けることができる。これらの部分コンデンサは
必要に応じてディジタルプログラミングうにより並列に
接続することができる。この目的で、固定値メモリ（RO
M）のディジタルプログラミングに対して周知の方法の
うちの１つを用いることができる。必要とされる部分コ
ンデンサの個数は次の構成により低減できる、即ちメモ
リコンデンサ66も複数個の部分コンデンサから形成し、
これらを容量値Ｃの設定の目的で必要に応じてディジタ
ルプログラミングにより並列に接続するようにする。

コンデンサ72と84の容量値は伝達関数の中へ参与しな
いため、これらのコンデンサの設定は必要とされない。
しかし、これらのコンデンサの容量値がコンデンサ66の
容量値と同じオーダーを有するようにすると好適であ
る。何故ならば前述の記載において前提とされているこ
とは、コンデンサ66,72および84は同じ容量値Ｃを有し
ているからである。しかしこのことは必要条件という訳
ではない。

信号処理回路の伝達関数を式（76）により決定する目
的で、必要とされる容量値を決定するために、まず最初
にセンサ50の値が測定される。この式は、測定されるべ
き物理量の間の−本発明の場合は圧力Ｐと出力信号とし
て得られる比k/nとの間のエラーのない所望の関係を与
えるとされている。

この場合、出力信号として、所定の時間間隔内で得ら
れる２つの計数状態ｋとｎの比が用いられるか、または
両方の計数器100および101へ導びかれる計数パルスの周
波数の比が用いられるかは、どちらでもよい。式（76）
による伝達関数が定められている時は、この転送関数は
式（75）の形式で移されて、次にこの式から表Ｉを用い
てコンデンサ91〜98の必要とされる容量値C₉₁〜C₉₈が算
出できる。続いてコンデンサ91〜98の部分容量値と場合
によりメモリコンデンサ66の容量値がディジタルプログ
ラミングにより、算出された容量値が設定されるように
並列に接続される。そのため信号処理回路が式（76）に
よる伝達関数有するようになる。その結果、出力信号k/
nが、測定されるべき物理量を例えば圧力Ｐを線形にか
つ温度の影響なく表わす。

別の障害の影響の補正は前述の説明から当業者に対し
て容易に導出可能である。式（２）から、式（76）によ
る伝達関数の形式が、障害の影響M₂のほかに別の障害の
影響M₃,M₄...を考慮すべき場合のために、導出される。
この場合、付加的なスイッチ・コンデンサ組み合わせが
設けられる。これは−場合により、別の障害の影響に対
する付加的なセンサを用いて−正または負の電荷パケッ
トの形成を可能にする。この電荷パケットは同じく補正
メモリ76のメモリコンデンサ84へ転送される。その結
果、電荷パケットは、積分コンデンサ72へ伝送される補
正−ないし補償電荷パケットの形成の目的に寄与する。
付加コンデンサの容量値は前述のように算出されて設定
される。正のまたは負の付加パケットの適切な形成に必
要とされるスイッチ制御信号の時間シーケンスは、前述
の規範にもとづいて当業者は困難なく定めることができ
る。同様に当業者は、別の障害要因に所属する補正係
数、および、この補正係数の設定に必要とされる容量値
を、前述の説明にもとづいて困難なく算出できる。

第10図は補正回路の変形実施例を示す。この実施例の
場合、補正−および補償電荷パケットは、設定可能なコ
ンデンサによってではなく設定可能な抵抗により−伝達
関数の補正係数を設定する目的で−重み付けされる。第
10図の補正回路110の部品は、第８図の補正回路73の相
応の部品と同一である。そのため前者には後者のものと
同じ記号が付されており再び説明はしない。

第10図の補正回路110と第８図の補正回路73との基本
的な相違は次の点にある。即ちコンデンサ91〜98が所属
のスイッチS₁〜S₈により回路点78へ即ち温度に依存する
分圧器82のタップ83と直接接続されるのではなく、抵抗
分圧器111〜118のタップと接続されることである。分圧
器111〜114は回路点78と基準導体61との間に接続されて
おり、さらに分圧器115〜118は分離増幅器120の挿入接
続の下に、タップ83と基準導体61との間に接続されてい
る。分離増幅器120の目的は、温度に依存する分圧器82
の分圧比V_Tが、分圧器115〜118により影響されることを
阻止することである。この分離増幅器は通常の様に演算
増幅器−その出力側は反転入力側と直接接続されている
−から構成されている。その結果この演算増幅器は増幅
係数１を有するインピーダンス変換器を構成する。その
ためこの分離増幅器120の出力側に、演算増幅器のオフ
セット電圧が無視される時は、電圧U_Tが供給される。

分圧器111は、回路点78と基準導体61との間に直列に
接続されている２つの温度に依存しない抵抗121と131か
ら、構成されている。抵抗121の抵抗値をR₁₂₁で表わ
し、さらに抵抗131の抵抗値をR₁₃₁で表わせば、分圧器1
11は次の式で示される分圧比を有する。

V₁₁₁＝R₁₂₁/（R₁₂₁＋R₁₃₁）（77）分圧器111に電圧U_A1が加わるため、そのタップには次
の電圧が形成される。

U₁₁₁＝U_A1・V₁₁₁ （78）同様にして分圧器112〜114は、温度に依存しない抵抗
122と132、123と133、124と134から構成されており、こ
れらの分圧器は次の式で表わされる分圧比を有する。

V₁₁₂＝R₁₂₂/（R₁₂₂＋R₁₃₂） V₁₁₃＝R₁₂₃/（R₁₂₃＋R₁₃₃） V₁₁₄＝R₁₂₄/（R₁₂₄＋R₁₃₄）（79）その結果それらのタップには次の式で表わされる電圧
が形成される。

U₁₁₂＝U_A1・V₁₁₂ U₁₁₃＝U_A1・V₁₁₃ U₁₁₄＝U_A1・V₁₁₄ （80）分圧器115〜118の各々も２つの温度に依存しない抵抗
125と135、126と136、127と137、128と138から構成され
ている。これらは分離増幅器120の出力側と基準導体61
との間に直列に接続されている。そのためこれらの分圧
器は次の式で表わされる分圧比を有する： V₁₁₅＝R₁₂₅/（R₁₂₅＋R₁₃₅） V₁₁₆＝R₁₂₆/（R₁₂₆＋R₁₃₆） V₁₁₇＝R₁₂₇/（R₁₂₇＋R₁₃₇） V₁₁₈＝R₁₂₈/（R₁₂₈＋R₁₃₈）（81）これらの分圧器に次の式で表わされる電圧が加えられ
る。

U_T＝U_A1・V_T （82）そのためそれらのタップには次の式で表わされる電圧
が形成される。

U₁₁₅＝U_T・V₁₁₅＝U_A1・V_T・V₁₁₅ U₁₁₆＝U_T・V₁₁₆＝U_A1・V_T・V₁₁₆ U₁₁₇＝U_T・V₁₁₇＝U_A1・V_T・V₁₁₇ U₁₁₈＝U_T・V₁₁₈＝U_A1・V_T・V₁₁₈ （83）補正−および補償電荷パケットを形成する目的で、ス
イッチS₁₁〜S₁₈が前述の様に、第９図の信号S₁₁₊〜S₁₈₊
およびS_11-〜S_18-により制御される。そのため条件化−
および電荷入れ替え過程は、第８図の信号処理回路の場
合と同様に経過する。この場合、次の相違点だけが生ず
る、即ち条件化ないし電荷入れ替えが電圧U_A1またはU_T
によるのではなく、分圧器111〜118のタップに現われる
電圧U₁₁₁〜U₁₁₈により定められる。例えばスイッチS₁が
第９図の制御信号S₁₁₊によりまたは制御信号S_11-により
−コンデンサ91を用いて正のまたは負の電荷パケットを
形成する目的で−制御されると、式（41）または（45）
の変形において、次の式で表わされる入れ替え電荷パケ
ットの一方がメモリコンデンサ84へ伝送される： dQ₁₊＝（U₂−U₃）・（C_x−C_ref）・V₁₁₁・C₉₁/C （84） dQ_1-＝−（U₂−U₃）・（C_x−C_ref）・V₁₁₁・C₉₁/C （85）そのため補正係数B₂₁が次の値を有するようになる。

B₂₁＝±V₁₁₁・C₉₁/C （86）この補正係数は、容量値C₉₁の変化によってではな
く、分圧比V₁₁₁の変化により所望の値へ設定できる。分
圧比V₁₁₁の変化は抵抗値R₁₂₁の変化により、または抵抗
値R₁₃₁の変化により、または両方の抵抗値の変化によっ
ても、設定することができる。

同様に伝達関数のその他の補正係数も得られる。これ
らの補正係数は表Ｉに示された補正係数とはそれぞれ係
数V_i（ｉ＝111,112...112...118）だけが異なる。前者
の係数は抵抗121〜128の変化によりおよび／または抵抗
131〜138の変化により設定することができる。

電荷パケットの重み付けのために可調整のコンデンサ
を用いるのではなく可調整の抵抗を用いることは、例え
ばハイブリッド回路においては有利である。何故ならば
この場合は設定が、例えばレーザによるトリミングによ
り、簡単に実現できるからである。

第11図は、抵抗ハーフブリッジ140から供給されるセ
ンサ信号のエラー補正による信号準備処理のための、第
８図の信号処理回路の変形を実施例を示す。さらに第12
図は、第９図のダイヤグラムに相応する、所属のスイッ
チ制御信号と電圧の時間経過を示す。抵抗ハーフブリッ
ジ140は２つの抵抗141および142を含む。これらは入力
端子60と基準導体61との間に直列に接続されており、そ
れらの接続点がタップ143を形成する。抵抗141と142の
抵抗値は同じ基本値Ｒから同じ値dRだけ異なりかつ反対
の極性を有する。例えば、抵抗141は値Ｒ−dRを有し抵
抗142は値Ｒ＋dRを有する。抵抗ハーフブリッジ140は例
えば第３図および第４図の力センサ20により構成するこ
とができる。この場合、抵抗141および142はストレンゲ
ージ23,24の抵抗値を形成する。この場合、Ｒはストレ
ンゲージが変化されない時の抵抗値であり、dRはストレ
ンゲージの変形により生ぜさせられる抵抗変化である。
抵抗比dR/Rが当該の測定応答M₁を構成する。この測定応
答は、第３図および第４図の力センサ20の場合は、測定
されるべき力Ｆとストレンゲージの抵抗変化との間の関
係を与える。

