JP2819377B2 - 情報伝送方式 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、遠隔の端末機器で検出
した情報を電流に変換し、伝送ケーブルを介して計測機
器へと伝送する情報伝送方式に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】例えば、石油プラントにおいては原油が
貯蔵されている遠隔地点のタンクに原油の水分量、温
度、圧力等の情報を検出するセンサを具備する端末機器
を設置し、このセンサで検出した情報を端末機器におい
て４〜２０ｍＡの電流値に変換し、伝送ケーブルを介し
て、例えば中央の情報監視システムの水分計、温度計、
圧力計などの計測機器である測定用負荷に送り、タンク
内の原油が適正な状態に保持されているか否か等を常時
監視するようにしている。

【０００３】このような形式の従来の情報伝送方式の基
本構成を図７に示す。図示しない端末機器のセンサによ
り検出された水分量、温度、圧力等の情報Ｓは情報／電
圧変換及び電圧増幅回路１０に入力され、情報Ｓが電圧
に変換された後、適当な大きさの電圧Ｖに増幅される。
この情報Ｓに対応した電圧Ｖは、電圧／電流変換回路、
即ち、定電流回路１１に入力される。この定電流回路１
１は演算増幅器ＯＰ、トランジスタＴｒ、及びこのトラ
ンジスタＴｒのエミッタに接続された抵抗Ｒから構成さ
れ、情報／電圧変換及び電圧増幅回路１０からの情報Ｓ
に対応した電圧Ｖは、演算増幅器ＯＰの一方の入力
（＋）に供給される。演算増幅器ＯＰからの出力信号
は、トランジスタＴｒによって電流増幅され、その増幅
出力はそのエミッタに接続された抵抗Ｒを流れ、その両
端間に電圧ＶＲを発生させる。この抵抗Ｒの両端間に発
生する電圧ＶＲは定電流回路１１の入力電圧Ｖに対応す
る。抵抗Ｒが一定値であるため、トランジスタＴｒと抵
抗Ｒに流れる電流Ｉ₁ は入力電圧Ｖにより決定される。

【０００４】このようにしてセンサで検出した情報Ｓを
４〜２０ｍＡの適当な電流値に変換した後、この端末機
器からの情報Ｓに対応する電流信号は、伝送ケーブル２
０を通じて中央の情報監視システムの例えば水分計、温
度計、圧力計などの計測機器である測定用負荷２１に供
給され、情報Ｓが表示されることになる。

【０００５】一方、中央の情報監視システムの例えば２
４Ｖの電源２２から発生される電源電圧Ｖｄｄは伝送ケ
ーブル２０を介して定電流回路１１と情報／電圧変換及
び電圧増幅回路１０にそれぞれ印加されている。これに
よって電源２２から伝送ケーブル２０を通って流れる電
流Ｉは定電流回路１１の負荷、即ちトランジスタＴｒに
流れる電流Ｉ₁ と情報／電圧変換及び電圧増幅回路１０
の負荷に流れる電流Ｉ₂ とに分れ、さらに、これら両電
流（Ｉ₁ ＋Ｉ₂ ）が伝送ケーブル２０を通って測定用負
荷２１に流れ、電源２２に戻ることになる。

【０００６】ここで、情報／電圧変換及び電圧増幅回路
１０が簡単なアナログ回路などで構成され、流れる電流
Ｉ₂ が一定である場合においては、図７の基本構成で問
題は生じないが、特に、センサの検出出力がディジタル
データである場合には、ディジタル−アナログ変換器を
必要とし、さらに、防爆安全性を高める等の目的で、端
末機器での消費電流を極力減少させるため、消費電流の
少ないマイクロコンピュータ、ディジタル−アナログ
（Ｄ／Ａ）変換器、アナログ−ディジタル（Ａ／Ｄ）変
換器等のＩＣチップを使用することがしばしばある。こ
の場合には、マイクロコンピュータやＤ／Ａ変換器など
の自己消費電流が環境温度や動作状態により変動するこ
とがあり、それが大きな測定誤差を発生させることにな
る。

【０００７】上記問題を解決するために、図８に示すよ
うに、中央の情報監視システムの電源２２から端末機器
の情報／電圧変換及び電圧増幅回路１０に供給する電源
電圧Ｖｄｄを、定電流及び電流／電圧変換回路１２を介
して供給することが提案されている。これによって情報
／電圧変換及び電圧増幅回路１０に流れる電流Ｉ₂ は一
定となり、上記問題は解決されるが、定電流回路を二重
に設けるという不合理があり、また、回路構成が複雑に
なり、端末機器が大型化し、コストアップを招くととも
に消費電流が増大する欠点がある。

【０００８】更に、この種の端末機器は現場設置のトラ
ンスミッタとして使用されるので、大きさ、価格、耐環
境安定性、防爆安全性等においても制約条件が厳しく、
従って、できる限り回路構成を単純化し、小型化、低コ
スト化するとともに消費電流を減少させて耐環境安定性
を増大させ、かつ防爆安全性を高めることが望まれてい
る。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】従って、本発明者は、
端末機器の回路構成を単純化し、小型化、低コスト化す
るとともに消費電流を減少させた情報伝送方式を提供す
ることを目的として、図９に示すような情報伝送方式を
提案した（特願平４−２６８１９８号）。

