JP2806122B2 - パルス・ドップラーレーダ装置 - Google Patents
パルス・ドップラーレーダ装置Info
- Publication number
- JP2806122B2 JP2806122B2 JP4022424A JP2242492A JP2806122B2 JP 2806122 B2 JP2806122 B2 JP 2806122B2 JP 4022424 A JP4022424 A JP 4022424A JP 2242492 A JP2242492 A JP 2242492A JP 2806122 B2 JP2806122 B2 JP 2806122B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- pulse
- reference signal
- doppler
- range bin
- target
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は高速移動目標を観測対
象とするパルス・ドップラーレーダ装置に関する。
象とするパルス・ドップラーレーダ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、この種のパルス・ドップラーレー
ダ装置については１９９１年電子情報通信学会秋季大会
論文集、Ｂ−９５、“パルス・ドップラーレーダにおけ
る積分効率の改善”に開示されたものがあり、また、同
一出願人より出願の特願平０３−１９１５４０に記され
たものがある。図８はパルス圧縮方式が直線周波数変調
方式（以下、チャープ方式と呼ぶ）のパルス・ドップラ
ーレーダ装置の従来例を示す構成ブロック図である。図
９はパルス圧縮方式が符号変調方式のパルス・ドップラ
ーレーダ装置の従来例を示す構成ブロック図である。上
記図８，図９に示されたパルス・ドップラーレーダ装置
は、後に説明するように、観測中にレンジビンの移動を
伴う高速移動目標に対して、目標のドップラー効果によ
る位相変動と目標のレンジビン移動による影響を補正し
て、パルス圧縮とパルス・ドップラー処理とを行い、高
速移動目標に対して距離測定性能及び速度測定性能を向
上させたパルス・ドップラーレーダ装置である。図８，
図９において、１は送信パルスを発生し変調して周波数
帯域を広げる送信手段，２は受信手段、３はアンテナ、
４は送受切換器、５はパルス圧縮手段、６はパルス積分
処理手段、７は振幅検波器、８は表示器、９はリファレ
ンス信号発生手段である。次に動作の概要を説明する。
図８において、送信手段１の送信パルス発生器１１から
パルス幅τの送信パルスが発生され、図１１（ａ）に示
されるように、パルス伸長器１２によりパルス幅Ｔ（Ｔ
＞＞τ）、周波数帯域幅Δｆ（＝１／τ）のチャープ
（直線周波数変調）パルスが生成される。一方、図９に
おいては、送信手段１の送信パルス発生器１１からパル
ス幅τの送信パルスが発生され、７ビット、バーカ符号
による符号化位相変調の例では、図１２（ａ）に示され
る遅延素子１５と加算器１６を備えた符号化位相変調器
１４により、図１２（ｂ）に示されるパルス幅Ｔの符号
化位相変調パルスが生成される。図８，図９のチャープ
方式、符号変調方式のいずれの場合も、変調された送信
パルスは送受切換器４、アンテナ３を経て送信電波とし
て目標へ放射され、目標で反射された電波はアンテナ３
で受信され、受信信号は送受切換器４を経て、受信手段
２においてディジタル複素ビデオ信号に変換される。
ダ装置については１９９１年電子情報通信学会秋季大会
論文集、Ｂ−９５、“パルス・ドップラーレーダにおけ
る積分効率の改善”に開示されたものがあり、また、同
一出願人より出願の特願平０３−１９１５４０に記され
たものがある。図８はパルス圧縮方式が直線周波数変調
方式（以下、チャープ方式と呼ぶ）のパルス・ドップラ
ーレーダ装置の従来例を示す構成ブロック図である。図
９はパルス圧縮方式が符号変調方式のパルス・ドップラ
ーレーダ装置の従来例を示す構成ブロック図である。上
記図８，図９に示されたパルス・ドップラーレーダ装置
は、後に説明するように、観測中にレンジビンの移動を
伴う高速移動目標に対して、目標のドップラー効果によ
る位相変動と目標のレンジビン移動による影響を補正し
て、パルス圧縮とパルス・ドップラー処理とを行い、高
速移動目標に対して距離測定性能及び速度測定性能を向
上させたパルス・ドップラーレーダ装置である。図８，
図９において、１は送信パルスを発生し変調して周波数
帯域を広げる送信手段，２は受信手段、３はアンテナ、
４は送受切換器、５はパルス圧縮手段、６はパルス積分
処理手段、７は振幅検波器、８は表示器、９はリファレ
ンス信号発生手段である。次に動作の概要を説明する。
図８において、送信手段１の送信パルス発生器１１から
パルス幅τの送信パルスが発生され、図１１（ａ）に示
されるように、パルス伸長器１２によりパルス幅Ｔ（Ｔ
＞＞τ）、周波数帯域幅Δｆ（＝１／τ）のチャープ
（直線周波数変調）パルスが生成される。一方、図９に
おいては、送信手段１の送信パルス発生器１１からパル
ス幅τの送信パルスが発生され、７ビット、バーカ符号
による符号化位相変調の例では、図１２（ａ）に示され
る遅延素子１５と加算器１６を備えた符号化位相変調器
１４により、図１２（ｂ）に示されるパルス幅Ｔの符号
化位相変調パルスが生成される。図８，図９のチャープ
方式、符号変調方式のいずれの場合も、変調された送信
パルスは送受切換器４、アンテナ３を経て送信電波とし
て目標へ放射され、目標で反射された電波はアンテナ３
で受信され、受信信号は送受切換器４を経て、受信手段
２においてディジタル複素ビデオ信号に変換される。
【０００３】上記の受信手段２では、図１３に示される
ように、受信信号はミキサー２１で、局部発振器２２の
出力と積がとられ、中間周波信号に変換される。ミキサ
ー２１の出力はＩＦ（中間周波）アンプ２３で増幅され
た後、２分配され、夫々位相検波器２４へ入力される。
位相検波器２４においてコヒーレント発振器２５の出力
信号との積、及びコヒーレント発振器２５の出力信号の
位相を９０゜移相器２６にて９０゜遅らせた信号との積
がとられ、夫々位相検波される。夫々の位相検波器出力
は受信複素ビデオ信号の実部（Ｉ）及び虚部（Ｑ）とし
て、サンプルホールダ２７によって保持された後、Ａ／
Ｄ変換器２８によりディジタル複素ビデオ信号に変換さ
れる。
ように、受信信号はミキサー２１で、局部発振器２２の
出力と積がとられ、中間周波信号に変換される。ミキサ
ー２１の出力はＩＦ（中間周波）アンプ２３で増幅され
た後、２分配され、夫々位相検波器２４へ入力される。
位相検波器２４においてコヒーレント発振器２５の出力
信号との積、及びコヒーレント発振器２５の出力信号の
位相を９０゜移相器２６にて９０゜遅らせた信号との積
がとられ、夫々位相検波される。夫々の位相検波器出力
は受信複素ビデオ信号の実部（Ｉ）及び虚部（Ｑ）とし
て、サンプルホールダ２７によって保持された後、Ａ／
Ｄ変換器２８によりディジタル複素ビデオ信号に変換さ
れる。
【０００４】受信手段２の出力データはレンジ，パルス
ヒットの２次元データとする。ここで、レンジは送受信
機からの相対距離の単位で、１サンプリングタイムの間
に光が進む距離の半分を表し、パルスヒットは送信パル
ス数の単位である。このレンジ方向データを数パルスヒ
ット分考える。ここではレンジ方向のデータ点数（全レ
ンジビン数）をＮ、パルスヒット方向のデータ点数（こ
れはフーリエ変換点数であり、フーリエ変換後の全ドッ
プラービン数である）をＭとする。受信手段２の出力
は、パルス圧縮手段５に入力される。
ヒットの２次元データとする。ここで、レンジは送受信
機からの相対距離の単位で、１サンプリングタイムの間
に光が進む距離の半分を表し、パルスヒットは送信パル
ス数の単位である。このレンジ方向データを数パルスヒ
ット分考える。ここではレンジ方向のデータ点数（全レ
ンジビン数）をＮ、パルスヒット方向のデータ点数（こ
れはフーリエ変換点数であり、フーリエ変換後の全ドッ
プラービン数である）をＭとする。受信手段２の出力
は、パルス圧縮手段５に入力される。
【０００５】上記のパルス圧縮手段５は、図８，図９に
示されるように以下の構成を有している。受信手段２の
出力を記憶するバッファメモリ５４のデータをレンジ方
向にＮ点フーリエ変換するＮ点ＦＦＴ演算器５２と、Ｎ
点ＦＦＴ演算器５２の出力を記憶する２次元メモリ５６
と、検出対象とする目標の相対速度毎にドップラー効果
による位相変動と観測開始時からの目標のレンジビン移
動とを補正したリファレンス信号を記憶する３次元の参
照メモリ５０と、上記参照メモリ５０の出力と上記２次
元メモリ５６の出力とを複素乗算する複素乗算器５１
と、上記複素乗算結果をバッファメモリ５５を介してレ
ンジ方向に逆フーリエ変換するＮ点ＩＦＦＴ演算器５３
とを備えている。
示されるように以下の構成を有している。受信手段２の
出力を記憶するバッファメモリ５４のデータをレンジ方
向にＮ点フーリエ変換するＮ点ＦＦＴ演算器５２と、Ｎ
点ＦＦＴ演算器５２の出力を記憶する２次元メモリ５６
と、検出対象とする目標の相対速度毎にドップラー効果
による位相変動と観測開始時からの目標のレンジビン移
動とを補正したリファレンス信号を記憶する３次元の参
照メモリ５０と、上記参照メモリ５０の出力と上記２次
元メモリ５６の出力とを複素乗算する複素乗算器５１
と、上記複素乗算結果をバッファメモリ５５を介してレ
ンジ方向に逆フーリエ変換するＮ点ＩＦＦＴ演算器５３
とを備えている。
【０００６】図８，図９に示された従来例では、ドップ
ラー効果によるパルス圧縮への以下のような影響を取り
除くために、リファレンス信号発生手段９において、リ
ファレンス信号発生器９１の後にドップラー補正器９２
が付加されている。今、あるレンジビン内の移動目標
が、ドップラー周波数ｆｄを生ずる相対速度Ｖをもつと
する。チャープ方式の場合、上記の相対速度Ｖをもつ移
動目標で反射された受信パルスの時間対周波数特性（図
１４の点線で示す）は、相対速度が零の目標で反射され
た受信パルスの時間対周波数の特性（図１４の実線で示
す）に対して周波数ｆｄだけシフトしたものとなる。従
来のパルス・ドップラーレーダ装置のパルス圧縮手段の
遅延時間対周波数特性は目標の相対速度が零の場合に対
応しているため、上記移動目標で反射された受信パルス
の圧縮部分が短縮され、図１４の例では、点線で示され
た特性の周波数ｆ1 とｆ2 間に入る領域だけでしかパル
ス圧縮されず、パルス圧縮手段出力×（Δｔｄ／Ｔ）の
損失が生ずる。更に、パルス圧縮手段において、Δｔｄ
＝（Ｔ／Δｆ）ｆｄの遅延が生じ、これは（Δｔｄ／
τ）レンジビンだけ表示レンジの減少に相当する。
ラー効果によるパルス圧縮への以下のような影響を取り
除くために、リファレンス信号発生手段９において、リ
ファレンス信号発生器９１の後にドップラー補正器９２
が付加されている。今、あるレンジビン内の移動目標
が、ドップラー周波数ｆｄを生ずる相対速度Ｖをもつと
する。チャープ方式の場合、上記の相対速度Ｖをもつ移
動目標で反射された受信パルスの時間対周波数特性（図
１４の点線で示す）は、相対速度が零の目標で反射され
た受信パルスの時間対周波数の特性（図１４の実線で示
す）に対して周波数ｆｄだけシフトしたものとなる。従
来のパルス・ドップラーレーダ装置のパルス圧縮手段の
遅延時間対周波数特性は目標の相対速度が零の場合に対
応しているため、上記移動目標で反射された受信パルス
の圧縮部分が短縮され、図１４の例では、点線で示され
た特性の周波数ｆ1 とｆ2 間に入る領域だけでしかパル
ス圧縮されず、パルス圧縮手段出力×（Δｔｄ／Ｔ）の
損失が生ずる。更に、パルス圧縮手段において、Δｔｄ
＝（Ｔ／Δｆ）ｆｄの遅延が生じ、これは（Δｔｄ／
τ）レンジビンだけ表示レンジの減少に相当する。
【０００７】符号変調方式の場合、ドップラー周波数ｆ
ｄの周波数シフトにより、受信パルスの位相回転が生
じ、パルス圧縮前のパルスとリファレンス信号との位相
特性が合わなくなり、レンジサイドローブレベルの増
大、圧縮率の低下、圧縮パルスの位置ずれや分離などの
パルス圧縮性能の劣化により、高速移動目標の距離測定
誤差、又は距離測定不能を伴う。例えば、符号系列にバ
ーカ符号を用いた場合、ドップラーシフトにより圧縮前
のパルス幅Ｔのパルスに２πの位相回転が生ずると、リ
ファレンス信号と位相が全く合わなくなる。１３ビット
バーカ符号を用いた場合のパルス圧縮波形の一例を図１
５に示す。図において、サンプル点とはレンジビンを表
わし、サンプル点１３が目標の存在するレンジビンを示
す。出力はパルス圧縮後の値である。圧縮前のパルス幅
Ｔのパルスに２πの位相回転が生ずると、次式となる。 ２πｆｄ・Ｔ＝２π［ｒａｄ］ （１） 従って、ｆｄ＝２Ｖ／λ、（λ：レーダの送信波長）を
