JP2805165B2 - マグネトロン用インバータ電源の制御方式 - Google Patents
マグネトロン用インバータ電源の制御方式Info
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- JP2805165B2 JP2805165B2 JP1308494A JP30849489A JP2805165B2 JP 2805165 B2 JP2805165 B2 JP 2805165B2 JP 1308494 A JP1308494 A JP 1308494A JP 30849489 A JP30849489 A JP 30849489A JP 2805165 B2 JP2805165 B2 JP 2805165B2
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- switching element
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- semiconductor switching
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- Control Of High-Frequency Heating Circuits (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はインバータ回路によってマグネトロンの駆動
を行なう高周波加熱装置の制御方式に関するものであ
る。
を行なう高周波加熱装置の制御方式に関するものであ
る。
従来の技術 近年マグネトロン駆動用電源回路はインバータ化され
ることにより、小形軽量化が進んでいる上に、その制御
回路の内容がアナログ回路からLSIを用いたデジタル回
路に切替わりつつある。その種の公知例として特開昭64
−52396号公報の発明が見られる 制御回路をデジタル化したマグネトロン用インバータ
電源の回路例を第３図に示す。
ることにより、小形軽量化が進んでいる上に、その制御
回路の内容がアナログ回路からLSIを用いたデジタル回
路に切替わりつつある。その種の公知例として特開昭64
−52396号公報の発明が見られる 制御回路をデジタル化したマグネトロン用インバータ
電源の回路例を第３図に示す。
この第３図において、商用交流電源１はダイオードブ
リッジ２、チョークコイル３、平滑コンデンサ４からな
る整流平滑回路により整流平滑される。インバータ回路
はマグネトロン駆動用トランス５の一次巻線5aに並列接
続された共振コンデンサ６、同じく一次巻線5aに直列接
続された半導体スイッチング素子７およびダイオード８
で構成され、制御回路のフリップフロップ101からの駆
動信号により駆動回路９で半導体スイッチング素子７を
オンオフさせてトランス５の二次側に高周波出力を発生
させる。トランス５の二次巻線5bに発生した高周波電圧
はコンデンサ10とダイオード11により構成された倍電圧
整流回路により整流昇圧され、マグネトロン12に印加さ
れる。また、トランス５の三次巻線5cの出力がマグネト
ロン12のフィラメントに印加される。これによってマグ
ネトロン12はマイクロ波を発振する。
リッジ２、チョークコイル３、平滑コンデンサ４からな
る整流平滑回路により整流平滑される。インバータ回路
はマグネトロン駆動用トランス５の一次巻線5aに並列接
続された共振コンデンサ６、同じく一次巻線5aに直列接
続された半導体スイッチング素子７およびダイオード８
で構成され、制御回路のフリップフロップ101からの駆
動信号により駆動回路９で半導体スイッチング素子７を
オンオフさせてトランス５の二次側に高周波出力を発生
させる。トランス５の二次巻線5bに発生した高周波電圧
はコンデンサ10とダイオード11により構成された倍電圧
整流回路により整流昇圧され、マグネトロン12に印加さ
れる。また、トランス５の三次巻線5cの出力がマグネト
ロン12のフィラメントに印加される。これによってマグ
ネトロン12はマイクロ波を発振する。
ここで、整流平滑回路の平滑コンデンサ４の容量は一
般的に小さいので、整流平滑後の電圧Ｅは第４図（ａ）
に示したように脈流となっている。
般的に小さいので、整流平滑後の電圧Ｅは第４図（ａ）
に示したように脈流となっている。
一方、半導体スイッチング素子７のオンオフによりト