【００１０】図９を参照して簡単に説明すると、端末機
器の図示しないセンサからの情報Ｓは、情報／電圧変換
及び電圧増幅回路１０に入力され、この回路１０内に配
置したマイクロコンピュータやＤ／Ａ変換器にて情報Ｓ
が電圧に変換された後、電圧増幅器にて適当な大きさの
電圧Ｖに増幅される。

【００１１】この情報Ｓに対応した電圧Ｖは定電流回路
１１に入力される。この定電流回路１１は、演算増幅器
ＯＰ、トランジスタＴｒ、及びこのトランジスタＴｒの
コレクタに接続された抵抗Ｒから構成され、そして前記
情報／電圧変換及び電圧増幅回路１０からの情報Ｓに対
応した電圧Ｖは、演算増幅器ＯＰの一方の入力（＋）に
供給される。演算増幅器ＯＰからの出力信号は、トラン
ジスタＴｒによって電流増幅され、その増幅出力はその
エミッタから直接取り出される。

【００１２】このようにしてセンサで検出した情報Ｓを
４〜２０ｍＡの適当な電流値に変換した後、この情報Ｓ
に対応する電流信号は、測定用負荷２１に供給され、情
報Ｓが表示されることになる。

【００１３】一方、中央の情報監視システムの直流電源
２２から発生される電源電圧Ｖｄｄは、伝送ケーブル２
０を介して定電流回路１１の抵抗Ｒに印加されるが、情
報／電圧変換及び電圧増幅回路１０にはこの定電流回路
１１の抵抗Ｒを介して印加される。このため電源２２か
ら伝送ケーブル２０を通って流れる電流Ｉは、定電流回
路１１の抵抗Ｒにはそのまま流れ、その後で定電流回路
１１のトランジスタＴｒに流れる電流Ｉ₁ と情報／電圧
変換及び電圧増幅回路１０の負荷に流れる電流Ｉ₂ とに
分れることになる。勿論、両回路１０及び１１を流れた
電流（Ｉ₁ ＋Ｉ₂ ）は伝送ケーブル２０を通って測定用
負荷２１に流れ、電源２２に戻ることになる。

【００１４】このように構成すると、定電流回路１１の
トランジスタＴｒに流れる電流Ｉ₁と情報／電圧変換及
び電圧増幅回路１０の負荷に流れる電流Ｉ₂ の両方とも
抵抗Ｒを通じて流れるので、情報／電圧変換及び電圧増
幅回路１０に負荷変動があったり、情報によりこの回路
１０に流れる負荷電流Ｉ₂ が変動した場合、その変動分
だけ定電流回路１１のトランジスタＴｒに流れる負荷電
流Ｉ₁ が増減することになり、端末機器から中央の情報
監視システムの測定用負荷２１に伝送される電流Ｉ（即
ち、Ｉ₁ ＋Ｉ₂ ）は常に一定に保持される。

【００１５】従って、この情報伝送方式によれば、端末
機器に定電流回路を二重に設けて回路構成を複雑にする
ことなく、測定誤差の発生を防止することができる。そ
れ故、測定精度が向上する。また、端末機器の回路構成
が単純化できるので、小型化、低コスト化が可能とな
り、更に、消費電流を大幅に減少させることができる。
このため、耐環境安定性を大幅に増大させ、かつ防爆安
全性を一段と高めることができる。その上、上述のよう
に、センサの検出出力がディジタルデータである場合に
も対応でき、また、消費電流の少ないマイクロコンピュ
ータ、ディジタル−アナログ変換器、アナログ−ディジ
タル変換器等のＩＣチップ等を使用することができる。

【００１６】しかしながら、本発明者が、このような構
成の情報伝送方式について更に研究実験を続けた結果、
次のことが分かった。

【００１７】つまり、図９に示す情報伝送方式において
は、上述のように、情報／電圧変換及び電圧増幅回路１
０内のマイクロコンピュータやＤ／Ａ変換器などの自己
消費電流が環境温度や動作状態により変動することによ
る影響を除くために、定電流回路１１の抵抗Ｒを介して
マイクロコンピュータやＤ／Ａ変換器などへの動作電圧
（Ｖｄｄ）を供給する方法が採用されている。しかしな
がら、装置の電源投入時においては、定電流回路１１、
Ｄ／Ａ変換及び電圧増幅回路、更にマイクロコンピュー
タ用電源の電圧立ち上げ時の過渡特性によりトランジス
タＴｒと抵抗Ｒを通して電流が過剰に流れ、 （１）抵抗Ｒによる電圧降下が大きく、マイクロコンピ
ュータが暴走するといった誤動作をする。 （２）過電流により装置内の電源回路、主に三端子レギ
ュレータを破損する。 （３）本来の伝送電流を超えた異常電流値の伝送を行な
い、計測機器を破損する。 といった問題があることが分かった。

【００１８】従って、本発明の目的は、端末機器の回路
構成を単純化して、小型化、低コスト化し、しかも消費
電流を減少させ得ると共に、装置への電源投入時の過渡
的状態における装置内のマイクロコンピュータの誤動作
及び電源回路の破損を防止し、更には、本来の伝送量を
超えた異常電流値の伝送を防止して計測機器の破損など
を回避することのできる情報伝送方式を提供することで
ある。

