JP2758421B2 - フェーズド・アレイ・レーダ用の電力分配システム - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の背景］ （１）発明の分野 本発明は、フェーズド・アレイ・レーダのアンテナ素
子を駆動するのに使用される複数のパルス式送信モジュ
ールに電力および制御指令を分配するシステムに関し、
更に詳しくは個々のモジュールに関連する電力調整素子
を最小化できる電力分配システムに関する。

（２）従来技術 従来のフェーズド・アレイ・レーダ・システムにおい
ては、低電力励振器が送信レーダ信号の搬送波を発生す
る。励振器の出力は振幅および／または位相が変調され
て、低電力のレーダ・パルスを発生する。次いで、これ
らの低電力パルスは振幅および位相が制御されて電力増
幅モジュール列に分配される。この電力増幅モジュール
の各々はフェーズド・アレイのアンテナ素子を駆動する
ように構成されている。エネルギを節約し、発熱を最小
にし、ピーク電力を最大にするために、電力増幅モジュ
ールは変調された励振器出力パルスが開始する直前にタ
ーンオンされ、変調された励振器出力パルスが終了した
直後にターンオフされる。

レーダ送信機用の従来の電源は、間欠的動作の間に送
信機によって消費される平均電力を処理するように設計
され、パルスの間に高いピーク電力が電源に要求された
ときには送信機の電圧を維持するために大きなコンデン
サに蓄積されたエネルギを当てにしている。

供給電圧は追加したエネルギ蓄積手段によって良好に
維持されるが、この追加により寸法が大きくなってい
る。「コンデンサにおける垂下」という用語は送信機ま
たは電力増幅器における供給電圧の低下による送信パル
スへの影響に適用されている。コンデンサにおける垂下
は多くのレーダ送信においてある程度存在している。単
一の送信機または電力増幅器が全てのアンテナ素子に給
電している場合、垂下は全てのアンテナ素子に対して同
時に生じ、このためビームに対するその悪影響は小さ
い。しかしながら、各アンテナ素子に１つまたは複数の
電力増幅器が設けられ、電力増幅器が潜在的に異なる電
源を有している場合には、この問題は厳しいものであ
る。ここで、各電源のリアクタンス・エネルギ蓄積特性
は整合していなければならず、そうでないと「垂下」は
アンテナ配列の全ての素子に同時に生ぜず、このためビ
ームが歪んで、パルス相互間の相関性がかなり低減する
ことになる。

現状の設計の送信電力モジュールはアンテナ素子を駆
動するために固体部品を使用している。金属酸化物半導
体電界効果トランジスタ（MOSFET）または高電子移動度
トランジスタ（HEMT）が通常この用途に使用され、この
ような素子はしばしばヒ化ガリウム基板上に形成され
る。1GHz以上の周波数においては、ヒ化ガリウム基板上
で受動回路機能を能動素子に結合するモノリシック・マ
イクロ波集積回路（MMIC）形式が普通である。これらの
回路は特に小型である。

送信電力モジュール用の従来の電力調整装置において
は、共通の素子は電力をオン／オフするスイッチ（ここ
では、電界効果トランジスタのドレイン電極に接続され
ているので「ドレイン・スイッチ」とも称する）、およ
びピーク電力が必要なときに直流を維持する局部コンデ
ンサである。高周波数動作およびMMIC製造技術の出現に
よって、送信モジュールにおけるMMICr.f.回路は関連す
る電源部品によって小型化される傾向がある。このよう
な用途においては、モジュール電力調整装置が小型であ
ることは特に好ましい。

実際に、フェーズド・アレイ・レーダ・システムはア
ンテナ配列を構成するように行および列に配置したアン
テナ素子の後部に同様に行および列に配列した多数の電
力モジュールを有していなければならない。この構成に
おいては、モジュールの数は何千にもなり、制御接続部
の数は何万にもなる。従って、電力および制御機能用の
相互接続の問題は困難な問題の１つである。

［発明の概要］ 従って、本発明の目的は、フェーズド・アレイ・レー
ダ・システムにおける送信モジュール用の改良された電
力分配システムを提供することにある。

本発明の他の目的は、フェーズド・アレイ・レーダ・
システムにおける送信モジュールの大きさを最小化でき
る電力分配システムを提供することにある。

本発明の更に他の目的は、フェーズド・アレイ・レー
ダ・システムにおける送信モジュールに電力および制御
指令を分配する改良された方法を提供することにある。

本発明のこれらおよび他の目的は、フェーズド・アレ
イ・レーダ・システムにおけるアンテナ素子の後部に行
および列に配列されている送信用電力増幅器を有してい
て、持続期間が可変のパルスの形で大電流低電圧直流電
力を同時に要求する送信用サブアセンブリの配列に対す
る新規な電力分配システムにおいて達成されている。

このシステムは、それぞれ低電圧直流電力を関連する
サブアセンブリに供給するように、サブアセンブリ位置
において行および列に適切に配設されている複数のサブ
アセンブリ・コネクタと、それぞれサブアセンブリ位置
に配設されて、最も近くのサブアセンブリ電力コネクタ
に接続されている第１の複数の小さなエネルギ蓄積コン
デンサとを含んでいる。この小さなコンデンサの各々は
各パルスの始めを含む第１の短い期間の間に関連するサ
ブアセンブリによって要求とされるピーク電力を供給す
るように適切な容量および適切な低い直列抵抗を有す
る。ピーク電力は、電力増幅器の動作用に許容し得る無
負荷値からの所定の偏差以内にサブアセンブリ電力コネ
クタにおける電圧を維持しながら供給される。

更に、本システムは、それぞれサブアセンブリの各行
の一端に配置されて、関連する行の送信用サブアセンブ
リを作動するのに適切な平均電力容量を有する複数の大
電流低電圧の高電力直流電源と、それぞれサブアセンブ
リの各行の少なくとも一端に配置されている第２の複数
の大きなエネルギ蓄積コンデンサとを含む。全エネルギ
蓄積容量は充分大きく、かつ直列抵抗は充分小さくし
て、第１の期間の終わりの前に開始し、かつパルスの最
後の部分を含む第２の長い期間の間、関連する行のサブ
アセンブリによって要求されるピーク電力を供給できる
ようにすべきである。

電力は、サブアセンブリの各行に対し１つずつ設けら
れている複数の低r.f.インピーダンスの積層バス・バー
を介して高電力直流源および大きなエネルギ蓄積コンデ
ンサから供給される。低r.f.インピーダンスを達成する
ため、各電力伝送路に一対のアースされた導体の間に配
設されている平らなアースされていない導体が使用され
て、高周波エネルギを有効に伝送するためにコンデンサ
からサブアセンブリへの電力伝送路の既存の幅を２倍に
している。

積層バス・バーのr.f.インピーダンスおよび大きなエ
ネルギ蓄積コンデンサの直列抵抗は、第１の期間の終わ
りから第２の期間を通して無負荷値からの所定の偏差内
にサブアセンブリ・コネクタにおける電圧を維持するよ
うに低く維持されている。

好適な構成においては、大きなエネルギ蓄積コンデン
サはバス・バーの各端部に設けられて、電力伝送路の長
さを最小にし、r.f.インピーダンスを更に低減してい
る。

更に、調整手段が各サブアセンブリに設けられ、これ
はサブアセンブリ電力コネクタにおける電圧が無負荷値
からの所定の偏差以内にある限りサブアセンブリ内の電
力増幅器の電圧を一定値に維持する。この調整手段は個
々の送信用モジュールにおける電源変動を完全に除去す
るために使用することができる。

更に、本発明によれば、制御指令導体を有する可撓性
ストリップがT/Rサブアセンブリに電力を供給する積層
バス・バーと組み合わせられている。そして、バス・バ
ーに沿って配設されているサブアセンブリ・コネクタに
は電力および制御指令を個々のサブアセンブリに供給す
るための接続部を設けることができる。

本発明の特別な特徴は本願の特許請求の範囲に記載さ
れている。しかしながら、本発明自身はその他の目的お
よび利点とともに次の説明および添付の図面を参照する
ことにより更によく理解されることであろう。

［好適実施例の説明］ 第１図は、フェーズド・アレイ・レーダ・システムの
アンテナ配列１の背部を示す図であり、１行の送受信
（T/R）サブアセンブリ（２）の配置の仕方が示されて
おり、各サブアセンブリは１組の４つのアンテナ素子に
接続されている。また、図には、T/Rサブアセンブリに
電力を供給する手段（４−８）も示されている。

例えば、アンテナ配列は水平な行当り64個のアンテナ
素子および垂直な列当り56個のアンテナ素子から成る全
部で3584個のアンテナ素子を使用する。各サブアセンブ
リは同じ垂直な列内の１組の４つのアンテナ素子を作動
するので、アンテナに接続された14行のサブアセンブリ
が各列に必要であり、64個のサブアセンブリが各行に必
要になる。この様にして、アンテナ配列の3584個のアン
テナ素子を作動するために全体で896個のサブアセンブ
リが必要となる。

各行のサブアセンブリ用の電力源はアンテナ列（１）
の側部に設けられている４つの1kWの電源（４）および
８つの大きなフィルタ・コンデンサ（５）である。電力
は電源（４）および大きなフィルタ・コンデンサ（５）
から積層多重導体バス・バー（３）を介してサブアセン
ブリ（２）に供給される。積層バス・バー（３）は、各
行に64個のアンテナ素子を含む４行のMMIC送信モジュー
ルに典型的なレーダ・パルス幅（持続期間）の電力を効
率よく伝送するのに必要な特性を有している。

