JPH02288779A - 中間周波数信号処理装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明はテレビジョン受像機に、特にその中間周波数
信号処理装置に関するものである。

〔発明の背景〕

たとえば米国で使用されているＮＴＳＣ方式におけるＴ
Ｖ画像伝送と共に行なう音声の伝送は、無線周波数（Ｒ
Ｆ）の画像搬送波より４．５ＭＨｚ高い周波数で伝送さ
れる周波数変調（ＦＭ）信号の形で行なわれる。この明
細書中の「テレビ受像機」なる用語は、表示装置の有無
にかかわらずあらゆる適切な機器１例スばテレビ・セッ
トおよびビデオ・カセット・レコーダ等を含むものとし
て使用されている。標準的なＴＶ受像機においては、画
像信号および音声信号はＲＦ段ならびにミキサ（時には
第１検波器と称される）を通じて一緒に処理される。標
準的な現代のテレビ受像機は、受信周波数より高い周波
数に同調する局部発振器周波数を使用するスーパーヘテ
ロゲイン方式である。その結果音声搬送波信号と画像搬
送波信号は、中間周波数（ＩＦ）部分で入れ換わって現
われる。すなわち音声搬送波周波数は１画像搬送波周波
数より４．５ＭＨｚ低い周波数となって現われる。

米国で使用されているＩＦ周波数は、完全に標準化され
ており、ＩＦ画像搬送波信号とＩＦ音声搬送波信号は、
それぞれ４５．７５ＭＨｚと４１．２５ＭＨｚとなって
いる。

ミキサより供給されるＩＦ信号を更に処理するため多く
の異なる方法が使用されてきた。単音テレビ受像機に普
通使用されている従来型のインタキャリヤ方式では、画
像搬送波と音声搬送波は、チューナを出た後は共通のＩ
Ｆチャンネル中で処理される０画像情報は、画像搬送波
上で振幅変調され、包絡線検波器または同期検波器によ
り検波され、その後ビデオ・チャンネル内で処理される
０周波数変調された音声情報を再生するため、２つのＩ
Ｆ搬送波は混合されてインタキャリヤ音声信号を形成す
る。この信号は２つの搬送ＩＦ周波数の差に相当する周
波数を有し１例えばＮＴＳＣ方式では４５．７５ＭＨｚ
の画像搬送波は、　４１．２５ＭＨｚの音声搬送波と混
合されて４．５ＭＨｚのインタキャリヤ音声信号を作る
０周波数変調（ＦＭ）されたインタキャリヤ音声信号は
、その後ＦＭ検波器で復調されて音声情報を生成する。

しかし、このインタキャリヤ方式は、４．５ＭＨｚの音
声搬送波信号中に妨害やノイズを拾いやすく、そのため
音声中に歪やその他の障害を発生させる可能性がある。

そのような妨害の形式の中には、画像搬送波信号が音声
搬送波信号と混合されたときの、画像搬送波信号の変調
に原因するものがある６例えば１周知のようにテレビ受
像機用画像ＩＦの全体的な伝送特性は、送信機における
画像搬送波の残留側波帯変調に対処するように設計され
ている０代表的な受像機の特性は、±？５０ＫＨｚの両
側波帯（Ｄ　Ｓ　Ｂ）領域にわたってはＣ線形の減衰勾
配（時には「ナイキスト勾配」と称される）を示しく米
国標準）、シかも画像搬送波周波数はこの勾配の中心点
（単側波帯部分に関して−６ｄＢ）に配置されている。

この結果、ＤＢＳ部分で対称の対をなして現われる側波
帯信号はこの伝送特性のナイキスト勾配部分により非対
称的に減衰する。この側波帯の非対称性による既知の効
果は、画像搬送波信号中の付帯的搬送波位相変調（ＩＣ
ＰＭ）として周知の不所望現象を発生させることである
。このＩＣＰＭは、再生された音声信号に好ましくない
「バズ」を導入するという不都合をもたらす。

その他のＩＣＰＭ歪が多数の発生源から生じる可能性が
あり、それら発生源はすべて、画像搬送波上に望ましく
ないビデオ周波数の位相変調を与え、この位相変調は、
続いて受信機内の４．５ＭＨｚインタキャリヤ音声信号
に伝えられる。こうして４．５ＭＨｚのインタキャリヤ
音声信号に転送された位相変調もまた位相変調周波数の
ため再生音声信号に「バズ」歪をもたらす。