上式に代入して求まる移動目標の相対速度ＶがＶ＝λ／
２Ｔになると、目標の存在するサンプル点１３の出力は
零となり、圧縮不可能となる。
ｄの周波数シフトにより、受信パルスの位相回転が生
じ、パルス圧縮前のパルスとリファレンス信号との位相
特性が合わなくなり、レンジサイドローブレベルの増
大、圧縮率の低下、圧縮パルスの位置ずれや分離などの
パルス圧縮性能の劣化により、高速移動目標の距離測定
誤差、又は距離測定不能を伴う。例えば、符号系列にバ
ーカ符号を用いた場合、ドップラーシフトにより圧縮前
のパルス幅Ｔのパルスに２πの位相回転が生ずると、リ
ファレンス信号と位相が全く合わなくなる。１３ビット
バーカ符号を用いた場合のパルス圧縮波形の一例を図１
５に示す。図において、サンプル点とはレンジビンを表
わし、サンプル点１３が目標の存在するレンジビンを示
す。出力はパルス圧縮後の値である。圧縮前のパルス幅
Ｔのパルスに２πの位相回転が生ずると、次式となる。 ２πｆｄ・Ｔ＝２π［ｒａｄ］ （１） 従って、ｆｄ＝２Ｖ／λ、（λ：レーダの送信波長）を
上式に代入して求まる移動目標の相対速度ＶがＶ＝λ／
２Ｔになると、目標の存在するサンプル点１３の出力は
零となり、圧縮不可能となる。
【０００８】さらに、目標の相対速度が観測時間中にレ
ンジビン移動を生ずる大きさのとき、それぞれの時点で
目標が存在するレンジにパルスが圧縮されるため、観測
時間内のある時刻に目標が存在するレンジビンに着目す
ると、目標のレンジビン移動が生じない場合に比べ、観
測時間が短縮されたのと同様になり、パルス・ドップラ
ー処理において積分効率の低下と、ドップラー分解能の
低下が生じ、目標の速度測定性能が劣化する。そこで、
ドップラー補正器９２で補正したドップラー周波数を生
ずるそれぞれの目標の相対速度について、各パルスの送
信時における観測開始時から目標が移動する距離を、電
波が伝搬するのにかかる時間だけ補正したリファレンス
信号を用意している。そのため、ドップラー補正器９２
の後にレンジビン補正器９３を付加している。この様
に、各ドップラー周波数で補正したリファレンス信号
と、全ドップラー周波数成分が含まれた受信信号とを複
素乗算した後に、レンジビン方向に逆フーリエ変換する
ことにより、パルス圧縮とドップラー周波数分解が行わ
れる。上記パルス圧縮手段の後に積分手段を置くことに
より全パルスの成分をそれぞれのドップラーセルに積分
している。
ンジビン移動を生ずる大きさのとき、それぞれの時点で
目標が存在するレンジにパルスが圧縮されるため、観測
時間内のある時刻に目標が存在するレンジビンに着目す
ると、目標のレンジビン移動が生じない場合に比べ、観
測時間が短縮されたのと同様になり、パルス・ドップラ
ー処理において積分効率の低下と、ドップラー分解能の
低下が生じ、目標の速度測定性能が劣化する。そこで、
ドップラー補正器９２で補正したドップラー周波数を生
ずるそれぞれの目標の相対速度について、各パルスの送
信時における観測開始時から目標が移動する距離を、電
波が伝搬するのにかかる時間だけ補正したリファレンス
信号を用意している。そのため、ドップラー補正器９２
の後にレンジビン補正器９３を付加している。この様
に、各ドップラー周波数で補正したリファレンス信号
と、全ドップラー周波数成分が含まれた受信信号とを複
素乗算した後に、レンジビン方向に逆フーリエ変換する
ことにより、パルス圧縮とドップラー周波数分解が行わ
れる。上記パルス圧縮手段の後に積分手段を置くことに
より全パルスの成分をそれぞれのドップラーセルに積分
している。
【０００９】また、従来例ではＮ点ＦＦＴ演算器５２の
後に、２次元メモリ５６を備えているが、これは観測時
間中の各パルスをＮ点ＦＦＴ演算器５２でレンジビン方
向にフーリエ変換した出力とリファレンス信号とを複素
乗算する時に、繰り返して２次元メモリ５６から信号が
読み出される。また、参照メモリ５０は、リファレンス
信号発生器９１の出力（１次元データ）がドップラー補
正器９２によりドップラー補正され（２次元データ）、
レンジビン補正器９３によりレンジビン補正された出力
（３次元データ）を記憶するために、３次元メモリが使
用されている。
後に、２次元メモリ５６を備えているが、これは観測時
間中の各パルスをＮ点ＦＦＴ演算器５２でレンジビン方
向にフーリエ変換した出力とリファレンス信号とを複素
乗算する時に、繰り返して２次元メモリ５６から信号が
読み出される。また、参照メモリ５０は、リファレンス
信号発生器９１の出力（１次元データ）がドップラー補
正器９２によりドップラー補正され（２次元データ）、
レンジビン補正器９３によりレンジビン補正された出力
（３次元データ）を記憶するために、３次元メモリが使
用されている。
【００１０】次に動作概要を説明する。初めに、図８，
図９のリファレンス信号発生手段９で発生し、パルス圧
縮手段５の参照メモリ５０に予め記憶しておくリファレ
ンス信号について説明する。このリファレンス信号発生
手段９は、リファレンス信号発生器９１とドップラー補
正器９２とレンジビン補正器９３とＮ点ＦＦＴ演算器９
４とを有し、Ｎ点ＦＦＴ演算器９４出力のリファレンス
信号は、参照メモリ５０に入力される。そして、パルス
・ドップラーレーダ装置の信号処理のモードが変わっ
て、リファレンス信号生成パラメータ（レンジビン数
Ｎ、送信パルス幅Ｔ、搬送波周波数ｆ0 、サンプリング
タイムｔs ）が変化しない限り、同一のリファレンス信
号が用いられるので、リファレンス信号発生手段９は一
旦参照メモリ５０にリファレンス信号を入力すると切り
離される。そして、次の信号処理モードに変ったとき
に、リファレンス信号発生手段９は再び接続され、参照
メモリ５０に新たなリファレンス信号が再入力される。
リファレンス信号発生器９１は、送信手段１で生成され
た送信パルス（チャープ方式と符号変調方式の場合、そ
れぞれ図１１（ａ）、図１２（ｂ）に示す）をサンプリ
ング・タイムｔs でサンプリングし、その信号をＴＲ
（ｒ）で表わすと、次式で表されるリファレンス信号Ｒ
（ｒ）を発生する。（チャープ方式と符号変調方式の場
合、それぞれ図１１（ｂ）、図１２（ｃ）に示す）。こ
こでｒはレンジビンを表し、時間をサンプリング・タイ
ムｔs で区切ったものである（ｒ＝ｔ／ｔs ）。
図９のリファレンス信号発生手段９で発生し、パルス圧
縮手段５の参照メモリ５０に予め記憶しておくリファレ
ンス信号について説明する。このリファレンス信号発生
手段９は、リファレンス信号発生器９１とドップラー補
正器９２とレンジビン補正器９３とＮ点ＦＦＴ演算器９
４とを有し、Ｎ点ＦＦＴ演算器９４出力のリファレンス
信号は、参照メモリ５０に入力される。そして、パルス
・ドップラーレーダ装置の信号処理のモードが変わっ
て、リファレンス信号生成パラメータ（レンジビン数
Ｎ、送信パルス幅Ｔ、搬送波周波数ｆ0 、サンプリング
タイムｔs ）が変化しない限り、同一のリファレンス信
号が用いられるので、リファレンス信号発生手段９は一
旦参照メモリ５０にリファレンス信号を入力すると切り
離される。そして、次の信号処理モードに変ったとき
に、リファレンス信号発生手段９は再び接続され、参照
メモリ５０に新たなリファレンス信号が再入力される。
リファレンス信号発生器９１は、送信手段１で生成され
た送信パルス（チャープ方式と符号変調方式の場合、そ
れぞれ図１１（ａ）、図１２（ｂ）に示す）をサンプリ
ング・タイムｔs でサンプリングし、その信号をＴＲ
（ｒ）で表わすと、次式で表されるリファレンス信号Ｒ
（ｒ）を発生する。（チャープ方式と符号変調方式の場
合、それぞれ図１１（ｂ）、図１２（ｃ）に示す）。こ
こでｒはレンジビンを表し、時間をサンプリング・タイ
ムｔs で区切ったものである（ｒ＝ｔ／ｔs ）。
【００１１】
【数１】
【００１２】次に、リファレンス信号Ｒ（ｒ）はドップ
ラー補正器９２に入力され、ドップラー周波数がｆｄだ
けシフトされた時間対周波数特性をもつリファレンス信
号ＲP （ｒ，ｆｄ）が得られる。ここでドップラー周波
数ｆｄは目標の相対速度が未知のため、目標の相対速度
は複数個想定される。例えば、パルス・ドップラー処理
でドップラー分解するときは全種類のドップラー周波数
を用いる。これは送信パルスの繰り返し周波数をＭ分割
した周波数であり、次式で表される。 ｆｄ＝（ＰＲＦ／Ｍ）｛Ｉ−（Ｍ／２）｝， （３） （ＰＲＦ：パルス繰り返し周波数、Ｉ＝１，・・・，Ｍ）
ラー補正器９２に入力され、ドップラー周波数がｆｄだ
けシフトされた時間対周波数特性をもつリファレンス信
号ＲP （ｒ，ｆｄ）が得られる。ここでドップラー周波
数ｆｄは目標の相対速度が未知のため、目標の相対速度
は複数個想定される。例えば、パルス・ドップラー処理
でドップラー分解するときは全種類のドップラー周波数
を用いる。これは送信パルスの繰り返し周波数をＭ分割
した周波数であり、次式で表される。 ｆｄ＝（ＰＲＦ／Ｍ）｛Ｉ−（Ｍ／２）｝， （３） （ＰＲＦ：パルス繰り返し周波数、Ｉ＝１，・・・，Ｍ）
【００１３】以上より求めたｆｄ値を用いて、ドップラ
ー補正器９２の出力ＲP （ｒ，ｆｄ）は次式で表せる。 ＲP （ｒ，ｆｄ）＝Ｒ（ｒ）・ｅｘｐ（−２πｆｄ・ｒ・ｔs ） （４） 上記ドップラー補正器９２の出力ＲP （ｒ，ｆｄ）は、
次いでレンジビン補正器９３に入力される。
ー補正器９２の出力ＲP （ｒ，ｆｄ）は次式で表せる。 ＲP （ｒ，ｆｄ）＝Ｒ（ｒ）・ｅｘｐ（−２πｆｄ・ｒ・ｔs ） （４） 上記ドップラー補正器９２の出力ＲP （ｒ，ｆｄ）は、
次いでレンジビン補正器９３に入力される。
【００１４】レンジビン補正器９３では、ドップラー補
正器９２で想定された目標の速度毎に、観測開始時から
目標が移動した距離をパルスが伝搬するのにかかる時間
を求めて、リファレンス信号をその時間だけ移動させて
いる。ドップラー補正器９２で用いたドップラー周波数
ｆｄに対する目標の相対速度ｖｄは次式で表される。 ｖｄ＝ｆｄ・Ｃ／２ｆ0 （５） （ｆ0 ：搬送波周波数、Ｃ：光速） そして、ドップラー周波数がｆｄとなる目標において、
観測開始からｐパルスヒットした時に、目標が移動した
距離をパルスが伝搬するのにかかる時間ｔ（ｆｄ，ｐ）
は次式のようになる。 ｔ（ｆｄ，ｐ） ＝（ｖｄ・ｐ・Ｔ）／（Ｃ・ｔ s ） ＝（ｆｄ・ｐ・Ｔ）／（２ｆ 0 ・ｔ s ） （Ｔ：送信パルス幅） （６） ここで、この時間ｔ（ｆｄ，ｐ）はサンプリングタイム
ｔs でサンプリングされる。
正器９２で想定された目標の速度毎に、観測開始時から
目標が移動した距離をパルスが伝搬するのにかかる時間
を求めて、リファレンス信号をその時間だけ移動させて
いる。ドップラー補正器９２で用いたドップラー周波数
ｆｄに対する目標の相対速度ｖｄは次式で表される。 ｖｄ＝ｆｄ・Ｃ／２ｆ0 （５） （ｆ0 ：搬送波周波数、Ｃ：光速） そして、ドップラー周波数がｆｄとなる目標において、
観測開始からｐパルスヒットした時に、目標が移動した
距離をパルスが伝搬するのにかかる時間ｔ（ｆｄ，ｐ）
は次式のようになる。 ｔ（ｆｄ，ｐ） ＝（ｖｄ・ｐ・Ｔ）／（Ｃ・ｔ s ） ＝（ｆｄ・ｐ・Ｔ）／（２ｆ 0 ・ｔ s ） （Ｔ：送信パルス幅） （６） ここで、この時間ｔ（ｆｄ，ｐ）はサンプリングタイム
ｔs でサンプリングされる。
【００１５】この時間ｔ（ｆｄ，ｐ）を打ち消すため
に、リファレンス信号も時間軸上でｔ（ｆｄ，ｐ）時間
移動したものを用いる。このリファレンス信号Ｒ
pp（ｒ，ｆｄ，ｐ）は次式で示される。 ＲPP（ｒ，ｆｄ，ｐ） ＝ＲP （ｒ，ｆｄ）・ｕ［Ｎ−（ｒ−ｔ（ｆｄ，ｐ））］ （７） 但し、ｕ（ｒ）＝１， ０≦ｒ＜（Ｔ／ｔs ） ｕ（ｒ）＝０， （Ｔ／ｔs ）≦ｒ＜Ｎ
に、リファレンス信号も時間軸上でｔ（ｆｄ，ｐ）時間
移動したものを用いる。このリファレンス信号Ｒ
pp（ｒ，ｆｄ，ｐ）は次式で示される。 ＲPP（ｒ，ｆｄ，ｐ） ＝ＲP （ｒ，ｆｄ）・ｕ［Ｎ−（ｒ−ｔ（ｆｄ，ｐ））］ （７） 但し、ｕ（ｒ）＝１， ０≦ｒ＜（Ｔ／ｔs ） ｕ（ｒ）＝０， （Ｔ／ｔs ）≦ｒ＜Ｎ
【００１６】次にレンジ補正器９３の出力ＲPP（ｒ，ｆ
ｄ，ｐ）を、空間周波数の領域のデータに変換するため
に、Ｎ点ＦＦＴ演算器９４によりレンジ方向にフーリエ
変換して、次式で示されるリファレンス信号のスペクト
ルＲRPP （ｆｒ，ｆｄ，ｐ）が得られる。ここで、レン
ジ方向にフーリエ変換したデータは空間周波数の領域の
データである。 ＲRPP （ｆｒ，ｆｄ，ｐ）＝ＦR ［ＲPP（ｒ，ｆｄ，Ｐ）］ （８） （ＦR ：レンジ方向のフーリエ変換） 上記のリファレンス信号のスペクトルＲRPP （ｆｒ，ｆ
ｄ，ｐ）を予め参照メモリ５０に記憶する。記憶される
と、リファレンス信号発生手段９は参照メモリ５０と切
り離される。上記のリファレンス信号のスペクトルＲ
RPP （ｆｒ，ｆｄ，ｐ）の生成方法は、チャープ方式と