1kWの電源（４）、大きなフィルタ・コンデンサ
（５）およびT/Rサブアセンブリ（２）の配置、ならび
にそれらのバス・バー（３）への接続は第１図および第
２図に示されている。４つの大きな（100,000uf、16ボ
ルト）のフィルタ。コンデンサ（５）はバス・バーの右
端に設けられ、同じ４つのコンデンサがバス・バーの左
端に設けられている。同様に、２つの1kWの電源（４）
はバス・バーの左端に設けられ、また２つの1kwの電源
（４）はバス・バーの左端に設けられている。全体で、
112個のコンデンサおよび56個の電源が例示した3584個
の素子からなるアンテナ配列に対して必要である。

各電源（４）は１行の64個のT/Rサブアセンブリのう
ちの16個のT/Rサブアセンブリに＋12ボルトで１キロワ
ットの電力を供給する。バス・バーの＋12ボルトの導体
はパルス送信の間に電力増幅器によって必要とされる大
きな電力を供給するために使用される。バス・バーの＋
５ボルトの導体は受信機の低雑音増幅器によって必要と
される低い電力を供給するために使用され、バス・バー
の−12ボルトの導体は非常に低い電力でバイアスを供給
するために使用される。後者の低電圧は信頼性のために
網状に形成されている。

バス・バー（３）は、第２図に回路形式で示され、ま
た第3A図乃至第3D図に構造が示されているように、多層
積層体であり、この積層体に沿ってコネクタが64箇所に
設けられている。１行の64個のT/Rサブアセンブリは1kW
の電源（４）の各々に擬似ランダム的に接続され、各電
源は16個のT/Rサブアセンブリを駆動する。この接続モ
ードは、４つの電源の１つが故障した場合に送信機が動
作しなくなることを最小に押え、＋５および−12ボルト
の電源に適用されている網状構成が実際上受信機が動作
しなくならないように行われている。

電源システムに適用されている積層バス・バーの構造
は第２図および第3A図〜第3C図に示され、第3D図は電源
および制御機能を示している。バス・バーの電力供給は
６つの電力伝送路で行われ、この６つの電力伝送路は
（送信電力用の）＋12ボルトの４つの伝送路、（受信機
電力用の）＋５ボルトの伝送路、および（低電力バイア
ス用の）−12ボルトの伝送路を有し、それらの間にアー
ス導体が挿入されている。各電力伝送路は厚さが約0.02
0インチで幅が２インチの銅の主導体で形成され、1000
分の２乃至３インチの厚さの誘導体層によって主導体を
一対のアース導体から分離している。このアース導体は
主導体の両側に設けられている0.020インチの銅であ
る。各サブアセンブリへのタップが超音波接合によって
導体の後縁部から取り出されている。第１図に示すよう
に、タップがバス・バーに沿ったT/Rサブアセンブリの
位置に対応して64個の区間に設けられている。タップ構
造は第3A図により詳しく示されている。

電源（４）は前述したように網状に形成されていて、
同じ行に供給する４つの全ての電源（４）のうちの１〜
３個の電源が故障した場合に受信および負バイアス機能
が不要にならないようにしている。第２図に示すよう
に、各＋５ボルト電源および各−12ボルト電源はヒュー
ズおよび適当な極性の保護ダイオードを介して＋５およ
び−12ボルトのバス導体に接続されている。１つの電源
（４）が故障した場合、残りの電源はエネルギをバス導
体に供給するように接続されていて、故障した電源はダ
イオードによって分離される。更に、この網状構成はダ
イオードが故障した場合にヒューズによって保護されて
いる。

1kWの電源（４）は、T/Rサブアセンブリに対するその
負荷接続が第２図に示されているが、第１図に示す６パ
ルス式56kWの主整流電源（６）から300ボルト直流バス
（８）を介して電力を供給される。保護回路（７）が設
けられ、この保護回路３相電力をEMIフィルタ、一次回
路遮断器およびラインサージ保護回路によって調整して
から主電源（６）に供給する。

バス・バー（３）、1kWの電源（４）、大きなコンデ
ンサ（５）、300ボルトのバス（８）、主整流電源
（６）および保護回路（７）は全ての動作モード（送
信、受信および校正）におけるパルス式T/Rサブアセン
ブリの動作に必要な電力を供給するように設計されてい
る。電力分配システムの構成部材は所要の平均電力を供
給するとともに、パルス送信の間にT/Rサブアセンブリ
に必要とされるかなり高いピーク電力を供給しなければ
ならない。電力分配システムは、単一パルスの送信の間
に送信機の電子装置に供給される電圧の大きな垂下を避
けるために、または前のパルスからのキャリイ・オーバ
ーのために、個々のT/Rサブアセンブリにおける垂下が
許容最小値まで保たれるように設計しなければならな
い。これによって後述するように正確な調整が可能とな
る。この許容最小値は最終的な負荷を形成する送信モジ
ュールにおいて必要とされる電圧と、個々のT/Rサブア
センブリ内に設けられている調整器の動作に必要とされ
るヘッド・ルーム（head room）とによって設定され
る。

要点を繰り返すと、電力分配システムは４キロワット
の電力を各バス・バーに沿って分配されている64個のT/
Rサブアセンブリに供給して、全部で56キロワットの電
力をアンテナ配列全体に給電するために14個の全てのバ
ス・バーに供給する。送信機の動作用の電力はバス・バ
ー（３）の＋12ボルトの導体の端部に設けられている４
つの1kWの電源（４）および８個の100,000マイクロファ
ラッドで16ボルトの定格のコンデンサを介してバス・バ
ー（３）の＋12ボルトの導体に供給される。１キロワッ
トの電源（４）はバス・バー（３）に接続されている大
きな蓄積コンデンサ（５）にエネルギを連続的に供給す
る。個々のT/Rサブアセンブリによって表されるパルス
型負荷は、可変の持続期間のパルスの間、同時にエネル
ギを必要とする。この持続期間はおおよそ１マイクロ秒
と数ミリ秒の間である。このようにして、パルス型負荷
は平均電力よりも高いピーク電力をバス・バーを介して
コンデンサ（５）および電源（４）から取り出す。これ
は単一パルスの間にまたはパルスを繰り返すうちに負荷
の電圧を減少させる傾向がある。個々のT/Rサブアセン
ブリにおける電圧を一定に維持するような処置がとられ
ていない場合には、送信機の動作は不安定になる。

本発明によれば、この不安定な動作は、前述したよう
にバス・バーの端部にかなり大きなエネルギ蓄積手段を
設け、パルスが持続しまたは繰り返すときの電圧降下を
許容し得る小さな限界値に低減するようにバス・バーを
厳密に設計し、さらにT/Rサブアセンブリ負荷の各々の
中にコンデンサおよび電圧調整手段を追加することによ
って避けることができる。

第４図は896個の同じT/Rサブアセンブリの１つとして
電源システムの最終的な負荷を形成するT/Rサブアセン
ブリを示している。このT/Rサブアセンブリは４つの部
分、すなわちアンテナ分配回路31、ビーム形成分配回路
33、移相器およびT/R回路すなわちモジュール32、なら
びに基板34上に組み立てられた電源および制御ブロック
に分割されると考えられる。

アンテナ分配回路31は３つの機能を有する。送信にお
いては、アンテナ分配回路は４つのパルス式高電力増幅
器の出力を個々に４つのアンテナ素子の各々に結合す
る。受信においては、アンテナ分配回路は４つのダイポ
ール・アンテナ素子からのリターン信号を個々に４つの
低雑音増幅器の各々に供給する。サブアセンブリ内の回
路、特に移相器の状態の監視中においては、校正用に各
アンテナ素子における信号の位相をチェックするために
カプラが設けられる。アンテナ分配回路31は受動回路で
あり、ストリップライン伝送線を使用して最も都合よく
構成することができ、これは低価格および所望のコンパ
クトさでシャーシ内の回路間を良好にシールドする。こ
れはT/Rサブアセンブリにおいて無視し得る程度の電力
を消費する。

ビーム形成分配回路33は４つの別々の受信アンテナか
らの多重化された信号を、受信の間にビーム形成器に至
る単一のチャンネルに分配し、同様に４つのアンテナ素
子と動作するようにビーム形成器からの信号を結合す
る。ビーム形成分配回路は能動素子を有していず、好ま
しくはストリップライン伝送線を使用して実現できる。
これは同様にT/Rサブアセンブリにおいて無視し得る程
度の電力を消費する。

移相器およびT/R回路、すなわち「モジュール」32は
アンテナ分配回路およびビーム形成分配回路の間に接続
されている。これは能動素子および受動素子の両方を必
要とする。これは単一のモノリシック・ヒ化ガリウム基
板上に形成することができるが、現在においては経済性
の点からハイブリッド構造のモジュールとなる。マイク
ロストリップ構造が現時点での実用的な方法である。

モジュールの各々は１つのアンテナ素子に関連した受
信および送信電子装置を有する。受信電子装置は典型的
には低雑音増幅器および可変利得増幅器を有する。同様
に、１つのアンテナ素子に関連する送信電子装置は典型
的には駆動増幅器およびしばしば利得制御を受ける電力
増幅器を有する。前述したように、電子装置は−12、＋
５および＋12ボルトの直流電源を必要とし、このうちの
最後のものはパルス送信用の主電源を形成している。