ランス５の一次巻線5aおよびマグネトロン12には各々第
５図（ａ）〜（ｄ）に示したような電流が流れ、また電
圧が発生する。半導体スイッチング素子７のオン時間を
ＴONトランス５の一次巻線5aのインダクタンスをＬとす
ると、一次巻線電流i1のピーク値はほぼE/L・TONで与え
られる。このため、オン時間E/L・TONを一定にしてしま
うと、一次巻線電流i1のピーク値は電圧Ｅの変化に従っ
て増減してしまい、ピーク時には過大電流が流れること
になる。
ランス５の一次巻線5aおよびマグネトロン12には各々第
５図（ａ）〜（ｄ）に示したような電流が流れ、また電
圧が発生する。半導体スイッチング素子７のオン時間を
ＴONトランス５の一次巻線5aのインダクタンスをＬとす
ると、一次巻線電流i1のピーク値はほぼE/L・TONで与え
られる。このため、オン時間E/L・TONを一定にしてしま
うと、一次巻線電流i1のピーク値は電圧Ｅの変化に従っ
て増減してしまい、ピーク時には過大電流が流れること
になる。
マグネトロン電流iMGもオン期間中に一次巻線電流i1
に伴ってほぼ増大するため、同様にピーク値の大きなも
のになってしまい、マグネトロン12がモーディング現象
を起してしまうという問題が生じる。また、一次巻線電
圧v1は半導体スイッチング素子７のオフ時にトランス５
の一次巻線5aと共振コンデンサ６の共振により大きな電
圧が発生するが、この電圧値はオン時に一次巻線5aに蓄
えられるエネルギー1/2Liで決定されるため、これも一
次巻線電流i1が過大になると大きなピーク電圧が発生
し、トランス５、半導体スイッチング素子７共に耐電圧
の大きなものを使用しなければならない。また、一次巻
線電流i1が大きいとトランス５のコアの飽和現象が発生
し易くなり、これを防ぐためにはコア断面積を増加させ
なければならず、トランスの大形化を招いてしまう。
に伴ってほぼ増大するため、同様にピーク値の大きなも
のになってしまい、マグネトロン12がモーディング現象
を起してしまうという問題が生じる。また、一次巻線電
圧v1は半導体スイッチング素子７のオフ時にトランス５
の一次巻線5aと共振コンデンサ６の共振により大きな電
圧が発生するが、この電圧値はオン時に一次巻線5aに蓄
えられるエネルギー1/2Liで決定されるため、これも一
次巻線電流i1が過大になると大きなピーク電圧が発生
し、トランス５、半導体スイッチング素子７共に耐電圧
の大きなものを使用しなければならない。また、一次巻
線電流i1が大きいとトランス５のコアの飽和現象が発生
し易くなり、これを防ぐためにはコア断面積を増加させ
なければならず、トランスの大形化を招いてしまう。
以上の点から、これ等の電圧、電流を抑制することが
必要であり、これを従来は以下の示すような方法を用い
て行なっていた。
必要であり、これを従来は以下の示すような方法を用い
て行なっていた。
マグネトロン12の高周波出力を設定する出力設定部11
0から出力設定値に基づいたカウント数をレジスタ
（Ｂ）108に設定する。更に、このカウント数はレジス
タ（Ｂ）108からレジスタ（Ａ）107に入力される。エッ
ジ検出回路111は電圧検出部13の出力により一次巻線電
圧v1の立下りを検出して第５図（ｅ）に示したように同
期パルスを発生する。増減回路105はこの同期パルスに
基づいてレジスタ（Ａ）107のカウント数の増減を次の
ように行なう。
0から出力設定値に基づいたカウント数をレジスタ
（Ｂ）108に設定する。更に、このカウント数はレジス
タ（Ｂ）108からレジスタ（Ａ）107に入力される。エッ
ジ検出回路111は電圧検出部13の出力により一次巻線電
圧v1の立下りを検出して第５図（ｅ）に示したように同
期パルスを発生する。増減回路105はこの同期パルスに
基づいてレジスタ（Ａ）107のカウント数の増減を次の
ように行なう。
電圧検出部13はトランス５の検出巻線5dによって一次
巻線電圧v1を検出しており、この値をコンパレータ102
にて基準値V1と比較している。また、電流検出部100は
マグネトロン電流iMGを検出しており、この値をコンパ
レータ103にて基準値V2と比較している。両方の出力値
が基準値未満の場合にはNOR104の出力はＨとなり、レジ
スタ（Ａ）107のアップダウンカウンタをアップに設定
する。増減回路105は同期パルスによりレジスタ（Ａ）1
07にクロックパルスを１パルス出力し、これによりカウ
ント数を１だけ増加させる。逆にいずれか一方の出力値