符号変調方式いずれの場合も同様である。
ｄ，ｐ）を、空間周波数の領域のデータに変換するため
に、Ｎ点ＦＦＴ演算器９４によりレンジ方向にフーリエ
変換して、次式で示されるリファレンス信号のスペクト
ルＲRPP （ｆｒ，ｆｄ，ｐ）が得られる。ここで、レン
ジ方向にフーリエ変換したデータは空間周波数の領域の
データである。 ＲRPP （ｆｒ，ｆｄ，ｐ）＝ＦR ［ＲPP（ｒ，ｆｄ，Ｐ）］ （８） （ＦR ：レンジ方向のフーリエ変換） 上記のリファレンス信号のスペクトルＲRPP （ｆｒ，ｆ
ｄ，ｐ）を予め参照メモリ５０に記憶する。記憶される
と、リファレンス信号発生手段９は参照メモリ５０と切
り離される。上記のリファレンス信号のスペクトルＲ
RPP （ｆｒ，ｆｄ，ｐ）の生成方法は、チャープ方式と
符号変調方式いずれの場合も同様である。
【００１７】次に、パルス圧縮手段５とパルス積分処理
手段６の動作概要について図１０のフローチャートを参
照して説明する。図１０において、ステップ１では、受
信手段２の出力のデータＳ（ｒ）を空間周波数の領域の
データに変換するためにＮ点ＦＦＴ演算器５２でレンジ
方向にフーリエ変換する。このＮ点ＦＦＴ演算器出力は
次式で表せる。 ＳR （ｆｒ）＝ＦR ［Ｓ（ｒ）］ （９） （ｆｒ：空間周波数、ＦR ：レンジ方向のフーリエ変換） これをパルスヒットについて繰り返してＳR （ｆｒ，
ｐ）とし、２次元メモリ５６に入力する。
手段６の動作概要について図１０のフローチャートを参
照して説明する。図１０において、ステップ１では、受
信手段２の出力のデータＳ（ｒ）を空間周波数の領域の
データに変換するためにＮ点ＦＦＴ演算器５２でレンジ
方向にフーリエ変換する。このＮ点ＦＦＴ演算器出力は
次式で表せる。 ＳR （ｆｒ）＝ＦR ［Ｓ（ｒ）］ （９） （ｆｒ：空間周波数、ＦR ：レンジ方向のフーリエ変換） これをパルスヒットについて繰り返してＳR （ｆｒ，
ｐ）とし、２次元メモリ５６に入力する。
【００１８】ステップ２では、ステップ１の出力ＳR
（ｆｒ，ｐ）と、リファレンス信号ＲRPP （ｆｒ，ｆ
ｄ，ｐ）とを複素乗算し、全周波数に渡って位相を一定
に揃えたスペクトル成分を得る。この結果をＵRPP （ｆ
ｒ，ｆｄ，ｐ）とする。 ＵRPP （ｆｒ，ｆｄ，ｐ） ＝ＳR （ｆｒ，ｐ）×ＲRPP （ｆｒ，ｆｄ，ｐ） （１０） これを空間周波数ｆｒについて繰り返し、バッファメモ
リ５５に記憶する。
（ｆｒ，ｐ）と、リファレンス信号ＲRPP （ｆｒ，ｆ
ｄ，ｐ）とを複素乗算し、全周波数に渡って位相を一定
に揃えたスペクトル成分を得る。この結果をＵRPP （ｆ
ｒ，ｆｄ，ｐ）とする。 ＵRPP （ｆｒ，ｆｄ，ｐ） ＝ＳR （ｆｒ，ｐ）×ＲRPP （ｆｒ，ｆｄ，ｐ） （１０） これを空間周波数ｆｒについて繰り返し、バッファメモ
リ５５に記憶する。
【００１９】ステップ３では、複素乗算結果ＵRPP （ｆ
ｒ，ｆｄ，ｐ）を、時間領域のデータに変換するため
に、空間周波数方向に逆フーリエ変換し次式に示すＵPP
（ｒ，ｆｄ，ｐ）とする。 ＵPP（ｒ，ｆｄ，ｐ）＝Ｆfr -1［ＵRPP （ｆｒ，ｆｄ，ｐ）］） （１１） （Ｆfr -1：周波数方向の逆フーリエ変換）
ｒ，ｆｄ，ｐ）を、時間領域のデータに変換するため
に、空間周波数方向に逆フーリエ変換し次式に示すＵPP
（ｒ，ｆｄ，ｐ）とする。 ＵPP（ｒ，ｆｄ，ｐ）＝Ｆfr -1［ＵRPP （ｆｒ，ｆｄ，ｐ）］） （１１） （Ｆfr -1：周波数方向の逆フーリエ変換）
【００２０】ステップ４では上記ステップ２とステップ
３の処理をパルスヒットｐについて繰り返し、２次元メ
モリ６１に記憶する。この逆フーリエ変換結果Ｕ
PP（ｒ，ｆｄ，ｐ）を２次元メモリ６１から読み出し、
それぞれのｒ，ｆｄごとにパルス方向に積分し、Ｗ
（ｒ，ｆｄ）とする。これは、信号をドップラー周波数
成分に分解したものを目標の相対速度に応じたドップラ
ー周波数のところに積分する効果がある。これを次式に
示す。 この積分処理をレンジビンｒについて繰り返す。ステッ
プ４の処理を想定した目標の相対速度に対応するドップ
ラー周波数ｆｄについて繰り返し、積分結果Ｗ（ｒ，ｆ
ｄ）を振幅検波器７で包絡線検波を行い、表示器８に表
示する。
３の処理をパルスヒットｐについて繰り返し、２次元メ
モリ６１に記憶する。この逆フーリエ変換結果Ｕ
PP（ｒ，ｆｄ，ｐ）を２次元メモリ６１から読み出し、
それぞれのｒ，ｆｄごとにパルス方向に積分し、Ｗ
（ｒ，ｆｄ）とする。これは、信号をドップラー周波数
成分に分解したものを目標の相対速度に応じたドップラ
ー周波数のところに積分する効果がある。これを次式に
示す。 この積分処理をレンジビンｒについて繰り返す。ステッ
プ４の処理を想定した目標の相対速度に対応するドップ
ラー周波数ｆｄについて繰り返し、積分結果Ｗ（ｒ，ｆ
ｄ）を振幅検波器７で包絡線検波を行い、表示器８に表
示する。
【００２１】ここで、図８，図９に示した従来例のパル
ス圧縮手段５とパルス積分処理手段６における信号処理
の演算量、及び参照メモリ５０に記憶するリファレンス
信号を生成するリファレンス信号発生手段９における信
号処理の演算量について考える。図１０に示すフローチ
ャートを参照して、ステップ１では、受信信号をレンジ
方向にフーリエ変換するために、Ｎ点フーリエ変換をパ
ルスヒットについてＭ回繰り返す。次にステップ２での
演算量に先立ち、参照メモリ５０に記憶するリファレン
ス信号生成について考える。先ず、Ｎ点のリファレンス
信号を生成し、目標の速度をＬ種類想定したとすると、
Ｎ点のリファレンス信号をＬ回ドップラー補正し、これ
をパルスヒットについてＭ回レンジビン移動補正をす
る。さらに、リファレンス信号をレンジ方向にフーリエ
変換するために、Ｎ点フーリエ変換を目標の速度につい
てＬ回とパルスヒットについてＭ回繰り返す。
ス圧縮手段５とパルス積分処理手段６における信号処理
の演算量、及び参照メモリ５０に記憶するリファレンス
信号を生成するリファレンス信号発生手段９における信
号処理の演算量について考える。図１０に示すフローチ
ャートを参照して、ステップ１では、受信信号をレンジ
方向にフーリエ変換するために、Ｎ点フーリエ変換をパ
ルスヒットについてＭ回繰り返す。次にステップ２での
演算量に先立ち、参照メモリ５０に記憶するリファレン
ス信号生成について考える。先ず、Ｎ点のリファレンス
信号を生成し、目標の速度をＬ種類想定したとすると、
Ｎ点のリファレンス信号をＬ回ドップラー補正し、これ
をパルスヒットについてＭ回レンジビン移動補正をす
る。さらに、リファレンス信号をレンジ方向にフーリエ
変換するために、Ｎ点フーリエ変換を目標の速度につい
てＬ回とパルスヒットについてＭ回繰り返す。
【００２２】ステップ２では、受信信号フーリエ変換出
力とリファレンス信号をレンジビン数Ｎ回の複素乗算を
行う。このステップ２はパルスヒットＭ回およびドップ
ラー補正数Ｌ回繰り返されるため、この複素乗算は全部
でＮ×Ｍ×Ｌ回行われる。
力とリファレンス信号をレンジビン数Ｎ回の複素乗算を
行う。このステップ２はパルスヒットＭ回およびドップ
ラー補正数Ｌ回繰り返されるため、この複素乗算は全部
でＮ×Ｍ×Ｌ回行われる。
【００２３】ステップ３では、複素乗算結果を空間周波
数方向に、Ｎ点逆フーリエ変換を行う。このステップ３
はパルスヒットＭ回およびドップラー補正数Ｌ回繰り返
されるため、このＮ点逆フーリエ変換は全部でＭ×Ｌ回
行われる。
数方向に、Ｎ点逆フーリエ変換を行う。このステップ３
はパルスヒットＭ回およびドップラー補正数Ｌ回繰り返
されるため、このＮ点逆フーリエ変換は全部でＭ×Ｌ回
行われる。
【００２４】ステップ４では、逆フーリエ変換結果をパ
ルス方向にＭ点積分しレンジビンについてＮ回とドップ
ラーについてＬ回繰り返す。
ルス方向にＭ点積分しレンジビンについてＮ回とドップ
ラーについてＬ回繰り返す。
【００２５】以上のように、ステップ１からステップ４
までに、Ｎ点フーリエ変換とＮ点逆フーリエ変換は両方
を合わせて（Ｍ＋Ｍ×Ｌ）回行われ、リファレンス信号
生成時には、Ｎ点フーリエ変換が（Ｍ×Ｌ）回行われ
る。関数ｆ（ｎ）のＮ点離散フーリエ変換（以下、ＤＦ
Ｔと呼ぶ）は次式で表される。
までに、Ｎ点フーリエ変換とＮ点逆フーリエ変換は両方
を合わせて（Ｍ＋Ｍ×Ｌ）回行われ、リファレンス信号
生成時には、Ｎ点フーリエ変換が（Ｍ×Ｌ）回行われ
る。関数ｆ（ｎ）のＮ点離散フーリエ変換（以下、ＤＦ
Ｔと呼ぶ）は次式で表される。
【００２６】従って、Ｎ点離散フーリエ変換は（Ｎ×
Ｎ）回の複素乗算とＮ点の積分をＮ回繰り返すが、高速
フーリエ変換（ＦＦＴ）では、複素乗算回数が｛（ｌｏ
ｇ2 Ｎ−１）×（Ｎ／２）｝となり、ＤＦＴに比べＦＦ
Ｔでは演算量が減るが、ｌｏｇ2 ＮとＮに比例して複素
乗算回数が増加するため、従来のパルス・ドップラーレ
ーダ装置では演算量が大となり、処理時間を長く要する
という課題があった。
Ｎ）回の複素乗算とＮ点の積分をＮ回繰り返すが、高速
フーリエ変換（ＦＦＴ）では、複素乗算回数が｛（ｌｏ
ｇ2 Ｎ−１）×（Ｎ／２）｝となり、ＤＦＴに比べＦＦ
Ｔでは演算量が減るが、ｌｏｇ2 ＮとＮに比例して複素
乗算回数が増加するため、従来のパルス・ドップラーレ
ーダ装置では演算量が大となり、処理時間を長く要する
という課題があった。
【００２７】
【発明が解決しようとする課題】従来のパルス圧縮とパ
ルス・ドップラー処理を行うパルス・ドップラーレーダ
装置は以上のように構成されていて、パルス圧縮とパル
ス・ドップラー処理に要する演算量が大きくなり、処理
時間を要した。
ルス・ドップラー処理を行うパルス・ドップラーレーダ
装置は以上のように構成されていて、パルス圧縮とパル
ス・ドップラー処理に要する演算量が大きくなり、処理
時間を要した。
【００２８】この発明は上記のような課題を解消するた
めに成されたもので、観測中にレンジビンの移動を伴う
高速移動目標に対して、目標のドップラー効果による位
相変動と目標のレンジビン移動による影響を受けない、
もしくは影響が少なく、パルス圧縮とパルス・ドップラ
ー処理に要する演算量を削減し、処理時間を軽減したパ
ルス・ドップラーレーダ装置を得ることを目的とする。
めに成されたもので、観測中にレンジビンの移動を伴う
高速移動目標に対して、目標のドップラー効果による位
相変動と目標のレンジビン移動による影響を受けない、
もしくは影響が少なく、パルス圧縮とパルス・ドップラ
ー処理に要する演算量を削減し、処理時間を軽減したパ
ルス・ドップラーレーダ装置を得ることを目的とする。
【００２９】
【課題を解決するための手段】上記の目標を達成するた
めに、請求項１に係わる発明のパルス圧縮とパルス・ド
ップラー処理を行うパルス・ドップラーレーダ装置にお
いて、リファレンス信号発生器と、上記リファレンス信
号発生器の出力をレンジ方向にフーリエ変換するＦＦＴ
演算器と、上記ＦＦＴ演算器の出力を入力とし観測対象
のレンジビン移動による遅れ時間分の位相回転量を空間
周波数の領域で補正するレンジビン位相補正器とを有
し、目標の観測開始時からのレンジビン移動を補正した
リファレンス信号を発生するリファレンス信号発生手段
と、変調を施された広パルス幅信号を上記リファレンス
信号発生手段の出力を用いて相関処理し狭パルス幅信号
に変換するパルス圧縮手段と、パルス圧縮手段出力をレ
ンジビン毎に全パルスヒット分を加算する積分手段とを
備えたものである。
めに、請求項１に係わる発明のパルス圧縮とパルス・ド
ップラー処理を行うパルス・ドップラーレーダ装置にお
いて、リファレンス信号発生器と、上記リファレンス信
号発生器の出力をレンジ方向にフーリエ変換するＦＦＴ
演算器と、上記ＦＦＴ演算器の出力を入力とし観測対象
のレンジビン移動による遅れ時間分の位相回転量を空間
周波数の領域で補正するレンジビン位相補正器とを有
し、目標の観測開始時からのレンジビン移動を補正した
リファレンス信号を発生するリファレンス信号発生手段
と、変調を施された広パルス幅信号を上記リファレンス
信号発生手段の出力を用いて相関処理し狭パルス幅信号
に変換するパルス圧縮手段と、パルス圧縮手段出力をレ
ンジビン毎に全パルスヒット分を加算する積分手段とを
備えたものである。
【００３０】請求項２に係わる発明のパルス圧縮とパル
ス・ドップラー処理を行うパルス・ドップラーレーダ装
置は、リファレンス信号発生器と、補正に要するドップ
ラー周波数を間引いて削減した間引き型ドップラー補正
器と、観測対象のレンジビン移動を時間領域で補正する
レンジビン補正器と、上記レンジビン補正器の出力をレ
ンジ方向にフーリエ変換するＦＦＴ演算器とを有して、
目標のドップラー効果による位相変動と観測開始時から
の目標のレンジビン移動とを間引いて補正したリファレ
ンス信号を発生するリファレンス信号発生手段と、変調
を施された広パルス幅信号を上記リファレンス信号発生
手段の出力を用いて相関処理し狭パルス幅信号に変換す
