JPH03171587A - マグネトロン用インバータ電源の制御方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はインバータ回路によってマグネトロンの駒動を
行なう高周波加熱装置の制御方式に関するものである。

従来の技術 近年マグネトロン邸動用電源回路はインバータ化される
ことにより、小形軽量化が進んでいる上に、その制御回
路の内容がアナログ回路からＬＳＩを用いたデジタル回
路に切替わりつつある。その種の公知例として特開昭６
４−５２３９６号公報の発明が見られる 制御回路をデジタル化したマグネトロン用インバータ電
源の回路例を第３図に示す。

この第３図において、商用交流電源ｌはダイオードブリ
ッジ２、チョークコイル３、平滑コンデンサ４からなる
整流平滑回路により整流平滑される。インバータ回路は
マグネトロン能動用トランス５の一次巻＃！５ａに並列
接続された共振コンデンサ６，同じく一次巻線５ａに直
列接続された半導体スイッチング素子７およびダイオー
ド８で構成され、制御回路のフリップフロツプ１０１が
らの廂動信号により駈動回路９で半導体スイッチング素
子７をオンオフさせてトランス５の二次側に高周波出力
を発生させる。トランス５の二次巻１５ｂに発生した高
周波電圧はコンデンサ１０とダイオード１１により構成
された倍電圧整流回路により整流昇圧され、マグネトロ
ン１２に印加される。また、トランス５の三次巻ｌＪＡ
５Ｃの出力はマグネトロン１２のフィラメントに印加さ
れる。これによってマグネトロン１２はマイクロ波を発
振する。

ここで、整流平滑回路の平滑コンデンサ４の容量は一般
的に小さいので、整流平滑後の電圧Ｅは第４図（ａ）に
示したように脈流となっている。

一方、半導体スイッチング素子７のオンオフによりトラ
ンス５の一次巻線５ａおよびマグネトロン１２には各々
第５図（ａ）〜（ｄ）に示したような電流が流れ，また
電圧が発生する。半導体スイッチング素子７のオン時間
をＴＯＮトランス５の一次巻ｇ５ａのインダクタンスを
Ｌとすると、 ？次巻線電流ｉ，のピーク値はほぼ÷・ＴＯＮで与Ｅ えられる。このため、オン時間で・ＴＯＮを一定にして
しまうと，一次巻線電流ｉ，のピーク値は電圧Ｅの変化
に従って増減してしまい，ピーク時には過大電流が流れ
ることになる。

マグネトロン電流ｉＭｃもオン期間中に一次巻線電流ｉ
エに伴ってほぼ増大するため、同様にピーク値の大きな
ものになってしまい，マグネトロン１２がモーディング
現象を起こしてしまうという問題が生じる。また、一次
巻線電圧Ｖ１は半導体スイッチング素子７のオフ時にト
ランス５の一次巻線５ａと共振コンデンサ６の共振によ
り大きな電圧が発生するが、この電圧値はオン時に一次
巻ｉ５ａに蓄えられるエネルギー２　Ｌ　＋　で決定さ
れるため．これも一次巻ｇｉｎ流ｉエが過大になると大
きなピーク電圧が発生し、トランス５、半導体スイッチ
ング素子７共に耐電圧の大きなものを使用しなければな
らない。また、一次巻線電流ｉ■が大きいとトランス５
のコアの飽和現象が発生し易くなり，これを防ぐために
はコア断面積を増加させなげればならず、トランスの大
形化を招いてしまう。

以上の点から、これ等の電圧、電流を抑制することが必
要であり、これを従来は以下の示すような方法を用いて
行なっていた。

マグネトロン１２の高周波出力を設定する出力設定部１
１０から出力設定値に基づいたカウント数をレジスタ（
Ｂ）１０８に設定する。更に、このカウント数はレジス
タ（Ｂ）１０８からレジスタ（Ａ）１０７に入力される
。エッジ検出回路１１１は電圧検出部１３の出力により
一次巻，Ｉｆｆｌ圧Ｖエの立下りを検出して第５図（ｅ
）に示したように同期パルスを発生する。

