JP2814290B2

JP2814290B2 - 中間周波数信号処理装置

Info

Publication number: JP2814290B2
Application number: JP2097434A
Authority: JP
Inventors: フランシスラムレイクマーク
Original assignee: トムソンコンシユーマエレクトロニクスインコーポレーテツド
Priority date: 1989-04-13
Filing date: 1990-04-12
Publication date: 1998-10-22
Anticipated expiration: 2013-10-22
Also published as: DE69021427D1; TR27599A; CA2010669C; EP0392772A2; PT93746A; CA2010669A1; CN1046429A; FI97668C; ES2075150T3; MY105274A; PT93746B; EP0392772A3; JPH02288779A; DK0392772T3; FI97668B; EP0392772B1; DE69021427T2; CN1024243C; AU625120B2; US4974087A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕この発明はテレビジョン受像機に、特にその中間周波
数信号処理装置に関するものである。

〔発明の背景〕

たとえば米国で使用されているNTSC方式におけるTV画
像伝送と共に行なう音声の伝送は、無線周波数（RF）の
画像搬送波より4.5MHz高い周波数で伝送される周波数変
調（FM）信号の形で行なわれる。この明細書中の「テレ
ビ受像機」なる用語は、表示装置の有無にかかわらずあ
らゆる適切な機器、例えばテレビ・セットおよびビデオ
・カセット・レコーダ等を含むものとして使用されてい
る。標準的なTV受像機においては、画像信号および音声
信号はRF段ならびにミキサ（時には第１検波器と称され
る）を通じて一緒に処理される。標準的な現代のテレビ
受像機は、受信周波数より高い周波数に同調する局部発
振器周波数を使用するスーパーヘテロダイン方式であ
る。その結果音声搬送波信号と画像搬送波信号は、中間
周波数（IF）部分で入れ換わって現われる。すなわち音
声搬送波周波数は、画像搬送波周波数より4.5MHz低い周
波数となって現われる。米国で使用されているIF周波数
は、完全に標準化されており、IF画像搬送波信号とIF音
声搬送波信号は、それぞれ45.75MHzと41.25MHzとなって
いる。

ミキサより供給されるIF信号を更に処理するため多く
の異なる方法が使用されてきた。単音テレビ受像機に普
通使用されている従来型のインタキャリヤ方式では、画
像搬送波と音声搬送波は、チューナを出た後は共通のIF
チャンネル中で処理される。画像情報は、画像搬送波上
で振幅変調され、包絡線検波器または同期検波器により
検波され、その後ビデオ・チャンネル内で処理される。
周波数変調された音声情報を再生するため、２つのIF搬
送波は混合されてインタキャリヤ音声信号を形成する。
この信号は２つの搬送IF周波数の差に相当する周波数を
有し、例えばNTSC方式では45.75MHzの画像搬送波は、4
1.25MHzの音声搬送波と混合されて4.5MHzのインタキャ
リヤ音声信号を作る。周波数変調（FM）されたインタキ
ャリヤ音声信号は、その後FM検波器で復調されて音声情
報を生成する。

しかし、このインタキャリヤ方式は、4.5MHzの音声搬
送波信号中に妨害やノイズを拾いやすく、そのため音声
中に歪やその他の障害を発生させる可能性がある。その
ような妨害の形式の中には、画像搬送波信号が音声搬送
波信号と混合されたときの、画像搬送波信号の変調に原
因するものがある。例えば、周知のようにテレビ受像機
用画像IFの全体的な伝送特性は、送信機における画像搬
送波の残留側波帯変調に対処するように設計されてい
る。代表的な受像機の特性は、±750KHzの両側波帯（DS
B）領域にわたってほゞ線形の減衰勾配（特には「ナイ
キスト勾配」と称される）を示し（米国標準）、しかも
画像搬送波周波数はこの勾配の中心点（単側波帯部分に
関して−6dB）に配置されている。この結果、DSB部分で
対称の対をなして現われる側波帯信号はこの伝送特性の
ナイキスト勾配部分により非対称的に減衰する。この側
波帯の非対称性になる既知の効果は、画像搬送波信号中
の付帯的搬送波位相変調（ICPM）として周知の不所望現
象を発生させることである。このICPMは、再生された音
声信号に好ましくない「バズ」を導入するという不都合
をもたらす。