るパルス圧縮手段と、パルス圧縮手段出力をパルスヒッ
ト方向にフーリエ変換して目標の相対速度を検出するパ
ルス・ドップラー処理手段とを備えたものである。
ス・ドップラー処理を行うパルス・ドップラーレーダ装
置は、リファレンス信号発生器と、補正に要するドップ
ラー周波数を間引いて削減した間引き型ドップラー補正
器と、観測対象のレンジビン移動を時間領域で補正する
レンジビン補正器と、上記レンジビン補正器の出力をレ
ンジ方向にフーリエ変換するＦＦＴ演算器とを有して、
目標のドップラー効果による位相変動と観測開始時から
の目標のレンジビン移動とを間引いて補正したリファレ
ンス信号を発生するリファレンス信号発生手段と、変調
を施された広パルス幅信号を上記リファレンス信号発生
手段の出力を用いて相関処理し狭パルス幅信号に変換す
るパルス圧縮手段と、パルス圧縮手段出力をパルスヒッ
ト方向にフーリエ変換して目標の相対速度を検出するパ
ルス・ドップラー処理手段とを備えたものである。
【００３１】請求項３に係わる発明のパルス圧縮とパル
ス・ドップラー処理を行うパルス・ドップラーレーダ装
置は、請求項２記載のパルス・ドップラーレーダ装置に
おけるリファレンス信号発生手段が、リファレンス信号
発生器と、リファレンス信号発生器の出力をレンジ方向
にフーリエ変換するＦＦＴ演算器と、上記ＦＦＴ演算器
の出力を入力とし観測対象のレンジビン移動による遅れ
時間分の位相回転量を空間周波数の領域で補正するの
に、補正に要するドップラー周波数を間引いて削減した
間引き型レンジビン位相補正器とを有し、目標の観測開
始時からのレンジビン移動を間引いて補正したリファレ
ンス信号を発生するようにしたものである。
ス・ドップラー処理を行うパルス・ドップラーレーダ装
置は、請求項２記載のパルス・ドップラーレーダ装置に
おけるリファレンス信号発生手段が、リファレンス信号
発生器と、リファレンス信号発生器の出力をレンジ方向
にフーリエ変換するＦＦＴ演算器と、上記ＦＦＴ演算器
の出力を入力とし観測対象のレンジビン移動による遅れ
時間分の位相回転量を空間周波数の領域で補正するの
に、補正に要するドップラー周波数を間引いて削減した
間引き型レンジビン位相補正器とを有し、目標の観測開
始時からのレンジビン移動を間引いて補正したリファレ
ンス信号を発生するようにしたものである。
【００３２】
【作用】上記のように構成された請求項１に係わる発明
のパルス・ドップラーレーダ装置のリファレンス信号発
生手段では、目標のドップラー効果による位相変動の補
正を行わず、時間領域で発生させたリファレンス信号を
フーリエ変換して空間周波数の領域のデータに変換し、
空間周波数の領域で想定した目標のラジアル速度を用い
て目標の観測開始時からのレンジビン移動の補正を行う
ことにより、複数回の加算と複素乗算の組み合わせであ
るフーリエ変換の回数を削減することができ、演算量を
削減し、処理時間を軽減させることができる。
のパルス・ドップラーレーダ装置のリファレンス信号発
生手段では、目標のドップラー効果による位相変動の補
正を行わず、時間領域で発生させたリファレンス信号を
フーリエ変換して空間周波数の領域のデータに変換し、
空間周波数の領域で想定した目標のラジアル速度を用い
て目標の観測開始時からのレンジビン移動の補正を行う
ことにより、複数回の加算と複素乗算の組み合わせであ
るフーリエ変換の回数を削減することができ、演算量を
削減し、処理時間を軽減させることができる。
【００３３】また、請求項２に係わる発明のパルス・ド
ップラーレーダ装置のリファレンス信号発生手段では、
目標のドップラー効果による位相変動の補正と、目標の
観測開始時からのレンジビン移動の補正とに要するドッ
プラー周波数を間引いて削減することにより、リファレ
ンス信号発生のための演算量を削減するとともに、パル
ス圧縮手段内の複素乗算及び逆フーリエ変換の演算量を
削減し、処理時間を軽減させることができる。この際、
パルス圧縮手段出力をパルスヒット方向にフーリエ変換
するパルス・ドップラー処理を行うことにより、ドップ
ラー補正及びレンジビン移動補正に要するドップラー周
波数を削減してもドップラー分解能を低下させることは
ない。
ップラーレーダ装置のリファレンス信号発生手段では、
目標のドップラー効果による位相変動の補正と、目標の
観測開始時からのレンジビン移動の補正とに要するドッ
プラー周波数を間引いて削減することにより、リファレ
ンス信号発生のための演算量を削減するとともに、パル
ス圧縮手段内の複素乗算及び逆フーリエ変換の演算量を
削減し、処理時間を軽減させることができる。この際、
パルス圧縮手段出力をパルスヒット方向にフーリエ変換
するパルス・ドップラー処理を行うことにより、ドップ
ラー補正及びレンジビン移動補正に要するドップラー周
波数を削減してもドップラー分解能を低下させることは
ない。
【００３４】また、請求項３に係わる発明のパルス・ド
ップラーレーダ装置のリファレンス信号発生手段では、
目標のドップラー効果による位相変動の補正を行わず、
時間領域で発生させたリファレンス信号をフーリエ変換
して空間周波数の領域のデータに変換し、空間周波数の
領域で目標の観測開始時からのレンジビン移動の補正を
行うのに、補正に要するドップラー周波数を間引いて削
減することにより、リファレンス信号発生のための演算
量を削減するとともに、パルス圧縮手段内の複素乗算及
び逆フーリエ変換の演算量を削減し、処理時間を軽減さ
せることができる。この際、パルス圧縮手段出力をパル
スヒット方向にフーリエ変換するパルス・ドップラー処
理を行うことにより、レンジビン移動補正に要するドッ
プラー周波数を削減してもドップラー分解能を低下させ
ることはない。
ップラーレーダ装置のリファレンス信号発生手段では、
目標のドップラー効果による位相変動の補正を行わず、
時間領域で発生させたリファレンス信号をフーリエ変換
して空間周波数の領域のデータに変換し、空間周波数の
領域で目標の観測開始時からのレンジビン移動の補正を
行うのに、補正に要するドップラー周波数を間引いて削
減することにより、リファレンス信号発生のための演算
量を削減するとともに、パルス圧縮手段内の複素乗算及
び逆フーリエ変換の演算量を削減し、処理時間を軽減さ
せることができる。この際、パルス圧縮手段出力をパル
スヒット方向にフーリエ変換するパルス・ドップラー処
理を行うことにより、レンジビン移動補正に要するドッ
プラー周波数を削減してもドップラー分解能を低下させ
ることはない。
【００３５】
実施例１．以下、請求項１に係わる発明の実施例につい
て図を参照して説明する。図１，図２はそれぞれ本発明
のパルス・ドップラーレーダ装置のパルス圧縮方式がチ
ャープ方式の場合と、符号変調方式の場合の実施例１を
示す構成ブロック図である。図１，図２において、１は
送信パルスを発生し変調して周波数帯域を広げる送信手
段、２は受信手段、３はアンテナ、４は送受切替器、５
はパルス圧縮処理手段、６はパルス積分処理手段、７は
振幅検波器、８は表示器、９はリファレンス信号発生手
段である。従来例と同一構成の上記の送信手段１、受信
手段２、アンテナ３、送受切替器４、パルス圧縮処理手
段５、パルス積分処理手段６、振幅検波器７、表示器８
については既に説明してあるので、ここでは説明を省略
する。
て図を参照して説明する。図１，図２はそれぞれ本発明
のパルス・ドップラーレーダ装置のパルス圧縮方式がチ
ャープ方式の場合と、符号変調方式の場合の実施例１を
示す構成ブロック図である。図１，図２において、１は
送信パルスを発生し変調して周波数帯域を広げる送信手
段、２は受信手段、３はアンテナ、４は送受切替器、５
はパルス圧縮処理手段、６はパルス積分処理手段、７は
振幅検波器、８は表示器、９はリファレンス信号発生手
段である。従来例と同一構成の上記の送信手段１、受信
手段２、アンテナ３、送受切替器４、パルス圧縮処理手
段５、パルス積分処理手段６、振幅検波器７、表示器８
については既に説明してあるので、ここでは説明を省略
する。
【００３６】上記のリファレンス信号発生手段９は、図
１，図２に示すように以下の構成をしている。従来例と
同様にリファレンス信号を発生するリファレンス信号発
生器９１と、リファレンス信号をレンジ方向にフーリエ
変換するＮ点ＦＦＴ演算器９４と、レンジビン移動によ
る遅れ時間分の位相回転量を空間周波数の領域で補正す
るレンジビン位相補正器９５とを備えている。図８，図
９に示した従来例では、リファレンス信号発生器９１で
発生したリファレンス信号を、ドップラー補正器９２で
ドップラー効果による位相変動を補正し、更にレンジビ
ン補正器９３で目標のラジアル速度によるレンジビン移
動を補正したリファレンス信号をＮ点フーリエ変換器９
４でフーリエ変換し、空間周波数の領域の信号に変換
し、このリファレンス信号を用いてパルス圧縮を行って
いた。
１，図２に示すように以下の構成をしている。従来例と
同様にリファレンス信号を発生するリファレンス信号発
生器９１と、リファレンス信号をレンジ方向にフーリエ
変換するＮ点ＦＦＴ演算器９４と、レンジビン移動によ
る遅れ時間分の位相回転量を空間周波数の領域で補正す
るレンジビン位相補正器９５とを備えている。図８，図
９に示した従来例では、リファレンス信号発生器９１で
発生したリファレンス信号を、ドップラー補正器９２で
ドップラー効果による位相変動を補正し、更にレンジビ
ン補正器９３で目標のラジアル速度によるレンジビン移
動を補正したリファレンス信号をＮ点フーリエ変換器９
４でフーリエ変換し、空間周波数の領域の信号に変換
し、このリファレンス信号を用いてパルス圧縮を行って
いた。
【００３７】ここで、ドップラー効果によるパルス圧縮
への影響を考える。チャープ方式の場合、従来例で説明
したように、ドップラー効果によるパルス圧縮の損失は
次のようになる。 パルス圧縮手段出力×｛（２×ｆ0 ×Ｖ）／（△ｆ×
Ｃ）｝，（但し、ｆ0 ：搬送波中心周波数、Ｖ：移動目
標のラジアル速度、△ｆ：帯域幅、Ｃ：光速）となる。
例えば、ｆ0 を１０ＧＨｚ，△ｆを１０ＭＨｚとしたと
き、目標ラジアル速度が３．３マッハ（１Ｋｍ／ｓ）で
あったとすると、パルス圧縮の損失はパルス圧縮手段出
力×０．００７となる。この様に、一般にドップラー効
果によるパルス圧縮への影響は小さい。また、符号変調
方式（バーカ符号の場合）では、圧縮前のパルス幅Ｔの
パルスに生ずる位相回転の量がπより小さい場合、パル
ス圧縮の損失は約０．５以下となる。この時の目標のラ
ジアル速度Ｖは、Ｖ＜Ｃ／（４ｆ0 ・Ｔ）であり、この
様なとき、ドップラー効果によるパルス圧縮への影響は
小さい。
への影響を考える。チャープ方式の場合、従来例で説明
したように、ドップラー効果によるパルス圧縮の損失は
次のようになる。 パルス圧縮手段出力×｛（２×ｆ0 ×Ｖ）／（△ｆ×
Ｃ）｝，（但し、ｆ0 ：搬送波中心周波数、Ｖ：移動目
標のラジアル速度、△ｆ：帯域幅、Ｃ：光速）となる。
例えば、ｆ0 を１０ＧＨｚ，△ｆを１０ＭＨｚとしたと
き、目標ラジアル速度が３．３マッハ（１Ｋｍ／ｓ）で
あったとすると、パルス圧縮の損失はパルス圧縮手段出
力×０．００７となる。この様に、一般にドップラー効
果によるパルス圧縮への影響は小さい。また、符号変調
方式（バーカ符号の場合）では、圧縮前のパルス幅Ｔの
パルスに生ずる位相回転の量がπより小さい場合、パル
ス圧縮の損失は約０．５以下となる。この時の目標のラ
ジアル速度Ｖは、Ｖ＜Ｃ／（４ｆ0 ・Ｔ）であり、この
様なとき、ドップラー効果によるパルス圧縮への影響は
小さい。
【００３８】次に、ドップラー効果の影響に対するレン
ジビン移動の影響を考える。レンジビン移動の影響は観
測時間というパラメータが新たに入るが、一般のレーダ
諸元において、レンジビン移動を伴うような場合、ドッ
プラー効果によるパルス圧縮への影響と比べて、レンジ
ビン移動による影響の方が大きい。
ジビン移動の影響を考える。レンジビン移動の影響は観
測時間というパラメータが新たに入るが、一般のレーダ
諸元において、レンジビン移動を伴うような場合、ドッ
プラー効果によるパルス圧縮への影響と比べて、レンジ
ビン移動による影響の方が大きい。
【００３９】従って、請求項１に係わる発明では、演算
量を削減するために、パルス圧縮とパルス・ドップラー
処理を行うパルス・ドップラーレーダ装置において、パ
ルス圧縮への影響が比較的小さいドップラー効果による
影響の補正を省くことにより、リファレンス信号発生手
段９における演算量を削減する。このリファレンス信号
発生手段９における演算量の削減は、パルス・ドップラ
ーレーダ装置の信号処理モードが切り替わって、新たな
リファレンス信号を発生させる際に演算量を削減でき
る。
量を削減するために、パルス圧縮とパルス・ドップラー
処理を行うパルス・ドップラーレーダ装置において、パ
ルス圧縮への影響が比較的小さいドップラー効果による