音声バズの諸原因は主に次の通りである。

ｌ）ナイキスト勾配：上述のようにＩＦ表面音響波フィ
ルタ（ＳＡＷ）または他の適切なフィルタにおけるナイ
キスト勾配は、画像搬送波の上部側波帯および下部側波
帯間に非対称性を生じさせる。このプロセスによって、
画像搬送波の振幅変調（ＡＭ）は位相変調（ＰＭ）に変
換され、この位相変調は４．５ＭＨｚのオーディオ副搬
送波に転送され、ＦＭとして復調される。

２）４．５ＭＨｚのビデオ調波：ビデオ検波器の標準的
な歪は１０％であるから、　１．５Ｍ）Ｉｚと２．２５
ＭＨｚのビデオ成分の調波は４．５ＭＨｚのところで可
成りの値になりうる。相互変調はまた、クロマ情報とビ
デオ情報間の９２０ＫＨｚのうなり周波数のような積を
４．５ＭＨｚの近くで発生させる。

３）音声ＩＦ（ＳＩＦ）の振幅変調分除去：画像搬送波
の制限が不完全であると、４．５ＭＨｚに対してビデオ
に関係した振幅変１！ｌ　（ＡＭ）を与えることになる
。　４．５ＭＨｚＡ　Ｍの第２の原因は、４．５ＭＨｚ
がビデオ出力から得られるシステムでは、ビデオと４．
５ＭＨｚ間の相互変調である。ＳＩＦの４．５ＭＨｚに
生ずるＡＭ分は、ＳＩＦのＡＭ分除去能力（ＡＭＲ）が
限られていることによって、バズを生じさせる。ＳＩＦ
のＡＭＲは周波数の関数であり、４．５ＭＨｚの振幅の
強い関数である。

４）ＳＩＦ中へのクロマの侵入：ＳＩＦ中へ入って来る
、４．５ＭＨｚに対する３、５８ＭＨｚのカラーφバー
ストのレベルが、ある閾値を越えると、クロマ−バズが
生じる。多量のクロマを含む強いピクセル（画素）／音
声信号は、この問題を悪化させる。

５）偏向信号の拾上げニステレオ信号の搬送波と第２の
オーディオ・プログラム（Ｓ　Ａ　Ｐ）の搬送波が、水
平掃引速度の正確な倍数（それぞれ２倍と５倍）である
ためバズが導入される。

ステレオおよびバイリンガル放送用多重チャンネル・オ
ーディオ方式では、合成オーディオ信号を形成するため
１つまたはそれ以上のオーディオ副搬送波を使用してい
る。この合成信号を作るには、テレビのオーディオ信号
帯域幅を、モノフォニック（単音声）のオーディオ・プ
ログラム用１５ＫＨｚの帯域幅に比較して約９０ＫＨｚ
またはそれ以上に拡張することが必要である。この結果
ステレオフォニツク（ステレオ音声）テレビ受像機の音
声処理チャンネルの帯域幅を拡張させねばならず、かつ
音声信号処理チャンネル内で生起するオーディオ・バズ
は一層はげしくなる傾向にある。更に音声検波器は、高
周波において一層妨害を被りやすい、このためインタキ
ャリヤーバズは、ステレオ音声（ステレオ）および第２
オーデイオ拳プログラム（ＳＡＰ）放送を受信するとき
、特に水平掃引速度（３１，４６８ＫＨｚと７８．６７
ＫＨｚ　）のそれぞれ２倍および５倍の副搬送波周波数
（米国内）を使用する放送を受信する際に、なお−層重
大な妨害を発生させる。

上記に代る音声分離システムが、「ナイキスト」バズの
問題と考えられる欠点を解消するために採用されてきた
。それは、例えば「スプリット・キャリヤ音声」システ
ムと「準並列音声」システムである。スプリット・キャ
リヤ音声システムにおいては、チューナを出た後、画像
搬送波信号はビデオ情報を得るために音声搬送波信号と
は別に処理される。インタキャリヤ法は位相ロック・ル
ープ（ＰＬＬ）により行なわれる音声検波により維持さ
れる。このループは画像搬送波と同じ周波数および同じ
位相を有する純粋な正弦波を供給する。しかしＰＬＬは
その構成が高価につき、回路は一層高価なチップだけで
なく追加の増幅器および同調回路を必要とする。このシ
ステムにおいては、音声チャンネルは画像搬送波を全く
処理しない、従ってナイキス）ＩＣＰＭによるオーディ
オ・バズは、その他の原因によるバズと共にモノラル・
インタキャリヤ・システムに比べて大きく低減する。