増減回路１０５はこの同期パルスに基づいてレジスタ（
Ａ）１０７のカウント数の増減を次のように行なう。

電圧検出部１３はトランス５の検出巻ｉ５ｄによって一
次巻線電圧ｖ１を検出しており、この値をコンパレータ
１０２にて基準値Ｖ１と比較している。また、電流検出
部１００はマグネトロン電流ｉｕｃを検出しており、こ
の値をコンパレータ１０３にて基準値■２と比較してい
る。両方の出力値が基準値未満の場合にはＮＯＲ１０４
の出力はＨとなり、レジスタ（Ａ）１０７のアップダウ
ンカウンタをアップに設定する。増減回路１０５は同期
パルスによりレジスタ（Ａ）１０７にクロックパルスを
ｌバルス出力し、これによりカウント数を１だけ増加さ
せる。逆にいずれか一方の出力値が基準値以上の場合は
、ＮｏＲ１０４の出力はＬとなり、レジスタ（Ａ）１０
７のアシプダウンカウンタをダウンに設定して、同様に
増減回路１０５のクロックパルスによってカウント数を
１だけ減少させる。その後カウンタ１０６は増減回路１
０５のＬＯＡＤ信号によりレジスタ（Ａ）１０７のカウ
ント数を入力し、これを基準クロックパルスにてダウン
カウントすることにより半導体スイッチング素子７のオ
ン時間制御を行なっている。従って、整流平滑電圧Ｅが
大きい範囲で電圧電流が基準値を超える場合は、カウン
ト数を小さくすることによりオン時間を短くして電圧電
流を所定値以下に抑えるように制御している。

発明が解決しようとする課題 ところがこの方法であると、オン時間の制御を？なう基
準となる同期パルスの出力は半導体スイッチング素子７
のオンーオフの一周期当たり１回であるため、オン時間
の増減は１ステップずつであり、例えば第４図（ｂ）に
示したように一時的に電源が短絡して復帰したときにそ
のはね返りとして過大電圧が発生した場合のような電源
電圧の急変には対応できず，過大電流電圧の発生によっ
て半導体スイッチング素子７等を破壊に至らしめる恐れ
がある。

課題を解決するための手段 前述の通り、トランス５の一次巻線電圧Ｖ■およびマグ
ネトロン電流ｉＭｃ等は全て半導体スイッチング素子７
のオン時のトランス５の一次巻線電流ｉエに依存してい
るため、電流電圧が急変して過大電流が流れる場合でも
これを早急に検出して半導体スイッチング素子７をオフ
させればこれを規定値以下に抑えることが可能であり、
過大電圧電流の発生を防ぐことができる。これを実現す
るために、半導体スイッチング素子７のオン時にトラン
ス５の一次巻線電流ｉエを検出する電流検出手段を設け
、この出力を高速Ａ／Ｄコンバータを用いてデジタル変
換し、この値が規定値以上の場合は半導体スイッチング
素子７をオフさせ、これにより半導体スイッチング素子
のオン時間制御を行なう。

作用 第１図において、出力設定部２３からマグネトロンｌ２
の高周波出力設定値に基づいて基準データをレジスタ２
２に入力する。エッジ検出回路１８がインバータ回路の
共振周期に同期してトランス５の一次巻線電圧Ｖ１の立
下りを検出すると、リセットパルスが出力されてカウン
タ２０がリセットされる。コンパレータ１９はレジスタ
２２の基準データＢとカウンタ２０の値Ａを比較してお
り、出力ＢＧＡあはＢＡＡのときＨを、Ｂ≦ＡのときＬ
を出力する。リセット直後はＡ＝Ｏであるため、出力Ｂ
ＧＡはＨとなり、このためフリツプフロツプ１７の出力
ＱはＨを出力し、廓動回路９を介して半導体スイッチン
グ素子７をオンさせる。カウンタ２０は基準クロック発
生回路２１から出力される基準クロツクを分周回路２４
にて分周したクロックでカウントアップされる。そして
カウント値Ａがレジスタ２２の基準データＢと等しくな
ったところで出力ＢＧＡはＬとなり、フリップフ口ップ
１７の出力ＱをＬとして半導体スイッチング素子７をオ
フさせる。

オフ時間はトランス５の一次巻線５ａと共振コンデンサ
６との共振で決定され、エッジ検出回路１８が一次巻ａ
電圧ｖ１の立下りを検出したところで再びオンに移行す
る。

一次巻線電流ｉ，は電流検出回路１４によって検出され
ており、この出力がＡ／Ｄコンバータ１５に入力され、
規定値を超えたかどうかの判断を判定回路１６にて行な
っている。半導体スイッチング素子７のオン期間中に一
次巻線電流１１が規定値を超えた場合は、判定回路１６
からリセット信号が出力され、フリップフロップ１７を
リセットして出力ＱをＬにし、半導体スイッチング素子
をオフさせる。

実施例 以下本発明の具体的な一実施例について説明する。

第２図において、電流検出回路１４はカレントトランス
１４ａ、ダイオード１４ｂ等で構威されており、半導体
スイッチング素子７がオンしてトランス５の一次巻線電
流ｉエが図示の方向に流れると、カレントトランス１４
ａには同じく図示の通り一次巻線電流１１に応じた電流
が流れ、これによって抵抗１４ｃに発生した電圧降下を
６ｂｉｔ高速ＡＤＤコンバータ１５に入力している。こ
のＡ／Ｄコンバータ１５は基準クロック発生回路２１か
ら出力される高速クロックに同期してこの入力を高速で
Ａ／Ｄ変換している。