が基準値以上の場合は、NOR104の出力はＬとなり、レジ
スタ（Ａ）107のアップダウンカウンタをダウンに設定
して、同様に増減回路105のクロックパルスによってカ
ウント数を１だけ減少させる。その後カウンタ106は増
減105のLOAD信号によりレジスタ（Ａ）107のカウント数
を入力し、これを基準クロックパルスにてダウンカウン
トすることにより半導体スイッチング素子７のオン時間
制御を行なっている。従って、整流平滑電圧Ｅが大きい
範囲で電圧電流が基準値を超える場合は、カウント数を
小さくすることによりオン時間を短くして電圧電流を所
定値以下に抑えるように制御している。
巻線電圧v1を検出しており、この値をコンパレータ102
にて基準値V1と比較している。また、電流検出部100は
マグネトロン電流iMGを検出しており、この値をコンパ
レータ103にて基準値V2と比較している。両方の出力値
が基準値未満の場合にはNOR104の出力はＨとなり、レジ
スタ（Ａ）107のアップダウンカウンタをアップに設定
する。増減回路105は同期パルスによりレジスタ（Ａ）1
07にクロックパルスを１パルス出力し、これによりカウ
ント数を１だけ増加させる。逆にいずれか一方の出力値
が基準値以上の場合は、NOR104の出力はＬとなり、レジ
スタ（Ａ）107のアップダウンカウンタをダウンに設定
して、同様に増減回路105のクロックパルスによってカ
ウント数を１だけ減少させる。その後カウンタ106は増
減105のLOAD信号によりレジスタ（Ａ）107のカウント数
を入力し、これを基準クロックパルスにてダウンカウン
トすることにより半導体スイッチング素子７のオン時間
制御を行なっている。従って、整流平滑電圧Ｅが大きい
範囲で電圧電流が基準値を超える場合は、カウント数を
小さくすることによりオン時間を短くして電圧電流を所
定値以下に抑えるように制御している。
発明が解決しようとする課題 ところがこの方法であると、オン時間の制御を行なう
基準となる同期パルスの出力は半導体スイッチング素子
７のオン−オフの一周期当たり１回であるため、オン時
間の増減は１ステップずつであり、例えば第４図（ｂ）
に示したように一時的に電源が短絡して復帰したときに
そのはね返りとして過大電圧が発生した場合のような電
源電圧の急変には対応できず、過大電流電圧の発生によ
って半導体スイッチング素子７等を破壊に至らしめる恐
れがある。
基準となる同期パルスの出力は半導体スイッチング素子
７のオン−オフの一周期当たり１回であるため、オン時
間の増減は１ステップずつであり、例えば第４図（ｂ）
に示したように一時的に電源が短絡して復帰したときに
そのはね返りとして過大電圧が発生した場合のような電
源電圧の急変には対応できず、過大電流電圧の発生によ
って半導体スイッチング素子７等を破壊に至らしめる恐
れがある。
課題を解決するための手段 前述の通り、トランス５の一次巻線電圧v1およびマグ
ネトロン電流iMG等は全て半導体スイッチング素子７の
オン時のトランス５の一次巻線電流i1に依存しているた
め、電流電圧が急変して過大電流が流れる場合でもこれ
を早急に検出して半導体スイッチング素子７をオフさせ
ればこれを規定値以下に抑えることが可能であり、過大
電圧電流の発生を防ぐことができる。これを実現するた
めに、半導体スイッチング素子７のオン時にトランス５
の一次巻線電流i1を検出する電流検出手段を設けて、こ
の出力を高速A/Dコンバータを用いてデジタル変換し、
この値が規定値以上の場合は半導体スイッチング素子７
をオフさせ、これにより半導体スイッチング素子のオン
時間制御を行なう。
ネトロン電流iMG等は全て半導体スイッチング素子７の
オン時のトランス５の一次巻線電流i1に依存しているた
め、電流電圧が急変して過大電流が流れる場合でもこれ
を早急に検出して半導体スイッチング素子７をオフさせ
ればこれを規定値以下に抑えることが可能であり、過大
電圧電流の発生を防ぐことができる。これを実現するた
めに、半導体スイッチング素子７のオン時にトランス５
の一次巻線電流i1を検出する電流検出手段を設けて、こ
の出力を高速A/Dコンバータを用いてデジタル変換し、
この値が規定値以上の場合は半導体スイッチング素子７
をオフさせ、これにより半導体スイッチング素子のオン
時間制御を行なう。
作用 第１図において、出力設定部23からマグネトロン12の
高周波出力設定値に基づいて基準データをレジスタ22に