影響の補正を省くことにより、リファレンス信号発生手
段９における演算量を削減する。このリファレンス信号
発生手段９における演算量の削減は、パルス・ドップラ
ーレーダ装置の信号処理モードが切り替わって、新たな
リファレンス信号を発生させる際に演算量を削減でき
る。
【００４０】次に、リファレンス信号発生手段９の動作
概要について図１，図２を参照して説明する。リファレ
ンス信号発生器９１は、従来と同様に式２で示すリファ
レンス信号Ｒ（ｒ）を発生する。次に、リファレンス信
号Ｒ（ｒ）はＮ点ＦＦＴ演算器９４に入力され、空間周
波数の領域のデータに変換するためにフーリエ変換され
る。このＮ点ＦＦＴ演算器出力ＲR （ｆｒ）は次式で表
せる。 ＲR （ｆｒ）＝ＦR ［Ｒ（ｒ）］ （１４） （ＦR ：レンジ方向のフーリエ変換、ｆｒ：空間周波数）
概要について図１，図２を参照して説明する。リファレ
ンス信号発生器９１は、従来と同様に式２で示すリファ
レンス信号Ｒ（ｒ）を発生する。次に、リファレンス信
号Ｒ（ｒ）はＮ点ＦＦＴ演算器９４に入力され、空間周
波数の領域のデータに変換するためにフーリエ変換され
る。このＮ点ＦＦＴ演算器出力ＲR （ｆｒ）は次式で表
せる。 ＲR （ｆｒ）＝ＦR ［Ｒ（ｒ）］ （１４） （ＦR ：レンジ方向のフーリエ変換、ｆｒ：空間周波数）
【００４１】Ｎ点ＦＦＴ演算器出力ＲR （ｆｒ）は、レ
ンジビン位相補正器９５に入力される。観測開始からｐ
パルスヒットしたときに、目標が移動した距離をパルス
が伝搬するのにかかる時間ｔ（ｆｄ，ｐ）は従来と同様
に式６で表される。これを用いてレンジビン移動による
遅れ時間分の位相回転量を空間周波数の領域で補正す
る。このレンジビン位相補正器９５の出力ＲPPR （ｆ
ｒ，ｆｄ，ｐ）は次式で表せる。 ＲPPR （ｆｒ，ｆｄ，ｐ） ＝ＲR （ｆｒ）・ｅｘｐ｛−ｊ２πｆ0・ｔ（ｆｄ，ｐ）｝ （ｆ0 ：搬送波周波数） （１５）
ンジビン位相補正器９５に入力される。観測開始からｐ
パルスヒットしたときに、目標が移動した距離をパルス
が伝搬するのにかかる時間ｔ（ｆｄ，ｐ）は従来と同様
に式６で表される。これを用いてレンジビン移動による
遅れ時間分の位相回転量を空間周波数の領域で補正す
る。このレンジビン位相補正器９５の出力ＲPPR （ｆ
ｒ，ｆｄ，ｐ）は次式で表せる。 ＲPPR （ｆｒ，ｆｄ，ｐ） ＝ＲR （ｆｒ）・ｅｘｐ｛−ｊ２πｆ0・ｔ（ｆｄ，ｐ）｝ （ｆ0 ：搬送波周波数） （１５）
【００４２】上記リファレンス信号のスペクトルを予め
参照メモリ５０に記憶する。記憶されると、リファレン
ス信号発生手段９は、参照メモリ５０と切り離される。
上記のリファレンス信号のスペクトルＲPPR （ｆｒ，ｆ
ｄ，ｐ）の生成方法は、チャープ方式と符号変調方式の
いずれの場合も同様である。
参照メモリ５０に記憶する。記憶されると、リファレン
ス信号発生手段９は、参照メモリ５０と切り離される。
上記のリファレンス信号のスペクトルＲPPR （ｆｒ，ｆ
ｄ，ｐ）の生成方法は、チャープ方式と符号変調方式の
いずれの場合も同様である。
【００４３】従来、参照メモリに記憶するリファレンス
信号生成においては、先ず、Ｎ点のリファレンス信号を
生成し、目標の速度をＬ種類想定したとすると、Ｎ点の
リファレンス信号をＬ回ドップラー補正し、これをパル
スヒット数のＭ回レンジビン移動補正し、さらに、リフ
ァレンス信号をレンジ方向にフーリエ変換するために、
Ｎ点フーリエ変換をドップラーについてＬ回と、パルス
ヒットについてＭ回繰り返していた。また、Ｎ点フーリ
エ変換は、｛（ｌｏｇ2 Ｎ−１）・（Ｎ／２）｝回の複
素乗算を繰り返すため、従来のパルス・ドップラーレー
ダでは、演算量が大きくなり、処理時間を長く要した。
しかし、この発明の実施例１では、先ず、Ｎ点のリファ
レンス信号を生成し、リファレンス信号をレンジ方向に
フーリエ変換するためにＮ点フーリエ変換を１回行い、
レンジビン移動による遅れ時間分の位相回転量を補正す
るために、ドップラーについてＬ回と、パルスヒットに
ついてＭ回の複素乗算を行えばよい。これにより、本実
施例１では従来例で行っていた時間領域でのドップラー
補正とレンジビン移動補正を省略して、複素乗算は
｛（ｌｏｇ2 Ｎ−１）・（Ｎ／２）・（Ｌ−Ｍ−１）−
Ｎ・Ｌ・Ｍ｝回削減される。この様に本実施例１では従
来例に比べ、リファレンス信号発生手段における演算量
を削減し、処理時間を軽減できる。
信号生成においては、先ず、Ｎ点のリファレンス信号を
生成し、目標の速度をＬ種類想定したとすると、Ｎ点の
リファレンス信号をＬ回ドップラー補正し、これをパル
スヒット数のＭ回レンジビン移動補正し、さらに、リフ
ァレンス信号をレンジ方向にフーリエ変換するために、
Ｎ点フーリエ変換をドップラーについてＬ回と、パルス
ヒットについてＭ回繰り返していた。また、Ｎ点フーリ
エ変換は、｛（ｌｏｇ2 Ｎ−１）・（Ｎ／２）｝回の複
素乗算を繰り返すため、従来のパルス・ドップラーレー
ダでは、演算量が大きくなり、処理時間を長く要した。
しかし、この発明の実施例１では、先ず、Ｎ点のリファ
レンス信号を生成し、リファレンス信号をレンジ方向に
フーリエ変換するためにＮ点フーリエ変換を１回行い、
レンジビン移動による遅れ時間分の位相回転量を補正す
るために、ドップラーについてＬ回と、パルスヒットに
ついてＭ回の複素乗算を行えばよい。これにより、本実
施例１では従来例で行っていた時間領域でのドップラー
補正とレンジビン移動補正を省略して、複素乗算は
｛（ｌｏｇ2 Ｎ−１）・（Ｎ／２）・（Ｌ−Ｍ−１）−
Ｎ・Ｌ・Ｍ｝回削減される。この様に本実施例１では従
来例に比べ、リファレンス信号発生手段における演算量
を削減し、処理時間を軽減できる。
【００４４】実施例２．以下、請求項２に係わる発明の
実施例について図を参照して説明する。図３，図４はそ
れぞれ本発明のパルス・ドップラーレーダ装置のパルス
圧縮方式がチャープ方式の場合と、符号変調方式の場合
の実施例２を示す構成ブロック図である。図３，図４に
おいて、１は送信パルスを発生し変調して周波数帯域を
広げる送信手段、２は受信手段、３はアンテナ、４は送
受切替器、５はパルス圧縮処理手段、１０はパルス・ド
ップラー処理手段、７は振幅検波器、８は表示器、９は
リファレンス信号発生手段である。従来例と同一構成の
上記の送信手段１、受信手段２、アンテナ３、送受切替
器４、パルス圧縮処理手段５、振幅検波器７、表示器８
については既に説明してあるので、ここでは説明を省略
する。上記のリファレンス信号発生手段９は、図３，図
４に示すように以下の構成をしている。リファレンス信
号発生器９１と、補正に要するドップラー周波数を削減
した間引き型ドップラー補正器９６と、レンジビン移動
量を時間領域で補正するレンジビン補正器９３と、レン
ジビン補正器９３の出力信号をレンジ方向にフーリエ変
換するＮ点ＦＦＴ演算器９４とを備えている。リファレ
ンス信号発生器９１とレンジビン補正器９３とＮ点ＦＦ
Ｔ演算器９４は従来例と同様である。次に、上記パルス
・ドップラー処理手段１０の構成を示す。パルス圧縮処
理手段５の出力を入力し記憶する２次元メモリ１０１
と、上記２次元メモリからデータをパルスヒット方向に
読み出してフーリエ変換するＭ点ＦＦＴ演算器１０２
と、上記Ｍ点ＦＦＴ演算器の出力のうち必要なドップラ
ー周波数に対するデータを記憶する２次元メモリ１０３
を備えている。
実施例について図を参照して説明する。図３，図４はそ
れぞれ本発明のパルス・ドップラーレーダ装置のパルス
圧縮方式がチャープ方式の場合と、符号変調方式の場合
の実施例２を示す構成ブロック図である。図３，図４に
おいて、１は送信パルスを発生し変調して周波数帯域を
広げる送信手段、２は受信手段、３はアンテナ、４は送
受切替器、５はパルス圧縮処理手段、１０はパルス・ド
ップラー処理手段、７は振幅検波器、８は表示器、９は
リファレンス信号発生手段である。従来例と同一構成の
上記の送信手段１、受信手段２、アンテナ３、送受切替
器４、パルス圧縮処理手段５、振幅検波器７、表示器８
については既に説明してあるので、ここでは説明を省略
する。上記のリファレンス信号発生手段９は、図３，図
４に示すように以下の構成をしている。リファレンス信
号発生器９１と、補正に要するドップラー周波数を削減
した間引き型ドップラー補正器９６と、レンジビン移動
量を時間領域で補正するレンジビン補正器９３と、レン
ジビン補正器９３の出力信号をレンジ方向にフーリエ変
換するＮ点ＦＦＴ演算器９４とを備えている。リファレ
ンス信号発生器９１とレンジビン補正器９３とＮ点ＦＦ
Ｔ演算器９４は従来例と同様である。次に、上記パルス
・ドップラー処理手段１０の構成を示す。パルス圧縮処
理手段５の出力を入力し記憶する２次元メモリ１０１
と、上記２次元メモリからデータをパルスヒット方向に
読み出してフーリエ変換するＭ点ＦＦＴ演算器１０２
と、上記Ｍ点ＦＦＴ演算器の出力のうち必要なドップラ
ー周波数に対するデータを記憶する２次元メモリ１０３
を備えている。
【００４５】次に動作の概要を説明する。先ず、はじめ
に、図３，図４のリファレンス信号発生手段９で発生
し、パルス圧縮手段５の参照メモリ５０に予め記憶して
おくリファレンス信号生成について説明する。リファレ
ンス信号発生手段９では、リファレンス信号発生器９１
で、従来例で説明した式２で示されるリファレンス信号
Ｒ（ｒ）を発生する。リファレンス信号Ｒ（ｒ）は、間
引き型ドップラー補正器９６に入力され従来例で説明し
た式４で示されるドップラー補正されたリファレンス信
号ＲP （ｒ，ｆｄ）を得るが、この際、ドップラー補正
するドップラー周波数は次に説明するように間引かれ削
減している。観測時間中の圧縮パルスのピークレベルが
１レンジビン内にあるときは、レンジビンの補正をする
必要はない。従って、観測時間中のレンジビン移動量が
０．５レンジビン以内になる荒い刻みでドップラー補正
を行うドップラー周波数を決定する。補正を行うドップ
ラー周波数の刻み△ｆｄは、次式で表せる。 △ｆｄ≦（０．５・ｆ0 ・ｔs ）／（ＰＲＩ・Ｍ） （１６） （ｆ0 ：搬送波周波数、ｔs ：サンプリングタイム、ＰＲＩ：パルス繰り返し周 期）
に、図３，図４のリファレンス信号発生手段９で発生
し、パルス圧縮手段５の参照メモリ５０に予め記憶して
おくリファレンス信号生成について説明する。リファレ
ンス信号発生手段９では、リファレンス信号発生器９１
で、従来例で説明した式２で示されるリファレンス信号
Ｒ（ｒ）を発生する。リファレンス信号Ｒ（ｒ）は、間
引き型ドップラー補正器９６に入力され従来例で説明し
た式４で示されるドップラー補正されたリファレンス信
号ＲP （ｒ，ｆｄ）を得るが、この際、ドップラー補正
するドップラー周波数は次に説明するように間引かれ削
減している。観測時間中の圧縮パルスのピークレベルが
１レンジビン内にあるときは、レンジビンの補正をする
必要はない。従って、観測時間中のレンジビン移動量が
０．５レンジビン以内になる荒い刻みでドップラー補正
を行うドップラー周波数を決定する。補正を行うドップ
ラー周波数の刻み△ｆｄは、次式で表せる。 △ｆｄ≦（０．５・ｆ0 ・ｔs ）／（ＰＲＩ・Ｍ） （１６） （ｆ0 ：搬送波周波数、ｔs ：サンプリングタイム、ＰＲＩ：パルス繰り返し周 期）
【００４６】上記間引き型ドップラー補正器９６の出力
ＲP （ｒ，ｆｄ）はレンジビン補正器９３に入力され
る。レンジビン補正器９３では、間引き型ドップラー補
正器９４で想定した目標の速度毎に、従来例で説明した
式７で示されるレンジビン移動を補正したリファレンス
信号ＲPP（ｒ，ｆｄ，ｐ）が得られる。次に上記レンジ
ビン補正器９３の出力ＲPP（ｒ，ｆｄ，ｐ）は、従来例
と同様に空間周波数の領域のデータに変換するために、
Ｎ点ＦＦＴ演算器９４によりレンジ方向にフーリエ変換
して、式８で示されるリファレンス信号のスペクトルＲ
RPP （ｆｒ，ｆｄ，ｐ）を得る。上記のリファレンス信
号のスペクトルＲRPP （ｆｒ，ｆｄ，ｐ）を予め参照メ
モリ５０に記憶する。記憶されると、リファレンス信号
発生手段９は、従来例及び実施例１と同様に参照メモリ
５０と切り離される。上記のリファレンス信号のスペク
トルＲRPP （ｆｒ，ｆｄ，ｐ）の生成方法は、チャープ
方式と符号変調方式のいずれの場合も同様である。
ＲP （ｒ，ｆｄ）はレンジビン補正器９３に入力され
る。レンジビン補正器９３では、間引き型ドップラー補
正器９４で想定した目標の速度毎に、従来例で説明した
式７で示されるレンジビン移動を補正したリファレンス
信号ＲPP（ｒ，ｆｄ，ｐ）が得られる。次に上記レンジ
ビン補正器９３の出力ＲPP（ｒ，ｆｄ，ｐ）は、従来例
と同様に空間周波数の領域のデータに変換するために、
Ｎ点ＦＦＴ演算器９４によりレンジ方向にフーリエ変換
して、式８で示されるリファレンス信号のスペクトルＲ