T/Rサブアセンブリは移相器を作動するとともに送受
信校正状態を決定するための制御ロジックを含み、また
更に追加のコンデンサおよびスイッチング電圧調整器を
有する局部電力調整部を含む。電力調整部および制御回
路は測定し得る程度の電力を消費する。

T/Rサブアセンブリはこのように５乃至6GHzで動作す
るレーダシステムにおけるフェーズド・アレイの４つの
アンテナ素子を作動するために使用される電子回路と、
電力分配システムの最後の素子である局部コンデンサお
よび電圧調整器を有する。各T/Rサブアセンブリは、最
終的な負荷であり、かつバスから分配される電力の受容
部であるが、200ワットの熱を発散しながら、最大40ワ
ットのr.f.電力を放射するように設計される。従って、
サブアセンブリのシャーシは能動電子装置、局部コンデ
ンサおよび調整器を収容するのに充分な大きさのもので
なければならないとともに、発生された熱を運び去るの
に必要な空気通路が得られるように充分小さくなければ
ならない。

考慮中のフェーズド・アレイ・レーダ・システムにお
いては、各T/Rサブアセンブリは関連するアンテナ素子
の断面積要求条件内に留まっていることが要求される。
アンテナ素子を４つ１組にすることは最も満足すべきグ
ループ分けであることがわかっている。アンテナ素子は
走査範囲に応じて約２分の１乃至３分の２波長の間隔を
おいて設けられる。本構成においては、比較的低い垂直
走査範囲がアンテナ素子の垂直方向の間隔を約３分の２
波長にするものである。水平走査範囲が大きい場合に
は、ダイポール素子間の水平方向の間隔は約２分の１波
長である。このような状態において、アンテナ素子は、
ダイポールの場合、垂直方向に大きな利用できるスペー
スがあるので垂直平面内に配向され、サブアセンブリ間
の空間は垂直列に平行に設けられる。

アンテナ作動回路の断面積がアンテナ配列の領域の大
きさを超えないという要求により、アンテナ作動回路を
含む各サブアセンブリのシャーシの断面積はアンテナ素
子当りの許容された２分の１乃至３分の２波長の寸法以
内に留めるべきである。この空間的な制限はT/Rサブア
センブリにおける全てのr.f.路を等しい長さにし、サブ
アセンブリを交換することを可能にする。

この例においては、４つのアンテナ素子を作動するT/
Rサブアセンブリの電子回路は16cm×2.7cmの全断面寸法
すなわちアンテナ素子当り4cm×2.7cmの断面寸法内に入
る。この断面は５乃至6GHzで動作するアンテナ配列に対
して充分小さなものである。

制御回路は遠隔制御コンピュータからの高レベル・ビ
ーム・ステアリング・コマンドを実行し、低レベル・ビ
ーム・ステアリング・コマンドを計算し、自己校正機能
を行う。自己校正機能においては、個々のモジュールの
位相エラーが周期的に測定され、電源システムに起因す
る固定電圧エラー（電圧ドリフトではない）を含む本質
的に全てのエラーに対して補正される。

局部電力調整回路は、第５図を参照すると、４つの調
整ドレイン・スイッチ（37）を有し、これは各モジュー
ルに１つずつ割り当てられている。２つの局部フィルタ
・コンデンサ（C3）が４つの調整ドレイン・スイッチの
間で共有されている。４つの調整ドレイン・スイッチ
（37）は小さなアルミニウム基板（34）上に取り付けら
れている。局部電力調整回路は送信機動作における１つ
のパルスの間にまたはパルスの繰り返しの間において局
部送信負荷を１ミリボルトより良好に安定化するように
必要な調整を行う。

アルミニウム基板（34）は、制御回路および局部電力
調整装置がその上に取り付けられているが、個々のT/R
モジュール（32）に導くコネクタに接続するための１行
の４つのソケット（35）を備えている。これらのコネク
タはT/Rモジュールに局部ステアリング・コマンド、タ
イミング制御信号および電力を供給する。同じ信号は、
高レベルにあるスエタリング・コマンドを除いて、基板
（34）に取り付けられている補助回路基板上に設けられ
ている31個のパッド（36）を介してT/Rサブアセンブリ
に供給される。パッド（36）は図示されていないコネク
タに接続されるように設計され、第3D図に示すように積
層バス・バー（３）上に支持されているソケット用に設
計されている。

４つのモジュール調整ドレイン・スイッチ（37）は基
板（34）の両端に設けられ、共有のフィルタ・コンデン
サC3は、典型的には100マイクロフォラッドで20ボルト
の定格のものであるが、31個のパッド（36）に隣接して
基板の後縁部に設けられている。モジュール調整ドレイ
ン・スイッチ（コンデンサC3を含んでいない）はアルミ
ニウム基板（37）の縁部上の約２分の１インチのところ
の小さな矩形の密閉パッケージ内に配置されている。ア
ルミニウム基板は約４−3/4インチ×２−1/2インチであ
る。

新規な調整ドレイン・スイッチ（37）は、レーダ・パ
ルス送信の間、短い間隔内でMMIC電力増幅機をターンオ
ンおよびターンオフして、正確なディジタル制御電力レ
ベルになるように設計されている。ドレイン・スイッチ
の調整機能は送信されるレーダ・パルスの立ち上がり時
間および立ち下がり時間に匹敵し得る速度で動作し、パ
ルスの間に発生する変化を持続するように設計されてい
る。このため、ドレイン・スイッチの利得帯域幅は１お
よび10メガヘルツの間に設定されている。利得帯域幅に
対する上限は後で説明するようにモジュール負荷におけ
るリンギングを避けるのに充分な小さい値に設定されて
いる。

調整ドレイン・スイッチはメガヘルツの帯域利得幅を
有しているので、レーダ・パルス送信の間に存在する負
荷または電源の実時間の変化に対して実質的に瞬時に補
正することができ、また個々のT/Rモジュールにおいて
ミリボルトの正確さで10−12ボルトの直流電源出力を維
持することができる。従って、単一のレーダ・システム
における数千の電力増幅器の各々の出力は、負荷または
電源に起因するパルス振幅の変化に対して安定化され、
このためパルス相互間で最大の相関を得ることができ
る。

上述したことに加えて、調整ドレイン・スイッチは、
ハードウェアまたはソフトウェアが不良となった場合に
T/Rモジュール内のMMICの破損を防止する手段を提供す
る。

ディジタル・プログラマブル調整ドレイン・スイッチ
の電気回路およびそれの電源、負荷および適当な制御信
号への外部接続が第６図に示されている。

各調整ドレイン・スイッチは３つの電力端子P1,P2お
よびP3を有している。第１の端子（P1）はドレイン・ス
イッチを遠隔電源に接続するためのものである。更に詳
しくは、端子（P1）は積層バス・バー（３）を介して大
きな蓄積コンデンサ（５）および1kWの電源の正端子に
接続されている。積層バス・バー（３）は図示のよう
に、並列接続の抵抗およびインダクタンス、ならびにこ
の組合せに直列な抵抗を有するものとして表される。こ
れらの素子の値は後で説明するように電力が急速な立ち
上がり時間および短い持続時間を有するパルスの形で伝
送される場合に実際上重要である。第２の電子端子（P
2）は調整ドレイン・スイッチを関連するMMIC T/Rモジ
ュール負荷（32）に接続する出力端子である。調整ドレ
イン・スイッチとMMICモジュールとの間のリード線イン
ダクタンスが12で示されている。リード線インダクタン
スはエネルギが短いパルスの形で供給される場合に重要
である。調整ドレイン・スイッチが急速な立ち上がり時
間または立ち下がり時間でオン／オフすることが可能で
ある場合、このインダクタンスにより負荷にリンギング
が生ずる惧れがある。第３の電源端子（P3）は電源およ
び負荷が戻るアース接続部である。

調整ドレイン・スイッチに供給される制御信号は基板
（34）（第４図）上の31個のパッド（36）を介して供給
される。第６図に示すように、制御信号には、各パルス
が送信されるときに調整ドレイン・スイッチをオン／オ
フする送信付勢制御信号、基準電圧を設定し増分させる
ために使用される校正制御信号、およびモジュール毎の
変動の補正または他の目的のために使用される「他の補
正信号」が含まれる。

ディジタル・プログラマブル調整ドレイン・スイッチ
（37）の回路が第６図に示されている。その主構成要素
は温度補償型電圧基準回路（10）、ディジタル・アナロ
グ変換器（DAC）およびRAM回路（11）、２段ゲート・バ
ッファ（T2,T3）、演算増幅器（OPAMPとも呼ぶ）（1
3）、個別の電力用MOSトランジスタ（T1）、コンデンサ
C1乃至C3、ならびに抵抗R1乃至R6である。

上述した構成要素の性質およびその接続は次の通りで
ある。温度補償型電圧基準回路（10）は電圧降下用の抵
抗（R6）を介して12ボルトの内部ドレイン電源バス（1
4）およびドレイン・スイッチの内部アース接続部に接
続されている。抵抗（R6）の値は調整器の性能を最適化
するように選択される。温度補償型電圧基準回路は温度
補償型ツェナー基準回路またはバンドギャップ調整器で
あってよく、これは固有の温度安定性を有する傾向があ
る。温度補償特性は予想される温度変動範囲にわたって
５乃至７ボルトの公称ツェナー電圧値のミリボルト内に
出力電圧を維持するようになっていなければならない。
温度は周囲温度、ならびに電子装置の発熱と空気冷却と
の間に生じる装置内の動的な温度平衡の両方によって影
響を受ける。典型的には温度補償範囲は100℃にわたる
べきである。