入力端子60と基準導体61との間の抵抗ハーフブリッジ
に電圧U₁が加えられると、抵抗141に次の式で示される
値の電圧U₂が形成される。

さらに抵抗142に次の式で示される値の電圧U₃が形成
される。

抵抗ハーフブリッジ140と接続されている信号処理回
路は、出力信号を得る目的で電圧U₁,U₂およびU₃を用い
る。この出力信号は抵抗値変化dR生ぜさせる物理量−力
センサの場合は測定されるべき力Ｆ−を与える。この信
号処理回路は第８図の信号処理回路とは、機能ブロック
150−第11図において抵抗ハーフブリッジ140と一時メモ
リ65との間に挿入接続されている−とは別の構成を有す
る点だけにより異なる。第11図の信号処理回路のその他
の構成部分は第８図のそれと同一である。そのため互い
に相応する部分は第８図におけるのと同じ記号が付され
ているため再び説明はしない。

機能ブロック150は回路群151、容量C_mを有するコンデ
ンサ152および貫通する接続導体153を有する。この接続
導体は抵抗ハーフブリッジ140のタップ143を、一時メモ
リ65における演算増幅器A₁の非反転入力側と持続的に接
続する。回路群151は３つのスイッチS₂₀,S₂₁およびS₂₂
を含む。コンデンサ152の一方の電極は演算増幅器A₁の
反転入力側と持続的に接続されている。コンデンサ152
の他方の電極は、スイッチS₂₀により入力端子60と接続
され、スイッチS₂₁により基準導体61と接続され、さら
にスイッチS₂₂により接続導体153と接続される。

第11図の信号処理回路の各種のスイッチを制御する制
御信号の時間経過が第12図のダイヤグラムに示されてい
る。ここには各々の信号は、これにより制御されるスイ
ッチと同じ記号が付されている。第８図および第９図の
場合における様に、各々のスイッチはこれを制御する信
号が低い信号値を有する時は開かれており、これを制御
する信号が高い信号値を有する時は閉じられている。

第12図のダイヤグラムも、演算増幅器A₁,A₂,A₃の出力
電圧U_A1,U_A2およびU_A3の時間経過を示す。

第11図の信号処理回路は第８図のそれと同様に、コン
デンサ72において行なわれる電荷バランスの基本方式に
より、動作する。機能ブロック150は個別の電荷パケッ
トを供給し、これはメモリコンデンサ66において一時記
憶される。これらの電荷パケットは次のようにして形成
される。即ちコンデンサ152がスイッチS₂₀,S₂₁,S₂₂を用
いて交番的に、抵抗ハーフブリッジ140に生ずる種々の
電圧により充電がおよび電荷入れ替えがなされることに
より、形成される。メモリコンデンサ66の中に一時記憶
された電荷パケットはスイッチS₇の閉成により積分コン
デンサ72へ伝送される。積分コンデンサ72はさらにスイ
ッチS₈を介して補正−および補償電荷パケットを供給さ
れる。この場合これらの電荷パケットは補正回路73にお
いて形成されてメモリコンデンサ84の中に一時記憶され
たものである。コンデンサ７は、スイッチS₇およびS₈を
介して伝送される全部の電荷パケットを積分する。時間
平均において電荷バランスが形成される、即ち積分され
た全部の電荷パケットの和がゼロに等しくなる。このバ
ランスは、演算増幅器A₂の出力電圧U_A2が比較器71の閾
値電圧U_Sを下回わる時に、常に形成される。

第12図のダイヤグラムはこの動作のシーケンスを複数
サイクルの経過において示す。これらの複数サイクルの
うちの１つは補償サイクルＫであり、他方その他のサイ
クルは測定サイクルＭである。各々のサイクルは８つの
時相から成り、これらには１〜８の番号が付されてい
る。

スイッチS₁とS₂は方形波信号によりプッシュプル形式
で制御される。その結果これらのスイッチは交番的に２
つの時相の持続時間中は開放または閉成されている。ス
イッチS₉とS₁₀は２倍の周波数の方形波信号によりプッ
シュプル形式で制御される。その結果、これらのスイッ
チは１つの時相の持続時間中は開放または閉成されてい
る。

スイッチS₁が閉じられていてスイッチS₂が開かれてい
る時は“条件化時相”が形成されている。この時相にお
いてはコンデンサ152がスイッチS₂₀,S₂₁,S₂₂を介して、
抵抗ハーフブリッジ140に生ずる電圧U₁,U₂,U₃により充
電可能である。この場合この充電によりメモリコンデン
サ66における電荷が影響は受けない。スイッチS₁が開か
れていてスイッチS₂が閉じられている時は、一時メモリ
65が、コンデンサ152からメモリコンデンサ66へ入れ替
え電荷パケットの伝送のための準備をする。

同様に、スイッチS₉とS₁₀の交番的な位置が、コンデ
ンサ91〜98のための条件化時相を定めるか、または電荷
パケットの転送のために補正メモリ76の動作準備を定め
る。このことは第８図の信号処理回路の場合に既に説明
したように行なわれる。

前述の場合と同様に第12図のダイヤグラムを用いて、
まず最初に回路の基本構成を次に補正回路73の動作を説
明する。

1.基本構成時相１および２各々のサイクルの時相１の開始前はメモリコンデンサ
66には、先行のサイクルにおいて蓄積された電荷がまだ
存在している。時相１および２の持続時間の間はスイッ
チS₁が閉じられスイッチS₂が開かれている。その結果、
コンデンサ66は演算増幅器A₁の出力側から分離されてい
る。スイッチS₇は時相１の持続時間中は閉じられてい
る。その結果、時相１の開始により、メモリコンデンサ
66から積分コンデンサ72への電荷転送が行なわれる。演
算増幅器A₁の非反転入力側に電圧U₃が存在しているた
め、メモリコンデンサ66は次の式で示される残留電荷へ
放電される。

Q_66R＝（U₀₂−U₀₁−U₃）・Ｃ（89）この場合、入れ替えられた電荷は積分コンデンサ72へ
流れる。

同時にこの回路がコンデンサ152のための条件化時相
におかれる。スイッチS₂₂−これは常にスイッチS₁と同
期して操作される−は、時相１と２の間中は閉じられて
いる。そのためコンデンサ152は電圧U₀₁により次の電荷
へ充電される。

Ｑ_Cm（1.2）＝U₀₁・C_m （90）時相３および４時相３および４においてはスイッチS₁は開かれており
スイッチS₂は閉じられている。その結果、一時メモリ65
は、電荷をメモリコンデンサ66へ伝送するための準備状
態にある。同時にスイッチS₂₀が閉じられている。その
結果、コンデンサ152が入力端子60と接続されている。
そのためコンデンサ152が入力端子60と接続されてい
る。そのためコンデンサ152に電圧U₀₁とU₂との差が加わ
り、この差電圧によりコンデンサは次の電荷へ入れ替え
られる。

Ｑ_Cm（3.4）＝（U₀₁−U₂）・C_m （91）電荷入れ替え量は次の式で表わされる。

dQ_Cm（3.4）＝Ｑ_Cm（3.4）−Ｑ_Cm（1.2）＝−U₂・C_m （91）この入れ替え量はメモリコンデンサ66へ伝送される。
そのためこのメモリコンデンサは次の式で表わされる電
荷を有するようになる：Ｑ_66（3.4）＝Q_66R＋dQ_Cm（3.4）＝Q_66R−U₂・C_m （93）時相５および６時相５および６において再びスイッチS₁が閉じられス
イッチS₂が開かれている。その結果、この回路はコンデ
ンサ152のための条件化時相にある。同時にスイッチS₂₂
が閉じられているため再びコンデンサ152は次の式で示
される電荷を供給される。

Ｑ_Cm（5.6）＝U₀₁・C_m （94）時相７および８時相７および８においてスイッチS₁は開かれておりス
イッチS₂は閉じられている。その結果、一時メモリ65は
電荷の転送のための準備状態にある。同時にスイッチS
₂₁が閉じられている。その結果、コンデンサ152が基準
導体61と接続されている。そのためコンデンサ152に電
圧U₀₁とU₃との和が存在し、この和によりコンデンサは
次の式で表わされる電荷へ入れ替えられる。

Ｑ_Cm（7.8）＝（U₀₁＋U₃）・C_m （95）この入れ替え量は次の式で表わされる。

dQ_Cm（7.8）＝Ｑ_Cm（7.8）−Ｑ_Cm（5.6）＝U₃・C_m （96）この入れ替え量はメモリコンデンサ66へ伝送される。
そのためこのメモリコンデンサは次の式で表わされる全
電荷を有するようになる：Ｑ_66（7.8）＝Q_66R＋dQ_Cm（3.4）＋dQ_Cm（7.8）＝Q_66R＋（U₃−U₂）・C_m （97）次のサイクルの時相１においてコンデンサ66が再び式
（89）で表わされる残留電荷Q_66Rへ放電される。同じ残
留電荷Q_66Rが各々のサイクルの始めに存在する。その結
果、各々のサイクルの時相１において、本来の測定応答
に比例する、次の式で表わされる測定電荷パケットがメ
モリコンデンサ72へ転送される。

dQ_M＝Q_66R−Ｑ_66（7.8）＝−（U₃−U₂）・C_m （98）この式（98）の中へ、式（87）と（88）で示された、
次の式（99）、（100）で表わされる電圧U₂,U₃を代入す
る。

U₂＝U₁・（Ｒ−dR）/2R （99） U₃＝U₁・（Ｒ＋dR）/2R （100）その結果、次の式が得られる。

dQ_M＝−dR/R・U₁・C_m （101） dR＞０の場合はdQ_M＜０である。そのため積分コンデ
ンサ72における電荷は、測定電荷パケットdQ_Mの転送の
たび毎に減少し、それに応じて演算増幅器A₂の出力電圧
U_A2は一層低くなる。電圧U_A2が比較器71の所定の閾値U_s
を下回わると、この比較器の出力電圧U_A3はその最大値
へ跳躍する。これにより制御回路67において補償サイク
ルの実施が作動される。補償サイクルにおいて補正回路
73は次のように制御される。即ちこの補正回路がスイッ
チS₈の次の閉成の際に積分コンデンサ72へ次の式で表わ
される補償電荷パケットを伝送するように、制御される dQ_K＝（U₂＋U₃）・C_m＝U₁・C_m （102）この場合この補償電荷パケットは、電圧U_A2が再び閾値
電圧U_sを越えて上昇されるような極性で、伝送される。