いわゆる「準並列」システムにおいては、音声信号およ
びビデオ信号は、それぞれ別個のチャンネルで別々に増
幅され復調される。音声チャンネルにおいては、画像Ｉ
Ｆ搬送波が付加的に別個に処理され、音声ＩＦ搬送波信
号と混合されて４．５ＭＨｚのインタキャリヤ音声信号
を形成する。このインタキャリヤ音声信号は次に復調さ
れてオーディオ信号となり、これが適当に処理された後
最終的に音声再生スピーカに送られる。

準並列システムにおいては、音声チャンネルは、復調の
前に音声搬送波と画像搬送波を受は入れるフィルタを有
している。この音声チャンネル・フィルタは音声復調シ
ステムに対して入力を供給する。この復調システムは音
声搬送波周波数と画像搬送波周波数との双方について実
質的に対称的な特性を呈するもので、それは、残留側波
帯ビデオ情報を正しく復調する場合に必要であったナイ
キスト勾配処理法のように位相を歪ませる処理法を並列
画像搬送波に施さないで適正に復調された音声信号を生
成するために必要なことである。

更に、増幅器および同調回路のような、付加的な回路も
必要である。

上記した両代替システムにおいてはＳＡＷフィルタがよ
く使用される。ＳＡＷフィルタは、寸法が小さいことに
加え調整の必要なしに再現性のある性能を呈する点で有
利である。ＳＡＷフィルタは、ビデオＩＦＳ’ＡＷフィ
ルタ会チャンネル用および音声ＩＦ　　ＳＡＷフィルタ
ｅチャンネル用として使用し得る個別のものも、２チヤ
ンネル用の装置もあり、それ自体型並列ＩＦ原理を採用
している受像機には特に有用である。しかし、ＳＡＷフ
ィルタには非常に大きな挿入損（２０ｄｂ以上）があり
、また比較的高価な部品であると共にＳＡＷフィルタの
挿入損を補償するためしばしば前置増幅器段を付加する
ことが必要になる。

さらに、ビデオ検波器として使用される位相ロック・ル
ープ式同期検波器は、ＩＣＰＭの作用とは関係のない４
．５ＭＨｚのインタキャリヤ音声信号を取出すために位
相が画像搬送波の位相にロックされた純粋の正弦波を生
成する。このＰＬＬには、比較的高価な集積回路チップ
の外に「オフ」チップ（チップの外付）の部品を追加す
ることが必要である。

従って、経済的に製作可能で、かつ比較的高価なチップ
、２チヤンネルＳＡＷフイルタ、または音声チャンネル
内のＳＡＷフィルタを使用する必要がなく、バズの含ま
れない高品質の広帯域オーディオ信号を生成することが
望ましい。

〔発明の概要〕

要約すると、この発明は、低バズのテレビ信号処理シス
テムのためのもので、このシステムではビデオ信号がＩ
Ｆ段により処理され、準同期検波器により検波される。

この検波器では１画像搬送波は、ビデオ・ミキサに挿入
されるため振幅が制限され、癌波処理されて合成ビデオ
信号を得ている。音声チャンネルは単一の並列共振同調
回路から成っており、その回路は音声搬送波周波数に通
過帯域を有する帯域通過フィルタを形成している。変調
された音声搬送波は、音声検波器に供給されるが、そこ
にはビデオ検波器で使用されるものと同じ濾波法の画像
搬送波信号が供給されて、４．５ＭＨｚのインタキャリ
ヤ音声信号が生成される。

この回路は１位相ロック・ループに頼らずに、またＩＦ
音声処理用の表面音響波（ＳＡＷ）装置を必要としない
で、広帯域のステレオ音声信号を生成することを可能に
している。

〔詳細な説明と実施例〕

第１図は、音声インタキャリヤ信号の処理を含む単一音
声システムで従来技術によるものを示す、このシステム
では、そのような単一音声システムに必要な周波数応答
が限定されているので。

「バズ」は許容できる程度であり、「ナイキスト勾配」
により生じるＩＣＰＭおよびＩＣＰＭのその他の諸原因
は容易に制御可能であった。ＩＦ倍信号チューナｌＯか
ら供給され、図示のごとく代表的な帯域通過特性１３を
有するビデオ５ＡＷ１２または他の適切な中間周波数帯
域通過増幅器に供給され１次にビデオ検波器１４に供給
される。ここで、ビデオ搬送波は、ビデオ合成信号と音
声インタキャリヤ信号を生成するため音声搬送波と混合
される。