入力する。エッジ検出回路18がインバータ回路の共振周
期に同期してトランス５の一次巻線電圧v1の立下りを検
出すると、リセットパルスが出力されてカウンタ20がリ
セットされる。コンパレータ19はレジスタ22の基準デー
タＢとカウンタ20の値Ａを比較しており、出力BGAあは
Ｂ＞ＡのときＨを、Ｂ≦ＡのときＬを出力する。リセッ
ト直後はＡ＝Ｏであるため、出力BGAはＨとなり、この
ためフリップフロップ17の出力ＱはＨを出力し、駆動回
路９を介して半導体スイッチング素子７をオンさせる。
カウンタ20は基準クロック発生回路21から出力させる基
準クロックを、分周回路24にて分周したクロックでカウ
ントアップされる。そしてカウント値Ａがレジスタ22の
基準データＢと等しくなったところで出力BGAはＬとな
り、フリップフロップ17の出力ＱをＬとして半導体スイ
ッチング素子７をオフさせる。オフ時間はトランス５の
一次巻線5aと共振コンデンサ６との共振で決定され、エ
ッジ検出回路18が一次巻線電圧viの立下りを検出したと
ころで再びオンに移行する。
高周波出力設定値に基づいて基準データをレジスタ22に
入力する。エッジ検出回路18がインバータ回路の共振周
期に同期してトランス５の一次巻線電圧v1の立下りを検
出すると、リセットパルスが出力されてカウンタ20がリ
セットされる。コンパレータ19はレジスタ22の基準デー
タＢとカウンタ20の値Ａを比較しており、出力BGAあは
Ｂ＞ＡのときＨを、Ｂ≦ＡのときＬを出力する。リセッ
ト直後はＡ＝Ｏであるため、出力BGAはＨとなり、この
ためフリップフロップ17の出力ＱはＨを出力し、駆動回
路９を介して半導体スイッチング素子７をオンさせる。
カウンタ20は基準クロック発生回路21から出力させる基
準クロックを、分周回路24にて分周したクロックでカウ
ントアップされる。そしてカウント値Ａがレジスタ22の
基準データＢと等しくなったところで出力BGAはＬとな
り、フリップフロップ17の出力ＱをＬとして半導体スイ
ッチング素子７をオフさせる。オフ時間はトランス５の
一次巻線5aと共振コンデンサ６との共振で決定され、エ
ッジ検出回路18が一次巻線電圧viの立下りを検出したと
ころで再びオンに移行する。
一次巻線電流i1は電流検出回路14によって検出されて
おり、この出力がA/Dコンバータ15に入力され、規定値
を超えたかどうかの判断を判定回路16にて行なってい
る。半導体スイッチング素子７のオン期間中に一次巻線
電流i1が規定値を超えた場合は、判定回路16からリセッ
ト信号が出力され、フリップフロップ17をリセットして
出力ＱをＬにし、半導体スイッチング素子をオフさせ
る。
おり、この出力がA/Dコンバータ15に入力され、規定値
を超えたかどうかの判断を判定回路16にて行なってい
る。半導体スイッチング素子７のオン期間中に一次巻線
電流i1が規定値を超えた場合は、判定回路16からリセッ
ト信号が出力され、フリップフロップ17をリセットして
出力ＱをＬにし、半導体スイッチング素子をオフさせ
る。
実施例 以下本発明の具体的な一実施例について説明する。
第２図において、電流検出回路14はカレントトランス
14a、14b等で構成されており、半導体スイッチング素子
７がオンしてトランス５の一次巻線電流i1が図示の方向
に流れると、カレントトランス14aには同じく図示の通
り一次巻線電流i1に応じた電流が流れ、これによって抵
抗14cに発生した電圧降下を6bit高速Ａ＞Ｄコンバータ1
5に入力している。このA/Dコンバータ15は基準クロック
発生回路21から出力される高速クロックに同期してこの
入力を高速でA/D変換している。
14a、14b等で構成されており、半導体スイッチング素子
７がオンしてトランス５の一次巻線電流i1が図示の方向
に流れると、カレントトランス14aには同じく図示の通
り一次巻線電流i1に応じた電流が流れ、これによって抵
抗14cに発生した電圧降下を6bit高速Ａ＞Ｄコンバータ1
5に入力している。このA/Dコンバータ15は基準クロック
発生回路21から出力される高速クロックに同期してこの
入力を高速でA/D変換している。
電源を投入して動作を開始すると、レジスタ22に基準
データが入力される。整流平滑電圧Ｅが低い範囲ではコ
ンパレータ19は、エッジ検出回路28からのリセットパル
スによるリセット後、基準クロック発生回路21の基準ク
ロックを分周して作成されるクロックによってカウント