その他のICPM歪が多数の発生源から生じる可能性があ
り、それら発生源はすべて、画像搬送波上に望ましくな
いビデオ周波数の位相変調を与え、この位相変調は、続
いて受信機内の4.5MHzインタキャリヤ音声信号に伝えら
れる。こうして4.5MHzのインタキャリヤ音声信号に転送
された位相変調もまた位相変調周波数のため再生音声信
号に「バズ」歪をもたらす。

音声バズの諸原因は主に次の通りである。

１）ナイキスト勾配：上述のようにIF表面音響波フイル
タ（SAW）または他の適切なフイルタにおけるナイキス
ト勾配は、画像搬送波の上部側波帯および下部側波帯間
に非対称性を生じさせる。このプロセスによって、画像
搬送波の振幅変調（AM）は位相変調（PM）に変換され、
この位相変調は4.5MHzのオーデイオ副搬送波に転送さ
れ、FMとして復調される。

２）4.5MHzのビデオ調波：ビデオ検波器の標準的な歪は
10％であるから、1.5MHzと2.25MHzのビデオ成分の調波
は4.5MHzのところで可成りの値になりうる。相互変調は
また、クロマ情報とビデオ情報間の920KHzのうなり周波
数のような積を4.5MHzの近くで発生させる。

３）音声IF（SIF）の振幅変調分除法：画像搬送波の制
限が不完全であると、4.5MHzに対してビデオに関係した
振幅変調（AM）を与えることになる。4.5MHzAMの第２の
原因は、4.5MHzがビデオ出力から得られるシステムで
は、ビデオと4.5MHz間の相互変調である。SIFの4.5MHz
に生ずるAM分は、SIFのAM分除去能力（AMR）が限られて
いることによって、バズを生じさせる。SIFのAMRは周波
数の関数であり、4.5MHzの振幅の強い関数である。

４）SIF中へのクロマの侵入:SIF中へ入って来る、4.5MH
zに対する3.58MHzのカラー・バーストのレベルが、ある
閾値を越えると、クロマ・バズが生じる。多量のクロマ
を含む強いピクセル（画素）／音声信号は、この問題を
悪化させる。

５）偏向信号の拾上げ：ステレオ信号の搬送波と第２の
オーデイオ・プログラム（SAP）の搬送波が、水平掃引
速度の正確な倍数（それぞれ２倍と５倍）であるためバ
ズが導入される。

ステレオおよびバイリンガル放送用多重チャンネル・
オーデイオ方式では、合成オーデイオ信号を形成するた
め１つまたはそれ以上のオーディオ副搬送波を使用して
いる。この合成信号を作るには、テレビのオーディオ信
号帯域幅を、モノフォニック（単音声）のオーディオ・
プログラム用15KHzの帯域幅に比較して約90KHzまたはそ
れ以上に拡張することが必要である。この結果ステレオ
フォニック（ステレオ音声）テレビ受像機の音声処理チ
ャンネルの帯域幅を拡張させねばならず、かつ音声信号
処理チャンネル内で生起するオーデイオ・バズは一層は
げしくなる傾向にある。更に音声検波器は、高周波にお
いて一層妨害を被りやすい。このためインタキャリヤ・
バズは、ステレオ音声（ステレオ）および第２オーデイ
オ・プログラム（SAP）放送を受信するとき、特に水平
掃引速度（31.468KHzと78.6KHz）のそれぞれ２倍および
５倍の副搬送波周波数（米国内）を使用する放送を受信
する際に、なお一層重大な妨害を発生させる。

上記に代る音声分離システムが、「ナイキスト」バズ
の問題と考えられる欠点を解消するために採用されてき
た。それは、例えば「スプリット・キャリヤ音声」シス
テムと「準並列音声」システムである。スプリット・キ
ャリヤ音声システムにおいては、チューナを出た後、画
像搬送波信号はヒデオ情報を得るために音声搬送波信号
とは別に処理される。インタキャリヤ法は位相ロック・
ループ（PLL）により行なわれる音声検波により維持さ
れる。このループは画像搬送波と同じ周波数および同じ
位相を有する純粋な正弦波を供給する。しかしPLLはそ
の構成が高価につき、回路は一層高価なチップだけでな
く追加の増幅器および同調回路を必要とする。このシス
テムにおいては、音声チャンネルは画像搬送波を全く処
理しない。従ってナイキストICPMによるオーデイオ・バ
ズは、その他の原因によるバズと共にモノラル・インタ
キャリヤ・システムに比べて大きく低減する。