第２図は、いわゆる準並列音声システムの一例を示す、
このシステムでは、線路１８に生ずるチューナからのＩ
Ｆ倍信号、標準のビデオ帯域通過特性を有するビデオ５
ＡＷ２０に供給され１次にビデオ信号を検出するためビ
デオ検波器２２に供給される。ＩＣＰＭを避けるため、
音声は音声５ＡＷ２４により処理されるが、この５ＡＷ
２４は音声搬送波周波数とビデオ搬送波周波数の双方に
おいて対称形の帯域通過ピーク部を有するものである。

このようにして、他の場合にはビデオ信号を適切に処理
するために必要であったナイキスト勾配およびその他の
搬送波に関する問題がこの場合に音声チャンネル内の何
れかの搬送波に導入されることを避けるために、並列音
声チャンネルは、音声搬送波周波数および画像搬送波周
波数において帯域通過処理された信号を別々に増幅する
。２つの対称形搬送波はつぎに、４．５ＭＨｚのインタ
キャリヤ音声信号を得るために音声検波器２６の中で混
合される。

バズが許容できる程度の音声を供給するもう一つの手段
には２位相ロック・ループ（ＰＬＬ）が設けられている
。このループは、ビデオ搬送波変調またはビデオ搬送波
の他の処理には全く無関係でかつ安定したビデオ搬送波
を供給するもので、また電圧制御発振器から引出されて
いる限り周波数的に純粋な搬送波信号を供給する。この
発振器の周波数と位相は位相検出器によりある基準値と
比較検出されて調整される。このように１位相ロック・
ループは、ナイキスト勾配または他の原因による変調に
基く如何なる変調や位相妨害にも全く無関係なきれいで
かつ周波数の安定したビデオ搬送波の混合作用を可能に
している０次にこの事について第３図を参照して説明す
ると、ビデオ５ＡＷ２８は、ビデオΦチャンネルの処理
に必要な従来型ナイキスト勾配通過帯域３０内で、チュ
ーナ２９から取出されたＩＦ倍信号濾波し、それを位相
ロック・ループ同期ビデオ検波器３１に供給する。ここ
で合成ビデオと音声インタキャリヤが、ＩＣＰＭおよび
ビデオ搬送波のビデオ変調とは無関係にかつ容易に取出
される。

ＰＬＬを使用する従来技術のなおもう一つの例が第４図
に示されている。この例では、チューナ３２から引出さ
れたＩＦ倍信号、従来の方法でビデオ５ＡＷ３４により
処理され、ＰＬＬの電圧制御発振器（ＶＣＯ）３Ｂの出
力を使って同期検波器３Ｂにより検波され、合成ビデオ
信号が得られる。すなわち、このとき検波された合成ビ
デオ信号を得るため（ＶＣＯ）３６の出力が検波器３８
に供給される。ＶＣ０３６の出力はまた音声検波器４２
にも供給され、音声５ＡＷ４０からの変調された音声搬
送波と混合されて、４．５ＭＨ２のインタキャリヤ信号
が生成され、この信号は音声検波器４４により検波され
る。

従って要約すれば、第１図乃至第４図に例示した従来技
術が示す事柄は、バズがかなり少い広帯域の音声信号を
生成するためには、４．５ＭＨｚのインタキャリヤ信号
を得ると共にビデオ信号を検波するためにＰＬＬ　（同
期検波器）をビデオ検波器中に用いること、或いは並列
ビデオ搬送波のＳＡＷ癌波処理を付帯的に行なうか行な
わずにＳＡＷフィルタを使って音声信号を別個に増幅し
かつ４．５ＭＨｚの音声搬送波を発生させるために対応
する検波を行なうこと、が必要であると思われていたこ
とである。

このように、いわゆる「ナイキスト勾配」バズ発生の問
題を減少させるため相当の努力がなされ、第２図乃至第
４図に示したような回路が使用されていた。しかし、か
ってはナイキスト勾配により発生したバズが、ステレオ
音声バズにとって主要な問題であると考えられていたが
、第３図に示されたように広いループ帯域幅を持つ単チ
ヤンネルＰＬＬ構成と、ナイキスト５ＡＷｓを使うこと
によって、それが主要な問題でないことが判った。従っ
て一層経済的な以下のごとき回路を使って、許容できる
、低レベルのバズを含まないステレオ信号を作ることが
、こ−に開示するように可能である。その回路は、高い
挿入損を呈しかつ可成り高価な部品であるＳＡＷフィル
タや、比較的大面積の外部チップ回路および／または一
層高価なモノリシック−チップを必要とする位相ロック
会ループ（同期）検波器以外の、たとえば音声工Ｆフィ
ルタである。このようにして、非常に競争のはげしいテ
レビ業界における商業上の目的のため、高品質のステレ
オ信号を生成しながらかなりの経済的利益をうることが
できる。