RPP （ｆｒ，ｆｄ，ｐ）を得る。上記のリファレンス信
号のスペクトルＲRPP （ｆｒ，ｆｄ，ｐ）を予め参照メ
モリ５０に記憶する。記憶されると、リファレンス信号
発生手段９は、従来例及び実施例１と同様に参照メモリ
５０と切り離される。上記のリファレンス信号のスペク
トルＲRPP （ｆｒ，ｆｄ，ｐ）の生成方法は、チャープ
方式と符号変調方式のいずれの場合も同様である。
【００４７】次に、パルス圧縮手段５とパルス・ドップ
ラー処理手段１０の動作概要について、図５のフローチ
ャートを参照して説明する。ステップ１では、従来例と
同様に受信手段２の出力のデータＳ（ｒ）を空間周波数
の領域のデータに変換するために、Ｎ点ＦＦＴ演算器５
２で式９で示されるようにレンジ方向にフーリエ変換す
る。これをパルスヒットについて繰り返してＳR （ｆ
ｒ，ｐ）とし、２次元メモリ５６に入力する。ステップ
２では、従来例で説明した、式１０で示されるステップ
１の出力ＳR（ｆｒ，ｐ）と、リファレンス信号ＲRPP
（ｆｒ，ｆｄ，ｐ）とを複素乗算し、ＵRPP （ｆｒ，ｆ
ｄ，ｐ）とする。これを空間周波数ｆｒについて繰り返
し、バッファメモリ５５に記憶する。ステップ３では、
従来例と同様に複素乗算結果ＵRPP （ｆｒ，ｆｄ，ｐ）
を、時間領域のデータに変換するために式１１に示すよ
うに空間周波数方向に逆フーリエ変換しＵPP（ｆ，ｆ
ｄ，ｐ）とする。
ラー処理手段１０の動作概要について、図５のフローチ
ャートを参照して説明する。ステップ１では、従来例と
同様に受信手段２の出力のデータＳ（ｒ）を空間周波数
の領域のデータに変換するために、Ｎ点ＦＦＴ演算器５
２で式９で示されるようにレンジ方向にフーリエ変換す
る。これをパルスヒットについて繰り返してＳR （ｆ
ｒ，ｐ）とし、２次元メモリ５６に入力する。ステップ
２では、従来例で説明した、式１０で示されるステップ
１の出力ＳR（ｆｒ，ｐ）と、リファレンス信号ＲRPP
（ｆｒ，ｆｄ，ｐ）とを複素乗算し、ＵRPP （ｆｒ，ｆ
ｄ，ｐ）とする。これを空間周波数ｆｒについて繰り返
し、バッファメモリ５５に記憶する。ステップ３では、
従来例と同様に複素乗算結果ＵRPP （ｆｒ，ｆｄ，ｐ）
を、時間領域のデータに変換するために式１１に示すよ
うに空間周波数方向に逆フーリエ変換しＵPP（ｆ，ｆ
ｄ，ｐ）とする。
【００４８】ステップ４では、上記ステップ２とステッ
プ３の処理をパルスヒットｐについて繰り返し、２次元
メモリ１０１に記憶する。この逆フーリエ変換結果を２
次元メモリ１０１から読みだし、Ｍ点ＦＦＴ演算器１０
２でパルスヒット方向にＭフーリエ変換し、パルス・ド
ップラー処理を行う。上記の処理により、それぞれのレ
ンジビン毎に、ドップラー周波数ｆｄ２の中心がｆｄ
で、（ｆｄ−ＰＲＦ／２）≦ｆｄ２＜（ｆｄ＋ＲＰＦ／
２），（但し、ＰＲＦ：パルス繰り返し周波数）の範囲
を、△ｆｄ２＝ＰＲＦ／Ｍの刻みで変化するドップラー
周波数成分に分解し、目標の相対速度に対応するドップ
ラーセルに信号電力が積分されることにより、目標の相
対速度を検出できる。上記Ｍ点ＦＦＴ演算器の出力は次
式で表せる。 ＵP （ｒ，ｆｄ，ｆｄ２）＝ＦP ［ＵPP（ｒ，ｆｄ，ｐ）］ （１７） （ＦP ：パルスヒット方向のフーリエ変換） このパルスヒット方向のフーリエ変換をレンジビンｒに
ついて繰り返し２次元メモリ１０３に記憶するが、この
時２次元メモリ１０３にはｆｄ２の有効範囲のデータの
みを記憶する。この有効範囲は式１６に示す補正に要す
るドップラー周波数の荒い刻み△ｆｄを用いて、（ｆｄ
−△ｆｄ／２）≦ｆｄ２＜（ｆｄ＋△ｆｄ／２）で表せ
る。上記ステップ４をドップラー周波数ｆｄについて繰
り返す。以上のようにフーリエ変換を行ってパルス・ド
ップラー処理を行うことにより、ドップラー補正及びレ
ンジビン移動補正に用いるドップラー周波数を間引いて
削減しても、ドップラー分解能は劣化しない。
プ３の処理をパルスヒットｐについて繰り返し、２次元
メモリ１０１に記憶する。この逆フーリエ変換結果を２
次元メモリ１０１から読みだし、Ｍ点ＦＦＴ演算器１０
２でパルスヒット方向にＭフーリエ変換し、パルス・ド
ップラー処理を行う。上記の処理により、それぞれのレ
ンジビン毎に、ドップラー周波数ｆｄ２の中心がｆｄ
で、（ｆｄ−ＰＲＦ／２）≦ｆｄ２＜（ｆｄ＋ＲＰＦ／
２），（但し、ＰＲＦ：パルス繰り返し周波数）の範囲
を、△ｆｄ２＝ＰＲＦ／Ｍの刻みで変化するドップラー
周波数成分に分解し、目標の相対速度に対応するドップ
ラーセルに信号電力が積分されることにより、目標の相
対速度を検出できる。上記Ｍ点ＦＦＴ演算器の出力は次
式で表せる。 ＵP （ｒ，ｆｄ，ｆｄ２）＝ＦP ［ＵPP（ｒ，ｆｄ，ｐ）］ （１７） （ＦP ：パルスヒット方向のフーリエ変換） このパルスヒット方向のフーリエ変換をレンジビンｒに
ついて繰り返し２次元メモリ１０３に記憶するが、この
時２次元メモリ１０３にはｆｄ２の有効範囲のデータの
みを記憶する。この有効範囲は式１６に示す補正に要す
るドップラー周波数の荒い刻み△ｆｄを用いて、（ｆｄ
−△ｆｄ／２）≦ｆｄ２＜（ｆｄ＋△ｆｄ／２）で表せ
る。上記ステップ４をドップラー周波数ｆｄについて繰
り返す。以上のようにフーリエ変換を行ってパルス・ド
ップラー処理を行うことにより、ドップラー補正及びレ
ンジビン移動補正に用いるドップラー周波数を間引いて
削減しても、ドップラー分解能は劣化しない。
【００４９】次に、図５のフローチャートを参照してパ
ルス圧縮手段５とパルス・ドップラー処理手段１０にお
ける演算量がどれくらいあるか考える。先ず、ステップ
１では、受信信号をレンジ方向にフーリエ変換するため
に、Ｎ点フーリエ変換をパルスヒットについてＭ回繰り
返す。次いでステップ２の演算量に先立ち、参照メモリ
に記憶するリファレンス信号生成について考える。先
ず、Ｎ点のリファレンス信号を生成し、目標の速度を式
１６に従って間引き、Ｋ種類を想定したとすると（ここ
で、Ｋ＝Ｌ／（０．５×ｆ0 ×ｔs ），但し、Ｌ：従来
のドップラー補正の回数）、Ｎ点のリファレンス信号を
Ｋ回ドップラー補正し、これをパルスヒット数Ｍ回、レ
ンジビン移動補正をする。さらに、リファレンス信号を
レンジ方向にフーリエ変換するために、Ｎ点フーリエ変
換をドップラーについてＫ回とパルスヒットについてＭ
回繰り返す。ステップ２では、受信信号フーリエ変換出
力とリファレンス信号とをレンジビン数Ｎ回の複素乗算
を行う。従って、このステップ２ではパルスヒットにつ
いてＭ回、及びドップラー補正の回数Ｋ回繰り返される
ため、この複素乗算は全部でＮ×Ｍ×Ｋ回行われる。ス
テップ３では、複素乗算結果を空間周波数方向にＮ点逆
フーリエ変換を行う。このステップ３はパルスヒット数
Ｍ回及びドップラー補正の回数Ｋ回繰り返されるため、
このＮ点逆フーリエ変換は全部でＭ×Ｋ回行われる。ス
テップ４では、逆フーリエ変換結果をパルス方向にＭ点
フーリエ変換を行い、レンジビンについてＮ回とドップ
ラーについてＫ回繰り返す。
ルス圧縮手段５とパルス・ドップラー処理手段１０にお
ける演算量がどれくらいあるか考える。先ず、ステップ
１では、受信信号をレンジ方向にフーリエ変換するため
に、Ｎ点フーリエ変換をパルスヒットについてＭ回繰り
返す。次いでステップ２の演算量に先立ち、参照メモリ
に記憶するリファレンス信号生成について考える。先
ず、Ｎ点のリファレンス信号を生成し、目標の速度を式
１６に従って間引き、Ｋ種類を想定したとすると（ここ
で、Ｋ＝Ｌ／（０．５×ｆ0 ×ｔs ），但し、Ｌ：従来
のドップラー補正の回数）、Ｎ点のリファレンス信号を
Ｋ回ドップラー補正し、これをパルスヒット数Ｍ回、レ
ンジビン移動補正をする。さらに、リファレンス信号を
レンジ方向にフーリエ変換するために、Ｎ点フーリエ変
換をドップラーについてＫ回とパルスヒットについてＭ
回繰り返す。ステップ２では、受信信号フーリエ変換出
力とリファレンス信号とをレンジビン数Ｎ回の複素乗算
を行う。従って、このステップ２ではパルスヒットにつ
いてＭ回、及びドップラー補正の回数Ｋ回繰り返される
ため、この複素乗算は全部でＮ×Ｍ×Ｋ回行われる。ス
テップ３では、複素乗算結果を空間周波数方向にＮ点逆
フーリエ変換を行う。このステップ３はパルスヒット数
Ｍ回及びドップラー補正の回数Ｋ回繰り返されるため、
このＮ点逆フーリエ変換は全部でＭ×Ｋ回行われる。ス
テップ４では、逆フーリエ変換結果をパルス方向にＭ点
フーリエ変換を行い、レンジビンについてＮ回とドップ
ラーについてＫ回繰り返す。
【００５０】従来例における演算量と本実施例２におけ
る演算量とを比較する。演算時間の大半を占める複素乗
算量の差を求めると、参照メモリ内に記憶するリファレ
ンス信号生成に際して、 ｛（ｌｏｇ2 Ｎ−１）・（Ｎ／２）・Ｍ・（Ｌ−Ｋ）｝
回の削減ができる。 また、パルス圧縮処理及びパルスドップラー処理に際し
て、 ｛（１／２）・（ｌｏｇ2 Ｎ−ｌｏｇ2 Ｍ＋２）・Ｎ・
Ｍ・（Ｌ−Ｋ）｝回の削減ができる。 この様に、Ｌ＞Ｋかつ（ｌｏｇ2 Ｎ−ｌｏｇ2 Ｍ＋２）
≧０のときに、本実施例２では従来例に比べ演算量を削
減し、処理時間を軽減することができる。
る演算量とを比較する。演算時間の大半を占める複素乗
算量の差を求めると、参照メモリ内に記憶するリファレ
ンス信号生成に際して、 ｛（ｌｏｇ2 Ｎ−１）・（Ｎ／２）・Ｍ・（Ｌ−Ｋ）｝
回の削減ができる。 また、パルス圧縮処理及びパルスドップラー処理に際し
て、 ｛（１／２）・（ｌｏｇ2 Ｎ−ｌｏｇ2 Ｍ＋２）・Ｎ・
Ｍ・（Ｌ−Ｋ）｝回の削減ができる。 この様に、Ｌ＞Ｋかつ（ｌｏｇ2 Ｎ−ｌｏｇ2 Ｍ＋２）
≧０のときに、本実施例２では従来例に比べ演算量を削
減し、処理時間を軽減することができる。
【００５１】ここで、パルス圧縮手段出力をパルスヒッ
ト方向にフーリエ変換するパルス・ドップラー処理を行
うことにより、ドップラー補正及びレンジビン移動補正
に要するドップラー周波数を削減してもドップラー分解
能を低下させることはない。
ト方向にフーリエ変換するパルス・ドップラー処理を行
うことにより、ドップラー補正及びレンジビン移動補正
に要するドップラー周波数を削減してもドップラー分解
能を低下させることはない。
【００５２】また、ここではパルス・ドップラー処理手
段１０に、Ｍ点ＦＦＴ演算器１０２を用い、２次元メモ
リ１０３にこのＭ点ＦＦＴ演算器出力のうち有効範囲の
データのみ記憶したが、このＭ点ＦＦＴ演算器の代わり
にＭ点ＤＦＴ演算器を用い、有効範囲のデータのみ計算
するようにしてもよい。但し、ドップラー補正及びレン
ジビン移動補正のためのドップラー補正周波数の１種類
の処理におけるパルス・ドップラー処理の出力ドップラ
ーセル数をＪとする。つまり、図５のステップ４におけ
るｆｄ２の有効範囲のデータ数はＪであるが、このＪは
式１６で示される△ｆｄと、△ｆｄ２＝ＰＲＦ／Ｍを用
い、Ｊ＝△ｆｄ／△ｆｄ２で与えられる。パルス・ドッ
プラー処理手段１０に、Ｍ点ＦＦＴ演算器を用いるとき
と、Ｍ点ＤＦＴ演算器を用いるときとの演算量の差Ｄを
求めると次式のようになる。 Ｄ＝（Ｍ点ＦＦＴ演算器を用いたときの演算量）−（Ｍ点ＤＦＴ演算器を用 いたときの演算量） ＝｛（ｌｏｇ2 Ｍ−１）・（Ｍ／２）−Ｊ｝・Ｋ・Ｍ （１８） ここで、Ｄ＞０になるときにＭ点ＤＦＴ演算器を用いる
と演算量を削減できる。
段１０に、Ｍ点ＦＦＴ演算器１０２を用い、２次元メモ
リ１０３にこのＭ点ＦＦＴ演算器出力のうち有効範囲の
データのみ記憶したが、このＭ点ＦＦＴ演算器の代わり
にＭ点ＤＦＴ演算器を用い、有効範囲のデータのみ計算
するようにしてもよい。但し、ドップラー補正及びレン
ジビン移動補正のためのドップラー補正周波数の１種類
の処理におけるパルス・ドップラー処理の出力ドップラ
ーセル数をＪとする。つまり、図５のステップ４におけ
るｆｄ２の有効範囲のデータ数はＪであるが、このＪは
式１６で示される△ｆｄと、△ｆｄ２＝ＰＲＦ／Ｍを用
い、Ｊ＝△ｆｄ／△ｆｄ２で与えられる。パルス・ドッ
プラー処理手段１０に、Ｍ点ＦＦＴ演算器を用いるとき
と、Ｍ点ＤＦＴ演算器を用いるときとの演算量の差Ｄを
求めると次式のようになる。 Ｄ＝（Ｍ点ＦＦＴ演算器を用いたときの演算量）−（Ｍ点ＤＦＴ演算器を用 いたときの演算量） ＝｛（ｌｏｇ2 Ｍ−１）・（Ｍ／２）−Ｊ｝・Ｋ・Ｍ （１８） ここで、Ｄ＞０になるときにＭ点ＤＦＴ演算器を用いる
と演算量を削減できる。
【００５３】実施例３．以下、請求項３に係わる発明の
実施例について図を参照して説明する。図６，図７はそ
れぞれ本発明のパルス・ドップラーレーダ装置のパルス
圧縮方式がチャープ方式の場合と、符号変調方式の場合
の実施例３を示す構成ブロック図である。本実施例３
は、実施例１に示したパルス圧縮に用いるリファレンス
信号生成において、ドップラー補正を行わない方法と、
実施例２に示したドップラー補正及びレンジビン補正に
要するドップラー周波数を間引いて削減する方法とを組