いわゆる「準並列」システムにおいては、音声信号お
よびビデオ信号は、それぞれ別個のチャンネルで別々に
増幅され復調される。音声チャンネルにおいては、画像
IF搬送波が付加的に別個に処理され、音声IF搬送波信号
と混合されて4.5MHzのインタキャリヤ音声信号を形成す
る。このインタキャリヤ音声信号は次に復調されてオー
デイオ信号となり、これが適当に処理された後最終的に
音声再生スピーカに送られる。

準並列システムにおいては、音声チャンネルは、復調
の前に音声搬送波と画像搬送波を受け入れるフイルタを
有している。この音声チャンネル・フイルタは音声復調
システムに対して入力を供給する。この復調システムは
音声搬送波周波数と画像搬送波周波数との双方について
実質的に対称的な特性を呈するもので、それは、残留側
波帯ビデオ情報を正しく復調する場合に必要であったナ
イキスト勾配処理法のように位相を歪ませる処理法を並
列画像搬送波に施さないで適正に復調された音声信号を
生成するために必要なことである。更に、増幅器および
同調回路のような、付加的な回路も必要である。

上記した両代替システムにおいてはSAWフイルタがよ
く使用される。SAWフイルタは、寸法が小さいことに加
え調整の必要なしに再現性のある性能を呈する点で有利
である。SAWフイルタは、ビデオIF SAWフイルタ・チャ
ンネル用および音声IF SAWフイルタ・チャンネル用と
して使用し得る個別のものも、２チャンネル用の装置も
あり、それ自体準並列IF原理を採用している受像機には
特に有用である。しかし、SAWフイルタには非常に大き
な挿入損（20db以上）があり、また比較的高価な部品で
あると共にSAWフイルタの挿入損を補償するためしばし
ば前置増幅器段を付加することが必要になる。

さらに、ビデオ検波器として使用される位相ロック・
ループ式同期検波器は、ICPMの作用とは関係のない4.5M
Hzのインタキャリヤ音声信号を取出すために位相が画像
搬送波の位相にロックされた純粋の正弦波を生成する。
このPLLには、比較的高価な集積回路チップの外に「オ
フ」チップ（チップの外付）の部品を追加することが必
要である。

従って、経済的に製作可能で、かつ比較的高価なチッ
プ、２チャンネルSAWフイルタ、または音声チャンネル
内のSAWフイルタを使用する必要がなく、バズの含まれ
ない高品質の広帯域オーデイオ信号を生成することが望
ましい。

〔発明の概要〕

要約すると、この発明は、低バズのテレビ信号処理シ
ステムのためのもので、このシステムではビデオ信号が
IF段により処理され、準同期検波器により検波される。
この検波器では、画像搬送波は、ビデオ・ミキサに挿入
されるため振幅が制限され、濾波処理されて合成ビデオ
信号を得ている。音声チャンネルは単一の並列共振同調
回路から成っており、その回路は音声搬送波周波数に通
過帯域を有する帯域通過フイルタを形成している。変調
された音声搬送波は、音声検波器に供給されるが、そこ
にはビデオ検波器で使用されるものと同じ濾波済の画像
搬送波信号が供給されて、4.5MHzのインタキャリヤ音声
信号が生成される。この回路は、位相ロック・ループに
頼らずに、またIF音声処理用の表面音響波（SAW）装置
を必要としないで、広帯域のステレオ音声信号を生成す
ることを可能にしている。

〔詳細な説明と実施例〕

第１図は、音声インタキャリヤ信号の処理を含む単一
音声システムで従来技術によるものを示す。このシステ
ムでは、そのような単一音声システムに必要な周波数応
答が限定されているので、「バズ」は許容できる程度で
あり、「ナイキスト勾配」により生じるICPMおよびICPM
のその他の諸原因は容易に制御可能であった。IF信号は
チューナ10から供給され、図示のごとく代表的な帯域通
過特性13を有するビデオSAW12または他の適切な中間周
波数帯域通過増幅器に供給され、次にビデオ検波器14に
供給される。ここで、ビデオ搬送波は、ビデオ合成信号
と音声インタキャリヤ信号を生成するため音声搬送波と
混合される。