第５図を参照すれば、チューナ、ＩＦ、検波器およびＡ
ＧＣの諸回路が東芝製の集積回路ＴＡ７？？？上に設け
られている。アンテナ５ｏにより受信されたテレビ放送
の信号は、テレビ・チューナ５１に印加される。チュー
ナは、ＲＦ増幅器およびミキサ５２と局部発振器５４と
の組合せで構成されている。

チューナ５１は、選択したテレビ・チャンネルのＲＦｌ
ｉ！ｉｔ搬送波信号およびＲＦ音声搬送波信号を、たと
えば米国で使用されているＮＴＳＣ方式ではそれぞれ４
５．７５ＭＨｚおよび４１．２５ＭＨｚである中間周波
数（ＩＦ）の搬送波に変換する。

一般的に言えば、従来型のカラー・テレビ信号処理回路
は、−括して番号５Ｂで示すＩＦの岐波および増幅部、
ビデオ検波器６０、およびビデオ信号処理装置６２など
を有し、この処理装置６２は、線路６４における合成ビ
デオ信号に応動して、テレビ・セット内で線路６６にお
ける輝度信号と、線路６８における適切なカラー信号を
偏向作用と適切な同期関係で映像管すなわちＣＲＴ−７
０に供給する。

ＩＦビデオ・チャンネル５８は、チップ外付のビデオＳ
ＡＷ？４により与えられる従来型の通過帯域応答特性７
２を有し、この応答特性では画像搬送波を高い方の周波
数勾配上で６ｄｂ下った所に位置させ、ＩＦ音声搬送波
を低い方の周波数勾配上で約２０ｄｂ下った所に位置さ
せて、ＩＦ音声搬送波による重大な妨害を受けずに残留
側波帯ビデオ情報を検波できるようにしている。これは
ビデオ情報を正確に処理するために必要な応答特性であ
り、このようにＩＦ通過帯域応答特性７２は、既述のよ
うにＩＦ画像搬送波の側波帯の非対称形減衰に起因する
「ナイキスト勾配付帯型の搬送波位相変調」をＩＦ画像
搬送波に導入する。

この発明の態様によれば、また総括的に説明すれば、端
子７６で得られるＩＦ音声搬送波は、チップ外付の減衰
器７８に供給され、次いでチップ外付の音声バイパスφ
フィルタ８０に供給され、そこで音声搬送波は、４１．
２５ＭＨｚの音声搬送波周波数において対称形に帯域通
過して癌波される。音声ＩＦ増幅塁８２において増幅さ
れた音声ＩＦ信号は、線路８６における４、５ＭＨｚの
インタキャリヤ音声信号を作るために音声検波器８４に
よって検波される。この音声信号は次にテレビ・セット
内の音声信号処理装置８８に供給される。処理装置８日
はステレオ音声信号を増幅しかつ復調し、前記のオーデ
ィオ音声をスピーカ９０に供給する。音声帯域通過フィ
ルタ８０は、対称形単一同調共振回路を有し、ＮＴＳＣ
方式の場合には４１．２５ＭＨｚのＩＦ音声搬送波周波
数を中心としてｌ　ＭＨｚの帯域幅を有するフィルタで
、これは実質的にＩＦ音声搬送波信号とそれに隣接する
変調側波帯のみを通過させる。

更に、通常の型の自動利得制御回路（ＡＧＣ）９２があ
って、線路６４におけるビデオ信号に応じてビデオＩＦ
増幅器９４と音声ＩＦ増幅器８２の利得を制御して、信
号レベルを所定のレベルに設定する。

更に詳細に述べると、線路５６に生ずる、それぞれビデ
オおよびオーディオの情報で変調された画像搬送波と音
声搬送波を有するＩＦ倍信号、ＳＡＷ前置増幅器９６に
より増幅される。この増幅器は一般的には２０乃至２６
ｄｂ程度の増幅を行なって、普通は約２０ｄｂであるＳ
ＡＷフィルタの大きな挿入損を補償する。線路７６に生
じた増幅済ＩＦ信号は、ＮＴＳＣ方式で要求されるビデ
オ信号処理のため、続いてＳＡＷフィルタ７４を通過す
る。このフィルタは、７２で示す様な適当なスカート部
を持つ６　Ｍ）Ｉｚの帯域通過特性を有するものである
。ビデオＳＡＷ？４からの信号は１次にビデオＩＦ増幅
器９４に供給される。この増幅器は、ＡＧＣ利得制御用
の端子１１Ｇを有するビデオ信号増幅用の従来型の利得
制御可能増幅器である０画像信号は次にビデオ検波器６
０に供給される。この検波器は、一般に使われている乗
算器であり、以下更に詳しく論議する。