2.補正回路の動作：第11図の補正回路73は第８図のそれと同一であり、そ
のため基本的には同じ動作形式を有する。ただしスイッ
チ制御信号の時間経過が異なる。

第12図において各々のスイッチに対して、所属の制御
信号の２つの異なる時間経過が示されている。そのうち
の一方の経過は、正の電荷パケットを形成すべき時に用
いられ、他方の経過は、負の電荷パケットを形成すべき
時に用いられる。第８図および第６図の場合のようにス
イッチS₁₁,S₁₃,S₁₅,S₁₇は、所属のコンデンサ91,93,95,
97と共働して、測定サイクルＭにおいて補正電荷パケッ
トの形成の目的で用いられる。さらにスイッチS₁₂,S₁₄,
S₁₆,S₁₈は、補償電荷パケットと補正電荷パケットを含
む電荷パケットを補償サイクルＫにおいて形成する目的
に用いられる。各々のサイクル内に回路点78に現われる
電圧U_A1はしたがってタップ83に現われる、温度に依存
する電圧U_Tは、種々の異なる値を取る。これらの値は切
り換え時相の適切な選定により、コンデンサの充電およ
び電荷入れ替えのために用いることができる。スイッチ
S₉とS₁₀を制御する方形波信号は、１つの切り換え時相
において条件化を行なうかまたは電荷入れ替えを行なう
かを決定する。スイッチ制御信号S₁₁,S₁₂,S₁₃,S₁₄の切
り換え時相は次のように選定される。即ち式（103）式
で示される電圧変化も式（104）式で示される電圧変化
も、コンデンサ91〜94の充電または電荷入れ替えのため
に使用できるように、選定される。

dU_A1＝±dR/R・U₁・C_m/C （103） dU_A1＝±U₁・C_m/C （104）同様にスイッチ制御信号S₁₅,S₁₆,S₁₇,S₁₈の切り換え時
相は次の様に選定される。即ち式（105）で示される電
圧変化も式（106）で示される電圧変化も、コンデンサ9
5〜98の充電または電荷入れ替えのために使用できるよ
うに、選定される。

dU_T＝±V_T・dR/R・U₁・C_m/C （105） dU_T＝±V_T・U₁・C_m/C （106）この場合、スイッチS₉およびS₁₀を制御する方形波信号
が、１つの切り換え時相が条件化を作動するかまたは電
荷入れ替えを作動するかを、決定する。

スイッチS₇が各々のサイクルにおいて閉じられる間中
に、スイッチS₈は各々の第２のサイクルにおいてだけ閉
じられる。このことは次のことを意味する。即ち２つの
相続くサイクルの経過中に補正回路73において形成され
た電荷パケットがその都度にメモリコンデンサ84に累積
されて、次に第２のサイクルの時相において補正電荷パ
ケットとしてまたは、組み合わせられた補償−および補
正電荷パケットとして、積分コンデンサ72へ伝送される
ことを、意味する。一層よく区別する目的で第12図にお
いて両方の相続くサイクル−これらの経過において補正
パケットが形成される−を測定サイクルM₁およびM₂を称
し、さらに両方の相続くサイクル−これらの経過におい
て補償−および補正電荷パケットが形成される−にK₁お
よびK₂を付する。

例えば第12図の同一の制御信号S₁₁₊およびS₁₅₊を考察
すると、条件化は各々の測定サイクルM₁の時相７におい
て行なわれ、それに続く電荷入れ替え時相は後続の測定
サイクルM₂の時相２において行なわれる。同様に制御信
号S₁₂₊およびS₁₆₊により条件化が各々の補償サイクルK₁
の時相７において行なわれ、さらに電荷入れ替えが後続
の補償サイクルK₂の時相において行なわれる。

制御信号S_11-およびS_12-が条件化を各々の測定サイク
ルをM₁の時相において作動し、さらに電荷入れ替えを同
じ測定サイクルM₁の時相８において作動する。同様に制
御信号S_12-およびS_16-が条件化を各々の補償サイクルK₁
の時相５において作動し、電荷入れ替えを時相８におい
て作動する。

制御信号S₁₃₊とS₁₇₊により第１の条件化が各々の測定
サイクルM₁の時相１において行なわれ、それに続く第１
の電荷入れ替えが時相４において行なわれる。次に第２
の条件化が各々の測定サイクルM₁の時相７において行な
われ、それに続く第２の電荷入れ替えが後続の測定サイ
クルM₂の時相４において行なわれる。このようにして各
々の測定サイクル対M₁,M₂において相次いで２つの電荷
パケット−これら同じ補正電荷パケットの形成の目的に
寄与する−が形成される。この補正電荷パケットは測定
サイクルM₂の時相７において積分コンデンサ72へ伝送さ
れる。

同様に制御信号S₁₄₊およびS₁₈₊により補償サイクルK₁
およびK₂の同じ時相において２つの電荷パケットが形成
される。これらは補償電荷パケットと補正電荷パケット
−これらは補償サイクルK₂の時相７において積分コンデ
ンサ72へ伝送される−の形成に寄与する。

最後に制御信号S_13-およびS_17-が、第１の条件化を各
々の測定サイクルM₁における時相３において、および第
１の電荷入れ替えを時相８において作動し、ならびに第
２の条件化を各々の測定サイクルM₂の時相３においてお
よび第２の電荷入れ替えを時相６において作動する。こ
れにより２つの電荷パケット−これらは補正電荷パケッ
トの形成の目的に寄与する−が形成される。この補正電
荷パケットは測定サイクルM₂の時相７において積分コン
デンサ72へ伝送される。補償サイクルK₁およびK₂の同じ
時相において制御信号S_14-およびS_18-により２つの電子
パケット−これらは補償、および補正電荷パケットの形
成の目的に寄与する−が形成される。この補償−および
補正電荷パケットは補償サイクルK₂の時相７において積
分コンデンサ72へ転送される。

このようにして８つのスイッチ−コンデンサ組み合わ
せを用いて、接続信号S₁₁〜S₁₈の切り換え時相の適切な
選定により、８つの異なる量を有する電荷パケット−こ
れらは当該のコンデンサの容量値C₉₁〜C₉₈によりそれぞ
れ重み付けられている−が、および選択的に正または付
の極性を有するこれらの電荷パケットの各々が形成され
て、メモリコンデンサ84において一時記憶される。

説明文の終りに添付されている表IIIに、第11図の装
置により実現できる全部の電荷パケットがまとめられて
いる。各々の電荷パケットにおいて項±Ci/C（ｉ＝91…
98）は、表IIIにおいても示されているように、補正係
数B₁₁〜C₂₂を表わす。

3.伝達関数この回路の伝達関数は電荷バランスに対する式から算
出される：積分コンデンサ72において積分された全部の
電荷パケットの和は、所定の時間間隔においてゼロに等
しい、2n個のサイクルの時間間隔−この中でｋ個の補償
サイクルがしたがって（ｎ−ｋ）個の補正サイクルが含
まれている−を考察すると、この時間間隔において、表
IVにおいてまとめられた電荷パケットが積分コンデンサ
72へ転送される。この場合、係数の極性は制御信号S₁₁₊
〜S₁₈₊のまたはS_11-〜S_18-の相応の選択により設定され
る。

表IVにおける全部の電荷パケットを合計してこれらを
ゼロに等しいとおくと、伝達関数として次の式が得られ
る。

そのため係数を簡単にまとめることにより式（４）によ
る所望の伝達関数が正確に次の式で形成される。

式（108）を式（４）と比較すると、この場合は測定応
答M₁が力および温度に依存する抵抗比dR/Rであること、
他方、測定応答M₂も温度に依存する分圧比V_Tであること
がわかる。式（108）による伝達関数により、センサ140
の最も重みのある標識データが次の可調整の補正係数に
より補正できる。

ゼロ点:D₁₁ TKゼロ点:D₁₂ 感度:D₂₁,C₁₁ TK感度:D₂₂,C₁₂ 非直線性:C₂₁ TK非直線性:C₂₂ 式（108）は次のことを示す。即ちコンデンサ152の容
量Cmならびにコンデンサ72と84の容量値も、および演算
増幅器のオフセット電圧、この回路の作動電圧および周
波数−これにより制御回路67がクロック制御される−
が、伝達関数の中へ参入しないことがわかる。電圧U₁の
値はこの回路の動作領域だけにより制限される。

補正係数は第８図の回路の場合と同様に、例えば部分
コンデンサ−これはデイジタルプログラミングにより並
列に接続される−を用いて設定できる、または第11図の
補正回路73ではなく第10図の補正回路が用いらるれ時
は、可調整の抵抗によっても、設定できる。第８図の回
路と関連づけて説明された全部の変形も、第11図の回路
に制限なく使用できる。このことは別の障害原因の補正
に対しても当てはまる。

第13図は抵抗ハーフブリッジから供給されるセンサ信
号の信号準備処理とエラー補正のための第11図の信号処
理回路の変形実施例を示す。抵抗フルブリッジ160は、
第11図と関連づけて説明した形式２つの抵抗ハーフブリ
ッジから構成されている。この抵抗フルブリッジは４つ
の抵抗161,162,163,164を含む。これらの抵抗は４つの
ブリッジ分岐に設けられていて、それらの抵抗値は同じ
値dRだけ−しかし逆の極性で−同じ基本抵抗Ｒから異な
る。この場合、対角辺で対向する抵抗はそれぞれ同じ値
を有する。第13図において前提とされていることは、抵
抗161と164が抵抗値Ｒ＋dRを有し、さらに抵抗162と163
が抵抗値Ｒ−dRを有することである。

抵抗161と162との間のブリッジ点165は入力端子60と
接続されており、さらに抵抗163と164との間のブリッジ
点166は基準導体61−この場合のアースへ接続されてい
る−と接続されている。そのため給電電圧U₁は、ブリッ
ジ点165と166との間のブリッジ対角点へ加えられる。抵
抗161と163との間のブリッジ点67に、基準電位に対して
電圧U₂が形成され、さらに抵抗162と164との間のブリッ
ジ点168に基準電位に対して電圧U₃が形成される。

所属の信号準備処理回路は第11図のそれとは、機能ブ
ロック170の多少は別の構成の点で、異なる。この信号
処理回路のその他の構成部分については、簡単化のため
第13図において一時メモリ65と積分器70だけが示されて
いる。この場合、同じ部分には第11図におけるのと同じ
記号が付されている。この場合演算増幅器A₁の非反転入
力側は、アースへ接続された基準導体61と接続されてい
る。