電圧調整器10の出力はDACおよびRAM回路（11）の信号
入力に接続されている。この回路（11）は、例えば、デ
ィジタル・アナログ変換機能およびメモリ蓄積機能を有
するAD7225型集積回路の４分の１である。典型的には、
DACはRAMに供給される入力信号を256の部分にインクリ
メント（増分）またはデクリメント（減分）することが
できる８ビットの分解能を有する。この回路（11）の出
力信号は校正および補正制御の関数としてこの大きさの
変分を加えたりまたは引いたりした基準電圧を形成す
る。

DACおよびRAM回路（11）の出力は所望の低インピーダ
ンス駆動を行う２段の温度安定型ゲート・バッファを介
してOPAMP（13）の入力に接続されている。ゲート・バ
ッファはその第１段を形成するエミッタフォロワ回路構
成の1904型のNPNトランジスタ（T2）および第２段を形
成するエミッタフォロワ回路構成に接続されている1906
型のPNPトランジスタ（T3）を有する。

DACおよびRAM回路（11）とOPAMP（13）との間のバッ
ファの接続は次の通りである。DACおよびRAM（11）から
の信号はトランジスタ（T2）のベースに供給される。ト
ランジスタ（T2）のコレクタはＢ＋バスに接続され、ト
ランジスタ（T2）のエミッタは２キロオームのバイアス
抵抗（R5）を介して内部のアースに接続されている。ト
ランジスタ（T2）のエミッタに現れる信号はトランジス
タ（T3）のベースに供給されている。トランジスタ（T
3）のコレクタはアースに接続され、トランジスタ（T
3）のエミッタはバイアスおよびバッファ抵抗（R1）を
介して送信付勢信号用の制御入力に接続されている。ト
ランジスタ（T3）のエミッタはまたOPAMP（13）の正入
力に接続されている。

DACおよびRAM回路（11）とOPAMP（13）との間に２つ
のNPN/PNPエミッタフォロワ・バッファ段を使用するこ
とによってOPAMP用の低駆動インピーダンスの温度安定
バッファを形成する。温度補償は、相補型トランジスタ
が信号結合路に使用されて、これにより第１のトランジ
スタの入力接合電圧の温度により誘起されたドリフトが
第２のトランジスタの同様なドリフトとほぼ等しく、か
つその符号が反対になるようにしたことによっている。
従って、この２つのトランジスタはOPAMPの入力に補償
された出力電圧を発生する。エミッタフォロワ回路構成
は低下方向のインピーダンス変換を２度行い、演算増幅
器（13）用の最終的な低い駆動インピーダンスを生じ
る。OPAMPへの送信付勢信号路の抵抗（R1）はバッファ
出力の低いインピーダンスに対して3.3Kの高い値を有し
ている。従って、抵抗（R1）はバッファの出力段用のバ
イアス機能、およびOPAMP入力に現れる送信付勢制御信
号路上の雑音を低減しようとするバッファ機能の両方を
有している。

OPAMP（13）は、送信付勢制御信号によってオンまた
はオフにゲートされるが、MMIC負荷の出力をDACおよびR
AM回路（11）から供給される基準信号と比較する。それ
から、OPAMPは直流バスおよびMMIC負荷の間で緊密なフ
ィードバック・ループ内に接続されたトランジスタ・ス
イッチ（T1）の利得を調節して、負荷の電圧を基準電圧
に比例的に対応させるようにする。

OPAMPの負入力端子への接続は次の通りである。OPAMP
（13）の負入力端子は抵抗R2およびR3の間の接続点に接
続されている。抵抗R2およびR3は、MMIC負荷（32）が接
続されているパッド（端子P2）とアースとの間に直列接
続されて分圧器を形成している。この接続によりOPAMP
の負入力端子には、負荷の両端間に現れる電圧の半分に
等しい電圧が供給される。470ピコファラッドのコンデ
ンサは、高周波フィードバックを形成するものである
が、OPAMPの出力と負検知入力端子との間に接続されて
いる。

OPAMP（13）の出力端子はトランジスタ・スイッチ（T
1）のゲートに接続されている。このトランジスタ・ス
イッチは直流バスからMMIC負荷への電流の流れを制御
し、これによりMMIC負荷の電圧を制御する。この接続は
0.1マイクロファラッドの結合コンデンサ（C1）を介し
て行われる交流結合である。トランジスタ（T1）のゲー
トとソースとの間に接続されている10Kオームの抵抗（R
4）は結合コンデンサ（C1）を短時間で放電するように
作用する。トランジスタ（T1）のドレインはＢ＋内部バ
ス（14）に接続されるとともに、T/Rサブアセンブリに
近接して設けられている中位の大きさのフィルタ・コン
デンサ（C3）の正端子に接続されている。その負端子は
内部アースに接続されている。コンデンサ（C3）は２つ
の調整ドレイン・スイッチの間で共有され、その有効な
容量は図示の値の約半分である。コンデンサの大きさは
内部の直列抵抗に依存しており、直列抵抗が小さい場合
には、小さな値、例えば25マイクロファラッドが適当で
ある。トランジスタ（T1）のドレインはまたパッド（端
子P1）に接続され、さらに積層バス・バー（３）を介し
て遠隔の1kWの電源（４）および遠隔の大きなフィルタ
・コンデンサ（５）に接続されている。トランジスタ
（T1）のソースはパッド（端子P2）に接続され、直流バ
ス（14）からMMIC負荷（32）への電流路を完成してい
る。

トランジスタ（T1）は最近入手可能となったＮチャン
ネルの50ボルトの電力用MOSFETである。このトランジス
タが特に改良された特性はドレイン・ソース抵抗（RDS
（オン））に関連しており、これは５アンペア台の電流
に対して0.1オーム以下である。本願においては、調整
器に許容し得る電圧降下は５アンペアにおいて約0.2ボ
ルトであり、これはより少ないヘッド・ルームが電源に
使用された場合に調整回路内での消費を低減する。同時
に装置の入力コンデンサは非常に小さな値に保持され、
典型的には1000ピコファラッド以下である。この結果、
装置の帯域幅は増幅器としてみた場合、数メガヘルツで
ある。従って、装置はパルスをオン／オフするのに必要
な速い速度で発生する電源の変化またはレーダ・システ
ムのパルス式電力増幅器のパルス内における時間的変化
を補償するのに充分な速さである。

トランジスタは、名目上オンにゲート駆動されている
とき「線形素子」であり、バイアスおよび入力信号レベ
ルを適切な値に設定することによって所望のレベルの導
電率にすることができる。フィードバック・ループに利
得が存在するため、線形性はループを安定化するために
必要でなく、トランジスタはその能動領域のどこにおい
ても作動することができる。他の増幅器と同様に、トラ
ンジスタは必要に応じて導電率を円滑に変化（線形でな
く）するように使用されて、調整スイッチング作用を行
う。

調整ドレイン・スイッチとしてＰ−MOS素子ではなく
Ｎ−MOS電力トランジスタを選択したことは低価格を含
むいくつかの利点を有する。欠点はゲートをターンオン
するためにＢ＋公称電圧よりも高い電圧を必要とするこ
とである。しかしながら、このような電圧は＋12乃至−
12ボルトで動作するOPAMPからコンデンサ結合を使用す
ることによって容易に得ることができる。

調整ドレイン・スイッチは上述した回路を有するが、
OPAMPと電力用MOSトランジスタを接続する緊密なフィー
ドバック・ループを形成し、これは電力用MOSトランジ
スタの出力電圧を、OPAMPの正端子に結合された基準電
圧に比例した電圧に保持する。この関係は、ループ利得
が１よりかなり大きく、かつシステムのダイナミック・
レンジが超えられていない限り確実に保たれる。470ピ
コファラッドのフィードバック・コンデンサは、高周波
過渡現象において現れる急峻な立ち上がり時間に応じて
上限を設定している約0.4マイクロ秒に回路の立ち上が
り時間および立ち下がり時間を制限する。この制限の目
的は各T/Rモジュール（32）に接続されているリード線
インダクタンス（12）の両端間に現れる電圧を制限し、
リンギングを防止することである。従って、立ち上がり
時間および立ち下がり時間は、フィードバック・ループ
内のコンデンサ（C2）の大きさを正しく選択することに
よってリンギングを防止するのに必要な最適値に調整す
ることができる。

約１ミリ秒まで存在する正常な動作状態においては、
ドレイン・スイッチの出力電圧は基準電圧に正比例す。
この状態において、結合コンデンサ（C1）がまだあまり
充電されてなく、ループ利得は１よりも充分大きく保た
れている。パルスの持続期間が１ミリ秒を超えると、0.
1マイクロファラッドの結合コンデンサの両端間の電圧
はOPAMPの所定の電圧ダイナミック・レンジを超えて、
フィードバック・ループは崩壊する。また、これは調整
ドレイン・スイッチの出力を急速にゼロに低下させる。