この実施例で使用している検波の形式は、一般に準同期
型または擬似同期型と称されているもので、この形式に
おいては、画像搬送波はリミタ（振幅制限器）９８で振
幅制限され、搬送波上に存在する包絡線変調成分が除去
される。リミタ９８の出力は１次にチップ外付のビデオ
検波器タンク回路１１０に供給される。このタンク回路
は、既に振幅制限された画像搬送波信号の基本周波数は
保持するがその調波は実質的に減衰させるための、適度
に狭い帯域に同調させたタンク回路である。タンク回路
１１Ｇの出力１１１は、ビデオ検波器６０に供給され、
そこでビデオ情報で変調された画像搬送波と混合されて
、線路６４に合成ビデオ信号を生成する。

線路７６におけるＩＦ倍信号音声搬送波部分は、より詳
しく後述する方法と目的をもって、チップ外付の減衰器
７８を通過して、次に帯域フィルタ８０に供給される。

帯域フィルタ８０は、中心周波数が４１．２５ＭＨｚの
単一の並列共振回路であり、音声変調分を充分に帯域通
過させ得るようには（１ＭＨｚの通過帯域幅を持ってい
る。この目的用としては同調した単一の並列共振回路が
充分使用可能であることが判った。しかし単同調型また
は複同調型の両共振回路とも使用できる。いずれの型を
使用するにしても音声ＳＡＷフィルタに頼ることはなＩ
７Ｘ。

オーディオ変調分を含むこの濾波法音声搬送波は、次い
で利得制御用ＡＧＣ入力端子１２０を有する音声ＩＦ増
幅器８２に供給され、さらに音声検波器８４に供給され
る。この検波器は乗算器回路であり、ビデオ検波器６０
の乗算器と同様なもので、この技術分野で一般的なもの
である。

振幅制限され、かつ濾波されたこの画像搬送波は、ＰＬ
Ｌに頼ることなく検波によりそれ自身で十分な品質の音
声を生成することが判明した。そしてビデオ書タンク回
路ｌｌＯから供給されて線路１１１に生ずる同じ画像搬
送波信号はまた音声搬送波と混合するため音声検波器８
４に供給される。音声検波器８４の出力は、線路８４に
得られる４、５ＭＨｚのインタキャリヤ音声信号であり
、音声信号処理装置８８により処理される。

このように、線路１１１上の同じ処理済画像搬送波信号
１例えば振幅制限され、濾波され、ビデオ検波器６０に
供給される信号がまた、音声検波器８４にも供給される
。このようにビデオ検波器タンク回路１１０は、音声検
波器８４とＡＣ結合し、検波器８４にも共用されており
、音声検波器用に別のタンク回路を必要とする従来技法
とは対照的である。

典型的なこの実施例においては、タンク回路１１Ｏはビ
デオ検波器６０に直接結合され、かつキャパシタ１２２
により音声検波器８４にＡＣ結合されて、検波器６０と
８４のバイアスが相互結合しないようになっている。キ
ャパシタ１２２は関連する信号周波数においては本質的
に短絡回路となっている。

キャパシタ１２２は双方向結合作用を行なうので、音７
ｍ検波器８４がビデオ検波器６０とＡＣ結合することに
よって、変調された音声搬送波がビデオ検波器６０に導
入されることがあり得る。これについては、変調された
音声搬送波によるビデオ合成信号の品質低下を防止する
ため、２つの追加回路が使用される。

減衰器７８は、音声搬送波を粗結合またはその音声搬送
波を減衰させるために使用されるもので、この実施例で
は帯域フィルタ８０に対する１ピコ−２７ラドのキャパ
シタ結合である。その他の減衰器として例えば、抵抗、
抵抗分圧器、誘導子、誘導子分圧器、キャ４パシタ分圧
器などを使用できる。このように検波器８４を経てビデ
オ検波器６０に供給される音声信号レベルは、実質的に
低減される。更にこの点について、ＡＧＣ回路９２が線
路６４における合成ビデオ信号、特にその同期信号の先
端部に結合し、かつこれに応動するようになっている。