機能ブロック170は、４つのスイッチS₂₃,S₂₄,S₂₅,S₂₆
を有するスイッチ群171および、容量Cmのコンデンサ172
を有する。このコンデンサの一方の電極は演算増幅器A₁
の反転入力側と接続されている。コンデンサ172の他方
の電極は、スイッチS₂₃によりブリッジ点165と、スイッ
チS₂₄によりブリッジ点168と、スイッチS₂₅によりブリ
ッジ点と、およびスイッチS₂₆によりブリッジ点166とそ
れぞれ接続される。そのためスイッチS₂₃により電圧U₁
が、スイッチS₂₄により電圧U₃が、スイッチS₂₅により電
圧U₂が、およびスイッチS₂₆により基準電位がそれぞれ
コンデンサ172へ加えられる。

電圧U₂とU₃に対して次の式が適用される： U₂＝U₁・（Ｒ−dR）/R （109） U₃＝U₁・（Ｒ＋dR）/R （110）これらは図11の抵抗ハーフブリッジの場合の式（99）お
よび（100）と同じ値を有する。

第13図の信号処理回路と第８図および第11図のそれと
の相違は次の点にある。即ち機能ブロック170が一時メ
モリ65と共働して測定電荷パケットdQ_Mを形成するだけ
ではなく補償電荷パケットdQ_Kも形成する点である。こ
れらの両方のパケットはスイッチS₇を介して積分器70へ
伝送される。その結果（第13図に示されていない）補正
回路73（第11図）がさらに補正電荷パケットだけを形成
する。これはスイッチS₈を介して積分器70へ伝送され
る。そのためスイッチ群171のスイッチは制御回路67
（第11図）により、相続く測定サイクルＭにおいて次の
ように制御される。即ちその都度に測定電荷パケットdQ
_Mが形成され、さらに制御回路67が比較サイクルＫの実
施の目的で比較器71の出力信号により作動される時に、
この制御回路はスイッチ群171のスイッチを、補償電荷
パケットdQ_Kが形成されるように制御する。

次に、第13図の回路により、測定電荷パケットdQ_Mが
１測定サイクルＭにおいて、および補償電荷パケットdQ
_Kが１補償サイクルＫにおいて、どのようにして得られ
るかを説明する。

測定電荷パケットの形成：１測定サイクルＭの開始の前に回路は、メモリコンデ
ンサ66がまだ先行のサイクルにおいて伝送された電荷を
有する出発状態にある。測定サイクルの第１の時相にお
いてスイッチS₁とS₇は閉じられ、これによりメモリコン
デンサ66が次の式で表わされる残留電荷へ放電される Q_66R＝（U₀₂−U₀₁）・Ｃ（111）同時にスイッチS₂₄が閉じられ、これによりコンデンサ1
72が条件化時相において次の式で示される電荷へ充電さ
れる。

Q_Cm(1)＝（U₀₁−U₃）・C_m （112）測定サイクルの次の時相においてスイッチS₁が開かれ
スイッチS₂が閉じられる。その結果、一時メモリ65がメ
モリコンデンサ66への電荷の転送の準備状態にある。同
時にスイッチS₂₅が閉じられ、その結果、コンデンサ172
が電圧U₂へ置かれ、これにより次の式で表わされる電荷
へ入れ替えられる。

Q_Cm(2)＝（U₀₁−U₂）・C_m （113）入れ替え量は次の式で表わされる。

dQ_Cm＝Q_Cm(2)−Q_Cm(1)＝（U₃−U₂）・C_m （114）この入れ替え電荷量はメモリコンデンサ66へ伝送され
る。そのためメモリコンデンサ66の全電荷は次の式で表
わされる値を有する。

Q₆₆₍₂₎＝Q_66R＋dQ_Cm＝Q_66R＋（U₃−U₂）・C_m （115）次にメモリコンデンサ66が、後続の測定サイクルの第
１の時相においてスイッチS₂の開放およびスイッチS₇の
閉成により、再び残留電荷Q_66Rへ放電されると、入れ替
えの場合に次の式で表わされる測定電荷パケットが積分
コンデンサ72へ伝送される。

dQ_M＝Q_66R−Q₆₆₍₂₎＝−（U₃−U₂）・C_m （116）このことは第11図の抵抗ブリッジの場合の式（98）によ
る測定電荷パケットdQ_Mに相応する。

補償電荷パケットの形成：補償サイクルＫの始めにスイッチは出発状態にある。
補償サイクルの第１の時相においてスイッチS₁とS₇が閉
じられ、これによりメモリコンデンサ66が次の式で表わ
される残留電荷へ放電される。

Q_66R＝（U₀₂−U₀₁）・Ｃ（117）同時にスイッチS₂₆が閉じられ、これによりコンデンサ1
72が次の電荷へ充電される。

Q_Cm(1)＝U₀₁・C_m （118）補償サイクルＫの第２の時相においてスイッチS₁が開
かれスイッチS₂が閉じられる。その結果、一時メモリ65
が、メモリコンデンサ66への電荷の伝送のための準備状
態におかれる。同時にスイッチS₂₃が閉じられ、その結
果、コンデンサ172が電圧U₁へ置かれ、これにより次の
式で表わされる電荷へ入れ替えられる。

Q_Cm(2)＝（U₀₁−U₁）・C_m （119）入れ替え電荷量は次の式で表わされる。

dQ_Cm＝Q_Cm(2)−Q_Cm(1)＝−U₁・C_m （120）この入れ替え電荷量はメモリコンデンサ66へ転送され
る。そのためメモリコンデンサ６の全電荷は次の式で表
わされる値を有する。

Q₆₆₍₂₎＝Q_66R＋dQ_Cm＝Q_66R−U₁・C_m （121）次にメモリコンデンサ66が後続のサイクルの第１の時
相において、スイッチS₂の開放およびスイッチS₇の閉成
により、残留電荷Q_66Rへ放電されると、電荷入れ替えの
際に次の式で表わされる補償電荷パケットが積分コンデ
ンサ72へ伝送される。

dQ_K＝Q_66R−Q₆₆₍₂₎＝U₁・C_m （122）このことは第11図の抵抗ハーフブリッジの場合の式（10
2）で表わされる補償電荷パケットdQ_Kに正確に相応す
る。

そのため抵抗フルブリッジに、抵抗ハーフブリッジに
おける場合と同じ測定−および補償電荷パケットが形成
される。そのため第11図および第12図と関連づけて説明
した補正形式が抵抗フルブリッジの場合も適用できる。
補正電荷パケットは補正回路により前述のように、スイ
ッチ制御信号の切り換え時相の適切な選定により形成さ
れて、さらにスイッチS₈を介して積分器70の積分コンデ
ンサ72へ伝送される。この場合この回路は第11図の補正
回路73と、または第13図の補正回路110と同じ構成を有
することができる。

これまで説明してきた実施例においては信号処理回路
がデイジタル形式の出力信号を供給し、さらに測定セン
サへはこの出力信号に依存しない供給信号Ｖが導びかれ
る構成であった。次に第14図〜第21図において説明され
る別の実施例を用いて次の事象を示す。即ち信号処理回
路がアナログ出力信号を形成してこれが測定センサへ帰
還結合される時に、本発明の装置およびその障害量補正
も適用できる構成である。

例えば第14図に示されている実施例は、この相違点お
よびこれにより定められる変形を除いて、第８図の実施
例に相応する。そのため第14図においては比較器71およ
び両方の計数器100,101が設けられていない。入力端子6
0と分圧器54の端部との間にスイッチS₂₇が設けられてい
る。積分器70の出力側が−即ち積分器の出力電圧U_A2も
−スイッチS₂₈を介して、分圧器54の同じ端部へ接続さ
れている。

第15図〜第18図を用いて、補正回路73の動作がない場
合の第14図の動作をまず最初に説明する。この場合、第
15図は測定応答が（C_X−C_ref）/C_refに相応しかつC_X＞C
_refである場合の時間ダイヤグラムを示す。

スイッチＳ…は、制御回路67から供給される制御信号
により、操作される。この制御回路は、クロックパルス
発生器68により発生されるクロックパルス信号により、
同期化される。制御信号も、この制御信号により制御さ
れるスイッチと同じ記号Ｓ…が付されている。各々のス
イッチは、これを制御する信号が低い信号値を有すると
きは開かれており、他方、これを制御する信号が高い信
号値を有する時は閉じられている。

これらのスイッチはこの場合も機械的なスイッチ接点
として示されているが、しかし実際にはもちろん、迅速
な電子スイッチたとえば電界効果トランジスタにより構
成されている。

第15図〜第18図のダイヤグラムは制御信号Ｓ…の時間
経過のほかにさらに、メモリコンデンサ66における電圧
U_Cの時間経過も、および複数の相続くサイクルＺの経過
における出力電圧U_A2の時間経過も示す。これらのサイ
クルの各々は４つの時相に分割されていて、１〜４の番
号が付されている。

スイッチS₁,S₂は周期的な方形波信号によりプッシュ
プル形式で制御される。その結果、スイッチS₂が閉じら
れている時はスイッチS₁は開かれており、スイッチS₂が
開かれている時はスイッチS₁は閉じられている。スイッ
チS₁,S₂はそれらの交番的な状態を、それぞれ時相１〜
４の持続時間の間に占める。スイッチS₁が閉じられてい
てスイッチS₂が開かれている時−このことは各々のサイ
クルＺの時相１および３においてそれぞれ当てはまる−
は、演算増幅器A₁の入力回路に設けられているコンデン
サ51,52が、スイッチS₃〜S₆により電圧U₂またはU₃へ接
続されて、相応に充電される。この場合この充電により
メモリコンデンサ66における電荷が影響されることはな
い。この状態はコンデンサの条件化のための“条件化時
相”と称される。

同様にスイッチS₂₇,S₂₈が周期的な方形波信号により
プッシュプル形式で制御される。その結果、スイッチS
₂₈が閉じられているときはスイッチS₂₇が開かれてお
り、スイッチS₂₈が開かれている時はスイッチS₂₇は閉じ
られている。スイッチS₂₇,S₂₈はそれらの交番的な状態
を、２つの時相の持続時間中にそれぞれ占める。各々の
サイクルＺの時相１と２の間中にスイッチS₂₇は閉じら
れておりS₂₈は開かれている。そのため時相１および２
が、分圧器54に電圧U₁の存在している部分サイクルZ₁を
形成する。反対に時相３および４においてスイッチS₂₈
は閉じられており、スイッチS₂₇は開かれている。その
ため時相３および４が、分圧器54に電圧U_A2の存在して
いる部分サイクルZ_Aを、形成する。