アップするカウンタ20のカウント値とレジスタ22の基準
データとを比較を行ない、レジスタ22の基準データのほ
うが大きい場合は出力BGAにＨを出力して半導体スイッ
チング素子７をオンさせ、逆にカウンタ20のカウント値
がレジスタ22の基準値以上の場合には出力BGMにＬを出
力して半導体スイッチング素子７をオフさせる動作を繰
り返しており、半導体スイッチング素子７のオン時間は
レジスタ22の基準データによって決定される一定値とな
っている。
データが入力される。整流平滑電圧Ｅが低い範囲ではコ
ンパレータ19は、エッジ検出回路28からのリセットパル
スによるリセット後、基準クロック発生回路21の基準ク
ロックを分周して作成されるクロックによってカウント
アップするカウンタ20のカウント値とレジスタ22の基準
データとを比較を行ない、レジスタ22の基準データのほ
うが大きい場合は出力BGAにＨを出力して半導体スイッ
チング素子７をオンさせ、逆にカウンタ20のカウント値
がレジスタ22の基準値以上の場合には出力BGMにＬを出
力して半導体スイッチング素子７をオフさせる動作を繰
り返しており、半導体スイッチング素子７のオン時間は
レジスタ22の基準データによって決定される一定値とな
っている。
しかし、整流平滑電圧Ｅが大きくなってトランス５の
一次巻線電流i1が増加してくると、オン期間に一次巻線
電流i1が規定値に達した時点でA/Dコンバータ15のデジ
タル出力のうち上位2bitのQ6、Q5がいずれもＨになる。
このため判定回路16のAND16aのOR16aの出力がＨとな
り、フリップフロップ16cはこれを基準クロックにてラ
ッチし、出力ＱにＨを出力する、これによりフリップフ
ロップ17はリセットされ、出力ＱがＬになって半導体ス
イッチング素子７をオフさせる。オフ後一次巻線電流i1
が減少してA/Dコンバータ15のQ6、Q5出力のいずれかま
たは両方がＬになっても、判定回路16のフリップフロッ
プ16cは自らの出力をフィードバックしているため、出
力ＱはＨを継続し、エッジ検出回路18からリセットパル
スが入力された時点で出力ＱはＬになり、同時にリセッ
トパルスにてカウンタ20もリセットされ、コンパレータ
19の出力BGAがＬからＨになって再び半導体スイッチン
グ素子７をオンさせる。以上のように整流平滑電圧Ｅが
大きくなって電圧が低いときと同一のオン時間ではトラ
ンス５の一次巻線電流i1が増大してしまう範囲では、こ
れが規定値に達した時点でオフさせることによってオン
時間を短縮し、これによって一次巻線電圧v1およびマグ
ネトロン電流iMG等を所定値に抑え、過大電流電圧の発
生を防止している。
一次巻線電流i1が増加してくると、オン期間に一次巻線
電流i1が規定値に達した時点でA/Dコンバータ15のデジ
タル出力のうち上位2bitのQ6、Q5がいずれもＨになる。
このため判定回路16のAND16aのOR16aの出力がＨとな
り、フリップフロップ16cはこれを基準クロックにてラ
ッチし、出力ＱにＨを出力する、これによりフリップフ
ロップ17はリセットされ、出力ＱがＬになって半導体ス
イッチング素子７をオフさせる。オフ後一次巻線電流i1
が減少してA/Dコンバータ15のQ6、Q5出力のいずれかま
たは両方がＬになっても、判定回路16のフリップフロッ
プ16cは自らの出力をフィードバックしているため、出
力ＱはＨを継続し、エッジ検出回路18からリセットパル
スが入力された時点で出力ＱはＬになり、同時にリセッ
トパルスにてカウンタ20もリセットされ、コンパレータ
19の出力BGAがＬからＨになって再び半導体スイッチン
グ素子７をオンさせる。以上のように整流平滑電圧Ｅが
大きくなって電圧が低いときと同一のオン時間ではトラ
ンス５の一次巻線電流i1が増大してしまう範囲では、こ
れが規定値に達した時点でオフさせることによってオン
時間を短縮し、これによって一次巻線電圧v1およびマグ
ネトロン電流iMG等を所定値に抑え、過大電流電圧の発
生を防止している。
発明の効果 以上述べたように本発明によれば、制御回路をデジタ
ル化したことによる利点を生かして電流検出を高速A/D
コンバータで行なっているため、急俊な電源電圧の変化
に対してもインバータ回路の動作を保障できる。また、
A/Dコンバータも含め制御回路をLSI化することによって
低コスト信頼性が高い高周波加熱装置を実現することが
できる。
ル化したことによる利点を生かして電流検出を高速A/D