第２図は、いわゆる準並列音声システムの一例を示
す。このシステムでは、線路18に生ずるチューナからの
IF信号は、標準のビデオ帯域通過特性を有するビデオSA
W20に供給され、次にビデオ信号を検出するためビデオ
検波器22に供給される。ICPMを避けるため、音声は音声
SAW24により処理されるが、このSAW24は音声搬送波周波
数とビデオ搬送波周波数の双方において対称形の帯域通
過ピーク部を有するものである。このようにして、他の
場合にはビデオ信号を適切に処理するために必要であっ
たナイキスト勾配およびその他の搬送波に関する問題が
この場合に音声チャンネル内の何れかの搬送波に導入さ
れることを避けるために、並列音声チャンネルは、音声
搬送波周波数および画像搬送波周波数において帯域通過
処理された信号を別々に増幅する。２つの対称形搬送波
はつぎに、4.5MHzのインタキャリヤ音声信号を得るため
に音声検波器26の中で混合される。

バズが許容できる程度の音声を供給するもう一つの手
段には、位相ロック・ループ（PLL）が設けられてい
る。このループは、ビデオ搬送波変調またはビデオ搬送
波の他の処理には全く無関係でかつ安定したビデオ搬送
波を供給するもので、また電圧制御発振器から取出され
ている限り周波数的に純粋な搬送波信号を供給する。こ
の発振器の周波数と位相は位相検出器によりある基準値
と比較検出されて調整される。このように、位相ロック
・ループは、ナイキスト勾配または他の原因による変調
に基く如何なる変調や位相妨害にも全く無関係なきれい
でかつ周波数の安定したビデオ搬送波の混合作用を可能
にしている。次にこの事について第３図を参照して説明
すると、ビデオSAW28は、ビデオ・チャンネルの処理に
必要な従来型ナイキスト勾配通過帯域30内で、チューナ
29から取出されたIF信号を濾波し、それを位相ロック・
ループ同期ビデオ検波器31に供給する。ここで合成ビデ
オと音声インタキャリヤが、ICPMおよびビデオ搬送波の
ビデオ変調とは無関係にかつ容易に取出される。

PLLを使用する従来技術のなおもう一つの例が第４図
に示されている。この例では、チューナ32から引出され
たIF信号は、従来の方法でビデオSAW34により処理さ
れ、PLLの電圧制御発振器（VCO）36の出力を使って同期
検波器38により検波され、合成ビデオ信号が得られる。
すなわち、このとき検波された合成ビデオ信号を得るた
め（VCO）36の出力が検波器38に供給される。VCO36の出
力はまた音声検波器42にも供給され、音声SAW40からの
変調された音声搬送波と混合されて、4.5MHzのインタキ
ャリヤ信号が生成され、この信号は音声検波器44により
検波される。

従って要約すれば、第１図乃至第４図に例示した従来
技術が示す事柄は、バズがかなり少い広帯域の音声信号
を生成するためには、4.5MHzのインタキャリヤ信号を得
ると共にビデオ信号を検波するためにPLL（同期検波
器）をビデオ検波器中に用いること、或いは並列ビデオ
搬送波のSAW濾波処理を付帯的に行なうか行なわずにSAW
フイルタを使って音声信号を別個に増幅しかつ4.5MHzの
音声搬送波を発生させるために対応する検波を行なうこ
と、が必要であると思われていたことである。

このように、いわゆる「ナイキスト勾配」バズ発生の
問題を減少させるため相当の努力がなされ、第２図乃至
第４図に示したような回路が使用されていた。しかし、
かってはナイキスト勾配により発生したバズが、ステレ
オ音声バズにとって主要な問題であると考えられていた
が、第３図に示されたように広いループ帯域幅を持つ単
チャンネルPLL構成と、ナイキストSAWSを使うことによ
って、それが主要な問題でないことが判った。従って一
層経済的な以下のごとき回路を使って、許容できる。低
レベルのバズを含まないステレオ信号を作ることが、こ
ゝに開示するように可能である。その回路は、高い挿入
損を呈しかつ可成り高価な部品であるSAWフイルタや、
比較的大面積の外部チップ回路および／または一層高価
なモノリシック・チップを必要とする位相ロック・ルー
プ（同期）検波器以外の、たとえば音声IFフイルタであ
る。このようにして、非常に競争のはげしいテレビ業界
における商業上の目的のため、高品質のステレオ信号を
生成しながらかなりの経済的利益をうることができる。