ドレイン・スイッチの最大オン時間は結合コンデンサ
（C1）およびゲート・ソース抵抗（R4）によって制限さ
れる。交流結合は、ドレイン、スイッチを長い期間オン
状態に維持する傾向があるハードウェアまたはソフトウ
ェアの不良によってMMIC負荷が過熱または破損されるこ
とを防止する。この機能は、少数のモジュールが不正に
ターンオンされて、これによって生じるピーク需要の電
源の平均電流処理容量を超えないが、個々のモジュール
負荷を過熱する惧れのある場合に特に重要である。

大きな１キロワットの電源（４）から個々のT/Rモジ
ュール（32）負荷への電力分配システムの動作は第7A図
および第7B図を参照することにより最もよく説明でき
る。前述したように電力分配システムのこの部分の主な
構成要素は１キロワットの電源（４）、大きなフィルタ
・コンデンサ（５）、積層バス・バー（３）、T/Rサブ
アセンブリ内のコンデンサ（C3）、およびT/Rモジュー
ル負荷（32）に直列に接続されている調整ドレイン・ス
イッチ（37）である。

これらの構成要素はいくつかの機構を介して作動し、
送信パルスの外部限界を設定するものとして考えられて
いる１ミリ秒の期間の間においてT/Rサブアセンブリの
電圧を維持する。10マイクロ秒を超えない最初の数マイ
クロ秒の間、電源電圧はT/Rサブアセンブリ内の局部コ
ンデンサ（C3）によって維持され、初期降下はコンデン
サの直列抵抗の大きさによって決定される。０か100マ
イクロ秒の期間においては、バス・バー（３）を介して
大きなフィルタ・コンデンサ（５）から供給されるエネ
ルギは、高周波エネルギに伝える際に変化するインダク
タンスおよび抵抗から成るバス・バーの直列交流インピ
ーダンスによってかなり変更される。100マイクロ秒乃
至１ミリ秒の間の期間においては、バス・バーの交流イ
ンピーダンスは直流値に低下し、大きなコンデンサの直
列抵抗が重要になる。MMICモジュール負荷において10.5
±1/2ボルトの電圧が望ましい場合には、調整ドレイン
・スイッチは200マイクロ秒を超え１ミリ秒に近い期間
の間、送信パルスに対してドレイン・スイッチの調整精
度内に出力電圧を維持する。

行の中央のT/Rサブアセンブリすなわち最悪の場合のT
/Rサブアセンブリに対する電力分配回路の、調整ドレイ
ン・スイッチの入力においてとった電圧対時間特性をコ
ンピュータでシミュレートし、その結果の予想電圧対時
間特性が第7B図に点線で示されている。

シミュレートされた特性は第7A図に示されている簡略
化された等価回路を想定した。この等価回路図におい
て、バス・バー（３）の一端に接続されている１キロワ
ットの電源（４）の図の左端に80アンペアの発電器とし
て示されている。バス・バーの各端部に設けられている
２つの大きなコンデンサ（５）は等価な直列抵抗（ES
R）および100,000マイクロファラッドの理想的なコンデ
ンサによって表されている。コンデンサの信号は、バス
・バーを表すアースされていない通路内の直列接続され
た素子L/2およびRac/2の左端および右端に示されてい
る。２つのコンデンサ（５）はバス・バーのアースされ
ていない導体とアースされている導体との間に並列に接
続されている。バス・バーは、図示されていないが最悪
の場合のT/Rサブアセンブリに対応する負荷がバス・バ
ーの中央に配置されて、両端からエネルギを受け取って
いるので、半分に分割して示されている。T/Rモジュー
ル負荷はバス・バーの中央の節点P1に現れ、破線の間の
MMICで表されており、抵抗と容量の等価回路で表わした
コンデンサ（C3）を含む。負荷は直列接続されたMMICモ
ジュールおよび調整ドレイン・スイッチから構成され、
これらはアースされていないバス・バー導体とアースさ
れているバス・バー導体との間に接続されている。簡単
化のため、MMICモジュールへのリード線インダクタンス
およびコンデンサのリード線インダクタンスは無視され
ている。

入手し得る部品を使用して上述したパラメータの各々
に対して周知の値を取った計算結果が第7B図に点線で示
されている。これは上述したように調整ドレイン・スイ
ッチの入力を表している。図の時間座標は対数目盛であ
り、電圧座標は線形である。図から、点線は左端から約
0.5ミリ秒までの間11ボルトより上にあることがわか
る。これから、ただ0.2ボルトのヘッド・ルームを必要
とする調整器は0.5ミリ秒の期間の間10.5ボルトの安定
な電圧を負荷に供給できることがわかる。１マイクロ秒
の始点近くから11.5ボルトで開始した点線は10マイクロ
秒の近くで0.5ボルト未満の僅かな電圧だけ低下し、そ
れから徐々に上昇して100マイクロ秒の近くで約11.5ボ
ルトのピークに達し、それから徐々に低下して１ミリ秒
において約10.3ボルトになる。

点線で示すコンピュータによる曲線に対する理論的説
明は図に左から右に向かって示されている３本の実線を
参照して行うことができる。

パルス動作の間、MMIC T/Rモジュールに供給されるエ
ネルギは第7A図に示す３つの供給源、すなわちT/Rサブ
アセンブリ内のコンデンサC3の放電、大きな（100,000
マイクロファラッド）コンデンサ５の放電、および1kW
の電源（４）により供給される。通常の長さのパルスの
場合には、主なエネルギは２つのコンデンサの放電によ
って供給され、バス・バーのインダクタンスおよび寄生
抵抗が負荷に利用できるエネルギを吸収する。バス・バ
ーのインダクタンスからのエネルギの放出は通常パルス
の後に発生する。1kWの電源（４）は送信パルスの間の
エネルギのうちの小さな割合だけ供給する。

上述の検証された（但し、変えることのできる）前提
条件で作動した場合、第7B図の３本の実線は調整ドレイ
ン・スイッチの入力における出力電圧の振幅に影響を与
える主な作用を示している。約１マイクロ秒以内のパル
スの始めにおいては、電圧は1kWの電源の12ボルトの無
負荷値から急激に0.5ボルト低下する。この電圧は、積
層バス・バーからのエネルギによって支持されていない
と仮定した場合、徐々に低下して10マイクロ秒において
10ボルト以下になる。第１の実線ははT/Rサブアセンブ
リのコンデンサC3がそれ自身の直列抵抗を介してRFモジ
ュール負荷へ放電することを表している。放電の時定数
は節点P1に低いインピーダンス負荷が接続されていると
仮定して、コンデンサおよび直列抵抗の値によって設定
される。直列抵抗が実質的に低減できる場合には、コン
デンサの容量値は比例して低減してもよい。入手可能な
タンタルおよびセラミック・コンデンサが適切である
が、アルミニウム電解コンデンサは過大な直列抵抗を有
する。

第２の実線は、数マイクロ秒から約100マイクロ秒ま
で延びているが、バス・バーの両端の２つの大きな蓄積
コンデンサ（５）からバス・バーの中央の負荷にエネル
ギが供給されるにつれてバス・バー自身の複素インピー
ダンスが減少することによる作用を表している。この過
程は急峻な初期過渡電流がバス・バーの両端に流入する
ときに開始する。バス・バーの初期交流インピーダンス
は高いが、過渡状態の経過につれて交流インピーダンス
は低下し、約100マイクロ秒のところで、バス・バーお
よびその直列抵抗によって表される時定数が終了し、比
較的低い直流抵抗のみが残り、パルスの最後の部分に当
てはまる第３の実線へと進むことになる。

第３の実線は、約100マイクロ秒から１ミリ秒まで延
びているが、エネルギをバス・バーに供給する際の大き
な蓄積コンデンサの直列抵抗の影響を示している。コン
デンサ（５）の直列抵抗による電圧降下は約0.1ボルト
であり、バス・バーの最終的な直流抵抗による電圧降下
よりもかなり小さい。100マイクロ秒以降の実線はコン
デンサがそれ自身の直列抵抗を介して低インピーダンス
負荷へ放電する状態を表す。エネルギは前述したように
残りの１ミリ秒の大部分において調整器の出力において
10.5ボルトを必要とする負荷によって使用され得る。

したがって、連続した点線の曲線は上述した３本の実
線によって表わした３つの作用の組合せを表している。
要約すると、最初の数マイクロ秒はエネルギのほとんど
がT/RサブアセンブリのコンデンサC3から供給されるこ
とを表している。しかしながら、数マイクロ秒後には、
２つの大きな蓄積コンデンサ（５）からバス・バーを介
してエネルギがT/Rサブアセンブリの節点P1に供給され
始める。この２つのエネルギ供給源は10マイクロ秒にわ
たって一緒に作用して、節点P1における出力電圧の低下
を0.5ボルト未満に保つ。100マイクロ秒に近づくと、エ
ネルギの供給はバス・バーの直流抵抗（もはや変化しな
い）およびコンデンサの直流抵抗の影響を受ける。これ
らの寄生抵抗は小さく、１ミリ秒に近い時間において同
じバス・バー上のT/Rモジュールへの大きなコンデンサ
の負荷によって決定される徐々に変化する放電を変更す
る。