コンバータで行なっているため、急俊な電源電圧の変化
に対してもインバータ回路の動作を保障できる。また、
A/Dコンバータも含め制御回路をLSI化することによって
低コスト信頼性が高い高周波加熱装置を実現することが
できる。
第１図は本発明の構成を示すブロック図、第２図は本発
明の一実施例の回路図、第３図は従来例の回路図、第４
図はインバータ回路の整流平滑電圧波形図、第５図はイ
ンバータ回路の主要部の信号波形図である。 ５……マグネトロン駆動用トランス、７……半導体スイ
ッチング素子、12……マグネトロン、14……電流検出回
路、15……A/Dコンバータ、16……判定回路、17……フ
リップフロップ、19……コンパレータ、20……カウン
タ、21……基準クロック発生回路、22……レジスタ、23
……出力設定部、24……分周回路。
明の一実施例の回路図、第３図は従来例の回路図、第４
図はインバータ回路の整流平滑電圧波形図、第５図はイ
ンバータ回路の主要部の信号波形図である。 ５……マグネトロン駆動用トランス、７……半導体スイ
ッチング素子、12……マグネトロン、14……電流検出回
路、15……A/Dコンバータ、16……判定回路、17……フ
リップフロップ、19……コンパレータ、20……カウン
タ、21……基準クロック発生回路、22……レジスタ、23
……出力設定部、24……分周回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 矢沢 裕吉 千葉県柏市新十余二３番地１ 日立熱器 具株式会社内 審査官 丸山 英行 (56)参考文献 実開 平１−104692（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭58−78599（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H05B 6/68
Claims (1)
- 【請求項１】商用交流電源を直流電源にする整流平滑回
路と、マグネトロン駆動トランス、共振コンデンサ、ダ
イオード及び半導体スイッチング素子等からなるインバ
ータ回路と、前記半導体スイッチング素子をオン・オフ
制御する制御回路と、マグネトロン駆動回路及びマグネ
トロンから構成されたものにおいて、前記マグネトロン
用駆動トランスの一次巻線電流を検出しこの値をA/Dコ
ンバータによりデジタル変換して前記制御回路にフィー
ドバックする手段を設け、前記半導体スイッチング素子
のオン時に前記フィードバック値が基準値以上になった
ときに、前記制御回路が前記半導体スイッチング素子を
オフさせることにより、前記半導体スイッチング素子の
オン時間制御を行なうことを特徴としたマグネトロン用
インバータ電源の制御方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1308494A JP2805165B2 (ja) | 1989-11-28 | 1989-11-28 | マグネトロン用インバータ電源の制御方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1308494A JP2805165B2 (ja) | 1989-11-28 | 1989-11-28 | マグネトロン用インバータ電源の制御方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03171587A JPH03171587A (ja) | 1991-07-25 |
| JP2805165B2 true JP2805165B2 (ja) | 1998-09-30 |
Family
ID=17981689
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1308494A Expired - Fee Related JP2805165B2 (ja) | 1989-11-28 | 1989-11-28 | マグネトロン用インバータ電源の制御方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2805165B2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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