各々の部分サイクルZ₁またはZ_Aにおいて、分圧器54に
供給される。U₂,U₃は、一方では端子60に存在する電圧
により、他方では分圧比により、定められる。これに対
しては次の式が適用される： V₂＝（R₅₇＋R₅₈）／（R₅₆＋R₅₇＋R₅₈）（123） V₃＝R₅₈/（R₅₆＋R₅₇＋R₅₈）（124）そのため各々の部分サイクルZ₁において即ち時相１およ
び２の間中に次の電圧が供給される：Ｕ_２（1.2）＝V₂・U₁ （125）Ｕ_３（1.2）＝V₃・U₁ （126）さらに各々の時間サイクルZ_Aにおいて即ち時相３および
４の間中に次の電圧が供給される。

Ｕ_２（3.4）＝V₂・U_A2 （127）Ｕ_３（3.4）＝V₃・U_A2 （128）図15においてスイッチS₄およびS₆は、スイッチS₁,S₂
の場合と同じ方形波信号により、スイッチS₅の動作に対
して、プッシュプル形式で制御される。その結果、スイ
ッチS₄,S₆は、スイッチS₂と同期して開閉される。スイ
ッチS₃は各々のサイクルＺの時相２の間中にだけ閉じら
れ、スイッチS₇は各々のサイクルＺの時相１の間中だけ
閉じられる。そのため図14の信号処理回路の動作の次の
シーケンスが形成される：時相1: 各々のサイクルＺの時相１の始めにはメモリコンデン
サ66には、まだ先行のサイクルにおいて蓄積された電荷
が存在している。時相１の持続時間中はスイッチS₁は閉
じられスイッチS₂は開かれている。その結果、メモリコ
ンデンサ66は演算増幅器A₁の出力側から遮断されてい
る。スイッチS₇は時相１の持続時間中は閉じられてい
る。その結果、メモリコンデンサ66から積分コンデンサ
72への電荷転送が行なわれる。これによりメモリコンデ
ンサ66が次の式で表わされる残留電荷へ放電される。

Q_C(R)＝（U₀₂−U₀₁）・Ｃ（129）この場合この入れ替え電荷量は積分コンデンサ72へ流入
する。

さらにこの回路は時相１の持続時間中は、コンデンサ
51,52のための条件化時相におかれる。何故ならばスイ
ッチS₁は閉じられスイッチS₂が開かれているからであ
る。スイッチS₃は開かれてスイッチS₄は閉じられている
ため、測定コンデンサ51は分圧器のタップ62と接続され
ている。その結果、次の電荷が充電される。

Q_CX(1)＝（U₀₁＋U_B−U₂）・C_X ＝（U₀₁＋U_B−V₂・U₁）・Ｃ（130）この場合この充電過程によりメモリコンデンサ66の電荷
が影響を受けることはない。

反対に基準コンデンサ52が分圧器54のタップ63と接続
される、何故ならばスイッチS₅が開かれスイッチS₆が閉
じられているからである。そのため基準コンデンサ52が
次の式で示される電荷へ充電される。

Q_Cref(1)＝（U₀₁＋U_B−U₃）・C_ref ＝（U₀₁＋U_B−V₃・U₁）・C_ref （131）この場合この充電によりメモリコンデンサ66の電荷が影
響されることはない。

時相2: 各々のサイクルＺの時相２においてスイッチS₁が開か
れスイッチS₂が閉じられている。その結果、一時メモリ
65が、電荷をメモリコンデンサ66へ転送する準備状態に
ある。同時にスイッチS₄,S₆が開かれスイッチS₃,S₅が閉
じられる。その結果測定コンデンサ51がタップ63と接続
され基準コンデンサ52がタップ62と接続される。そのた
めコンデンサ51,52が次の電荷へ入れ替えられる： Q_CX(2)＝（U₀₁＋U_B−U₃）・C_X ＝（U₀₁＋U_B−V₃・U₁）・C_X （132） Q_Cref(2)＝（U₀₁＋U_B−U₂）・C_ref ＝（U₀₁＋U_B−V₂・U₁）・C_ref （133）入れ替え電荷量は次の式で表わされる。

dQ_CX＝Q_CU(2)−Q_CX(1)＝（U₂−U₃）・C_X ＝（V₂−V₃）・U₁・C_X （134） dQ_Cref＝Q_Cref(2)−Q_Cref(1) ＝（U₂−U₃）・C_ref ＝（V₂−V₃）・U₁・C_ref （135）全部の入れ替え電荷量は式（134），（135）の和であ
り、次の式で示され、メモリコンデンサ66へ流入する。

dQ_M＝（C_X−C_ref）・（U₂−U₃）＝（C_X−C_ref）・（V₂−V₃）・U₁ （136）：入れ替え電荷量dQ_Mは“測定電荷パケット”と称され
る。C_X＞C_ref;U₂＞U₃により、電圧U_Cの正の変化が生ず
る。このことは第15図に所属のダイヤグラムに示されて
いる。初期電荷と共にメモリコンデンサ66は次の式で示
される合成電荷を含むようになる。

Q_C＝Q_C(R)＋dQ_M ＝Q_C(R)（C_X−C_ref）・（V₂−V₃）・U₁ （137）これにより部分サイクルZ₁が終了する。

時相3: 時相３においてスイッチS₁〜S₆は時相１におけるのと
同じ位置におかれる。しかしスイッチS₇は開かれたまま
である。その結果、メモリコンデンサ66から積分コンデ
ンサ72への電荷入れ替えは行なわれない。そのためメモ
リコンデンサ66はその電荷を保持する。さらにスイッチ
S₂₇が開かれてスイッチS₂₈が閉じられている。その結
果、分圧器54に電圧U_A2が存在する。その結果、コンデ
ンサ51および52が次の電荷へ充電される： Q_CX(3)＝（U₀₁＋U_B−U₂）・C_X ＝（U₀₁＋U_B−V₂・U_A2）・C_X （138） Q_Cref(3)＝（U₀₁＋U_B−U₃）・C_ref ＝（U₀₁＋U_B−V₃・U_A2）・C_ref （139）時相4: 時相４は時相２とは次の点で異なる、即ちスイッチS₃
が開かれたままであり、その結果、測定コンデンサ51が
タップ62ともタップ63とも接続されていない。そのため
基準コンデンサ52が次の式で表わされる電荷へ入れ替え
られる。

Q_Cref(4)＝（U₀₁＋U_B−U₂）・C_ref ＝（U₀₁＋U_B−V₂・U_A2）・C_ref （140）入れ替え電荷量は次の式で示される。

dQ_K＝Q_Cref(4)−Q_Cref(3) ＝−（U₂−U₃）・C_X ＝−（V₂−V₃）・U_A2・C_ref （141）この入れ替え電荷は同時に、部分サイクルZ_Aにおいてメ
モリコンデンサ66へ流れる全電荷量を形成する。この全
電荷量は補償電荷パケットdQ_Kと称され電圧U_Cの負の変
化を生ぜさせる。このことは第15図の所属のダイヤグラ
ムに示されている。これにより部分サイクルZ_Aが終了す
る。

第16図は、第15図のダイヤグラムとは、次の場合に異
なるダイヤグラムを示す。即ち同じ測定応答が反対の極
性で即ち−（C_X−C_ref）/C_refで測定されるべき場合を
示す。そのため第15図の説明を次のように変更するだけ
でよい：即ちスイッチS₃は時相１の間中は閉じられてい
る。そのためスイッチS₃は、同時にかつスイッチS₇と同
方向へ操作される。スイッチS₄,S₆は時相２および３の
間中は閉じられており、他方−これとは反対に−スイッ
チS₅は開かれている。そのため次のシーケンスが形成さ
れる：時相1: 各々のサイクルＺの時相１の始めにメモリコンデンサ
66にはまだ先行のサイクルにおいて充電された電荷が存
在している。時相１の持続時間中にスイッチS₁が閉じら
れスイッチS₂が開かれている。その結果、メモリコンデ
ンサ66は演算増幅器A₁の出力側から遮断される。スイッ
チS₇は時相１の持続時間中は閉じられている。その結
果、メモリコンデンサ66から積分コンデンサ72への電荷
伝送が行なわれる。これによりメモリコンデンサ66は次
の残留電荷へ放電される。

Q_C(R)＝（U₀₂−U₀₂）・Ｃ（142）この場合この入れ替え電荷量は積分コンデンサ₇₂へ流れ
る。そのため式（142）と（129）は同一である。

さらにこの回路は時相１の持続時間中はコンデンサ5
1,52ための条件化時相に存在する。何故ならばスイッチ
S₁が閉じられておりスイッチS₂が開かれているからであ
る。スイッチS₄は開かれスイッチS₃は閉じられているた
め、測定コンデンサ51は分析器54のタップ63と接続され
ている。その結果このコンデンサは次の式で表わされる
電荷へ充電される。

Q_CX(1)＝（U₀₁＋U_B−U₃）・C_X ＝（U₀₁＋U_B−V₃・U₁）・C_X （143）この場合この充電がメモリコンデンサ66の電荷へ影響を
与えることはない。

反対に基準コンデンサ52が分圧器54のタップ62と接続
されている。そのため基準コンデンサ52は次の式で表わ
される電荷へ充電される。

Q_Cref(1)＝（U₀₁＋U_B−U₂）・C_ref ＝（U₀₁＋U_B−V₂・U₁）・C_ref （144）この場合この充電によりメモリコンデンサの電荷が影響
されることはない。