ＡＧＣ回路９２は一般に使用されている回路であり、ビ
デオ増幅器９４の利得を制御するためビデオ制御端子１
１６に結合した出力１１４を有している。更にビデオ検
波器６０において、画像ＩＦ信号対音声ＩＦ信号の比を
所望の低い値に維持するため、音声ＩＦの利得はビデオ
のＡＧＣ制御と歩調をそろえ、かつそれに追随する。こ
れを達成するためチップ外付のバッファおよび電圧シフ
ト回路１１８が、ＡＧＣ回路９２を音声ＩＦ増幅器８２
の利得制御可能端子１２０に結合する。更にビデオ検波
器６０に供給される音声ＩＦの利得従って音声搬送波を
一層減少させるため、音声利得制御端子１２０における
ＡＧＣ電圧は、バッファおよび電圧シフト回路１１８内
で０．３ボルトだけ低減される。この値は、典型的なこ
の実施例においては、検波器８４に供給される音声ＩＦ
信号の増幅率よりも１０ｄｂの減少に相当する。このよ
うに画像ＡＧＣは画像ＩＦの利得を調整するだけではな
く、また音声ＩＦの利得をも調整する。

第６図は、第５図のチップ外付のバッファおよび電圧シ
フト回路１１８を示す、端子１２４は、画像ＡＧＣフィ
ルタを第５図のＡＧＣリード線１１４に結合するために
設けられたチップ端子である。キャパシタ１２８と抵抗
１３０は、端子１２４と接地間に結合された標準的ＡＧ
Ｃフィルタである。端子１２６は音声ＡＧＣフィルタを
第５図のＡＧＣリード線１２０に結合するために設けら
れたチップ端子である。端子１２６におけるＡＧＣフィ
ルタの代りに、典型的なこの実施例においてはバッファ
および電圧シフト回路１１８が設けられている。ＮＰＮ
トランジスタ１３２は、そのベース１３４を、抵抗１３
Ｇを介して端子１２４に結合し、また抵抗１４０を介し
て電源１３日に結合している。コレクタ１４２も電源１
３８に接続されている。エミッタ１４４は、抵抗１４Ｇ
を通って接地点に、また端子１２Ｇに直接結合されてい
る。

チップに内蔵されている音声ＡＧＣ回路（図示せず）は
、濾波のためピン１２６に音声ＡＧＣ電圧を供給するよ
うに意図されていた。しかし第５図に示すように、端子
８６にはビデオ合成信号は存在しない、その理由はビデ
オ変調性が音声検波器８４には供給されないからである
。すなわち音声帯域フィルタ８０は、画像搬送波とその
ビデオ変調性をフィルタで除去し、かつ線路１１１にお
ける画像搬送波は制限され、濾波されてビデオ変調性が
除去されているからである。従って、線路８６上にはチ
ップに内臓の音声ＡＧＣ回路が応動すべき同期信号の先
端部は存在しない、そこでＡＧＣ用として他の装置が設
けられる。

トランジスタ１３２はエミッタ・ホロワとして働いて、
ピン１２４におけるビデオＡＧＣ電圧を比較的高い出力
インピーダンスを有するピン１２６にＤＣ結合する。こ
のようにして、比較的低インピーダンスの電圧源からピ
ン１２６に供給されるＡＧＣ電圧は、内部で発生された
音声ＡＧＣ電圧よりも優勢になる。ピン１２４における
ＡＧＣ電圧は、キャパシタ１２８と抵抗１３０により濾
波され、抵抗１３６を通ってトランジスタ１３２のベー
ス１３４に供給される。トランジスタ１３２の出力電圧
は、エミッタ１４４に現われ、ピン１２６に結合される
。トランジスタ１３２は、抵抗１４０と１４６によりベ
ース−エミッタ間電圧（Ｖ　ｂｅ）が＋０．３ボルトに
なるようバイアスされているが、０．６ボルト（シリコ
ントランジスタの場合）というＶｂｅの閾値が差引かれ
ると（端子１２４におけるＡＧＣ電圧と＋０．３ボルト
のバイアス電圧との和から０．６ボルトのＶｂｅ閾値な
減算する）、結果的に端子１２４におけるビデオＡＧＣ
電圧の値から−０，３ボルトだけ減少すなわち電圧シフ
トしたことになる。このように。

減少すなわちシフトした端子１２４における電圧、およ
び端子１２６における電圧減少量は、トランジスタ１３
２のＶｂｅバイアスを調整することにより決定される。

−０，３ボルトというこの電圧シフトは、利得制御可能
な音声ＩＦ増幅器８２内での１０ｄｂの利得減少に相当
する。

このように、トランジスタ１３２は、バッファ（エミッ
タ・ホロワ）および電圧シフト器としての２つの目的を
果たす、このようにして、ビデオ検波器６０に注入する
ために検波器８４に存在する変調された音声搬送波の振
幅は、減衰器７８によるのみでなく、音声ＩＦ増幅器８
２の利得のＡＧＣ減少によって更に低減される。