第7B図のグラフは図示の変数の値を前提としている。
大きなコンデンサ（５）のESR（等価直列抵抗）は30ア
ンペアの最大RMS電流に対して約2.2ミリオームである。
タンタルからなるコンデンサC3では100マイクロファラ
ッドの容量を想定した場合50ミリオームである。同等の
性能が、20ミリオームのESRを有する2.2マイクロファラ
ッドのセラミック・コンデンサに置き換えられた場合に
得られる。バス・バーのパラメータは導体の構造に依存
しているが、その最も重要な要因は最小のRFインピーダ
ンスのために最小の長さ（Ｌ）および最大の幅（Ｗ）を
維持することである。バス・バーの各＋12ボルトの導体
はその導体に関連する16個のT/Rサブアセンブリを作動
するために25％のデューティサイクルの場合に平均80ア
ンペアすなわち960ワットで、320アンペアのピーク電流
を通す。バス・バーに４つの＋12ボルトの導体がある場
合には、全体で４倍の大きさとなる。＋５ボルトの導体
は16アンペアの電流を連続的に通し、−12ボルトの導体
は約１アンペアの電流を通す。

通常の定格を使用した前述した負荷要求条件（例え
ば、80アンペアの平均負荷）では６番ワイヤに対応する
断面を有する個々の導体が必要になる。しかしながら、
導体が数マイクロ秒以内に供給源から３または４フィー
ト離れた所に電力を供給することが必要な場合には前述
したように厳しい要求条件が導体の構造に加えられる。
影響を受けたパラメータはバス・バーの導体の直列高周
波インダクタンスおよび直列高周波抵抗を左右する。

機械的便宜のため、個々の導体の最小の厚さは前述し
たように0.020インチである。この値は、電流負荷が大
きくなるにつれて大きくしてもよいが、小さくはできな
い。導体の幅は電流の大きさに応じて決められる。幅を
大きくすることはバス・バー導体の直列RFインダクタン
ス（Ｌ）および直列RF抵抗（Rac）を減らすのに非常に
重要な要因である。本要因においては、約２インチの幅
が適当である。

高周波電気エネルギの伝達に対応し得るバス・バーの
電気的特性は並列容量Ｃ、並列漏洩コンダクタンス
（Ｇ）、浸透厚（SD）、直列RFインダクタンス（Ｌ）、
直列RF抵抗（Rac）である。（伝送ラインとしてみた場
合のラインの特性インピーダンスＺは設計に使用されな
い） 設計においては、並列容量は小さいことがわかってい
るので、無視してもよい。

ここにおいて、 Ｋ＝誘電体層の比誘電率 Ｗ＝導体の幅（インチ） Ｌ＝バス・バーの長さ Ｄ＝誘電体層の厚さ 通常の誘電体の厚さは0.0055インチである。バス・バ
ーは低電圧バス・バーであるので、誘電体の厚さを減ら
すことができる。しかしながら、実用上の点を考慮する
と誘電体層の最小の厚さは約0.003インチである。

また、通常の誘電体材料の並列漏洩コンダクタンス
（Ｇ）は小さいので、無視してもよい。

浸透厚（SD）は高周波エネルギ伝達に影響を与える臨
界的な式（３）および（４）で表される。

ここにおいて、 ｆ＝供給される波の周波数 Ｍ＝銅の透磁率（実質的に１） Ｎ＝銅の伝導率 100kHzにおける浸透厚は0.0082インチである。

直列インダクタンス（Ｌ）は高周波伝達を制限する。

これはバス・バーに対する幅を更に大きくすることを
示唆し（例えば、約２）、バス・バーの両側に寸法の等
しい対向するアース面が使用されることを示し、この場
合インダクタンスが大体２分の１に低減る。これはま
た、Ｌを２分の１減らすためにバス・バーの両端からエ
ネルギを供給することによって、すなわち２つのコンデ
ンサ（５）を使用することによって最小の長さが達成さ
れることを示している。誘電体の厚さが実質的に浸透厚
より小さくなると、100kHzの信号成分で想定した0.0082
インチの浸透厚は式（３）を支配する。しかしながら、
浸透厚を決定する変数は簡単な操作を受けず、銅は好適
な導体であり、その使用に対する技術は非常に進んでい
る。

RF抵抗（Rac）はバス・バーの高周波エネルギ伝達性
能に対する第２の重大な制限条件である。

ここで再び、エネルギをバス・バーに対して両端から
供給する構成によって（すなわち、２つのコンデンサ
（５）を使用する構成によって）長さを（半分に）減ら
すことが好ましいことを示している。また、上記の式は
幅の増大により高周波抵抗が減少することを示してい
る。

伝送ラインの特性インピーダンス（Ｚ）の式は次の通
りである。

この式は表皮効果による高い損失のために100,000Hz
において非常に低い「Ｑ」が形成されるという本状況に
おける有用性に欠けている。この「Ｑ」は１以下であ
る。更に、負荷インピーダンスが低いので、ラインの特
性インピーダンスに対してインピーダンス整合が妨げら
れている。分析および確認の実験によると、パルス・シ
ステムにおいてバス・バーに沿ったかなり高い周波数の
エネルギの伝送は直列RFインダクタンスＬおよび直列RF
インダクタンスRacおよび／またはそれらの合成を最小
にすることに依存する。

要約すると、浸透厚の式は材料に依存し、例えば真ち
ゅうのような他の材料よりも銅が好ましい。形状上の要
因は個々の負荷に対する高周波エネルギの伝送において
バス・バーの長さを最小にすること推奨している。これ
は大きなコンデンサ（５）をバス・バーの一端のみに設
けるのではなく、個々の負荷からみたバス・バーの実効
長を短くするためにその両端に設けるべきであることを
示している。最後に、幅についての要因はRFインダクタ
ンスおよびRF抵抗に対する式の分母に現れている。細長
の矩形断面を使用した設計が有利である。このため幅が
２インチで厚さが0.020インチの大きさにしている。

設計上の考慮事項および計算された結果においては、
負荷が中央のMMICモジュールである最悪の場合を想定し
た。他の場所における電圧変動は３マイクロ秒乃至100
マイクロ秒の時間フレームにおいてかなり小さなもので
ある。この最初の期間の間においては、バス・バーの交
流特性が個々のT/Rサブアセンブリへのエネルギの分配
を制御する。100マイクロ秒乃至１ミリ秒の時間フレー
ムにおいては、性能はほぼ同じである。バス・バーの出
力が負荷に直接供給される場合（局部コンデンサC3は含
まれているが、調整ドレイン・スイッチ32が設けられて
いない場合）には、ドレイン電圧は約10マイクロ秒の時
間フレームにおいてモジュール毎に僅かに変化する。こ
の変化は通常のレーダ・パルス列においてはパルス毎に
は変わらない。調整ドレイン・スイッチを使用した場合
には、電力分配システムは種々のT/Rサブアセンブリに
おける全てのMMICモジュールに実質的に一様な電力を供
給する。

第3D図は電力コネクタ（第3A図、第3B図および第3C図
に関連して説明した）、およびT/Rサブアセンブリ
（２）への制御接続部を有するバス・バーのパッケージ
化を例示する簡略図である。各サブアセンブリは１アン
ペアの平均容量を有する典型的には31ピンのコネクタを
備えている。積層バス・バーは工場で組み立てられ、64
箇所のサブアセンブリ位置の各々において４つのタップ
を備えている。31ピンのソケット（41）がバス・バー上
に組み立てられ、適当な４つのバス・バー導体に接続さ
れている４つの電力タップ（42）に接続される。ソケッ
トのピンは通電容量に合うように必要に応じて並列に接
続され、この並列なピンが４つの電力タップに接続され
る。これらの接続はすべて工場組立工程の一部として行
われ、出力コネクタは結像の完全性を確認するためにバ
ス・バーの両端の対応する入力コネクタとともに各ピン
毎に検査される。

制御用の接続は工場で組み立てられた可撓性のストリ
ップ・プラグ（43）によって行われ、この可撓性のスト
リップ・プラグ（43）はバス・バー（３）の下面に固着
された可撓性のストリップ・バスから分岐している。コ
ネクタ（43）はバス・バーにそって64箇所のサブアセン
ブリ位置の各々に設けられる。また、これらの接続も工
場組立工程の一部として行われ、出力コネクタは結線の
完全性を確認するためにバス・バーの両端の対応する入
力コネクタとともに各ピン毎に検査される。

電力および制御機能を単一の工場組立ての構造内に一
体化することはバス・バーにそってT/Rサブアセンブリ
の位置に正確に接続部を割り出し、適切にバス・バー上
に取り付けることを可能にする。このため、必要な電流
処理容量を備えている単一のプラグによりMMICモジュー
ルを作動するのに必要な全ての直流電力および全ての論
理指令が供給される。この構成は、バス・バー入力コネ
クタおよびモジュール出力モジュールに接続され、かつ
全ての接続部のチェックをピン毎に行うようにプログラ
ムされている試験設備によって、高価な電子装置を損傷
する危険もなく、簡単かつ確実に試験できる。本実施例
においては、機械的な確認が必要である接続部が30,000
である。

高電力接続部における冗長性およびランダム性を含
む、論理指令を有する完全な積層バス・バー・システム
は、そのために設計された試験器によって完全かつ自動
的に試験することができる。