第５図を参照すれば、チューナ、IF、検波器およびAG
Cの諸回路が東芝製の集積回路TA7777上に設けられてい
る。アンテナ50により受信されたテレビ放送の信号は、
テレビ・チューナ51に印加される。チューナは、RF増幅
器およびミキサ52と局部発振器54との組合せで構成され
ている。チューナ51は、選択したテレビ・チャンネルの
RF画像搬送波信号およびRF音声搬送波信号を、たとえば
米国で使用されているNTSC方式ではそれぞれ45.75MHzお
よび41.25MHzである中間周波数（IF）の搬送波に変換す
る。

一般的に言えば、従来型のカラー・テレビ信号処理回
路は、一括して番号58で示すIFの濾波および増幅部、ビ
デオ検波器60、およびビデオ信号処理装置62などを有
し、この処理装置62は、線路64における合成ビデオ信号
に応動して、テレビ・セット内で線路66における輝度信
号と、線路68における適切なカラー信号を偏向作用と適
切な同期関係で映像管すなわちCRT−70に供給する。

IFビデオ・チャンネル58は、チップ外付のビデオSAW7
4により与えられる従来型の通過帯域応答特性72を有
し、この応答特性では画像搬送波を高い方の周波数勾配
上で6db下った所に位置させ、IF音声搬送波を低い方の
周波数勾配上で約20db下った所に位置させて、IF音声搬
送波による重大な妨害を受けずに残留側波帯ビデオ情報
を検波できるようにしている。これはビデオ情報を正確
に処理するために必要な応答特性であり、このようにIF
通過帯域応答特性72は、既述のようにIF画像搬送波の側
波帯の非対称形減衰に起因する「ナイキスト勾配付帯型
の搬送波位相変調」をIF画像搬送波に導入する。

この発明の態様によれば、また総括的に説明すれば、
端子76で得られるIF音声搬送波は、チップ外付の減衰器
78に供給され、次いでチップ外付の音声帯域通過フィル
タ80に供給らえ、そこで音声搬送波は、41.25MHzの音声
搬送波周波数において対称形に帯域通過して濾波され
る。音声IF増幅器82において増幅された音声IF信号は、
線路86における4.5MHzのインタキャリヤ音声信号を作る
ために音声検波器84によって検波される。この音声信号
は次にテレビ・セット内の音声信号処理装置88に供給さ
れる。処理装置88はステレオ音声信号を増幅しかつ復調
し、前記のオーデイオ音声をスピーカ90に供給する。音
声帯域通過フイルタ80は、対称形単一同調共振回路を有
し、NTSC方式の場合には41.25MHzのIF音声搬送波周波数
を中心として1MHzの帯域幅を有するフイルタで、これは
実質的にIF音声搬送波信号とそれに隣接する変調側波帯
のみを通過させる。

更に、通常の型の自動利得制御回路（AGC）92があっ
て、線路64におけるビデオ信号に応じてビデオIF増幅器
94と音声IF増幅器82の利得を制御して、信号レベルを所
定のレベルに設定する。

更に詳細に述べると、線路56に生ずる、それぞれビデ
オおよびオーデイオの情報で変調された画像搬送波と音
声搬送波を有するIF信号は、SAW前置増幅器96により増
幅される。この増幅器は一般的には20乃至26db程度の増
幅を行なって、普通は約20dbであるSAWフイルタの大き
な挿入損を補償する。線路76に生じた増幅済IF信号は、
NTSC方式で要求されるビデオ信号処理のため、続いてSA
Wフイルタ74を通過する。このSAWフイルタ74は、72で示
す様な適当なスカート部を持つ6MHzの帯域通過特性を有
するものである。ビデオSAWフィルタ74からの信号は、
次にビデオIF増幅器94に供給される。この増幅器は、AG
C利得制御用の端子116を有するビデオ信号増幅用の従来
型の利得制御可能増幅器である。画像信号は次にビデオ
検波器60に供給される。この検波器は、一般に使われて
いる乗算器であり、以下更に詳しく論議する。