電源を投入して動作を開始すると、レジスタ２２に基準
データが入力される。整流平滑電圧Ｅが低い範囲ではコ
ンバレータ１９は、エッジ検出回路１８からのリセット
パルスによるリセット後、基準クロック発生回路２１の
基準クロックを分周して作成されるクロックによってカ
ウントアップするカウンタ２０のカウント値とレジスタ
２２の基準データとの比較を行ない、レジスタ２２の基
準データのほうが大きい場合は出力ＢＧＡにＨを出力し
て半導体スイッチング素子７をオンさせ、逆にカウンタ
２０のカウント値がレジスタ２２の基準値以上の場合に
は出力ＢＧＡにＬを出力して半導体スイッチング素子７
をオフさせる動作を繰り返しており、半導体スイッチン
グ素子７のオン時間はレジスタ２２の基準データによっ
て決定される一定値となっている。

しかし、整流平滑電圧Ｅが大きくなってトランス５の一
次巻線電流ｉエが増加してくると、オン期間に一次巻線
電流１１が規定値に達した時点でＡ／Ｄコンバータ１５
のデジタル出力のうち上位２ｂｉｔのＱ６、Ｑ５がいず
れもＨになる。このため判定回路１６のＡＮＤ１６ａお
よびＯＲ１６ａの出力がＨとなり、フリップフロップ１
６ｃはこれを基準クロックにてラッチし、出力ＱにＨを
出力する。これによりフリップフロップ１７はリセット
され、出力ＱがＬになって半導体スイッチング素子７を
オフさせる。オフ後一次巻線電流１１が減少してＡ／Ｄ
コンバータ１５のＱ６、Ｑ５出力のいずれかまたは両方
がＬになっても、判定回路Ｉ６のフリップフロップ１６
ｃは自らの出力をフィードバックしているため、出力Ｑ
はＨを継続し、エッジ検出回路ｌ８からリセットパルス
が入力された時点で出力ＱはＬになり、同様にリセット
パルスにてカウンタ２０もリセットされ、コンパレータ
１９の出力ＢＧＡがＬからＨになって再び半導体スイッ
チング素子７をオンさせる。以上のように整流平滑電圧
Ｅが大きくなって電圧が低いときと同一のオン時間では
トランス５の一次巻線電流１１が増大してしまう範囲で
は、これが規定値に達した時点でオフさせることによっ
てオン時間を短縮し、これによって一次巻線電圧ｖ１お
よびマグネトロン電流ｉｕｃ等を所定値に抑え、過大電
流電圧の発生を防止している。

発明の効果 以上述べたように本発明によれば、制御回路をデジタル
化したことによる利点を生かして電流検出を高速Ａ／Ｄ
コンバータで行なっているため、急俊な電源電圧の変化
に対してもインバータ回路の動作を保障できる。また、
Ａ／Ｄコンバータも含め制御回路をＬＳＩ化することに
よって低コスト信頼性が高い高周波加熱装置を実現する
ことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の構成を示すブロック図、第２図は本発
明の一実旅例の回路図、第３図は従来例の回路図、第４
図はインバータ回路の整流平滑電圧波形図、第５図はイ
ンバータ回路の主要部の信号波形図である。 ５・・・マグネトロン旺動用トランス，７・・・半導体
スイッチング素子、１２・・マグネトロン、１４・・・
電流検出回路、１５・・・Ａ／Ｄコンバータ、１６・・
・判定回路、ｌ７・・・フリップフロップ、１９・・・
コンバレータ、２０・・カウンタ、２ｌ・・・基準クロ
ツク発生回路、２２・・・レジスタ、２３・・・出力設
定部、２４・・・分周回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 商用交流電源を直流電源にする整流平滑回路と、マグネ
   トロン駆動トランス、共振コンデンサ、ダイオード及び
   半導体スイッチング素子等からなるインバータ回路と、
   前記半導体スイッチング素子をオン・オフ制御する制御
   回路と、マグネトロン騒動回路及びマグネトロンから構
   成されたものにおいて、前記マグネトロン用駆動トラン
   スの一次巻線電流を検出しこの値をＡ／Ｄコンバータに
   よりデジタル変換して前記制御回路にフィードバックす
   る手段を設け、前記半導体スイッチング素子のオン時に
   前記フィードバック値が基準値以上になったときに、前
   記制御回路が前記半導体スイッチング素子をオフさせる
   ことにより、前記半導体スイッチング素子のオン時間制
   御を行なうことを特徴としたマグネトロン用インバータ
   電源の制御方式。