時相2: 各々のサイクルＺの時相２においてスイッチS₁が開か
れスイッチS₂が閉じられている。その結果、一時メモリ
65は、メモリコンデンサ66へ電荷を転送する準備状態に
ある。同時にスイッチS₃,S₅が開かれスイッチS₄,S₆が閉
じられている。その結果、測定コンデンサ51はタップ62
と接続され、基準コンデンサ52はタップ63と接続されて
いる。そのためコンデンサ51,52は次の式で表わされる
電荷へ入れ替えられる： Q_CX(2)＝（U₀₁＋U_B−U₂）・C_X ＝（U₀₁＋U_B−V₂・U₁）・C_X （145） Q_Cref(2)＝（U₀₁＋U_B−U₃）・C_ref ＝（U₀₁＋U_B−V₃・U₁）・C_ref （146）入れ替え電荷量は次の値を有する： dQ_CX＝Q_CU(2)−Q_CX(1) ＝（U₃−U₂）・C_X ＝（V₃−V₂）・U₁・C_X （147） dQ_Cref＝Q_Cref(2)−Q_Cref(1) ＝（U₃−U₂）・C_ref ＝（V₃−V₂）・U₁・C_ref （148）この全入れ替え電荷量は式（147），（148）の和であ
る： dQ_M＝（C_X−C_ref）・（U₂−U₃）＝（C_X−C_ref）・（V₂−V₃）・U₁ （149）この入れ替え電荷量はメモリコンデンサ66へ流れる。こ
の入れ替え電荷量dQ_Mも“測定電荷パケット”と称され
る。C_X＜C_ref:U₂＞U₃により電圧U_Cの正の変化が生ず
る。第16図参照。この初期電荷と共にメモリコンデンサ
66は次の式で表わされる合成電荷を含む。

Q_C＝Q_C(R)＋dQ_M ＝Q_C(R)−（C_X−C_ref）・（V₂−V₃）・U₁ （150）これにより部分サイクルZ₁が終了する。

時相3: 時相３においてはスイッチS₁,S₂は再び時相１におけ
る場合と同じ位置にあり、スイッチS₄〜S₆は時相２にお
ける場合と同じ位置にある。しかしスイッチS₃,S₇は開
かれたままにある。その結果、メモリコンデンサ66から
積分コンデンサ72への電荷入れ替えは行なわれず、した
がってメモリコンデンサ66はその電荷を保持する。さら
にスイッチS₂₇は開かれスイッチS₂₈は閉じられている。
その結果、分圧器54に電圧U_A2が存在する。そのためコ
ンデンサ51,52は次の式で表わされる電荷へ充電され
る： Q_CX(3)＝（U₀₁＋U_B−U₂）・C_X ＝（U₀₁＋U_B−V₂・U_A2）・C_X （151） Q_Cref(3)＝（U₀₁＋U_B−U₃）・C_ref ＝（U₀₁＋U_B−V₃・U_A2）・C_ref （152）時相4: 時相４は時相２と次の点で異なる。即ちスイッチS₄,S
₆が開かれS₆が閉じられており、その結果、測定コンデ
ンサ51はタップ62ともタップ63とも接続されない。その
結果、基準コンデンサ52が次の式で表わされる電荷に入
れ替えられる。

Q_Cref(4)＝（U₀₁＋U_B−U₂）・C_ref ＝（U₀₁＋U_B−V₂・U_A2）・C_ref （153）入れ替え電荷量は次の式で示される。

dQ_K＝Q_Cref(4)−Q_Cref(3) ＝（U₂−U₃）・C_X ＝−（V₂−V₃）・U_A2・C_ref （154）この入れ替え電荷量は同時に、部分サイクルZ_Aにおいて
メモリコンデンサ66へ流れる全電荷量を形成する。この
全電荷量も補償電荷パケットdQ_Kと称され、電圧U_Cの負
の変化を生ぜさせる。このことは図16の所属のダイヤグ
ラムに示されている。これにより部分サイクルZ_Aが終了
する。

第17図に示されているダイヤグラムは第15図のダイヤ
グラムとは、冒頭に述べた測定応答のもう１つの測定応
答を即ち（C_X−C_ref）/C_Xを測定すべき点でかつC_X＞C
_refである点で、異なる場合を示す。そのため第15図の
説明は次の変更さえすれば当てはまる：スイッチS₄はスイッチS₃に対してプッシュプル形式で
操作される。スイッチS₄は時相２および３において閉じ
られ時相１および４において開かれている。そのためス
イッチS₄が時相２および３において開かれ、他方、時相
１および４において閉じられている。個々の時相におい
て現われる電荷量および入れ替え電荷量は、第15図の説
明において設定された式（129）〜（141）から、第16図
に適用された式（142）〜（154）の導出と対比できる通
常の導出法で得られる：そのためその誘導は省略する。

最後に第18図は、第15図のダイヤグラムに関連づけて
測定応答がC_X/C_refに相応する場合に適用されたダイヤ
グラムを示す。この場合、第18図はC_X/C_refに対してもC
_X≦C_refに対しても当てはまる。そのため次の変更だけ
がなされる：スイッチS₄は、図17における様に、時相２においてだ
け閉じられているスイッチS₃に対してプッシュプル形式
で操作される。スイッチS₆は（およびプッシュプル形式
でスイッチS₅は）時相３においてだけ閉じられている
（開かれている）。電荷量および入れ替え電荷量は類似
の通常の形式で生ずるため、それらの導出は省略する。

第15図〜第18図に、スイッチＳ…の相応のクロックパ
ルス制御により、その都度の測定応答に所属する電荷パ
ケットとこれから得られる入れ替え電荷が形成できるこ
とが示されている。そのため、示された測定応答の中か
らの選択が使用者にまかされるべき時は、制御回路67に
おいて、前述の制御信号を準備してさらに相応の信号を
または命令（選択的に）を用いて出せるようにされる。
そのため制御回路67は、例えば相応にプログラミングさ
れたマイクロプロセッサを用いて実現できる。

第15図〜第18図において通常は各々のサイクルＺは、
ｎ個の部分サイクルZ₁とｋ個の部分サイクルZ_Aから、形
成することができる。第15図〜第18図においてはｎ＝ｋ
＝１の場合のシーケンスの動作が示されている。サイク
ルの始めに存在する残留電荷Q_C(R)と共に次にサイクル
Ｚの進行において、メモリコンデンサ66には次の式で示
される全電荷が集められる。

Q_C(Z)＝Q_C(R)＋ｎ・dQ_M＋Ｋ＋dQ_K （155）次のサイクルＺの時相１においてメモリコンデンサ66は
スイッチS₇の閉成により再び残留電荷Q_C(R)へ放電され
る。差電圧は次の式へ表わされる。

dQ＝ｎ・dQ_M＋ｋ・dQ_K （156）この差電圧は積分コンデンサ72へ伝送される。これによ
り出力電圧U_A2が追従調整される。そのためこの回路全
体は、メモリコンデンサ66に電荷バランスが形成される
ような値へ出力電圧U_A2を移行させようとする調整ルー
プとして、動作する。ウォーミングアップ過程の時間特
性は積分コンデンサ72の容量値Ｃにより定められる。メ
モリコンデンサ66において電荷バランスが形成される場
合のウォーミングアップされた状態においては次の式が
適用される。

ｎ・dQ_M＋ｋ・dQ_K＝０（157） dQ_MおよびdQ_Kに、式（136）と式（141）からの値を代
入することにより例えば図15の回路の伝達関数が次の式
で得られる：第15図〜第18図において前提とされていることは、ウ
ォーミングアップされた状態は、３番目に示されたサイ
クルＺの終りにおける時点t_Eにおいて設定されたことで
ある。この時点から電圧特性U_A2/U₁が所期の測定応答を
示し、さらに測定コンデンサ51の容量値C_Xがその値を維
持する限り、出力電圧U_A2はもはや変化しない。容量値C
₂が変化すると出力電圧は、積分コンデンサ72の容量Ｃ
により定められる時定数により、別の値へ移行する。

分圧器54の抵抗56,57,58の抵抗値は伝達関数の中へ参
与しない。分圧比V₂,V₃が電荷パケットの量を即ちコン
デンサ66,72の値を定める。同様にこれらのコンデンサ
の容量比、演算増幅器のオフセット電圧、この回路の給
電電圧および周波数−この周波数により制御回路がクロ
ック制御される−も、目標結果に参与しない。

電圧U₁の値はこの回路の動作領域により制限される。
給電電圧U₁としてこの回路の電流供給電圧を選定する
と、式（158）により、この電流供給電圧に判比例する
出力信号が得られる。供給電圧U₁として固定の基準電圧
U_refを選定すると、式（158）により出力信号の絶対値
が得られる。

第15図〜第18図に示された、第14図の信号処理回路の
制御の変形実施例の場合、エラー補正は、第８図および
第９図を用いて説明された形式と同様に行なわれる。

第19図に示された実施例は、第11図に示された−さら
に第14図のような−実施例とは次の点だけが異なる。信
号処理回路がアナログ出力信号を形成しさらにこの出力
信号が測定センサへ帰還結合される点だけが異なる。

第20図に用いて、補正回路73−これは第12図の説明に
示されている−のない場合の第19図の動作を説明する。
第20図のダイヤグラムはスイッチ制御信号の時間経過の
ほかに、複数個の相続くサイクルＺの間中のメモリコン
デンサ66における電圧U_Cの時間経過もおよび出力電圧U
_A2の時間経過も示す。各々のサイクルＺは６つの時相に
分割されており、これらには１〜６が付されている。

スイッチS₁,S₂は周期的な方形波信号によりプッシュ
プル形式で制限される。その結果、スイッチS₂が閉じら
れている時はスイッチS₁が開かれており、スイッチS₂が
開かれている時はスイッチS₁が閉じられている。スイッ
チS₁,S₂は、時相１〜６のうちの１つの持続時間中にそ
の都度にそれらの交番的な状態をとる。スイッチS₁が閉
じられかつスイッチS₁が開かれている時−このことは各
々のサイクルＺの時相1,3および５においてそれぞれ当
てはまる−は、演算増幅器A₁の入力側に設けられている
コンデンサ152は、スイッチS₂₀〜S₂₂の１つにより、電
圧U₂,U₃ないしU₀₁のうちの１つへの接続されて相応に充
電できる。この場合この充電によりメモリコンデンサ66
における電荷が影響されることがない。この回路はコン
デンサ152の条件化のための条件化時相におかれてい
る。スイッチS₁が開かれスイッチS₂が閉じられている時
は、一時メモリ65が、コンデンサ152からメモリコンデ
ンサ66への電荷の転送のための準備状態にある。スイッ
チS₂₇,S₂₈も周期的な方形波信号によりプッシュプル形
式で制御される。その結果、スイッチS₂₈が閉じられて
いる時はスイッチS₂₇が開かれており、スイッチS₂₈が開
かれている時はスイッチS₂₇が閉じられている。各々の
サイクルＺの時相１〜４の間中はスイッチS₂₈が開かれ
ている。そのため各々のサイクルＺの時相１〜４が、抵
抗ハーフブリッジ140に電圧U₁の存在している部分サイ
クルZ₁を形成する。反対に、時相５および６においては
スイッチS₂₈が閉じられスイッチS₂₇が開かれている。そ
のため時相５および６が、抵抗ハーフブリッジ140に電
圧U_A2が存在している部分サイクルZ_Aを形成する。