この実施例で使用している検波の形式は、一般に準同
期型または擬似同期型と称されているもので、この形式
においては、画像搬送波はリミタ（振幅制限器）98で振
幅制限され、搬送波上に存在する包絡線変調成分が除去
される。リミタ98の出力は、次にチップ外付のビデオ検
波器タンク回路110に供給される。このタンク回路は、
既に振幅制限された画像搬送波信号の基本周波数は保持
するがその調波は実質的に減衰させるための、適度に狭
い帯域に同調させたタンク回路である。タンク回路110
の出力111は、ビデオ検波器60に供給され、そこでビデ
オ情報で変調された画像搬送波と混合されて、線路64に
合成ビデオ信号を生成する。

線路76におけるIF信号の音声搬送波部分は、より詳し
く後述する方法と目的をもって、チップ外付の減衰器78
を通過して、次に音声帯域通過フィルタ80に供給され
る。音声帯域通過フィルタ80は、中心周波数が41.25MHz
の単一の並列共振回路であり、音声変調分を充分に帯域
通過させ得るようにほゞ1MHzの通過帯域幅を持ってい
る。この目的用としては同調した単一の並列共振回路が
充分使用可能であることが判った。しかし単同調型また
は複同調型の両共振回路とも使用できる。いずれの型を
使用するにしても音声SAWフイルタに頼ることはない。

オーデイオ変調分を含むこの濾波済音声搬送波は、次
いで利得制御用AGC入力端子120を有する音声IF増幅器82
に供給され、さらに音声検波器84に供給される。この検
波器は乗算器回路であり、ビデオ検波器60の乗算器と同
様なもので、この技術分野で一般的なものである。

振幅制限され、かつ濾波されたこの画像搬送波は、PL
Lに頼ることなく検波によりそれ自身で十分な品質の音
声を生成することが判明した。そしてビデオ・タンク回
路110から供給されて線路111に生ずる同じ画像搬送波信
号はまた音声搬送波と混合するため音声検波器84に供給
される。音声検波器84の出力は、線路86に得られる4.5M
Hzのインタキャリヤ音声信号にであり、音声信号処理装
置88により処理される。

このように、線路111上の同じ処理済画像搬送波信
号、例えば振幅制限され、濾波され、ビデオ検波器60に
供給される信号がまた、音声検波器84にも供給される。
このようにビデオ検波器タンク回路110は、音声検波器8
4とAC結合し、検波器84にも共用されており、音声検波
器用に別のタンク回路を必要とする従来技法とは対照的
である。典型的なこの実施例においては、タンク回路11
0はヒデオ検波器60に直接結合され、かつキャパシタ122
により音声検波器84にAC結合されて、検波器60と84のバ
イアスが相互結合しないようになっている。キャパシタ
122は関連する信号周波数においては本質的に短絡回路
となっている。

キャパシタ122は双方向結合作用を行なうので、音声
検波器84がビデオ検波器60とAC結合することによって、
変調された音声搬送波がビデオ検波器60に導入されるこ
とがあり得る。これについては、変調された音声搬送波
によるビデオ合成信号の品質低下を防止するため、２つ
の追加回路が使用される。

減衰器78は、音声搬送波を粗結合またはその音声搬送
波を減衰させるために使用されるもので、この実施例で
は音声帯域通過フィルタ80に対する１ピコ・コアラドの
キャパシタ結合である。その他の減衰器として例えば、
抵抗、抵抗分圧器、誘導子、誘導子分圧器、キャパシタ
分圧器などを使用できる。このように検波器84を経てビ
デオ検波器60に供給される音声信号レベルは、実質的に
低減される。更にこの点について、AGC回路92が線路64
における合成ビデオ信号、特にその同期信号の先端部に
結合し、かつこれに応動するようになっている。AGC回
路92は一般に使用されている回路であり、ビデオ増幅器
94の利得を制御するためビデオ制御端子116に結合した
出力114を有している。更にビデオ検波器60において、
画像IF信号対音声IF信号の比を所望の低い値に維持する
ため、音声IFの利得はビデオのAGC制御と歩調をそろ
え、かつそれに追随する。これを達成するためチップ外
付のバッファおよび電圧シフト回路118が、AGC回路92を
音声IF増幅器82の利得制御可能端子120に結合する。更
にビデオ検波器60に供給される音声IFの利得従って音声
搬送波を一層減少させるため、音声利得制御端子120に
おけるAGC電圧は、バッファおよび電圧シフト回路118内
で0.3ボルトだけ低減される。この値は、典型的なこの
実施例においては、検波器84に供給される音声IF信号の
増幅率よりも10dbの減少に相当する。このように画像AG
Cは画像IFの利得を調整するだけではなく、また音声IF
の利得をも調整する。