次に第７図を参照すると、第５図の検波器／乗算器６０
および８４の回路構成が示されている。タンク回路の構
成素子であるキャパシタ１１０ａとインダクタンス１１
０ｂは、互に並列に接続されて、集積回路乗算器６０の
端子１４８に接続されており、同じようにキャパシタ１
２２（第５図）を通して乗算器８４にＡＣ結合されてい
る。抵抗１１０ｃを接続するか否かは随意であって、も
しタンク回路ｌｌＯの帯域幅を拡大するなど同回路１１
０のｒＱＪを調整することが望ましい場合は、キャパシ
タ１１０ａとインダクタンス１１０ｂの両端子間に接続
される。

乗算器６０．８４は集積回路内で使用される普通の４ク
ワドランド・バイポーラ乗算器である。集積回路トラン
ジスタＱＣＩ−１８および集積回路抵抗ＲＣＩ−１５は
図示のようにチップ上で接続されている。電源Ｂ＋１は
、ダイオードＤＣＩ−４を通って接地点に接続され、そ
の結果タンク回路１１０に図示のごとくバイアスをかけ
ている。電源Ｂ＋２はチップに電力を供給している０乗
算器６０．８４への入力は１１−３で、出力は０１−２
である。

このようにして、４．５ＭＨｚの音声インタキャリヤ信
号を作るためナイキスト勾配で発生された画像搬送波を
使用する時でさえも、音声ＳＡＷにも位相ロック会ルー
プにも頼らずに音声の質を十分に高くできることが判っ
た。換言すれば、音声ＳＡＷフィルタの代りに単一の共
振同調−路８０から成る音声帯域フィルタを使用するこ
と、および４．５Ｍ）Ｉｚのインタキャリヤ音声を作る
ため位相ロック・ルーズの代りに準同期検波器を使用す
ることが共に技術的に可能であることが判明した。この
発明によれば、適切にバズを含まない高品質で高忠実度
の音声を低価格で提供することができる。

以上、図示説明した構成は、現在好ましいと考えられる
この発明の実施例であるが、当該専門家にとっては、こ
れに多数の変更および変形を行ない得ることは当然で、
特許請求の範囲はこの発明の思想に基〈その様な変更や
変形をすべて包含するものである。

【図面の簡単な説明】

第１図乃至第４図は、テレビΦセットにおいてインタキ
ャリヤ音声信号を取り出すための従来技術による回路構
成を示すブロック図。 第５図は、この発明の構成を示すブロック図、第６図は
、第５図のバッファおよび電圧シフト回路の構成を示す
図、 第７図は、第５図の検波器／乗算器の回路図である。 ＩＦ・・・・中間周波数、６０・・・・ビデオ検波器、
７４・・・・ＩＦ帯域フィルタ、８０・・・・音声帯域
フィルタ、８４・・・・音声検波器、１１０・・・・ビ
デオ帯域フィルタ。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）ビデオならびにオーディオの情報でそれぞれ変調
   されかつ相互に所定の周波数だけ隔てられている画像搬
   送波と音声搬送波を含む中間周波数信号の信号源を有す
   るテレビ受像機において、上記信号を処理するための装
   置であって： 上記中間周波数信号を濾波し、上記画像搬送波の第１の
   濾波済成分であってなお上記ビデオ情報により変調され
   ている成分を生成するための中間周波数帯域通過フィル
   タ手段と； 上記中間周波数帯域通過フィルタ手段に結合された入力
   を有し、また上記ビデオ変調成分を比較的含まない画像
   搬送波の第２の濾波済成分を取出すビデオ帯域通過フィ
   ルタを有し、上記画像搬送波の上記第１および第２の濾
   波済成分に応動して、検波されたビデオ信号を生成する
   ためのビデオ検波器手段と； 中間周波数信号を帯域通過濾波し、オーディオ情報で変
   調された音声搬送波を取出すためのもので、実質的に単
   一の並列共振回路より成る音声帯域通過フィルタ手段；
   および ビデオ検波器手段と音声帯域通過フィルタ手段とに結合
   され、上記ビデオ検波器手段から受入れた上記画像搬送
   波の第２の濾波済成分と、音声帯域通過フィルタから受
   入れたオーディオ情報で変調された音声搬送波とを混合
   し、オーディオ情報で変調された音声インタキャリヤよ
   り成る出力を得るための音声検波器手段；とを具備して
   成る中間周波数信号処理装置。