パルスの持続期間の間にわたってパルス負荷の両端間
の電圧を維持する調整ドレイン・スイッチを使用するこ
とによって、T/Rサブアセンブリにおける電源のスペー
スおよび大きさを節約することができる。ここに提案し
た調整ドレイン・スイッチは、追加される電子装置が小
さいのでスペースの問題もなく、また調整機能がスイッ
チおよびその回路からの熱に対して余分な熱を追加しな
いので余分な熱の発散もなくハイブリッド形式で簡単に
作製することができる。調整の能動手段としての調整ド
レイン・スイッチは同じ程度の電圧安定性をT/Rサブア
センブリのより一層小さなフィルタ・コンデンサで達成
することができるのでスペースを実質的に節約すること
ができる。実際の例においては、局部容量が３分の１に
低減して、電源の体積および大きさをかなり節約する。
上述したように、個々のT/Rサブアセンブリ負荷におけ
る小さなコンデンサ、大きな蓄積コンデンサから負荷に
エネルギを伝送するための小さなRF抵抗および小さなRF
インダクタンスを有するバス・バーを特徴とする新規な
電力分配システムは、高いレベル精度を達成するために
調整ドレイン・スイッチとともに使用される。電源電圧
要求条件がこの精度を必要としない場合には、調整ドレ
イン・スイッチを用いなくても、新規な電力分配システ
ムはパルス条件の下で供給電圧の安定性を大幅に改良す
る。

第１図の例は積層バス・バーが水平面にある配列を示
すもので、大きな蓄積コンデンサおよび1kWの電源が配
列の垂直側にそって配設されている。バス・バーを垂直
に配置し、全ての1kWの電源を配列の底部に水平に配列
する構成も可能であり、この方がより便利なこともあ
る。これは配列の底部において回転ベアリングを通過し
なければならない1kWの電源への主電流供給通路を短く
し、ベアリングによって支持される重量を軽くする。従
って、「行および列」という用語は、「行」が垂直であ
り、かつ「列」が水平である場合についても、「行」が
水平であり、かつ「列」が垂直である場合と同様に適用
されるものである。

MMIC電源モジュール用の電力分配システムは、電力を
個々の送信モジュールに供給する高電流路におけるリー
ド線インダクタンスを最小にすることに特別の注意を必
要としている。これらの制約は通常の冷却の必要性、簡
単な修繕性、簡単な組立および分解を含むいくつかの他
の制約とともにモジュール方式および送信モジュールを
電源調整手段とともに単一のパッケージに包含すること
を示唆している。単一パッケージの場合には、共通バス
から電力および制御指令を供給するために単一のコネク
タを使用することができる。T/Rサブアセンブリを（モ
ジュール素子として）形成する場合、４つのT/Rモジュ
ールを組み合わせることが最も良いことがわかった。４
つのT/Rモジュールからなるパッケージでは、必要な局
部エネルギの蓄積を行うためにコンデンサを４つから２
つまたは１つに統合してもよい。開示した実施例におい
ては、調整器は共有でないが、単一のT/Rサブアセンブ
リ内の送信モジュール間で共有にしてもよい。局部容量
および局部調整を含む局部電力調整手段とともに送信モ
ジュールをパッケージ化することはコンパクトで効率的
な設計を達成するのに有益である。

数マイクロ秒以内に数フィートの距離にわたって大き
な高周波電力を伝送する低インピーダンス手段を提供す
る積層バス・バーにおいては、いくつかの要因が重要で
ある。バス・バーの導体としては、効率的なr.f.電力伝
送用に必要な浸透厚を有するように適当な厚さ（0.020
インチ以上）の銅が適切である。アルミニウムおよび真
ちゅうは必要な特性が欠けている。金および銀は満足な
ものであるが、あまりにも高価である。深い浸漬厚の点
で、通常の薄いメッキは不満足である。

バス・バーの高周波インダクタンスおよび高周波抵抗
を定義している式は、直流パルスの形で高周波エネルギ
を供給する大きなコンデンサから、高周波を消費する個
々のT/Rサブアセンブリのコネクタへの各伝送路用とし
てバス・バーの長さを最小にし、かつ幅を増大すべきで
あることを示している。このため、中央の矩形導体が細
長い断面を有し、その両側に匹敵する電流容量を有する
アースされた導体が設けられている場合、r.f.インピー
ダンス（インダクタンスおよび抵抗）が大幅に低減され
る。この構成はバス・バーを過度に大きくすることなく
すでに広い（２インチ）r.f.伝送路の幅を実効的に２倍
にする。バス・バーの両端に大きなコンデンサを設ける
ことによって伝送路の長さを低減し、r.f.インピーダン
スを低減する。

また、電源の信頼性は、共通バス・バーに接続された
多くのモジュール間で共有される数個の大きなコンデン
サを使用することによって増大される。コンデンサの故
障の発生は、大きさすなわち所定の定格に殆んど無関係
であり、不良率はコンデンサの全体の数の低減に比例し
て低下する。

【図面の簡単な説明】

第１図は各々が４秒のT/R素子を作動するT/Rサブアセン
ブリの配列およびこれらのサブアセンブリに電力を供給
する手段の構成を示すフェーズド・アレイ・レーダ・シ
ステムの背部の概略構成図である。 第２図は１行のT/Rサブアセンブリに電力を供給する直
流電源の回路図である。 第3A図、第3B図および第3C図はT/Rサブアセンブリに対
する電力供給および制御用の多重導体バス・バーの構成
図であり、第3D図はバス・バーとソケットとの接続を示
す斜視図である。 第４図は４つのアンテナ素子を作動するために使用され
る４つのT/Rモジュール、ならびにT/Rモジュールに供給
される直流電圧を更に調整するフィルタ・コンデンサお
よび４つのモジュール調整ドレイン・スイッチを含む１
つのT/Rサブアセンブリを示す斜視図である。 第５図は制御ユニット、フィルタ・コンデンサ、および
１つのT/Rサブアセンブリ内の４つのモジュール用の調
整ドレイン・スイッチが取り付けられている基板の平面
図である。 第６図はモジュール調整ドレイン・スイッチ、関連する
電源からのフィルタおよび電源分配路を示す電気回路図
である。 第7A図は電力分配回路の等価回路図であり、第7B図は電
力分配回路の電気的特性を示すグラフである。 ２…送受信（T/R）サブアセンブリ、３…積層多重導体
バス・バー、４…1kWの電源、５…フィルタ・コンデン
サ、31…アンテナ分配回路、32…モジュール、37…調整
ドレイン・スイッチ。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) G01S 7/00 - 7/42 G01S 13/00 - 13/95 H01Q 3/00 - 3/46 H01Q 23/00

Claims (11)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】フェーズド・アレイ・レーダ・システムに
   おけるアンテナ素子の後部に行および列に配置された、
   それぞれ持続期間が可変のパルスの形で大電流低電圧直
   流電力を同時に要求する送信用電力増幅器を含む送信用
   サブアセンブリの配列に対する電力分配システムであっ
   て、 （Ａ）それぞれ関連する前記送信用サブアセンブリに低
   電圧直流電力を供給するために前記送信用サブアセンブ
   リの位置に行および列に配置されている複数のサブアセ
   ンブリ・コネクタと、 （Ｂ）それぞれ前記送信用サブアセンブリの位置に配置
   されて、その近くの前記サブアセンブリ・コネクタに接
   続され、所定の容量および低い直列抵抗を有し、前記電
   力増幅器の動作用に受け入れることができる無負荷値か
   ら所定の偏差以内に前記サブアセンブリ・コネクタにお
   ける電圧を維持しながら、各パルスの始めを含む第１の
   短い期間の間に関連する前記送信用サブアセンブリによ
   って必要とされるピーク電力を供給する第１の複数のエ
   ネルギ蓄積コンデンサと、 （Ｃ）関連する行内の関連する前記送信用サブアセンブ
   リを作動するための適切な平均電力容量を有し、かつ前
   記送信用サブアセンブリの行の端部に配置された複数の
   大電流低電圧の高電力直流電源と、 （Ｄ）それぞれ前記送信用サブアセンブリの各行の少な
   くとも一端に配置され、所定のエネルギ蓄積容量および
   低い直列抵抗を有し、前記第１の短い期間の終わりの前
   から開始し、かつ前記パルスの最終部分を含む第２の長
   い期間の間に関連する行の前記送信用サブアセンブリに
   よって必要とされるピーク電力を供給する第２の複数の
   大きなエネルギ蓄積コンデンサと、 （Ｅ）前記送信用サブアセンブリの各行に対し１つずつ
   設けられて、電力伝送路を構成する複数の積層バス・バ
   ーとを含み、各電力伝送路は、一対のアースされた導体
   の間に配置されて絶縁体によって分離されている矩形断
   面のアースされてない導体で構成されていて、効率のよ
   い高周波伝送を行うために、一対のアースされた導体を
   含まずにアースされてない導体だけで構成された電力伝
   送路と比べて電力伝送路の実効幅が２倍になっており、
   前記第２の複数の大きなエネルギ蓄積コンデンサおよび
   前記高電力直流電源が前記導体の端部に接続され、前記
   サブアセンブリ・コネクタが前記導体に沿った前記送信
   用サブアセンブリ位置において接続されており、 前記積層バス・バーは充分に低い高周波直列インダクタ
   ンスおよび充分に低い高周波直列抵抗を有するように適
   切な幅をもった大きさに形成され、前記第２の複数の大
   きなエネルギ蓄積コンデンサは前記第１の短い期間の終
   わりから前記第２の長い期間にわたって無負荷値から前
   記所定の偏差以内に前記サブアセンブリ・コネクタの電
   圧を維持するように充分低い直列抵抗を有しているこ
   と、を特徴とする電力分配システム。
2. 【請求項２】前記第２の複数の大きなエネルギ蓄積コン
   デンサが前記送信用サブアセンブリの各行の各端部に少
   なくとも１つずつ配設されて、前記第２の複数の大きな
   エネルギ蓄積コンデンサから前記送信用サブアセンブリ
   までの伝送路の長さを最小にした請求項１記載の電力分
   配システム。
3. 【請求項３】各々の前記送信用サブアセンブリ位置に少
   なくとも１つずつ配設され、前記サブアセンブリ・コネ
   クタにおける電圧が無負荷値から前記所定の偏差内にあ
   る限り各々の前記送信用サブアセンブリにおける電力増
   幅器の電圧を一定値に維持する複数の調整手段を更に含
   む請求項１記載の電力分配システム。
4. 【請求項４】前記第１の複数のエネルギ蓄積コンデンサ
   は少なくとも最初の数マイクロ秒の間に要求されるピー
   ク電力を供給するのに適切な容量および低い直列抵抗を
   有し、 前記第２の複数の大きなエネルギ蓄積コンデンサは前記
   積層バス・バーが充分低い高周波インピーダンスを有し
   ているとき前記最初の数マイクロ秒の後から前記パルス
   の終わりまで要求されるピーク電力を供給するのに適切
   な容量および低い直列抵抗を有している請求項１記載の
   電力分配システム。
5. 【請求項５】前記積層バス・バーの高周波パラメータは
   数マイクロ秒から約100マイクロ秒までエネルギの供給
   を容易にするように選択され、その後の前記積層バス・
   バーによる電力の伝送が前記積層バス・バーの直流抵抗
   および前記第２の複数の大きなエネルギ蓄積コンデンサ
   の直列抵抗によって主に制限される請求項４記載の電力
   分配システム。
6. 【請求項６】前記第１の複数のエネルギ蓄積コンデンサ
   の各コンデンサおよび各調整手段が共通な送信用サブア
   センブリ内に装着され、前記電力増幅器がそこからエネ
   ルギを供給される請求項５記載の電力分配システム。
7. 【請求項７】各行の前記送信用サブアセンブリは前記電
   力増幅器を付勢するようにＰ個にグループに分割され、
   ここでＰは小さな整数であり、 Ｐ個の電力伝送路が前記電力増幅器用の各々の前記積層
   バス・バーに設けられ、各々の前記電力伝送路は前記送
   信用サブアセンブリの1/P個に接続され、 前記第２の複数の大きなエネルギ蓄積コンデンサが2P個
   および前記高電力直流電源がＰ個設けられている請求項
   ６記載の電力分配システム。
8. 【請求項８】前記送信用サブアセンブリのグループは１
   つの前記高電力直流電源が故障した場合に伝送パターン
   に対する悪影響を最小にするように選択されている請求
   項７記載の電力分配システム。
9. 【請求項９】各行内の前記送信用サブアセンブリが前記
   電力増幅器とは別個に付勢される受信用低雑音増幅器を
   有し、 各積層バス・バーは前記低雑音増幅器を付勢する電力伝
   送路を有し、１つの行に関連する前記Ｐ個の高電力直流
   電源の全てが該行の低雑音増幅器に電力を供給するよう
   に接続されて、全て（Ｐ個）の前記高電力直流電源が故
   障するまで障害を防止するようになっている請求項８記
   載の電力分配システム。
10. 【請求項１０】フェーズド・アレイ・レーダ・システム
    におけるアンテナ素子の後部に行および列に配置され
    た、それぞれ持続期間が可変のパルスの形で大電流低電
    圧直流電力を同時に要求する送信用電力増幅器を含む送
    信用サブアセンブリの配列に対する電力分配システムで
    あって、 （Ａ）それぞれ低電圧直流電力を関連する前記送信用サ
    ブアセンブリに供給するために前記送信用サブアセンブ
    リの位置に行および列に配置されている複数のサブアセ
    ンブリ・コネクタと、 （Ｂ）それぞれ前記送信用サブアセンブリの位置に配置
    されて、その近くの前記サブアセンブリ・コネクタに接
    続され、無負荷値から所定の偏差内に前記サブアセンブ
    リ・コネクタの電圧を維持しながら、各パルスの始めを
    含む第１の短い期間の間に関連する前記送信用サブアセ
    ンブリによって要求されるピーク電流を供給するように
    適切な容量および低い直列抵抗を有する第１の複数のエ
    ネルギ蓄積コンデンサと、 （Ｃ）それぞれ前記送信用サブアセンブリの位置に配設
    され、前記サブアセンブリ・コネクタの電圧が無負荷値
    から前記所定の偏差内にある限り各々の前記送信用サブ
    アセンブリ内の前記送信用電力増幅器の電圧を一定値に
    維持する複数の調整手段と、 （Ｄ）それぞれ関連する行の前記送信用サブアセンブリ
    を作動するように適切な平均電力容量を有し、かつそれ
    ぞれ前記送信用サブアセンブリの行の一端に配設された
    複数の大電流低電圧の高電力直流電源と、 （Ｅ）前記送信用サブアセンブリへの伝送路の長さを最
    小にするために前記送信用サブアセンブリの各行の各端
    部に１つずつ配設され、前記第１の短い期間の終わりの
    前に開始し、かつ前記パルスの最後の部分を含む第２の
    長い期間の間に関連する行の前記送信用サブアセンブリ
    によって要求されるピーク電力を供給するのに適切なエ
    ネルギ蓄積容量および低い直列抵抗を有する第２の複数
    の大きなエネルギ蓄積コンデンサと、 （Ｆ）前記送信用サブアセンブリの各行に対し１つずつ
    設けられ、各々が一対のアースされた導体の間に配置さ
    れて絶縁体によって分離されている矩形断面のアースさ
    れてない導体を有していて、効率のよい高周波伝送を行
    うために、一対のアースされた導体を含まずにアースさ
    れてない導体だけで構成した場合と比べて伝送路の実効
    幅を２倍にした複数の積層バス・バーとを含み、前記第
    ２の複数の大きなエネルギ蓄積コンデンサおよび前記高
    電力直流電源が該積層バス・バーの端部に接続され、前
    記サブアセンブリ・コネクタが前記導体に沿って前記送
    信用サブアセンブリ位置に接続されており、 前記積層バス・バーは充分に低い高周波直列インダクタ
    ンスおよび充分に低い高周波直列抵抗を有するように適
    切な幅をもった大きさで形成され、前記第２の複数の大
    きなエネルギ蓄積コンデンサは前記第１の短い期間の終
    わりから前記第２の長い期間にわたって無負荷値から前
    記所定の偏差内に前記サブアセンブリ・コネクタの電圧
    を維持するように充分低い直列抵抗を有していること、
    を特徴とする電力分配システム。
11. 【請求項１１】フェーズド・アレイ・レーダ・システム
    のアンテナ素子の後部に行および列に配置されて、送信
    用電力増幅器、受信用低雑音増幅器および移相素子を含
    む、パルス状の直流電力および制御指令を必要とする送
    信用サブアセンブリの配列に対する電力および制御指令
    分配システムであって、 （Ａ）それぞれ低電圧直流電力および制御指令を関連す
    る前記送信用サブアセンブリに供給するために前記送信
    用サブアセンブリの位置に行および列に配設されている
    複数のサブアセンブリ・コネクタと、 （Ｂ）それぞれ前記送信用サブアセンブリ内に配設され
    て、その近くの前記サブアセンブリ・コネクタに接続さ
    れ、前記送信用電力増幅器の動作に対して許容し得る無
    負荷値から所定の偏差内に前記サブアセンブリ・コネク
    タの電圧を維持しながら、前記パルスの始めを含む第１
    の短い期間の間に関連する前記送信用サブアセンブリに
    よって要求されるピーク電力を供給するように適切な容
    量および低い直列抵抗を有する第１の複数のエネルギ蓄
    積コンデンサと、 （Ｃ）それぞれ関連する行の前記送信用サブアセンブリ
    を作動するのに適切な平均電力容量を有し、かつそれぞ
    れ前記送信用サブアセンブリの行の一端を配設された複
    数の大電流低電圧の高電力直流電源と、 （Ｄ）前記送信用サブアセンブリの各行の各端部に１つ
    ずつ配設され、前記第１の短い期間の終わりの前から開
    始し、かつ前記パルスの最後の部分を含む第２の長い期
    間の間に関連する行の前記送信用サブアセンブリによっ
    て要求されるピーク電力を供給するように適切なエネル
    ギ蓄積容量および低い直列抵抗を有する第２の複数の大
    きなエネルギ蓄積コンデンサと、 （Ｅ）前記送信用サブアセンブリの各行に対し１つずつ
    設けられた複数の制御指令入力コネクタと、 （Ｆ）電力および制御指令を前記送信用サブアセンブリ
    の各行に供給するための伝送路を形成する複数の積層バ
    ス・バーとを含み、 各電力伝送路は一対のアースされた導体の間に配設され
    て絶縁層により分離されたアースされていない導体で構
    成され、これらの構成部材の寸法は直流パルス電力に対
    して低い高周波インピーダンスが得られるように定めら
    れており、 制御指令用の伝送路は前記電力伝送路のアースされた導
    体に固着された共通面内の複数の薄い導体で構成され、 前記第２の複数の大きなエネルギ蓄積コンデンサ、前記
    高電力直流電源および前記制御指令入力コネクタが前記
    積層バス・バーの端部に接続され、前記サブアセンブリ
    ・コネクタが前記積層バス・バーに沿って前記送信用サ
    ブアセンブリ位置において接続されていること、を特徴
    とする電力および制御指令分配システム。