第６図は、第５図のチップ外付のバッファおよび電圧
シフト回路118を示す。端子124は、画像AGCフイルタを
第５図のAGCリード線114に結合するために設けられたチ
ップ端子である。キャパシタ128と抵抗130は、端子124
と接地間に結合された標準的AGCフイルタである。端子1
26は音声AGCフイルタを第５図のAGCリード線120に結合
するために設けられたチップ端子である。端子126にお
けるAGCフイルタの代りに、典型的なこの実施例におい
てはバッファおよび電圧シフト回路118が設けられてい
る。NPNトランジスタ132は、そのベース134を、抵抗136
を介して端子124に結合し、また抵抗140を介して電源13
8に結合している。コレクタ142も電源138に接続されて
いる。エミッタ144は、抵抗146を通って接地点に、また
端子126に直接結合されている。

チップに内蔵されている音声AGC回路（図示せず）
は、濾波のためピン126に音声AGC電圧を供給するように
意図されていた。しかし第５図に示すように、端子86に
はビデオ合成信号は存在しない。その理由はビデオ変調
分が音声検波器84には供給されないからである。すなわ
ち音声帯域フイルタ80は、画像搬送波とそのビデオ変調
分をフイルタで除去し、かつ線路111における画像搬送
波は制限され、濾波さてビデオ変調分が除去されている
からである。従って、線路86上にはチップに内臓の音声
AGC回路が応動すべき同期信号の先端部は存在しない。
そこでAGC用として他の装置が設けられる。

トランジスタ132はエミッタ・ホロワとして働いて、
ピン124におけるビデオAGC電圧を比較的高い出力インピ
ーダンスを有するピン126にDC結合する。このようにし
て、比較的低インピーダンスの電圧源からピン126に供
給されるAGC電圧は、内部で発生された音声AGC電圧より
も優勢になる。ピン124におけるAGC電圧は、キャパシタ
128と抵抗130により濾波され、抵抗136を通ってトラン
ジスタ132のベース134に供給される。トランジスタ132
の出力電圧は、エミッタ144に現われ、ピン126に結合さ
れる。トランジスタ132は、抵抗140と146によりベース
−エミッタ間電圧（Vbe）が＋0.3ボルトになるようバイ
アスされているが、0.6ボルト（シリコントランジスタ
の場合）というVbeの閾値が差引かれると（端子124にお
けるAGC電圧と＋0.3ボルトのバイアス電圧との和から0.
6ボルトのVbe閾値を減算する）、結果的に端子124にお
けるビデオAGC電圧の値から−0.3ボルトだけ減少すなわ
ち電圧シフトしたことになる。このように、減少すなわ
ちシフトした端子124における電圧、および端子126にお
ける電圧減少量は、トランジスタ132のVbeバイアスを調
整することにより決定される。−0.3ボルトというこの
電圧シフトは、利得制御可能な音声IF増幅器82内での10
dbの利得減少に相当する。

このように、トランジスタ132は、バッファ（エミッ
タ・ホロワ）および電圧シフト器としての２つの目的を
果たす。このようにして、ビデオ検波器60に注入するた
めに検波器84に存在する変調された音声搬送波の振幅
は、減衰器78によるのみでなく、音声IF増幅器82の利得
のAGC減少によって更に低減される。

次に第７図を参照すると、第５図の検波器／乗算器60
および84の回路構成が示されている。タンク回路の構成
素子であるキャパシタ110aとインダクタンス110bは、互
に並列に接続されて、集積回路乗算器60の端子148に接
続されており、同じようにキャパシタ122（第５図）を
通して乗算器84にAC結合されている。抵抗110cを接続す
るか否かは随意であって、もしタンク回路110の帯域幅
を拡大するなど同回路110の「Ｑ」を調整することが望
ましい場合は、キャパシタ110aとインダクタンス110bの
両端子間に接続される。

乗算器60、84は集積回路内で使用される普通の４クワ
ドランド・バイポーラ乗算器である。集積回路トランジ
スタQC1−18および集積回路抵抗RC1−15は図示のように
チップ上で接続されている。電源Ｂ＋１は、ダイオード
DC1−４を通って接地点に接続され、その結果タンク回
路110に図示のごとくバイアスをかけている。電源Ｂ＋
２はチップに電力を供給している。乗算器60、84への入
力はI1−３で、出力はO1−２である。