抵抗ハーフブリッジ140に電圧U₁の加えられている各
々の部分サイクルZ₁において、電圧U₂,U₃は次の式で示
される値を有する：抵抗ハーフブリッジ140に電圧U_A2の加えられている各
々の部分サイクルZ_Aにおいて、電圧U₂,U₃は次の式で示
される値を有する。

第19図の信号処理回路は、メモリコンデンサ66におい
て行なわれる電荷バランスの基本方式による第11図の信
号処理回路と同様に動作する。機器ブロック150は個々
の電荷パケットを供給し、これらはメモリコンデンサ66
へ伝送される。これらの電荷パケットは次のようにして
形成される。即ちコンデンサ152がスイッチS₂₀,S₂₁,S₂₂
を用いて交番的に、種々の電圧U₂,U₃,U₀₁により充電お
よび電荷入れ替えさせることにより、形成される。メモ
リコンデンサ66に蓄積されて加算された電荷パケット
は、スイッチS₇の閉成により積分コンデンサ72へ伝送さ
れる。第20図に示されている、種々のスイッチ制御信号
の時間経過により、第19図の信号処理回路作動の時間シ
ーケンスが以下のように形成される：時相1: 各々のサイクルＺの時相１の始めにメモリコンデンサ
66にはまだ先行のサイクルにおいて蓄積された電荷が存
在している。時相１の持続時間の間中はスイッチS₁は閉
じられスイッチS₂は開かれている。その結果、メモリコ
ンデンサ66は演算増幅器A₁の出力側から遮断されてい
る。スイッチS₇は時相１の持続時間中は閉じられてい
る。その結果、メモリコンデンサ66から積分コンデンサ
72への電荷伝送が行なわれる。これによりメモリコンデ
ンサ66が次の式で表わされる残留電荷へ放電される。

Q_C(R)＝（U₀₂＋U_B−U₀₁＋U₃）・Ｃ（163）この場合、入れ替え電荷量は積分コンデンサ72へ流れ
る。

さらにこの回路は時相１の持続時間中はコンデンサ15
2の条件化時相におかれる、何故ならばスイッチS₁が閉
じられスイッチS₂が開かれているからである。同時にス
イッチS₂₁が閉じられているため、コンデンサ151は基準
導体61と接続されている。そのためこのコンデンサは次
の式で表わされる電荷へ充電される。

Q_Cm(1)＝（U₀₁＋U_3(1-4)）・C_m （164）この場合、この充電によりメモリコンデンサ66の電荷が
影響は受けない。

時相2: 各々のサイクルＺの時相２においてスイッチS₁は開か
れスイッチS₂が閉じられている。その結果、一時メモリ
65が、電荷をメモリコンデンサ66へ転送できる準備状態
にある。同時にスイッチS₂₂が閉じられている。その結
果、コンデンサ152は接続導体153を介して、演算増幅器
A₁の非反転入力側と接続されている。これによりコンデ
ンサ152にオフセット電圧U₀₁だけが接続し、このオフセ
ット電圧によりコンデンサは次の式で表わされる電荷へ
入れ替えられる。

Q_Cm(2)＝U₀₁・C_m （165）入れ替え電荷量は次の式で表わされる。

dQ_Cm（1.2）＝Q_Cm(2)−Q_C(1)＝U_3(1-4)・Ｃ（166）この入れ替え電荷量はメモリコンデンサ66へ流れて、電
圧U_cの負の変化を生ぜさせる。このことは第20図の所属
のダイヤグラムに示されている。

時相3: 時相３において再びスイッチS₁が閉じられスイッチS₂
が開かれている。その結果この回路はコンデンサ152の
ための条件化時相におかれる。しかしスイッチS₇は開か
れたままである。その結果、メモリコンデンサ66から積
分コンデンサ72への電荷伝送が行なわれず、メモリコン
デンサはその電荷を維持する。次にスイッチS₂₀が閉じ
られると、その結果、コンデンサ152が端子60と接続さ
れるため次の式で表わされる電荷へ充電される。

Q_Cm(3)＝（U₀₁−U_2-(1-4)）・C_m （167）時相４時相４においてスイッチS₁が開かれスイッチS₂が閉じ
られている。その結果、一時メモリ65は電荷の転送状態
にある。同時に再びスイッチS₁₂が閉じられている。こ
のためコンデンサ152は接続導体153を介して、演算増幅
器A₁の非反転入力側と接続されて、オフセット電圧U₀₁
により次の式で表わされる電荷へ入れ替えられる。

Q_Cm(4)＝U₀₁・C_m （168）この入れ替え電荷は次の式で表わされる。

dQ_Cm（3.4）＝Q_Cm(4)−Q_Cm(3)＝U_2(1-4)・C_m （169）この入れ替え電荷はメモリコンデンサ66へ流れて電圧U_c
の正の変化を生ぜさせる。このことは第20図の所属のダ
イヤグラムに示されている。しかしこの正の電圧変化
は、前に時相２において生ぜさせられた負の電圧変化よ
りも小さい。何故ならば電圧U_2(1-4)は電圧U_3(1-4)より
も低いからである。そのため時相１〜４においては合計
で次の式で表わされる測定電荷パケットがメモリコンデ
ンサ66へ伝送されている。

dQ_M＝dQ_Cm（1.2）＋dQ_Cm（3.4）＝U_2(1-4)・C_m−U_3(1-4)・Cm （170） U_2(1-4)およびU_3(1-4)に式（159）および式（160）から
の値を代入すると、次の式が得られる。

dQ_M＝U₁・C_m（Ｒ−dR）/2R−U₁・C_m（Ｒ＋dR）/2R ＝−U₁・C_m・dR/R （171）時相２および４において生ぜさせられる電圧U_cの変化
の差が、この測定電圧パケットdQ_Mに比例する。このこ
とは第20図の所属のダイヤグラムに示されている。

時相5: 時相５は再びコンデンサ152に対する条件化時相であ
る。スイッチS₂₀が閉じられているためコンデンサ152が
次の式で表わされる電荷へ充電される。

Q_Cm(5)＝（U₀₁−Ｕ_２（5.6））・C_m （172）時相6: 時相６においてスイッチS₁は閉じられている。その結
果、コンデンサ152は基準導体61と接続されており次の
式で表わされる電荷へ入れ替えられる。

Q_Cm(6)＝（U₀₁＋Ｕ_３（5.6））・C_m （173）入れ替え電荷量は、次の式で表わされる補償電荷パケッ
トとして、メモリコンデンサ66へ伝送される。

dQ_K＝Q_Cm(6)−Q_Cm(5) ＝Ｕ_２（5.6）・C_m＋Ｕ_３（5.6）（174）Ｕ_２（5.6）およびＵ_３（5.6）に式（161），（162）か
らの値を代入すると、次の式が得られる。

dQ_K＝U_A2・C_m（Ｒ−dR）/2R−U_A2・C_m（Ｒ＋dR）/2R ＝U_A2・C_m （175）補償電荷パケットdQ_Kはこれに比例する、電圧U_cの正
の変化を生ぜさせる。このことは第20図の相応のダイヤ
グラムに示されている。各々のサイクルＺは再びｎ個の
部分サイクルZ₁とｋ個の部分サイクルZ_Aから形成され
る；第20図はｎ＝ｋ＝１の特別の場合の状態を示す。通
常はメモリコンデンサ66に各々のサイクルＺにおいて次
の式で示される電荷が集められる。

Q_C(Z)＝Q_C(R)＋ｎ・dQ_M＋ｋ・dQ_K （176）後続のサイクルＺの始めにメモリコンデンサ66は次の式
で示される残留電荷Q_C(R)へ放電される。差電荷は次の
式で示される。

dQ＝ｎ・dQ_M＋ｋ・dQ_K （177）この差電荷は積分コンデンサ72へ伝送され、これにより
出力電力U_A2が追従調整される。そのためこの回路は、
ｋ個の補償電荷パケットdQ_Kの和がｎ個の測定電荷パケ
ットdQ_Mの和に等しくなる場合の値へ、出力電圧U_A2を移
行させようとする調整ループとして動作する。この状態
に達するとメモリコンデンサ66において次の式で表わさ
れる電荷バランスが形成される：ｎ・dQ_M＋ｋ・dQ_K＝０（178） dQ_MおよびdQ_Kに式（171）および（175）からの値を代入
すると、次の式で表わされるこの回路の伝達関数が得ら
れる：アナログの出力電圧U_A2と給電電圧U₁との比は、ウォ
ーミングアップ状態においては、所期の抵抗比を直接示
す。第20図において前提とされていることは、ウォーミ
ングアップ状態は、２番目に示されているサイクルＺの
終りの時点ｔにおいて設定されたことである。この時点
から電圧U_A2は、抵抗141,142がその値を維持する限り、
もはや変化しない。抵抗比dR/Rが変化すると、出力電圧
U_A2は所定の時定数で別の値へ移行する。

コンデンサ152の容量値は伝達関数の中へ参入しな
い。しかしこの容量値は電荷パケットの量を即ちコンデ
ンサ66,72の値選定を定める。同様にコンデンサ66,72の
容量値、演算増幅器のオフセット電圧、回路の給電電圧
および周波数−この周波数により制御回路がクロック制
御される−は、目標結果の中へ参入しない。

電圧U₁の値はこの回路の動作範囲だけにより制限され
る。給電電圧U₁としてこの回路の電流供給電圧を選定す
ると、式（179）から、電流供給電圧に比例する出力信
号が得られる。給電電圧として固定の基準電圧U_refを選
定すると、式（179）により出力信号の絶対値が得られ
る。

第21図は第14図および第19図の回路の変形実施例を示
す。これらはアナログの出力電圧U_A2ではなくアナログ
の出力電流I_Aを供給する。第21図において第14図および
第19図の一時メモリ65および積分器70がそれぞれ回路ブ
ロックにより示されている。第21図の回路ブロック180
は、第14図および第19図の回路の、測定センサおよび機
能ブロックから構成される回路群に、応する。即ち第14
図のセンサおよび機能ブロック53からまたは第19図の抵
抗ハーフブリッジ140および機能ブロック150から構成さ
れる回路群に相応する。

第21図において積分器70の出力側はnpnトランジスタ1
81のベースと接続されている。このトランジスタは、エ
ミッタ回路に設けられている値R_Aの抵抗182の抵抗比182
と接続されている。スイッチS₂₈へ導かれている帰還結
合はトランジスタ181のエミッタへ接続されている。積
分器70の出力電圧U_A2は、トランジスタ181のコレクタ・
エミッタ回路を介して、出力電流I_Aを流す。そのためこ
の回路の場合、次の式で表わされる電圧が入力側へ帰還
結合される。

U_RA＝R_A・I_A （180）そのため第14図の回路の場合に補償電荷パケットdQ_Kに
対して、式（141）ではなく次の式が当てはまる： dQ_K＝−（V₂−V₃）・U_RA・C_ref （180）さらに第19図の回路の場合に式（175）ではなく次の式
が当てはまる： dQ_K＝U_RA・C_m （182）そのため第14図の回路に対して式（158）ではなく次
の式で表わされる伝達関数が得られる。

さらに第19図の回路に対しては式（179）ではなく次の
式で表わされる伝達関数が得られる。

第21図の回路は例えば、唯一つの２線線路を介して測
定信号が直流の形式で伝送される構成の測定装置に対し
て適している。この場合この直流電流は例えば4mAから2
0mAまで変化可能であり、さらにこの直流の中へセンサ
および信号処理回路に対する供給電流も含まれている。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者ヴァーグナー，リヒャルトドイツ連邦共和国Ｄ―7864 マオルブルクハンス―トーマ―シュトラーセ９ (56)参考文献特開昭62−229040（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) G01L 9/00 G05D 3/04

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】測定センサ（１）から供給されるセンサ信
号を処理する装置において、この場合、この測定センサ
は検出されるべき物理的な測定量のならびに１つまたは
複数個の物理的な障害量の物理的な作用に応動して、検
出されるべき物理的な測定量におよび物理的な障害量に
依存する測定応答M₁を発生するようにし、さらに前記の
センサ信号は１つのまたは複数個の別のセンサ（４）か
ら供給される、物理的な障害量だけに実質的に依存する
測定応答M₂……M_nを発生するようにし、さらに前記の装
置は信号処理回路（２）を備えており、該信号処理回路
は測定応答を入力量として受信するようにし、さらに該
信号処理回路は、センサ信号のアナログ形式処理により
出力量Ｓを供給するように構成されており、該出力量の
基準量S_refに対する比は、入力量を形成する測定応答
M₁,M₂…Mnに依存して次の式で表わされる伝達関数によ
り定められており、即ちにより定められており、この場合、この伝達関数の係数
D₁₁…D₂n,C₁₁…C₂nは、所望の伝送特性を得る目的で測
定センサ（１）の特性に依存して設定調整可能であるよ
うにしたことを特徴とするセンサ信号を処理する装置。
【請求項２】別のセンサ（４）のうちの少なくとも１つ
が温度に依存する抵抗（81）であるようにし、さらに該
抵抗から発生される測定応答が、温度に依存する電圧比
（V_T）であるようにした請求項１記載の装置。
【請求項３】測定センサ（１）および各々のセンサ
（４）が、測定応答とセンサに導びかれる供給信号との
積に比例する出力信号を供給するようにし、該出力信号
と、供給信号に関連する少なくとも１つの信号とが、重
み付け回路（30,31,32,33,34,35）において設定調整可
能な係数により重み付けされるようにし、さらに前記重
み付け回路の出力信号が加算回路（36,37）において伝
達関数の実現の目的で加算されるようにした請求項１又
は２記載の装置。
【請求項４】少なくとも１つのセンサの出力信号が、少
なくとも１つの別のセンサの供給信号を形成する目的
で、用いられるようにした請求項３記載の装置。
【請求項５】信号入力側（38a）と基準入力側（38b）と
を有するアナログ・デイジタル変換器（38）を備え、該
変換器は信号入力側に加算回路のうちの１つ（36）の出
力信号を供給されるようにし、さらに基準入力側に加算
回路のうちの別の１つ（37）の出力信号を供給されるよ
うにし、さらに前記のアナログ・デイジタル変換器は出
力側（38c）に、信号入力側および基準入力側に導びか
れるアナログ信号の比に相応するデイジタル信号を供給
するようにした請求項３又は４記載の装置。
【請求項６】アナログ・デイジタル変換器（38）が、信
号入力側（38a）へ導びかれる電流と、基準入力側（38
b）へ導びかれる電流との間の電流バランスの形式にも
とづいて動作するようにした請求項５記載の装置。
【請求項７】センサ信号の処理を、量子化された電荷転
送により、およびスイッチ−コンデンサ−構成体を用い
ての電荷バランスにより行なうようにし、さらにこの電
荷バランスの中へ、１つの重み付けされた測定応答から
または複数個の重み付けされた測定応答の和から形成さ
れる電荷パケットを、関連づけるようにした請求項１又
は２記載の装置。
【請求項８】電荷バランスの中へ、センサの供給信号と
固定の関係を有する信号から形成される電荷パケット
を、関連づけるようにした請求項７記載の装置。
【請求項９】−周期的に操作されるスイッチ（55）を有
する機能ブロック（53）を設け、該スイッチは少なくと
も１つのコンデンサと共に測定電荷パケットを形成する
目的で用いられるようにし、 −さらに補正電荷パケットを形成する目的でスイッチ−
コンデンサ−構成体を有する補正回路（73）を設け、こ
の場合この補正電荷パケットは伝達関数の係数に応じて
重み付けされており、さらに −測定電荷パケットと補正電荷パケットを積分するため
の積分器（70）を設け、該積分器は積分結果を表わす出
力信号（U_A2）を連続的に供給するようにした請求項７
又は８記載の装置。
【請求項１０】積分器（70）の出力信号が所定の閾値を
上回わるか下回わるたびに補償サイクルを開始させる装
置（71）を設け、該補償サイクルの経過中に積分器へ補
償電荷パケットが導びかれるようにし、該補償パケット
により積分器が再び所期状態へリセットされるようにし
た請求項９記載の装置。
【請求項１１】機能ブロック（53）および補正回路（7
3）のスイッチを周期的に操作するための制御回路（6
7）を設けた請求項９又は10記載の装置。
【請求項１２】補償サイクルの開始のたびごとに制御回
路（67）がスイッチの周期的な操作を、補償電荷パケッ
トの形成の目的で、変化させるようにした請求項９又は
11記載の装置。
【請求項１３】補償電荷パケットが補正回路（73）のス
イッチ−コンデンサ−構成体（75）を用いてまたは機能
ブロック（53）を用いて形成されるようにした請求項９
から12までのいずれか１項記載の装置。
【請求項１４】制御回路（67）により定められる、周期
的なスイッチ操作のスイッチング時相が、補正電荷パケ
ットの極性の選択の目的でおよび／または種々異なる測
定応答の処理の目的で、設定調整可能であるようにした
請求項９から13までのいずれか１項記載の装置。
【請求項１５】補正回路（73）のコンデンサの容量値
が、電荷パケットの重み付けの目的で、伝達関数の係数
に応じて設定調整可能であるようにした請求項９から14
までのいずれか１項記載の装置。
【請求項１６】補正回路（73）のスイッチ−コンデンサ
−構成体により電荷パケットの形成の目的でサンプリン
グされる電圧の重み付けが、伝達関数の係数に応じて設
定調整可能であるようにした請求項９から14までのいず
れか１項記載の装置。
【請求項１７】補正回路（73）の各々のスイッチ−コン
デンサ−構成体に、設定調整可能な１つの抵抗分圧器
（82）が配属されている請求項16記載の装置。
【請求項１８】測定電荷パケットの形成の目的で機能ブ
ロック（53）のスイッチと共働する各々のコンデンサ
（51,52）が、測定応答M₁を供給する容量式センサのコ
ンデンサであるようにした請求項９から17までのいずれ
か１項記載の装置。
【請求項１９】機能ブロックが分圧器（54）を含むよう
にし、該分圧器から測定電荷パケットの形成の目的で用
いられる電圧（U₂,U₃）が取り出されるようにし、さら
に該分圧器が、信号処理回路（２）の作動範囲へ測定電
荷パケットを適合調整する目的で、設定調整されるよう
にした請求項18記載の装置。
【請求項２０】測定センサ（１）が抵抗ハーフブリッジ
（140）または抵抗フルブリッジ（160）であるように
し、さらに機能ブロック（150,170）が、測定電荷パケ
ットを形成する目的でスイッチと共働する少なくとも１
つのコンデンサ（152,172）を含むようにした請求項９
から17までのいずれか１項記載の装置。
【請求項２１】回路の作動領域へ測定電荷パケットを適
合調整する目的でコンデンサ（152,172）が設定調整さ
れるようにした請求項20記載の装置。
【請求項２２】信号処理回路（２）が測定量に相応する
アナログの出力信号を供給するようにし、さらに測定セ
ンサ（１）の給電が、アナログの出力信号と固定の関係
にある帰還結合信号の帰還結合により、電荷バランスを
得る目的で制御されようにした請求項９記載の装置。
【請求項２３】帰還結合信号が周期的に交番的に、測定
センサ（１）の給電のための供給信号と共に用いられる
ようにした請求項22記載の装置。
【請求項２４】スイッチ−コンデンサ−構成体が、測定
センサ（１）に供給信号（Ｖ）を給電する際に、測定応
答に依存する測定電荷パケットと、測定センサに帰還結
合信号を給電する際に、測定応答に依存しない補償電荷
パケットを形成するように、スイッチ−コンデンサ−構
成体を構成した請求項23記載の装置。
【請求項２５】供給信号（Ｖ）が電圧（U₁）であるよう
にし、さらに信号処理回路（２）のアナログ信号も電圧
（U_A2）であるようにし、後者の電圧が同時に帰還結合
信号として用いられている請求項22から24までのいずれ
か１項記載の装置。
【請求項２６】供給信号（Ｖ）が電圧（U₁）であるよう
にし、さらに信号処理回路（２）のアナログの出力信号
が電流（I_A）であるようにし、さらに帰還結合信号が該
電流に比例する電圧（U_RA）であるようにした請求項22
から24までのいずれか１項記載の装置。
【請求項２７】供給信号（Ｖ）が電流供給電圧であるか
または固定の基準電圧であるようにした請求項25又は26
記載の装置。