み合わせたものである。図６，図７において、１は送信
パルスを発生し変調して周波数帯域を広げる送信手段、
２は受信手段、３はアンテナ、４は送受切替器、５はパ
ルス圧縮処理手段、１０はパルス・ドップラー処理手
段、７は振幅検波器、８は表示器、９はリファレンス信
号発生手段である。従来例と同一構成の上記の送信手段
１、受信手段２、アンテナ３、送受切替器４、パルス圧
縮処理手段５、振幅検波器７、表示器８については既に
説明してあるので、ここでは説明を省略する。また、上
記パルス・ドップラー処理手段１０の構成は、実施例２
と同様であるのでここでは説明を省略する。
実施例について図を参照して説明する。図６，図７はそ
れぞれ本発明のパルス・ドップラーレーダ装置のパルス
圧縮方式がチャープ方式の場合と、符号変調方式の場合
の実施例３を示す構成ブロック図である。本実施例３
は、実施例１に示したパルス圧縮に用いるリファレンス
信号生成において、ドップラー補正を行わない方法と、
実施例２に示したドップラー補正及びレンジビン補正に
要するドップラー周波数を間引いて削減する方法とを組
み合わせたものである。図６，図７において、１は送信
パルスを発生し変調して周波数帯域を広げる送信手段、
２は受信手段、３はアンテナ、４は送受切替器、５はパ
ルス圧縮処理手段、１０はパルス・ドップラー処理手
段、７は振幅検波器、８は表示器、９はリファレンス信
号発生手段である。従来例と同一構成の上記の送信手段
１、受信手段２、アンテナ３、送受切替器４、パルス圧
縮処理手段５、振幅検波器７、表示器８については既に
説明してあるので、ここでは説明を省略する。また、上
記パルス・ドップラー処理手段１０の構成は、実施例２
と同様であるのでここでは説明を省略する。
【００５４】上記のリファレンス信号発生手段９は、図
６，図７に示すように以下の構成をしている。リファレ
ンス信号発生器９１と、リファレンス信号発生器の出力
をレンジ方向にフーリエ変換するＮ点ＦＦＴ演算器９４
と、観測対象のレンジビン移動による遅れ時間分の位相
回転量を空間周波数の領域で補正するのに、補正に要す
るドップラー周波数を削減した間引き型レンジビン位相
補正器９７とを備えている。ここでリファレンス信号発
生器９１とＮ点ＦＦＴ演算器９４は従来例と同様であ
る。
６，図７に示すように以下の構成をしている。リファレ
ンス信号発生器９１と、リファレンス信号発生器の出力
をレンジ方向にフーリエ変換するＮ点ＦＦＴ演算器９４
と、観測対象のレンジビン移動による遅れ時間分の位相
回転量を空間周波数の領域で補正するのに、補正に要す
るドップラー周波数を削減した間引き型レンジビン位相
補正器９７とを備えている。ここでリファレンス信号発
生器９１とＮ点ＦＦＴ演算器９４は従来例と同様であ
る。
【００５５】次に、リファレンス信号発生手段の動作の
概要について説明する。リファレンス信号発生器９１
は、従来例で説明した式２で示すリファレンス信号Ｒ
（ｒ）を発生する。次に、リファレンス信号Ｒ（ｒ）は
Ｎ点ＦＦＴ演算器９４に入力され、空間周波数の領域の
データに変換するためにフーリエ変換される。このＮ点
ＦＦＴ演算器出力ＲR （ｆｒ）は式１４で表される。Ｎ
点ＦＦＴ演算器出力ＲR （ｆｒ）は、間引き型レンジビ
ン位相補正器９７に入力される。実施例１で説明した式
１５で示されるレンジビン移動による位相の補正を行
い、レンジビン移動補正を行ったリファレンス信号のス
ペクトルＲPPR（ｆｒ，ｆｄ，ｐ）を得るが、この補正
に要するドップラー周波数ｆｄは、実施例２で説明した
式１６で与えられる荒い刻み△ｆｄで間引いて削減した
ものを用いている。
概要について説明する。リファレンス信号発生器９１
は、従来例で説明した式２で示すリファレンス信号Ｒ
（ｒ）を発生する。次に、リファレンス信号Ｒ（ｒ）は
Ｎ点ＦＦＴ演算器９４に入力され、空間周波数の領域の
データに変換するためにフーリエ変換される。このＮ点
ＦＦＴ演算器出力ＲR （ｆｒ）は式１４で表される。Ｎ
点ＦＦＴ演算器出力ＲR （ｆｒ）は、間引き型レンジビ
ン位相補正器９７に入力される。実施例１で説明した式
１５で示されるレンジビン移動による位相の補正を行
い、レンジビン移動補正を行ったリファレンス信号のス
ペクトルＲPPR（ｆｒ，ｆｄ，ｐ）を得るが、この補正
に要するドップラー周波数ｆｄは、実施例２で説明した
式１６で与えられる荒い刻み△ｆｄで間引いて削減した
ものを用いている。
【００５６】従来例と同様に、上記リファレンス信号の
スペクトルを予め参照メモリ５０に記憶する。記憶され
ると、リファレンス信号発生手段９は、参照メモリ５０
と切り離される。上記のリファレンス信号のスペクトル
ＲPPR （ｆｒ，ｆｄ，ｐ）の生成方法は、チャープ方式
と符号変調方式のいずれの場合も同様である。次に、パ
ルス圧縮手段５とパルス・ドップラー処理手段１０の動
作概要は、実施例２と同様であるのでここでは説明を省
略する。
スペクトルを予め参照メモリ５０に記憶する。記憶され
ると、リファレンス信号発生手段９は、参照メモリ５０
と切り離される。上記のリファレンス信号のスペクトル
ＲPPR （ｆｒ，ｆｄ，ｐ）の生成方法は、チャープ方式
と符号変調方式のいずれの場合も同様である。次に、パ
ルス圧縮手段５とパルス・ドップラー処理手段１０の動
作概要は、実施例２と同様であるのでここでは説明を省
略する。
【００５７】次に、演算量がどれくらいあるか考える。
パルス圧縮処理手段とパルス・ドップラー処理手段にお
ける演算量は実施例２と同様であり、従来例との演算量
の差は、演算時間の大半を占める複素乗算量において
｛（１／２）・（ｌｏｇ2 Ｎ−ｌｏｇ2 Ｍ＋２）・Ｎ・
Ｍ・（Ｌ−Ｋ）｝回の削減になる。そして、Ｌ＞Ｋかつ
（ｌｏｇ2 Ｎ−ｌｏｇ2 Ｍ＋２）≧０のときに、従来例
に比べ演算量を削減し、処理時間を軽減できる。さら
に、本実施例３は、従来例に比べ、参照メモリに記憶す
るリファレンス信号の生成における演算量を削減してい
る。本実施例３では、先ず、Ｎ点のリファレンス信号を
生成し、リファレンス信号をレンジ方向にフーリエ変換
するために、Ｎ点フーリエ変換を１回行い、レンジビン
移動による遅れ時間分の位相回転量を補正するために、
間引いて削減したドップラー周波数についてＫ回と、パ
ルスヒットについてＭ回の複素乗算を行う。
パルス圧縮処理手段とパルス・ドップラー処理手段にお
ける演算量は実施例２と同様であり、従来例との演算量
の差は、演算時間の大半を占める複素乗算量において
｛（１／２）・（ｌｏｇ2 Ｎ−ｌｏｇ2 Ｍ＋２）・Ｎ・
Ｍ・（Ｌ−Ｋ）｝回の削減になる。そして、Ｌ＞Ｋかつ
（ｌｏｇ2 Ｎ−ｌｏｇ2 Ｍ＋２）≧０のときに、従来例
に比べ演算量を削減し、処理時間を軽減できる。さら
に、本実施例３は、従来例に比べ、参照メモリに記憶す
るリファレンス信号の生成における演算量を削減してい
る。本実施例３では、先ず、Ｎ点のリファレンス信号を
生成し、リファレンス信号をレンジ方向にフーリエ変換
するために、Ｎ点フーリエ変換を１回行い、レンジビン
移動による遅れ時間分の位相回転量を補正するために、
間引いて削減したドップラー周波数についてＫ回と、パ
ルスヒットについてＭ回の複素乗算を行う。
【００５８】以上により本実施例３では、複素乗算は従
来例に対して次の回数削減できる。 ｛（ｌｏｇ2 Ｎ−１）・（Ｎ／２）・（Ｌ・Ｍ−１）−
Ｎ・Ｋ・Ｍ｝回。 また、実施例１，実施例２に対して、それぞれ次の回数
削減できる。 ｛Ｎ・Ｍ・（Ｌ−Ｋ）｝回、｛（ｌｏｇ2 Ｎ−１）・
（Ｎ／２）・（Ｋ・Ｍ−１）−Ｎ・Ｋ・Ｍ｝回。 この様に本実施例３では、従来例に比べ、リファレンス
信号発生手段における演算量を削減し、処理時間を軽減
することができ、さらに、実施例１，実施例２に比べ
て、リファレンス信号発生手段における演算量を削減
し、処理時間を軽減できる。
来例に対して次の回数削減できる。 ｛（ｌｏｇ2 Ｎ−１）・（Ｎ／２）・（Ｌ・Ｍ−１）−
Ｎ・Ｋ・Ｍ｝回。 また、実施例１，実施例２に対して、それぞれ次の回数
削減できる。 ｛Ｎ・Ｍ・（Ｌ−Ｋ）｝回、｛（ｌｏｇ2 Ｎ−１）・
（Ｎ／２）・（Ｋ・Ｍ−１）−Ｎ・Ｋ・Ｍ｝回。 この様に本実施例３では、従来例に比べ、リファレンス
信号発生手段における演算量を削減し、処理時間を軽減
することができ、さらに、実施例１，実施例２に比べ
て、リファレンス信号発生手段における演算量を削減
し、処理時間を軽減できる。
【００５９】ここで、パルス圧縮手段出力をパルスヒッ
ト方向にフーリエ変換するパルス・ドップラー処理を行
うことにより、レンジビン移動補正に要するドップラー
周波数を削減してもドップラー分解能を低下させること
はない。
ト方向にフーリエ変換するパルス・ドップラー処理を行
うことにより、レンジビン移動補正に要するドップラー
周波数を削減してもドップラー分解能を低下させること
はない。
【００６０】また、ここではパルス・ドップラー処理手
段１０に、Ｍ点ＦＦＴ演算器１０２を用い、２次元メモ
リ１０３にこのＭ点ＦＦＴ演算器出力のうち有効範囲の
データのみ記憶したが、このＭ点ＦＦＴ演算器の代わり
にＭ点ＤＦＴ演算器を用い、有効範囲のデータのみ計算
するようにしてもよい。このとき、式１８で示される数
だけＭ点ＤＦＴ演算器を用いると演算量を削減すること
ができる。
段１０に、Ｍ点ＦＦＴ演算器１０２を用い、２次元メモ
リ１０３にこのＭ点ＦＦＴ演算器出力のうち有効範囲の
データのみ記憶したが、このＭ点ＦＦＴ演算器の代わり
にＭ点ＤＦＴ演算器を用い、有効範囲のデータのみ計算
するようにしてもよい。このとき、式１８で示される数
だけＭ点ＤＦＴ演算器を用いると演算量を削減すること
ができる。
【００６１】
【発明の効果】以上のように請求項１に係わる発明によ
れば、目標のドップラー効果による位相変動の補正を行
わず、時間領域で発生させたリファレンス信号をフーリ
エ変換して空間周波数の領域のデータに変換し、空間周
波数の領域で、想定したラジアル速度の目標の観測開始
時からのレンジビン移動の補正を位相変化分の複素乗算
として行うことにより、複数回の加算と複素乗算の組み
合わせであるフーリエ変換の回数を削減することがで
き、演算量を削減し、処理時間を軽減させたパルス・ド
ップラーレーダ装置を得ることができる。
れば、目標のドップラー効果による位相変動の補正を行
わず、時間領域で発生させたリファレンス信号をフーリ
エ変換して空間周波数の領域のデータに変換し、空間周
波数の領域で、想定したラジアル速度の目標の観測開始
時からのレンジビン移動の補正を位相変化分の複素乗算
として行うことにより、複数回の加算と複素乗算の組み
合わせであるフーリエ変換の回数を削減することがで
き、演算量を削減し、処理時間を軽減させたパルス・ド
ップラーレーダ装置を得ることができる。
【００６２】また、請求項２に係わる発明によれば、リ
ファレンス信号発生手段において、目標のドップラー効
果による位相変動の補正と目標の観測開始時からのレン
ジビン移動の補正とに要するドップラー周波数を間引い
て削減することにより、リファレンス信号発生のための
演算量を削減するとともに、パルス圧縮手段内の複素乗
算及び逆フーリエ変換の演算量を削減し、処理時間を軽
減させ、そして上記のドップラー補正及びレンジビン移
動補正に要するドップラー周波数を削減しても、ドップ
ラー分解能を低下しないパルス・ドップラーレーダ装置
を得ることができる。
ファレンス信号発生手段において、目標のドップラー効
果による位相変動の補正と目標の観測開始時からのレン
ジビン移動の補正とに要するドップラー周波数を間引い
て削減することにより、リファレンス信号発生のための
演算量を削減するとともに、パルス圧縮手段内の複素乗
算及び逆フーリエ変換の演算量を削減し、処理時間を軽
減させ、そして上記のドップラー補正及びレンジビン移
動補正に要するドップラー周波数を削減しても、ドップ
ラー分解能を低下しないパルス・ドップラーレーダ装置
を得ることができる。
【００６３】また、請求項３に係わる発明によれば、リ
ファレンス信号発生手段において、目標のドップラー効
果による位相変動の補正を行わず、時間領域で発生させ
たリファレンス信号をフーリエ変換して空間周波数の領
域のデータに変換し、空間周波数の領域で、目標の観測
開始時からのレンジビン移動の補正を行うのに、補正に
要するドップラー周波数を間引いて削減することによ
り、リファレンス信号発生のための演算量を削減すると
ともに、またパルス圧縮手段内の複素乗算及び逆フーリ
エ変換の演算量を削減し、処理時間を軽減させ、そして
上記のレンジビン移動補正に要するドップラー周波数を
削減しても、ドップラー分解能を低下しないパルス・ド
ップラーレーダ装置を得ることができる。
ファレンス信号発生手段において、目標のドップラー効
果による位相変動の補正を行わず、時間領域で発生させ
たリファレンス信号をフーリエ変換して空間周波数の領