このようにして、4.5MHzの音声インタキャリヤ信号を
作るためナイキスト勾配で発生された画像搬送波を使用
する時でさえも、音声SAWにも位相ロック・ループにも
頼らずに音声の質を十分に高くできることが判った。換
言すれば、音声SAWフイルタの代りに単一の共振同調回
路80から成る音声帯域フイルタを使用すること、および
4.5MHzのインタキャリャ音声を作るため位相ロック・ル
ープの代りに準同期検波器を使用することが共に技術的
に可能であることが判明した。この発明によれば、適切
にバズを含まない高品質で高忠実度の音声を低価格で提
供することができる。

以上、図示説明した構成は、現在好ましいと考えられ
るこの発明の実施例であるが、当該専門家にとっては、
これに多数の変更及び変形を行ない得ることは当然で、
特許請求の範囲はこの発明の思想に基くその様な変更や
変形をすべて包含するものである。

【図面の簡単な説明】

第１図乃至第４図は、テレビ・セットにおいてインタキ
ャリヤ音声信号を取り出すための従来技術による回路構
成を示すブロック図、第５図は、この発明の構成を示すブロック図、第６図は、第５図のバッファおよび電圧シフト回路の構
成を示す図、第７図は、第５図の検波器／乗算器の回路図である。 IF……中間周波数、74……中間周波数帯域通過フイル
タ、 94……画像利得可制御増幅器、 60……ビデオ検波器ビデオ検波器手段、 98……リミタビデオ検波器手段、 110……タンク回路ビデオ検波器手段、 78……減衰器手段、 80……音声帯域通過フイルタ音声帯域通過フイルタ手
段、 82……音声利得可制御増幅器音声帯域通過フイルタ手
段、 118……レベルシフト回路（電圧シフト回路）。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号ＦＩＨ０４Ｎ 5/60 １０１Ｈ０４Ｎ 5/60 １０１ (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H04N 5/44 - 5/60

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】ビデオならびにオーディオの情報でそれぞ
れ変調されかつ相互に所定の周波数だけ隔てられている
画像搬送波と音声搬送波を含む中間周波数信号の信号源
を有するテレビジョン受像機において、上記信号を処理
するための装置であって、上記中間周波数信号を濾波し、上記画像搬送波を濾波し
たものであって依然として上記ビデオ情報により変調さ
れている第１の濾波済み画像搬送波を生成するための中
間周波数帯域通過フイルタ手段であって、上記中間周波
数信号を増幅するための画像利得可制御増幅器を含む中
間周波数帯域通過フイルタ手段と、上記中間周波数帯域通過フイルタ手段に結合されてお
り、上記第１の濾波済み画像搬送波から上記ビデオ変調
を比較的含まない第２の濾波済み画像搬送波を取出すた
めのものであって、上記第１および第２の濾波済み画像
搬送波に応動して、検波されたビデオ信号を生成するた
めのミクサを含むビデオ検波器手段と、上記中間周波数帯域通過フイルタ手段の入力に接続され
た入力を有し、上記中間周波数信号を帯域通過濾波し、
オーディオ情報で変調された音声搬送波を取出すための
もので、このオーディオ情報で変調された音声搬送波を
増幅するための音声利得可制御増幅器を含んでいる音声
帯域通過フイルタ手段と、上記ビデオ検波器手段と音声帯域通過フイルタ手段とに
結合され、上記ビデオ検波器手段から受入れた上記第２
の濾波済み画像搬送波と、上記音声帯域通過フイルタ手
段から受入れたオーディオ情報で変調された音声搬送波
とを混合するミクサを有し、オーディオ情報で変調され
た音声インタキャリヤ信号より成る出力信号を生成する
ための音声検波器手段と、検波されたビデオ信号に応答して、上記画像利得可制御
増幅器と音声利得可制御増幅器の両方の利得を調整する
ためのAGC制御信号を生成するAGC手段と、上記音声帯域通過フイルタ手段と直列に結合されてい
て、帯域通過濾波済み中間周波数信号を減衰させるため
の減衰手段と、上記音声利得可制御増幅器に供給されるAGC制御信号を
減衰させ、レベルシフトするための回路手段と、を具備して成る中間周波数信号処理装置。