【００１９】

【課題を解決するための手段】上記目的は本発明に係る
情報伝送方式によって達成される。要約すれば、本発明
は、（ａ）被測定物の情報を検出するセンサと、該セン
サからの情報をアナログ電圧に変換する情報／電圧変換
回路と、該情報／電圧変換回路からの電圧信号を電流信
号に変換する電圧／電流変換回路とを含む端末機器と； （ｂ）前記端末機器からの電流信号を測定用負荷に伝送
する伝送手段と； （ｃ）前記伝送手段を通じて前記電圧／電流変換回路及
び前記情報／電圧変換回路に所定の動作電圧を供給する
電源と；を具備し、 （ｄ）前記電源からの動作電圧を、前記電圧／電流変換
回路の電流増幅手段に接続された抵抗素子を通じてこの
電圧／電流変換回路及び前記情報／電圧変換回路に供給
する情報伝送方式において、 （ｅ）前記情報／電圧変換回路は、前記センサを周波数
決定用素子として含むＣＲ発振回路と、該発振回路の発
振出力の周波数を検出し、該検出した周波数を前記被測
定物の情報に対応するパルス信号に変換し、一定周期で
出力する演算制御手段と、該演算制御手段から出力され
るパルス信号電圧を一周期毎に蓄積して電圧信号に変換
し、該変換された電圧信号を増幅してアナログ電圧信号
として出力するディジタル−アナログ変換手段とを有
し、 （ｆ）前記電圧／電流変換回路からの電流信号は、前記
電流増幅手段に接続された保護抵抗素子を介して前記端
末機器から前記測定用負荷に伝送する、ことを特徴とす
る情報伝送方式である。

【００２０】

【実施例】以下、本発明に係る情報伝送方式を図面に則
して更に詳細に説明する。

【００２１】図１は、本発明による情報伝送方式の一実
施例の基本構成を示す。本実施例において、端末機器の
図示しないセンサにより検出された水分量、温度、圧力
等の情報Ｓは、情報／電圧変換及び電圧増幅回路１０に
入力され、情報Ｓが電圧に変換された後、適当な大きさ
の電圧Ｖに増幅される。

【００２２】この情報Ｓに対応した電圧Ｖは、電圧／電
流変換回路、即ち、定電流回路１１に入力される。この
定電流回路１１は、演算増幅器ＯＰ、トランジスタＴｒ
及びこのトランジスタＴｒのコレクタに接続された抵抗
Ｒを有し、更に、本発明によれば、前記トランジスタＴ
ｒのエミッタと接地間に保護抵抗Ｒ_R が挿入される。そ
して、情報／電圧変換及び電圧増幅回路１０からの情報
Ｓに対応した電圧Ｖは、定電流回路１１の演算増幅器Ｏ
Ｐの一方の入力（＋）に供給され、又、演算増幅器ＯＰ
からの出力信号は、トランジスタＴｒによって電流増幅
され、その増幅出力は、トランジスタＴｒのエミッタか
ら抵抗Ｒ_R を介して取り出される。

【００２３】このようにしてセンサで検出した情報Ｓを
４〜２０ｍＡの適当な電流値に変換した後、この情報Ｓ
に対応する電流信号は、端末機器から伝送ケーブル２０
を通じて中央の情報監視システムの例えば水分計、温度
計、圧力計などの計測機器である電流測定器、即ち、測
定用負荷２１に供給され、情報Ｓが表示されることにな
る。

【００２４】一方、中央の情報監視システムの直流電源
２２から発生される電源電圧Ｖｐは、本実施例では、伝
送ケーブル２０を介して定電流回路１１に印加される
が、情報／電圧変換及び電圧増幅回路１０の動作電圧Ｖ
ｄｄは、この定電流回路１１の抵抗Ｒを介して印加され
る。このため電源２２から伝送ケーブル２０を通って流
れる電流Ｉは、定電流回路１１の抵抗Ｒにはそのまま流
れ、その後で定電流回路１１のトランジスタＴｒ及び保
護抵抗Ｒ_R に流れる電流Ｉ₁ と情報／電圧変換及び電圧
増幅回路１０の負荷に流れる電流Ｉ₂ とに分れることに
なる。勿論、両回路１０及び１１を流れた電流（Ｉ₁ ＋
Ｉ₂ ）は伝送ケーブル２０を通って測定用負荷２１に流
れ、電源２２に戻ることになる。

【００２５】このように構成すると、定電流回路１１の
トランジスタＴｒに流れる電流Ｉ₁と情報／電圧変換及
び電圧増幅回路１０の負荷に流れる電流Ｉ₂ の両方とも
抵抗Ｒを通じて流れるので、情報／電圧変換及び電圧増
幅回路１０に負荷変動があったり、情報によりこの回路
１０に流れる負荷電流Ｉ₂ が変動した場合、その変動分
だけ定電流回路１１のトランジスタＴｒに流れる負荷電
流Ｉ₁ が増減することになり、端末機器から中央の情報
監視システムの測定用負荷２１に伝送される電流Ｉ（即
ち、Ｉ₁ ＋Ｉ₂ ）は常に一定に保持される。

【００２６】従って、本実施例によれば、端末機器に定
電流回路を二重に設けて回路構成を複雑にすることな
く、測定誤差の発生を防止することができる。それ故、
測定精度が向上する。また、端末機器の回路構成が単純
化できるので、小型化、低コスト化が可能となり、さら
に、消費電流を大幅に減少させることができる。このた
め、耐環境安定性を大幅に増大させ、かつ防爆安全性を
一段と高めることができる。その上、センサの検出出力
がディジタルデータである場合にも対応でき、また、消
費電流の少ないマイクロコンピュータ、ディジタル−ア
ナログ変換器、アナログ−ディジタル変換器等のＩＣチ
ップ等を使用することができる。

【００２７】更に、本発明に従えば、上述のように、前
記トランジスタＴｒのエミッタと接地間に保護抵抗Ｒ_R
が挿入される。この保護抵抗Ｒ_R は、装置電源投入時の
過渡的状態においてトランジスタＴｒに過剰の電流が流
れるのを防止する作用をなす。従って、この保護抵抗Ｒ
_R 及び抵抗Ｒの大きさは、次のようにして決めることが
できる。

【００２８】回路１０の動作電圧Ｖｄｄは、伝送される
電流Ｉによって変動し、次式にて表わされる。

【００２９】Ｖｄｄ＝Ｖｐ−Ｒ＊Ｉ ここで、必要とされるＶｄｄの最低電圧値をＶｄ_MIN 、
伝送される最大電流値をＩ_MAX とすると、 Ｖｄ_MIN ＝Ｖｐ−Ｒ＊Ｉ_MAX である。

【００３０】従って、抵抗Ｒの値は、 Ｒ＝（Ｖｐ−Ｖｄ_MIN ）／Ｉ_MAX にて決定される。

【００３１】又、保護抵抗Ｒ_R は、次の条件を満足する
ように設定される。

【００３２】Ｉ_MAX ＞Ｖｐ／（Ｒ＋Ｒ_R ） 従って、一例を挙げれば、例えば、Ｖｐ＝５．０Ｖ、Ｖ
ｄｄ＝４．５Ｖ、Ｉ_{MA X} ＝２０ｍＡであるとすると、Ｒ
＝２５Ω、Ｒ_R ＝２２５Ωとされる。

【００３３】このように、本発明によれば、定電流回路
１１のトランジスタＴｒのエミッタと接地間に保護抵抗
Ｒ_R を挿入することにより、装置の電源投入時の過渡的
状態において、トランジスタＴｒと抵抗Ｒを通して電流
が過剰に流れるのを防止することができる。つまり、保
護抵抗Ｒ_R が電流制限器として機能することにより、初
期の過渡特性における電圧降下に伴なうマイクロコンピ
ュータの暴走といった誤動作を防ぐことができる。

【００３４】本発明者の実験の結果によると、上記大き
さの保護抵抗Ｒ_R を挿入することにより、電源投入時ト
ランジスタＴｒと抵抗Ｒを通して電流が過剰に流れるの
を有効に防ぐことができ、マイクロコンピュータ用電源
の電圧立ち上がり時間を、従来の２０００ｍＳから、３
０ｍＳにまで減少させることができた。これによってマ
イクロコンピュータの暴走が完全になくなった。

【００３５】又、保護抵抗Ｒ_R は、装置内に過電流が流
れることを防ぎ、それによって、過電流による装置内の
電子部品の破損を防止し、更には、伝送ケーブル２０を
通じて本来の伝送量を超えた異常電流値が中央の情報監
視システムの例えば水分計、温度計、圧力計などの計測
機器へと流れるのを防止することができる。

【００３６】次に、センサの検出出力がディジタルデー
タである場合に対応させた本実施例の情報／電圧変換及
び電圧増幅回路１０の一具体例について説明する。

【００３７】例えば、原油中の水分量のような液相中の
ある成分の濃度を検出するセンサとして、静電容量変化
型の電気的特性を有する水分（ガス）センサや、抵抗変
化型の電気的特性を有する水分（ガス）センサがしばし
ば使用される。これらセンサは、図２及び図３に示すよ
うに、例えばＣ−ＭＯＳ型のシュミットインバータ等の
２つの直列に接続されたインバータ５１、５２と、前段
のインバータ５１の帰還回路に挿入された抵抗Ｒ１と、
同じく前段のインバータ５１の入力側に接続された静電
容量素子（コンデンサ）Ｃ１とから構成されたＣＲ発振
回路５０の発振周波数決定用素子として用いられる。

【００３８】即ち、図２においては、水分などの被測定
物の濃度の変化に応じて静電容量が変化する静電容量変
化型のセンサＣｈを前段のインバータ５１の入力側と静
電容量素子Ｃ１との間に直列に挿入してＣＲ発振回路５
０を構成し、センサＣｈの静電容量が被測定物の濃度の
変化に応じて変化することによってＣＲ発振回路５０の
発振周波数を対応的に変化させ、この発振出力、即ち周
波数信号を、回路１０内に設けられたマイクロコンピュ
ータに送り、マイクロコンピュータ内で演算処理して発
振周波数を検出し、この検出周波数を被測定物の濃度に
対応するパルス信号に変換して出力する。

【００３９】また、図３においては、水分などの被測定
物の濃度の変化に応じて電気抵抗値が変化する抵抗変化
型のセンサＲｈを、上述のＣＲ発振回路５０において、
前段のインバータ５１の帰還回路に挿入された抵抗Ｒ１
の代わりに、発振周波数決定用抵抗素子として挿入し、
ＣＲ発振回路５０を構成し、センサＲｈの電気抵抗値が
被測定物の濃度の変化に応じて変化することによってＣ
Ｒ発振回路５０の発振周波数を対応的に変化させ、この
発振出力、即ち周波数信号から、前述したようにしてＣ
Ｒ発振回路５０の発振周波数を検出し、その周波数に対
応するパルス出力を提供する。

【００４０】さらに、図４に示すように、水分などの被
測定物の濃度変化に応じて静電容量成分Ｃと電気抵抗成
分Ｒとが変化する電気的特性を有するセンサＧＳを使用
し、同じ構成の第１、第２、第３の３つのスイッチＸ、
Ｙ、Ｚにより、静電容量変化型のセンサとして使用する
ときには、図２のように、このセンサＧＳを前段のイン
バータ５１の入力側と静電容量素子Ｃ１との間に直列に
接続するように、また、抵抗可変型のセンサとして使用
するときには、図３のように、このセンサＧＳを前段の
インバータ５１の帰還回路中に抵抗器Ｒ１の代わりに挿
入するように、切り換え接続し、前述の図２及び図３に
示したＣＲ発振回路５０を構成するようにしたものも提
案されている。

【００４１】上記第１、第２、第３のスイッチＸ、Ｙ、
Ｚはそれぞれ１つの可動接点ＸＣ、ＹＣ、ＺＣと２つの
固定接点Ｘ０及びＸ１、Ｙ０及びＹ１、Ｚ０及びＺ１を
有し、第１のスイッチＸはその可動接点ＸＣが直流電圧
除去用の抵抗Ｒ２と静電容量素子Ｃ１との接続点に接続
され、第１の固定接点Ｘ０は接続されず、第２の固定接
点Ｘ１が前段のインバータ５１の入力側に接続されてい
る。また、第２のスイッチＹはその可動接点ＹＣがセン
サＧＳの他方の端子に接続され、第１の固定接点Ｙ０が
直流電圧除去用の抵抗Ｒ２と静電容量素子Ｃ１との接続
点に接続され、第２の固定接点Ｙ１が第３のスイッチＺ
の第２の固定接点Ｚ１と接続されている。さらに、第３
のスイッチＺはその可動接点ＺＣが前段のインバータ５
１の出力側に接続され、第１の固定接点Ｚ０が抵抗Ｒ１
に接続されている。

【００４２】上記構成において、３つのスイッチＸ、
Ｙ、Ｚの各可動接点ＸＣ、ＹＣ、ＺＣが図示するように
第１の固定接点Ｘ０、Ｙ０、Ｚ０側に接続されている
と、抵抗Ｒ１が前段のインバータ５１の帰還回路中に挿
入され、センサＧＳが前段のインバータ５１の入力側に
静電容量素子Ｃ１と直列に接続され、かつこのセンサＧ
Ｓの両端間に直流電圧除去用の抵抗Ｒ２が並列に接続さ
れた静電容量計測型の回路構成となり、上記図２と同じ
センサＧＳの静電容量値に対応して発振周波数が変化す
るＣＲ発振器５０が構成される。

【００４３】これに対し、３つのスイッチＸ、Ｙ、Ｚの
各可動接点ＸＣ、ＹＣ、ＺＣが第２の固定接点Ｘ１、Ｙ
１、Ｚ１側に接続されていると、抵抗Ｒ１の代わりにセ
ンサＧＳが前段のインバータ５１の帰還回路中に挿入さ
れ、また、前段のインバータ５１の入力側の直流電圧除
去用の抵抗Ｒ２が第１のスイッチＸによって短絡され、
前段のインバータ５１の入力側に静電容量素子Ｃ１が第
１のスイッチＸを通じて接続されるので、上記図３と同
じセンサＧＳの電気抵抗値に対応して発振周波数が変化
するＣＲ発振器５０が構成される。

【００４４】ＣＲ発振回路５０からの発振出力、即ち周
波数信号はマイクロコンピュータ６０に送られ、ここで
演算処理されて発振周波数が検出され、この検出周波数
を被測定物の濃度に対応するパルス信号に変換して出力
する。

【００４５】通常、インバータ５１及び５２としてＣ−
ＭＯＳ型のシュミットインバータが使用され、ＣＲ発振
回路５０からはセンサＧＳの静電容量値の変化又は電気
抵抗値の変化に対応して周波数が変化するパルス信号が
出力され、マイクロコンピュータ６０に送られる。マイ
クロコンピュータ６０は、本実施例では、入力された周
波数信号Ｆ_C 又はＦ_R のパルス数を計数するカウンタ部
６１と、演算処理プログラムを記憶しているＲＯＭ（リ
ード・オンリー・メモリ）を含む記憶部６２と、カウン
タ部６１で計数された一定時間内のパルス数から、記憶
部６２のプログラムに従って周波数を検出し、この検出
周波数を被測定物の濃度に対応するパルス信号に変換す
る演算処理部６３と、演算処理部６３からの制御命令を
それぞれの制御ラインＬＸ、ＬＹ、ＬＺを通じて各アナ
ログスイッチＸ、Ｙ、Ｚに供給してこれらのスイッチの
接続態様を制御する制御ポート６４と、演算処理部６３
からのパルス信号Ｐ₀ 及びストローブ信号ＳＴＲを出力
するパラレル入出力ポート（Ｉ／Ｏポート）６５とから
構成されている。

【００４６】なお、Ｃ−ＭＯＳ型のシュミットインバー
タ５１及び５２の動作態様について簡単に説明すると、
両シュミットインバータとも高レベルのスレッショルド
電圧Ｖ_THと低レベルのスレッショルド電圧Ｖ_TLの２つの
スレッショルド電圧を有し、入力電圧が高レベルのスレ
ッショルド電圧Ｖ_THより低いときには高レベルの出力電
圧Ｖ_H を発生し、また、入力電圧が高レベルのスレッシ
ョルド電圧Ｖ_THに達すると出力電圧が高レベルＶ_H から
低レベルＶ_L に切換わり、そして入力電圧が低レベルの
スレッショルド電圧Ｖ_TLに降下するまで低レベルの出力
電圧Ｖ_L を保持し、入力電圧が低レベルのスレッショル
ド電圧Ｖ_TLに降下したときに出力電圧が低レベルＶ_L か
ら高レベルＶ_H に切換わるように動作する。従って、Ｃ
Ｒ発振回路５０からは静電容量素子Ｃ１又は静電容量素
子Ｃ１とセンサＧＳの直列回路の静電容量の充放電に対
応した周期のパルス電圧が出力される。

【００４７】上記マイクロコンピュータ６０のパラレル
Ｉ／Ｏポート６５から出力されるパルス信号Ｐ₀ 及びス
トローブ信号ＳＴＲは、図５に示す消費電流の極めて少
ない簡易型ディジタル−アナログ変換器によってアナロ
グ電圧信号に変換されて図１の定電流回路１１の演算増
幅器ＯＰに送られる。

【００４８】マイクロコンピュータ６０のパラレルＩ／
Ｏポート６５からは、本実施例では、原油中の水分量等
の被測定物の濃度に対応したパルス信号Ｐ₀ が一定周期
毎に出力され、同時に同じ周期のストローブ信号ＳＴＲ
が出力される。パルス信号Ｐ₀ はダイオードＤ１１、抵
抗Ｒ１１を介してコンデンサＣ１１に蓄積される。即
ち、パルス出力電圧が高レベルである区間のみ抵抗Ｒ１
１を通じてコンデンサＣ１１に電荷が充電される。ダイ
オードＤ１１はパルス出力が低レベルにあるときにコン
デンサＣ１１に充電された電荷が放電されることを阻止
するための逆電流防止用のダイオードである。

【００４９】一方、ストローブ信号ＳＴＲは第１のワン
ショットマルチバイブレータＭＭ１に供給される。この
第１のワンショットマルチバイブレータＭＭ１はストロ
ーブ信号ＳＴＲが高レベルから低レベルに変化したとき
に、即ち立ち下がったときに作動されるため、ストロー
ブ信号ＳＴＲが供給されているときにはその出力が低レ
ベルであり、従って、同様の動作を行なう（ただし、第
１のワンショットマルチバイブレータＭＭ１の出力が高
レベルから低レベルに変化したときに作動する）第２の
ワンショットマルチバイブレータＭＭ２の出力も低レベ
ルであるので、第１及び第２のスイッチＳＷ１及びＳＷ
２は図示するようにオフ状態にある。

【００５０】今、パルス信号Ｐ₀ のパルス幅をｔ１（高
レベルの時間）、その高レベルでの電圧値をＶとし、１
つのパルスによりコンデンサＣ１１に電荷が充電される
ことによりその電圧がＶｃになるとすると、次式が成立
する。

【００５１】 Ｖｃ＝Ｖ（１−ｅ^{-t1/C11・R11} ） ・・・ （１） ｔ１＜＜Ｃ１１・Ｒ１１とすると、上式（１）は次のよ
うに表わせる。

【００５２】 Ｖｃ＝Ｖ（ｔ１／Ｃ１１・Ｒ１１） ・・・ （２） １つの周期でＮ個のパルスが出力された場合、同様に式
（２）が成立すると仮定すれば、コンデンサＣ１１の電
圧Ｖｃ１は次の式で表わせる。

【００５３】 Ｖｃ１＝Ｖ（Ｎｔ１／Ｃ１１・Ｒ１１） ＝Ｎ（Ｖｔ１／Ｃ１１・Ｒ１１）・・・ （３） よって、パルス数Ｎに比例した電圧Ｖｃ１がコンデンサ
Ｃ１１に蓄積されることになる。

【００５４】Ｎ個のパルスが出力されると、ストローブ
信号ＳＴＲが高レベルから低レベルに変化する。その立
ち下がりを第１のワンショットマルチバイブレータＭＭ
１が感知し、時定数ｔ２＝Ｒ１２・Ｃ１２のパルス幅の
パルスＶｓ１が１つ出力される。このワンショットマル
チバイブレータＭＭ１からの出力パルスＶｓ１により時
間ｔ２の間第１のスイッチＳＷ１がオン状態となり、コ
ンデンサＣ１１に充電されている電荷の一部がコンデン
サＣ１４に移される。そのときのコンデンサＣ１４の電
圧をＶｃ２とすると、全電荷Ｑは Ｑ＝Ｃ１１・Ｖｃ１＝（Ｃ１１＋Ｃ１４）・Ｖｃ２・・・ （４） となり、Ｃ１１＞＞Ｃ１４とすれば、Ｖｃ２＝Ｖｃ１と
なるため、コンデンサＣ１１の充電電圧Ｖｃ１がそのま
まコンデンサＣ１４に移されたことになる。

【００５５】ここで、コンデンサＣ１４のキャパシタン
スは非常に小さいので、第１のスイッチＳＷ１の漏れ電
流、接点間容量、そして増幅回路ＡＭＰの入力インピー
ダンス、バイアス電流の影響によりコンデンサＣ１４の
電圧が変化するので、それらの選定には十分に注意する
必要がある。例えばスイッチとしては、接点間の漏れ電
流が最も小さく、かつ接点間容量も小さいものを選定す
る必要がある。

【００５６】また、ワンショットマルチバイブレータＭ
Ｍ１のパルス幅ｔ２の時間を十分に取ることにより、コ
ンデンサＣ１４の電圧が変化する時間を最小限に抑える
等の配慮も必要である。例えば、前の周期においてコン
デンサＣ１４の電圧Ｖｃ２がＶｃ２＞＞Ｖｃ１であると
すると、第１のスイッチＳＷ１がオン状態にあるときに
はコンデンサＣ１１とＣ１４の合計の電荷Ｑ′は、第１
のスイッチＳＷ１がオン状態にあるときのコンデンサＣ
１１、Ｃ１４の電圧をＶｃ３とすると、 Ｑ′＝Ｃ１１・Ｖｃ１＋Ｃ１４・Ｖｃ２ ＝（Ｃ１１＋Ｃ１４）・Ｖｃ３ ・・・ （５） となり、この場合においてもコンデンサＣ１１の電圧が
コンデンサＣ１４にホールドされるには、即ち、Ｖｃ１
＝Ｖｃ３が成立するには Ｃ１１・Ｖｃ１＞＞Ｃ１４・Ｖｃ２ が成立する電圧の範囲（Ｖｃ１〜Ｖｃ２）で用いる必要
がある。

【００５７】しかし、例えば連続的に測定されているよ
うな場合には、急に変化することはなく、徐々に変わる
ものであるから、必ずしも上式（５）を成立させる必要
はなく、Ｃ１１＞＞Ｃ１４の条件のみ成立させればよ
い。

【００５８】第１のワンショットマルチバイブレータＭ
Ｍ１の出力パルスが立ち下がると、第１のスイッチＳＷ
１がオフ状態となり、同時に第２のワンショットマルチ
バイブレータＭＭ２が作動し、時定数ｔ３＝Ｒ１３・Ｃ
１３のパルス幅のパルスＶｓ２が１つ出力される。この
ワンショットマルチバイブレータＭＭ２からの出力パル
スＶｓ２により時間ｔ３の間第２のスイッチＳＷ２がオ
ン状態となり、コンデンサＣ１１に充電されている電荷
は急速に放電され、コンデンサＣ１１の電圧は０Ｖにな
る。これは次の周期のパルス出力によりコンデンサＣ１
１が再充電されるため、零点の補正を行なうものであ
る。また、ここで注意すべきことは、第１のスイッチＳ
Ｗ１がオフになると同時に第２のスイッチＳＷ２がオン
になるため、この動作により瞬時コンデンサＣ１４の電
荷が放電される可能性があり得る。従って、第２のスイ
ッチＳＷ２に対する制御ラインの前段に、例えばＣＲに
よる遅延回路を挿入することが好ましい。なお、第２の
スイッチＳＷ２についても第１のスイッチＳＷ１と同様
に、接点間の漏れ電流が最も小さく、かつ接点間容量も
小さいものを選定する必要がある。

【００５９】上述した信号ＳＴＲ、Ｐ₀ の波形、ワンシ
ョットマルチバイブレータＭＭ１、ＭＭ２の出力波形Ｖ
ｓ１、Ｖｓ２、及びコンデンサＣ１１、Ｃ１４の電圧波
形Ｖｃ１、Ｖｃ２を図６に示す。

【００６０】このようにして簡易型ディジタル−アナロ
グ変換器によって変換されたアナログ信号Ｖｃ２は増幅
回路ＡＭＰで適当な大きさに増幅されて定電流回路１１
の演算増幅器ＯＰの一方の入力（＋）に供給される。

【００６１】このように、センサで検出された情報をＣ
Ｒ発振回路５０でパルス信号に変換し、このパルス信号
の周波数をマイクロコンピュータ６０で検出して水分量
等の被測定物の濃度に対応したバイナリパルス信号に変
換し、これを一定周期毎に出力し、このパルスデータを
回路構成の極めて簡単な簡易型ディジタル−アナログ変
換器を使用して直接アナログ電圧出力に変換するように
構成すると、端末機器の回路構成が非常に単純化され、
従って、小型化、コストダウンが可能になるとともに、
消費電流が極めて少なくなる。因みに、従来のディジタ
ル−アナログ変換器は数ｍＡ〜１０数ｍＡの消費電流で
あったのに対し、本実施例のディジタル−アナログ変換
器は最大でも１ｍＡより少なかった。

【００６２】従って、本実施例の構成を採用することに
より、端末機器の耐環境安定性が大いに増大し、また、
防爆安全性が一段と向上する等の顕著な効果がある。

【００６３】なお、上記実施例では石油プラントに本発
明を適用した場合について主として説明したが、本発明
による情報伝送方式はこれに限定されるものでないこと
は言うまでもない。また、原油中の水分量のような情報
のみならず、湿度のような気相中の水分濃度、潤滑油中
の水分量のような液相中の濃度、その他の種々の気体や
液体中のある成分の濃度を計測する場合にも、本発明は
適用できるものである。

【００６４】更に、上記実施例は本発明の単なる例示に
過ぎず、回路構成、使用する素子等は必要に応じて任意
に変更できるものである。

【００６５】

【発明の効果】以上説明したように、本発明による情報
伝送方式によれば、センサからの情報を計測機器へと伝
送するための端末機器の動作電圧を、電圧／電流変換回
路の電流増幅手段に接続された抵抗素子を通じて供給す
ると共に、電圧／電流変換回路からの情報としての電流
信号は、電流増幅手段に接続された保護抵抗素子を介し
て端末機器から計測機器へと伝送する構成とされるの
で、端末機器の回路構成を単純化して、小型化、低コス
ト化し、しかも消費電流を減少させ得ると共に、装置へ
の電源投入時の過渡的状態における装置内のマイクロコ
ンピュータの誤動作及び電源回路の破損を防止し、更に
は、本来の伝送量を超えた異常値の伝送を防止して計測
機器の破損などを回避することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による情報伝送方式の一実施例の基本構
成を示す全体構成図である。

【図２】図１に示す本発明の情報伝送方式の情報／電圧
変換及び電圧増幅回路に適用できるセンサを発振周波数
決定用素子として含むＣＲ発振回路の一具体例を示す回
路図である。

【図３】図１に示す本発明の情報伝送方式の情報／電圧
変換及び電圧増幅回路に適用できるセンサを発振周波数
決定用素子として含むＣＲ発振回路の他の具体例を示す
回路図である。

【図４】図１に示す本発明の情報伝送方式の情報／電圧
変換及び電圧増幅回路に適用できるセンサを発振周波数
決定用素子として含むＣＲ発振回路の更に他の具体例を
示す回路構成図である

【図５】図１に示す本発明の情報伝送方式の情報／電圧
変換及び電圧増幅回路に使用された簡易型ディジタル−
アナログ変換器の一具体例を示す回路図である。

【図６】図５のディジタル−アナログ変換器の各部にお
ける電圧出力を示す波形図である。

【図７】従来の情報伝送方式の基本構成の一例を示す全
体構成図である。

【図８】従来の情報伝送方式の基本構成の他の例を示す
全体構成図である。

【図９】従来の情報伝送方式の基本構成の更に他の例を
示す全体構成図である。

【符号の説明】

１０ 情報／電圧変換及び電圧増幅回路 １１ 電圧／電流変換回路（定電流回路） ２０ 伝送ケーブル ２１ 電流測定器（測定用負荷） ２２ 電源 ５０ ＣＲ発振回路 ５１、５２ シュミットインバータ ６０ マイクロコンピュータ ＯＰ 演算増幅器 Ｒ 抵抗 Ｒ_R 保護抵抗 Ｔｒ トランジスタ

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 （ａ）被測定物の情報を検出するセンサ
   と、該センサからの情報をアナログ電圧に変換する情報
   ／電圧変換回路と、該情報／電圧変換回路からの電圧信
   号を電流信号に変換する電圧／電流変換回路とを含む端
   末機器と； （ｂ）前記端末機器からの電流信号を測定用負荷に伝送
   する伝送手段と； （ｃ）前記伝送手段を通じて前記電圧／電流変換回路及
   び前記情報／電圧変換回路に所定の動作電圧を供給する
   電源と；を具備し、 （ｄ）前記電源からの動作電圧を、前記電圧／電流変換
   回路の電流増幅手段に接続された抵抗素子を通じてこの
   電圧／電流変換回路及び前記情報／電圧変換回路に供給
   する情報伝送方式において、 （ｅ）前記情報／電圧変換回路は、前記センサを周波数
   決定用素子として含むＣＲ発振回路と、該発振回路の発
   振出力の周波数を検出し、該検出した周波数を前記被測
   定物の情報に対応するパルス信号に変換し、一定周期で
   出力する演算制御手段と、該演算制御手段から出力され
   るパルス信号電圧を一周期毎に蓄積して電圧信号に変換
   し、該変換された電圧信号を増幅してアナログ電圧信号
   として出力するディジタル−アナログ変換手段とを有
   し、 （ｆ）前記電圧／電流変換回路からの電流信号は、前記
   電流増幅手段に接続された保護抵抗素子を介して前記端
   末機器から前記測定用負荷に伝送する、 ことを特徴とする情報伝送方式。