域のデータに変換し、空間周波数の領域で、目標の観測
開始時からのレンジビン移動の補正を行うのに、補正に
要するドップラー周波数を間引いて削減することによ
り、リファレンス信号発生のための演算量を削減すると
ともに、またパルス圧縮手段内の複素乗算及び逆フーリ
エ変換の演算量を削減し、処理時間を軽減させ、そして
上記のレンジビン移動補正に要するドップラー周波数を
削減しても、ドップラー分解能を低下しないパルス・ド
ップラーレーダ装置を得ることができる。
【図１】本発明のパルス・ドップラーレーダ装置（チャ
ープ方式の場合）の実施例１を示す構成ブロック図であ
る。
ープ方式の場合）の実施例１を示す構成ブロック図であ
る。
【図２】本発明のパルス・ドップラーレーダ装置（符号
変調方式の場合）の実施例１を示す構成ブロック図であ
る。
変調方式の場合）の実施例１を示す構成ブロック図であ
る。
【図３】本発明のパルス・ドップラーレーダ装置（チャ
ープ方式の場合）の実施例２を示す構成ブロック図であ
る。
ープ方式の場合）の実施例２を示す構成ブロック図であ
る。
【図４】本発明のパルス・ドップラーレーダ装置（符号
変調方式の場合）の実施例２を示す構成ブロック図であ
る。
変調方式の場合）の実施例２を示す構成ブロック図であ
る。
【図５】図３，図４に示すパルス圧縮手段とパルス・ド
ップラー処理手段における信号処理のフローチャートで
ある。
ップラー処理手段における信号処理のフローチャートで
ある。
【図６】本発明のパルス・ドップラーレーダ装置（チャ
ープ方式の場合）の実施例３を示す構成ブロック図であ
る。
ープ方式の場合）の実施例３を示す構成ブロック図であ
る。
【図７】本発明のパルス・ドップラーレーダ装置（符号
変調方式の場合）の実施例３を示す構成ブロック図であ
る。
変調方式の場合）の実施例３を示す構成ブロック図であ
る。
【図８】従来のパルス・ドップラーレーダ装置（チャー
プ方式の場合）の構成ブロック図である。
プ方式の場合）の構成ブロック図である。
【図９】従来のパルス・ドップラーレーダ装置（符号変
調方式の場合）の構成ブロック図である。
調方式の場合）の構成ブロック図である。
【図１０】図８，図９に示すパルス圧縮手段とパルス積
分処理手段における信号処理のフローチャートである。
分処理手段における信号処理のフローチャートである。
【図１１】図８の各信号波形を説明する図である。
【図１２】図９の各信号波形を説明する図である。
【図１３】図１〜図４，図６〜図９に示す受信手段の内
部構成図である。
部構成図である。
【図１４】パルス・ドップラーレーダ装置（チャープ方
式の場合）のドップラー効果によるパルス圧縮への影響
を説明する図である。
式の場合）のドップラー効果によるパルス圧縮への影響
を説明する図である。
【図１５】パルス・ドップラーレーダ装置（符号変調方
式の場合）のドップラー効果によるパルス圧縮への影響
を説明する図である。
式の場合）のドップラー効果によるパルス圧縮への影響
を説明する図である。
１ 送信手段 ２ 受信手段 ３ アンテナ ４ 送受切換器 ５ パルス圧縮処理手段 ６ パルス積分処理手段 ７ 振幅検波器 ８ 表示器 ９ リファレンス信号発生手段 １０ パルス・ドップラー処理手段
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平４−188089（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−206781（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−172935（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−107349（ＪＰ，Ａ) 特許2642803（ＪＰ，Ｂ２) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) G01S 7/00 - 7/42 G01S 13/00 - 13/95
Claims (3)
- 【請求項１】 パルス圧縮とパルス・ドップラー処理を
行うパルス・ドップラーレーダ装置において、リファレ
ンス信号発生器と、上記リファレンス信号発生器の出力
をレンジ方向にフーリエ変換するＦＦＴ演算器と、上記
ＦＦＴ演算器の出力を入力とし観測対象のレンジビン移
動による遅れ時間分の位相回転量を補正するレンジビン
位相補正器とを有し、目標の観測開始時からのレンジビ
ン移動を空間周波数の領域で補正したリファレンス信号
を発生するリファレンス信号発生手段と、変調を施され
た広パルス幅信号を上記リファレンス信号発生手段の出
力を用いて相関処理し狭パルス幅信号に変換するパルス
圧縮手段と、パルス圧縮手段出力をレンジビン毎に全パ
ルスヒット分を加算する積分手段とを備えたことを特徴
とするパルス・ドップラーレーダ装置。 - 【請求項２】 パルス圧縮とパルス・ドップラー処理を
行うパルス・ドップラーレーダ装置において、リファレ
ンス信号発生器と、補正に要するドップラー周波数を間
引いて削減した間引き型ドップラー補正器と、観測対象
のレンジビン移動を時間領域で補正するレンジビン補正
器と、上記レンジビン補正器の出力をレンジ方向にフー
リエ変換するＦＦＴ演算器とを有して、目標のドップラ
ー効果による位相変動と観測開始時からの目標のレンジ
ビン移動とを間引いて補正したリファレンス信号を発生
するリファレンス信号発生手段と、変調を施された広パ
ルス幅信号を上記リファレンス信号発生手段の出力を用
いて相関処理し狭パルス幅信号に変換するパルス圧縮手
段と、パルス圧縮手段出力をパルスヒット方向にフーリ
エ変換して目標の相対速度を検出するパルス・ドップラ
ー処理手段とを備えたことを特徴とするパルス・ドップ
ラーレーダ装置。 - 【請求項３】 リファレンス信号発生手段が、リファレ
ンス信号発生器と、リファレンス信号発生器の出力をレ
ンジ方向にフーリエ変換するＦＦＴ演算器と、上記ＦＦ
Ｔ演算器の出力を入力とし観測対象のレンジビン移動に
よる遅れ時間分の位相回転量を空間周波数の領域で補正
するのに、補正に要するドップラー周波数を間引いて削
減した間引き型レンジビン位相補正器とを有し、目標の
観測開始時からのレンジビン移動を間引いて補正したリ
ファレンス信号を発生することを特徴とする請求項２記
載のパルス・ドップラーレーダ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4022424A JP2806122B2 (ja) | 1992-02-07 | 1992-02-07 | パルス・ドップラーレーダ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4022424A JP2806122B2 (ja) | 1992-02-07 | 1992-02-07 | パルス・ドップラーレーダ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05215845A JPH05215845A (ja) | 1993-08-27 |
| JP2806122B2 true JP2806122B2 (ja) | 1998-09-30 |
Family
ID=12082307
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4022424A Expired - Fee Related JP2806122B2 (ja) | 1992-02-07 | 1992-02-07 | パルス・ドップラーレーダ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2806122B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7046190B2 (en) * | 2003-07-25 | 2006-05-16 | Raytheon Company | Process for phase-derived range measurements |
| JP2008101997A (ja) * | 2006-10-18 | 2008-05-01 | Mitsubishi Electric Corp | レーダ装置 |
| JP7299601B2 (ja) * | 2019-02-05 | 2023-06-28 | 国立大学法人電気通信大学 | 目標検知装置、目標推定方法およびプログラム |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2642803B2 (ja) | 1990-08-30 | 1997-08-20 | 三菱電機株式会社 | パルス・ドップラーレーダ装置 |
-
1992
- 1992-02-07 JP JP4022424A patent/JP2806122B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2642803B2 (ja) | 1990-08-30 | 1997-08-20 | 三菱電機株式会社 | パルス・ドップラーレーダ装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05215845A (ja) | 1993-08-27 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6646587B2 (en) | Doppler radar apparatus | |
| JP4665962B2 (ja) | 目標物検出装置 | |
| US4450444A (en) | Stepped frequency radar target imaging | |
| US5999119A (en) | CW radar range measuring system with improved range resolution | |
| JP5491877B2 (ja) | レーダ装置、飛翔体誘導装置及び目標検出方法 | |
| JP5871559B2 (ja) | レーダ装置 | |
| JP4834370B2 (ja) | 相関受信処理装置 | |
| US10228459B2 (en) | Radar system and radar signal processing device | |
| JP3274513B2 (ja) | 逆合成アパーチャレーダ信号処理の改善方法及びシステム | |
| CN111551925B (zh) | 基于fft的脉间频率捷变雷达的目标速度估计方法 | |
| EP4206734A1 (en) | Radar detection method and related apparatus | |
| JP2642803B2 (ja) | パルス・ドップラーレーダ装置 | |
| JP2005085167A (ja) | 相関処理装置、相関処理方法、パルス圧縮処理装置及びパルス圧縮処理方法 | |
| JP2014081311A (ja) | レーダ装置 | |
| US5191347A (en) | Pulsed Doppler radar system | |
| JP2806122B2 (ja) | パルス・ドップラーレーダ装置 | |
| JP4005947B2 (ja) | パルスレーダ装置とその信号処理方法 | |
| JPH08297162A (ja) | バイスタティックレーダ装置 | |
| JP2005128011A (ja) | パルス圧縮処理装置 | |
| JP2743719B2 (ja) | 伝搬経路長計測装置 | |
| JPS6349193B2 (ja) | ||
| JP4754981B2 (ja) | パルスレーダ装置 | |
| JP5197125B2 (ja) | パルスレーダ装置 | |
| JP4005007B2 (ja) | レーダ信号処理装置 | |
| JP3366615B2 (ja) | パルスレーダ装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20070724 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080724 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090724 Year of fee payment: 11 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100724 Year of fee payment: 12 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |