JPH0235387A - フェーズド・アレイ・レーダ用の電力分配システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の背景コ （１）発明の分野 本発明は、フェースド・アレイ・レークのアンテナ素子
を駆動するのに使用される複数のパルス式送信モジュー
ルに電力および制御指令を分配するシステムに関し、更
に詳しくは個々のモジュルに関連する電力調整素子を最
小化できる電力分配システムに関する。

（２）従来技術 従来のフェーズド・アレイ・レーダ・システムにおいて
は、低電力励振器が送信レーダ信号の搬送波を発生ずる
。励振器の出力は振幅および／または位相か変調されて
、低電力のレーダ・パルスを発生する。次いで、これら
の低電力パルスは振幅および位相か制御されて電力増幅
モジュール列に分配される。この電力増幅モジュールの
各々はフェースド・アレイのアンテナ素子を駆動するよ
うに構成されている。エネルギを節約し、発熱を最小に
し、ピーク電力を最大にするために、電力増幅モジュー
ルは変調された励振器量力パルスか開始する直前にター
ンオンされ、変調された励振器量力パルスが終了した直
後にターンオフされる。

レーダ送信機用の従来の電源は、間欠的動作の間に送信
機によって消費される平均電力を処理す１す るように設計され、パルスの間に高いピーク電力か電源
に要求されたときには送信機の電圧を維持するために大
きなコンデンサに蓄積されたエネルギを当てにしている
。

供給電圧は追加したエネルギ蓄積手段によって良好に維
持されるが、この追加により寸法か大きくなっている。

「コンデンサにおける垂下」という用語は送信機または
電力増幅器における供給電圧の低下による送信パルスへ
の影響に適用されている。コンデンサにおける垂下は多
くのレーダ送信においである程度存在している。単一の
送信機または電力増幅器が全てのアンテナ素子に給電し
ている場合、垂下は全てのアンテナ素子に対して同時に
生じ、このためビームに対するその悪影響は小さい。し
かしながら、各アンテナ素子に１つまたは複数の電力増
幅器が設けられ、電力増幅器が潜在的に異なる電源を有
している場合には、この問題は厳しいものである。ここ
で、各電源のりアクタンス・エネルギ蓄積特性は整合し
ていなければならす、そうでないと「垂下ｊはアンテナ
配置２ 列の全ての素子に同時に生ぜず、このためビームが歪ん
で、パルス相互間の相関性かかなり低減することになる
。

現状の設計の送信電力モジュールはアンテナ素子を駆動
するために固体部品を使用している。金属酸化物半導体
電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）または高電子移
動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）が通常この用途に使用さ
れ、このような素子はしばしばヒ化ガリウム基板上に形
成される。１ＣＩＩＺ以上の周波数においては、ヒ化ガ
リウム基板上で受動回路機能を能動素子に結合するモノ
リシック・マイクロ波集積回路（ＭＭＩＣ）形式が普通
である。これらの回路は特に小型である。

送信電力モジュール用の従来の電力調整装置においては
、共通の素子は電力をオン／オフするスイッチ（ここで
は、電界効果トランジスタのドレイン電極に接続されて
いるので「ドレイン・スイッチ」とも称する）、および
ピーク電力が必要なときに直流を維持する局部コンデン
サである。高周波動作およびＭＭＩＣ製造技術の出現に
よって、送信モジュールにおけるＭＭＩＣｒ、ｆ、回路
は関連する電源部品によって小型化される傾向かある。

このような用途においては、モジュール電力調整装置が
小型であることは特に好ましい。

実際に、フェーズド・アレイ・レーダ・システムはアン
テナ配列を構成するように行および列に配置したアンテ
ナ素子の後部に同様に行および列に配列した多数の電力
モジュールを有していなければならない。この構成にお
いては、モジュールの数は何千にもなり、制御接続部の
数は何方にもなる。従って、電力および制御機能用の相
互接続の問題は困難な問題の１っである。

［発明の概要］ 従って、本発明の目的は、フェーズド・アレイ・レーダ
・システムにおける送信モジュール用の改良された電力
分配システムを提供することにある。

本発明の他の１」的は、フェースド・アレイ・レダ・シ
ステムにおける送信モジュールの大きさを最小化できる
電力分配システムを提供することにある。

本発明の更に他の目的は、フェーズド・アレイ・レーダ
・システムの送信モジュールに電力および制御指令を分
配する改良された方法を提供することにある。

本発明のこれらおよび他の目的は、フェーズド・アレイ
・レーダ・システムにおけるアンテナ素子の後部に行お
よび列に配列されている送信用電力増幅器を有していて
、持続期間か可変のパルスの形で大電流低電圧直流電力
を同時に要求する送信用サブアセンブリの配列に対する
新規な電力分配システムにおいて達成されている。

このシステムは、それぞれ低電圧直流電力を関連するサ
ブアセンフリに供給するように、サブアセンブリ位置に
おいて行および列に適切に配設されている複数のサブア
センブリ・コネクタと、それぞれサブアセンブリ位置に
配設されて、最も近くのサブアセンブリ電力コネクタに
接続されている第１の複数の小さなエネルギ蓄積コンデ
ンサとを含んでいる。この小さなコンデンサの各々は各
パルスの始めを含む第１の短い期間の間に関連するサブ
アセンブリによって要求されるピーク電力を供給するよ
うに適切な容量および適切な低い直列抵抗を有する。ピ
ーク電力は、電力増幅器の動作用に許容し得る無負荷値
からの所定の偏差以内にサブアセンブリ電力コネクタに
おける電圧を維持しながら供給される。

更に、本システムは、それぞれサブアセンブリの各行の
一端に配置されて、関連する行の送信用サブアセンブリ
を作動するのに適切な平均電力容量を有する複数の大電
流低電圧の高電力直流電源と、それぞれサブアセンブリ
の各行の少なくとも一端に配置されている第２の複数の
大きなエネルギ蓄積コンデンサとを含む。全エネルギ蓄
積容量は充分大きく、かつ直列抵抗は充分小さくして、
第１の期間の終わりの前に開始し、かつパルスの最後の
部分を含む第２の長い期間の間、関連する行のサブアセ
ンブリによって要求されるピーク電力を供給できるよう
にすべきである。

電力は、サブアセンブリの各行に対し１つずつ設けられ
ている複数の低ｒ、　　ｆ、インピーダンスの積層バス
・バーを介して高電力直流源および大きなエネルギ蓄積
コンデンサから供給される。低ｒ、　　ｆ、　インピー
ダンスを達成するため、各電力伝送路に一対のアースさ
れた導体の間に配設されている平らなアースされていな
い導体が使用されて、高周波エネルギを有効に伝送する
ためにコンデンサからサブアセンブリへの電力伝送路の
既存の幅を２倍にしている。

積層バス・バーのｒ、　　ｆ、　インピーダンスおよび
大きなエネルギ蓄積コンデンサの直列抵抗は、第１の期
間の終わりから第２の期間を通して無負荷値からの所定
の偏差内にサブアセンブリ・コネクタにおける電圧を維
持するように低く維持されている。

好適な構成においては、大きなエネルギ蓄積コンデンサ
はバス・バーの各端部に設けられて、電力伝送路の長さ
を最小にし、ｒ、　　ｆ、インピーダンスを更に低減し
ている。

更に、調整手段か各サブアセンブリに設けられ、これは
サブアセンフリ電力コネクタにおける電圧か無負荷値か
らの所定の偏差以内にある限りサブアセンブリ内の電力
増幅器の電圧を一定値に維持する。この調整手段は個々
の送信用モジュールにおける電源変動を完全に除去する
ために使用することかできる。

更に、本発明によれば、制御指令導体を有する可撓性ス
トリップかＴ／Ｒサブアセンブリに電力を供給する積層
バス・バーと組み合わせられている。そして、バス・バ
ーに沿って配設されているサブアセンブリ・コネクタに
は電力および制御指令を個々のサブアセンブリに供給す
るための接続部を設けることかできる。

本発明の特別な特徴は本願の特許請求の範囲に記載され
ている。しかしながら、本発明自身はその他の１」的お
よび利点とともに次の説明および添付の図面を参照する
ことにより更によく理解されることであろう。

［好適実施例の説明］ 第１図は、フェーズド・アレイ・レーダ・システムのア
ンテナ配列１の背部を示す図であり、１行の送受信（Ｔ
／Ｒ）サブアセンブリ（２）の配置の仕方か示されてお
り、各サブアセンブリは１組の４つのアンテナ素子に接
続されている。また、図には、Ｔ／Ｒサブアセンブリに
電力を供給する手段（４−８）も示されている。

例えは、アンテナ配列は水平な行当り６４個のアンテナ
素子および垂直な列当り５６個のアンテナ素子から成る
全部で３５８４個のアンテナ素子を使用する。各サブア
センブリは同じ垂直な列内の１組の４つのアンテナ素子
を作動するので、アンテナに接続された１４行のサブア
センブリが各列に必要であり、６４個のサブアセンブリ
が各行に必要になる。この様にして、アンテナ配列の３
５８４個のアンテナ素子を作動するために全体で８９６
個のサブアセンブリか必要となる。

各行のサブアセンブリ用の電力源はアンテナ列（１）の
側部に設けられている４つの１ｋＷの電源（４）および
８つの大きなフィルタ・コンデンサ（５）である。電力
は電源（４）および大きなフィルタ・コンデンサ（５）
から積層多重導体バス・バー（３）を介してサブアセン
ブリ（２）に供給される。積層バス・バー（３）は、各
行に６４個のアンテナ素子を含む４行のＭＭＩＣ送信モ
ジュールに典型的なレーダ・パルス幅（持続期間）の電
力を効率よく伝送するのに必要な特性を有している。

］、ｋＷの電源（４）、大きなフィルタ・コンデンサ（
５）およびＴ／Ｒサブアセンブリ（２）の配置、ならび
にそれらのバス・バー（３）への接続は第１図および第
２図に示されている。４つの大きな（１００，０００ｕ
ｆ’、１６ボルト）のフィルタ・コンデンサ（５）はバ
ス・バーの右端に設けられ、同じ４つのコンデンサがバ
ス・バーの左端に設けられている。同様に、２つの１ｋ
Ｗの電源（４）はバス・バーの右端に設けられ、また２
つの１ｋＷの電源（４）はバス・バーの左端に設けられ
ている。全体で、１１２個のコンデンサおよび５６個の
電源か例示した３５８４個の素子からなるアンテナ配列
に対して必要である。

各電源（４）は１行の６４個のＴ／Ｒサブアセンブリの
うちの１６個のＴ／Ｒサブアセンブリに＋１２ボルトで
１キロワツトの電力を供給する。

バス・バーの＋１２ボルトの導体はパルス送信の間に電
力増幅器によって必要とされる大きな電力を供給するた
めに使用される。バス・バーの＋５ボルトの導体は受信
機の低雑音増幅器によって必要とされる低い電力を供給
するために使用され、バス・バーの一１２ボルトの導体
は非常に低い電力でバイアースを供給するために使用さ
れる。後者の低電圧は信頼性のために網状に形成されて
いる。

バス・バー（３）は、第２図に回路形式で示され、また
第３Ａ図乃至第３Ｄ図に構造が示されているように、多
層積層体であり、この積層体に沿ってコネクタか６４箇
所に設けられている。１行の６４個のＴ／Ｒサブアセン
ブリは１ｋＷの電源（４）の各々に擬似ランダム的に接
続され、各電源は１６個のＴ／Ｒサブアセンブリを駆動
する。

この接続モードは、４つの電源の１つか故障した場合に
送信機か動作しなくなることを最小に押え、＋５および
一１２ボルトの電源に適用されている網状構成が実際」
−受信機か動作しなくならないように行われている。

電源システムに適用されている積層バス・バーの構造は
第２図および第３Ａ図〜第３Ｃ図に示され、第３Ｄ図は
電源および制御機能を示している。

バス・バーの電力供給は６つの電力伝送路で行われ、こ
の６つの電力伝送路は（送信電力用の）＋１２ボルトの
４つの伝送路、（受信機電力用の）＋５ボルトの伝送路
、および（低電力バイアース用の）−１２ボルトの伝送
路を有し、それらの間にアース導体か挿入されている。

各電力伝送路は厚さか約０．０２０インチで幅か２イン
チの銅の主導体で形成され、１０００分の２乃至３イン
チの厚さの誘電体層によって主導体を一対のアース導体
から分離している。このアース導体は主導体の両側に設
けられている０、０２０インチの銅である。各サブアセ
ンブリへのタップが超音波接合によって導体の後縁部か
ら取り出されている。第１図に示すように、タップかバ
ス・バーに沿ったＴ／Ｒサブアセンブリの位置に対応し
て６４個の区間に設けられている。タップ構造は第３Ａ
図により詳しく示されている。

電源（４）は前述したように網状に形成されていて、同
じ行に供給する４つの全ての電源（４）のうちの１〜３
個の電源か故障した場合に受信および負バイアース機能
が不良にならないようにしている。第２図に示すように
、各＋５ボルト電源および各−１２ボルト電源はヒュー
スおよび適当な極性の保護ダイオードを介して＋５およ
び一１２ボルトのバス導体に接続されている。１つの電
源（４）が故障した場合、残りの電源はエネルギをバス
導体に供給するように接続されていて、故障した電源は
タイオードによって分離される。更に、この網状構成は
タイオードが故障した場合にヒュスによって保護されて
いる。

１ｋＷの電源（４）は、Ｔ／Ｒサブアセンブリに対する
その負荷接続か第２図に示されているが、第１図に示す
６パルス式５６ｋＷの主整流電源（６）から３００ボル
ト直流バス（８）を介して電力を供給される。保護回路
（７）が設けられ、この保護回路は３相電力をＥＭＩフ
ィルタ、−次回路遮断器およびラインサージ保護回路に
よって調整してから主電源（６）に供給する。

バス・バー（３）、１ｋＷの電源（４）、大きなコンデ
ンサ（５）、３００ボルトのバス（８）、主整流電源（
６）および保護回路（７）は全ての動作モード（送信、
受信および校正）におけるパルス式Ｔ／Ｒサブアセンブ
リの動作に必要な電力を供給するように設計されている
。電力分配システムの構成部材は所要の平均電力を供給
するとともに、パルス送信の間にＴ／Ｒサブアセンブリ
に必要とされるかなり高いピーク電力を供給しなければ
ならない。電力分配システムは、単一パルスの送信の間
に送信機の電子装置に供給される電圧の大きな垂下を避
けるために、または前のパルスからのキャリイ・オーバ
ーのために、個々のＴ／Ｒサブアセンブリにおける垂下
か許容最小値まで保たれるように設計しなければならな
い。これによって後述するように正確な調整か可能とな
る。

この許容最小値は最終的な負荷を形成する送信モジュー
ルにおいて必要とされる電圧と、個々のＴ／Ｒサブアセ
ンブリ内に設けられている調整器の動作に必要とされる
ヘッド・ルーム（ｈｅａｄ　ｒｏｏｍ　）とによって設
定される。

要点を繰り返すと、電力分配システムは４キロワットの
電力を各バス−バーに沿って分配されている６４個のＴ
／Ｒサブアセンブリに供給して、全部で５６キロワツト
の電力をアンテナ配列全体に給電するために１４個の全
てのバス・バーに供給する。送信機の動作用の電力はバ
ス・バー（３）の＋１２ボルトの導体の端部に設けられ
ている４ツノ１ｋｗノ電源（４）および８個＋７）１０
０．　０００マイクロフアラツドで１６ボルトの定格の
コンデンサを介してバス・バー（３）の→−１２ボルト
の導体に供給される。１キロワツトの電源（４）はバス
・バー（３）に接続されている大きな蓄積コンデンサ（
５）にエネルギを連続的に供給する。

個々のＴ／Ｒサブアセンブリによって表されるパルス型
負荷は、可変の持続期間のパルスの間、同時にエネルギ
を必要とする。この持続期間はおおよそ１マイクロ秒と
数ミリ秒の間である。このようにして、パルス型負荷は
平均電力よりも高いピク電力をバス・バーを介してコン
デンサ（５）および電源（４）から取り出す。これは単
一パルスの間にまたはパルスを繰り返すうちに負荷の電
圧を減少させる傾向かある。個々のＴ／Ｒサブアセンブ
リにおける電圧を一定に維持するような処置かとられて
いない場合には、送信機の動作は不安定になる。

本発明によれば、この不安定な動作は、前述したように
バス・バーの端部にかなり大きなエネルギ蓄積手段を設
け、パルスが持続しまたは繰り返すときの電圧降下を許
容し得る小さな限界値に低減するようにバス・バーを厳
密に設計し、さらにＴ／Ｒサブアセンブリ負荷の各々の
中にコンデンサおよび電圧調整手段を追加することによ
って避けることかできる。

第４図は８９６個の同しＴ／Ｒサブアセンブリの１つと
して電源システムの最終的な負荷を形成するＴ／Ｒサブ
アセンブリを示している。このＴ／Ｒザブアセンフリは
４つの部分、すなわちアンテナ分配回路３１、ビーム形
成分配回路３３、移相器およびＴ／Ｒ回路すなわちモジ
ュール３２、ならびに基板３４上に組み立てられた電源
および制御ブロックに分割されると考えられる。

アンテナ分配回路３１は３つの機能を有する。

送信においては、アンテナ分配回路は４つのパルス式高
電力増幅器の出力を個々に４つのアンテナ素子の各々に
結合する。受信においては、アンテナ分配回路は４つの
ダイポール・アンテナ素子からのリターン信号を個々に
４つの低雑音増幅器の各々に供給する。サブアセンブリ
内の回路、特に移相器の状態の監視中においては、校正
用に各アンテナ素子における信号の位相をチエツクする
ためにカプラか設けられる。アンテナ分配回路３１は受
動回路であり、ストリップライン伝送線を使用して最も
都合よく構成することができ、これは低価格および所望
のコンパクトさでシャーシ内の回路間を良好にシールド
する。これはＴ／Ｒサブアセンブリにおいて無視し得る
程度の電力を消費する。

ビーム形成分配回路３３は４つの別々の受信アンテナか
らの多重化された信号を、受信の間にビム形成器に至る
単一のチャンネルに分配し、同様に４つのアンテナ素子
と動作するようにビーム形成器からの信号を結合する。

ビーム形成分配回路は能動素子を有していず、好ましく
はストリップライン伝送線を使用して実現できる。これ
は同様にＴ／Ｒサブアセンブリにおいて無視し得る程度
の電力を消費する。

移相器およびＴ／Ｒ回路、すなイつち「モジュル」３２
はアンテナ分配回路およびビーム形成分配回路の間に接
続されている。これは能動素子および受動素子の両方を
必要とする。これは単一のモノリシック・ヒ化ガリウム
基板」二に形成することかできるか、現在においては経
済性の点からハイブリッド構造のモジュールとなる。マ
イクロストリップ構造が現時点での実用的な方法である
。

モジュールの各々は１つのアンテナ素子に関連した受信
および送信電子装置を有する。受信電子装置は典型的に
は低雑音増幅器および可変利得増幅器を有する。同様に
、１つのアンテナ素子に関連する送信電子装置は典型的
には駆動増幅器およびしはしは利得制御を受ける電力増
幅器を有する。

前述したように、電子装置は−１２、＋５および＋１２
ボルトの直流電源を必要とし、このうちの最後のものは
パルス送信用の主電源を形成している。

Ｔ／Ｒサブアセンブリは移相器を作動するとともに送受
信校正状態を決定するための制御ロジックを含み、また
更に追加のコンデンサおよびスイッチング電圧調整器を
有する局部電力調整部を含む。電力調整部および制御回
路は測定し得る程度の電力を消費する。

Ｔ／Ｒザフアセンブリはこのように５乃至６Ｇｌｌｚで
動作するレーダシステムにおけるフェーズド・アレイの
４つのアンテナ素子を作動するために使用される電子回
路と、電力分配システムの最後の素子である局部コンデ
ンサおよび電圧調整器を有する。各Ｔ／Ｒサブアセンブ
リは、最終的な負荷であり、かつバスから分配される電
力の受容部であるか、２００ワットの熱を発散しなから
、最大４０ワツトのｒ、　　ｆ、電力を放射するように
設計される。従って、サブアセンブリのシャーンは能動
電子装置、局部コンデンサおよび調整器を収容するのに
充分な大きさのものでなければならないとともに、発生
された熱を運び去るのに必要な空気通路か得られるよう
に充分小さくなけれはならない。

考慮中のフェーズド・アレイ・レーダ・システムにおい
ては、各Ｔ／Ｒサブアセンブリは関連するアンテナ素子
の断面積要求条件内に留まっていることか要求される。

アンテナ素子を４つ１糾にすることは最も満足すべきグ
ループ分けであることがわかっている。アンテナ素子は
走査範囲に応じて約２分の１乃至３分の２波長の間隔を
おいて設けられる。本構成においては、比較的低い垂直
走査範囲かアンテナ素子の垂直方向の間隔を約３分の２
波長にするものである。水平走査範囲か大きい場合には
、ダイポール素子間の水平方向の間隔は約２分の１波長
である。このような状態において、アンテナ素子は、ダ
イポールの場合、垂直方向に大きな利用できるスペース
があるので垂直平面内に配向され、サブアセンブリ間の
空間は垂直列に平行に設けられる。

アンテナ作動回路の断面積がアンテナ配列の領域の大き
さを超えないという要求により、アンテナ作動回路を含
む各サブアセンブリのンヤーシの断面積はアンテナ素子
当りの許容された２分の１乃至３分の２波長の寸法以内
に留めるべきである。

この空間的な制限はＴ／Ｒサブアセンブリにおける全て
のｒ、　　ｆ、路を等しい長さにし、サブアセンブリを
交換することを可能にする。

この例においては、４つのアンテナ素子を作動するＴ／
Ｒサブアセンブリの電子回路は１６ｃｍｘ２．７ｃｍの
全断面寸法すなわちアンテナ素子当り４　ｃｍ　Ｘ　２
　、　７　ｃｍの断面寸法内に入る。この断面は５乃至
６ＧＨｚで動作するアンテナ配列に対して充分小さなも
のである。

制御回路は遠隔制御コンピュータからの高レベル・ビー
ム・ステアリング・コマンドを実行し、低レベル・ビー
ム・ステアリング・コマンドを計算し、自己校正機能を
行う。自己校正機能においては、個々のモジュールの位
相エラーか周期的に測定され、電源システムに起因する
固定電圧エラ（電圧ドリフトではない）を含む本質的に
全てのエラーに対して補正される。

局部電力調整回路は、第５図を参照すると、４つの調整
ドレイン・スイッチ（３７）を有し、これは各モジュー
ルに１つずつ割り当てられている。

２つの局部フィルタ・コンデンサ（Ｃ３）が４つの調整
トレイン・スイッチの間で共有されている。

４つの調整ドレイン・スイッチ（３７）は小さなアルミ
ニウム基板（３４）　Ｊ二に取り付けられている。局部
電力調整回路は送信機動作における１つのパルスの間に
またはパルスの繰り返しの間において局部送信負荷を１
ミリボルトより良好に安定化するように必要な調整を行
う。

アルミニウム基板（３４）は、制御回路および局部電力
調整装置かその上に取り付けられているか、個々のＴ／
Ｒモジュール（３２）に導くコネクタに接続するだめの
１行の４つのソケット（３５）を備えている。これらの
コネクタはＴ／Ｒモジュールに局部ステアリング・コマ
ンド、タイミング制御信号および電力を供給する。同じ
信号は、高レベルにあるステアリング・コマンドを除い
て、基板（３４）に取り付けられている補助回路基板上
に設けられている３１個のパッド（３６）を介してＴ／
Ｒサブアセンブリに供給される。パッド（３６）は図示
されていないコネクタに接続されるように設計され、第
３Ｄ図に示すように積層バス・バー（３）上に支持され
て・いるソケット用に設計されている。

４つのモジュール調整ドレイン・スイッチ（３７）は基
板（３４）の両端に設けられ、共有のフィルタ・コンデ
ンサＣ３は、典型的には１４００マイクロフアラツドで
２０ボルトの定格のものであるが、３１個のパッド（３
６）に隣接して基板の後縁部に設けられている。モジュ
ール調整ドレイン・スイッチ（コンデンサＣ３を含んで
いない）はアルミニウム基板（３７）の縁部上の約２分
の１インチのところの小さな矩形の密封パッケージ内に
配置されている。アルミニウム基板は約４３／４インチ
Ｘ２−１／２インチである。

新規な調整トレイン・スイッチ（３７）は、レダ・パル
ス送信の間、短い間隔内でＭＭＩＣ電力増幅器をターン
オンおよびターンオフして、正確なディジタル制御電力
レベルになるように設計されている。ドレイン・スイッ
チの調整機能は送信されるレーダ・パルスの立ち」二か
り時間および立ち下かり時間に匹敵し得る速度で動作し
、パルスの間に発生する変化を持続するように設計され
ている。このため、ドレイン・スイッチの利得帯域幅は
１および１０メガヘルツの間に設定されている。利得帯
域幅に対する」−眼は後で説明するようにモジュール負
荷におけるリンギングを避けるのに充分な小さい値に設
定されている。

調整ドレイン・スイッチはメガヘルツの帯域利得幅を有
しているので、レーダ・パルス送信の間に存在する負荷
または電源の実時間の変化に対して実質的に瞬時に補正
することかでき、また個々のＴ／Ｒモジュールにおいて
ミリボルトの正確さで１０−１２ボルトの直流電源出力
を維持することかできる。従って、単一のレーダ・シス
テムにおける数千の電力増幅器の各々の出力は、負荷ま
たは電源に起因するパルス振幅の変化に対して安定化さ
れ、このためパルス相互間で最大の相関を得ることがで
きる。

上述したことに加えて、調整ドレイン・スイッチは、ハ
ードウェアまたはソフトウェアが不良となった場合にＴ
／Ｒモジュール内のＭＭＩＣの破損を防止する手段を提
供する。

ディジタル・プログラマブル調整ドレイン・スイッチの
電気回路およびそれの電源、負荷および適当な制御信号
への外部接続か第６図に示されている。

各調整ドレイン・スイッチは３つの電力端子Ｐ１、Ｒ２
およびＲ３を有している。第１の端子（Ｐｌ）はトレイ
ン・スイッチを遠隔電源に接続するためのものである。

更に詳しくは、端子（Ｐｌ）は積層バス・バー（３）を
介して大きな蓄積コンデンサ（５）および１ｋＷの電源
の正端子に接続されている。積層バス・バー（３）は図
示のように、並列接続の抵抗およびインダクタンス、な
らびにこの組合せに直列な抵抗を有するものとして表さ
れる。これらの素子の値は後で説明するように電力が急
速な立ち上がり時間および短い持続時間を有するパルス
の形で伝送される場合に実際」二重要である。第２の電
力端子（Ｒ２）は調整ドレイン・スイッチを関連するＭ
ＭＩＣＴ／Ｒモジュール負荷（３２）に接続する出力端
子である。

調整トレイン・スイッチとＭＭＩＣモジュールとの間の
リード線インダクタンスが１２で示されている。リード
線インダクタンスはエネルギか短いパルスの形で供給さ
れる場合に重要である。調整トレイン・スイッチか急速
な立ち上かり時間または立ち下がり時間でオン／オフす
ることが可能である場合、このインダクタンスにより負
荷にリンギングが生ずる惧れかある。第３の電源端子（
Ｐ３）は電源および負荷が戻るアース接続部である。

調整トレイン・スイッチに供給される制御信号は基板（
３４）（第４図）上の３１個のパッド（３６）を介して
供給される。第６図に示すように、制御信号には、各パ
ルスが送信されるときに調整ドレイン・スイッチをオン
／オフする送信付勢制御信号、基準電圧を設定し増分さ
せるために使用される校正制御信号、およびモジュール
毎の変動の補正または他の目的のために使用される「他
の補正信号」か含まれる。

ディジタル・プログラマブル調整トレイン・スイッチ（
３７）の回路か第６図に示されている。

その主構成要素は温度補償型電圧基準回路（１０）、デ
ィジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）およびＲＡＭ回路
（１１）、２段ゲート・バッファ（Ｔ２、Ｔ３）、演算
増幅器（ＯＰＡＭＰとも呼ぶ）（１３）　、個別の電力
用ＭＯ３）ランジスタ（Ｔ１）、コンデンサＣ１乃至Ｃ
３、ならびに抵抗Ｒ１乃至Ｒ６である。

」二連した構成要素の性質およびその接続は次の通りで
ある。温度補償型電圧基準回路（１０）は電圧降下用の
抵抗（Ｒ６）を介して１２ボルトの内部ドレイン電源ハ
ス（１４）およびドレイン・スイッチの内部アース接続
部に接続されている。

抵抗（Ｒ６）の値は調整器の性能を最適化するように選
択される。温度補償型電圧基準回路は温度補償型ツェナ
ー基準回路またはバンドギャップ調整器であってよく、
これは固有の温度安定性を有する傾向かある。温度補償
特性は予想される温度変動範囲にわたって５乃至７ポル
トの公称ツェナー電圧値のミリボルト内に出力電圧を維
持するようになっていなければならない。温度は周囲温
度、ならびに電子装置の発熱と空気冷却との間に生じる
装置内の動的な温度平衡の両方によって影響を受ける。

典型的には温度補償範囲は１００°Ｃにわたるべきであ
る。

電圧調整器１０の出力はＤＡＣおよびＲＡＭ回路（１１
）の信号入力に接続されている。この回路（１１）は、
例えば、ディジタル・アナログ変換機能およびメモリ蓄
積機能を有するＡＤ７２２５型集積回路の４分の１であ
る。典型的には、ＤＡＣはＲＡＭに供給される入力信号
を２５６の部分にインクリメント（増分）またはデクリ
メント（減分）することかできる８ビツトの分解能を有
する。この回路（１１）の出力信号は校正および補正制
御の関数としてこの大きさの変分を加えたりまたは引い
たりした基準電圧を形成する。

ＤＡＣおよびＲＡＭ回路（１１）の出力は所望の低イン
ピータンス駆動を行う２段の温度安定型ゲ−１・・バッ
ファを介してＯＰＡＭＰ　（１３）の入力に接続されて
いる。ゲート・バッファはその第１段を形成するエミッ
タフォロワ回路構成の１９０４型のＮ　Ｐ　Ｎ　ｌ−ラ
ンジスタ（Ｔ２）および第２段を形成するエミッタフォ
ロワ回路構成に接続されている１９０６型のＰＮＰ　ト
ランジスタ（Ｔ３）を有する。

ＤＡＣおよびＲＡＭ回路（１１）とＯＰＡＭＰ（１３）
との間のバッファの接続は次の通りである。ＤＡＣおよ
びＲＡＭ　（１１）がらの信号はトランジスタ（Ｔ２）
のベースに供給される。トランジスタ（Ｔ２）のコレク
タはＢ＋パスに接続され、トランジスタ（Ｔ２）のエミ
ッタは２キロオムのバイアース抵抗（Ｒ５）を介して内
部のアースに接続されている。トランジスタ（Ｔ２）の
エミッタに現れる信号はトランジスタ（Ｔ３）のヘスに
供給されている。トランジスタ（Ｔ３）のコレクタはア
ースに接続され、トランジスタ（Ｔ３）のエミッタはバ
イアースおよびバッファ抵抗（Ｒ１）を介して送信付勢
信号用の制御入力に接続されている。トランジスタ（Ｔ
３）のエミッタはまたＯＰＡＭＰ　（１３）の正入力に
接続されている。

ＤＡＣおよびＲＡＭ回路（１１）とＯＰＡＭＰ（１３）
との間に２つのＮＰＮ／ＰＮＰエミッタフォロワ・バッ
ファ段を使用することによってＯＰＡＭＰ用の低駆動イ
ンピーダンスの温度安定バッファを形成する。温度補償
は、相補型トランジスタか信号結合路に使用されて、こ
れにより第１のトランジスタの入力接合電圧の温度によ
り誘起されたドリフトが第２のトランジスタの同様なド
リフトとほぼ等しく、かつその符号が反対になるように
したことによっている。従って、この２つのトランジス
タはＯＰＡＭＰの入力に補償された出力電圧を発生する
。エミッタフォロワ回路構成は低下方向のインピーダン
ス変換を２度行い、演算増幅器（１３）用の最終的な低
い駆動インピーダンスを生じる。ＯＰＡＭＰへの送信付
勢信号路の抵抗（Ｒ１）はバッファ出力の低いインピー
ダンスに対して３，３にの高い値を有している。従って
、抵抗（Ｒ１）はバッファの出力段用のバイアース機能
、およびＯＰＡＭＰ入力に現れる送信付勢制御信号路」
二の雑音を低減しようとするバッファ機能の両方を有し
ている。

ＯＰＡＭＰ　（１３）は、送信イｑ勢制御信号によって
オンまたはオフにゲートされるが、ＭＭＩＣ負荷の出力
をＤＡＣおよびＲＡＭ回路（１１）から供給される基準
信号と比較する。それから、ＯＰＡＭＰは直流バスおよ
びＭＭＩＣ負荷の間で緊密なフィードバック・ループ内
に接続されたトランジスタ・スイッチ（Ｔ１）の利得を
調節して、負荷の電圧を基準電圧に比例的に対応させる
ようにする。

ＯＰＡＭＰの負入力端子への接続は次の通りである。Ｏ
ＰＡＭＰ　（１３）の負入力端子は抵抗Ｒ２およびＲ３
の間の接続点に接続されている。抵抗Ｒ２およびＲ３は
、ＭＭＩＣ負荷（３２）か接続されているパッド（端子
Ｐ２）とアースとの間に直列接続されて分圧器を形成し
ている。この接続によりＯＰＡＭＰの負入力端子には、
負荷の両端間に現れる電圧の半分に等しい電圧か供給さ
れる。４７０ピコフアラツドのコンデンサは、高周波フ
ィードバックを形成するものであるが、ＯＰＡＭＰの出
力と負検知入力端子との間に接続されている。

ＯＰＡＭＰ　（１３）の出力端子はトランジスタ・スイ
ッチ（Ｔ１）のゲートに接続されている。

このトランジスタ・スイッチは直流バスからＭＭＩＣ負
荷への電流の流れを制御し、これによりＭＭＩＣ負荷の
電圧を制御する。この接続は０．１マイクロフアラツド
の結合コンデンサ（Ｃ１）を介して行われる交流結合で
ある。トランジスタ（Ｔ１）のゲートとソースとの間に
接続されているＩＯＫオームの抵抗（Ｒ４）は結合コン
デンサ（Ｃ１）を短時間で放電するように作用する。ト
ランジスタ（Ｔ１）のドレインはＢ十内部パス（１４）
に接続されるとともに、Ｔ／Ｒサブアセンブリに近接し
て設けられている中位の大きさのフィルタ・コンデンサ
（Ｃ３）の正端子に接続されている。その負端子は内部
アースに接続されている。コンデンサ（Ｃ３）は２つの
調整トレイン・スイッチの間で共有され、その有効な容
量は図示の値の約半分である。コンデンサの大きさは内
部の直列抵抗に依存しており、直列抵抗か小さい場合に
は、小さな値、例えば２５マイクロフアラツドか適当で
ある。トランジスタ（Ｔ１）のドレインはまたパッド（
端子Ｐｉ）に接続され、さらに積層バス・バー（３）を
介して遠隔の１ｋＷの電源（４）および遠隔の大きなフ
ィルタ・コンデンサ（５）に接続されている。トランジ
スタ（Ｔ１）のソースはバット（端子Ｐ２）に接続され
、直流バス（１４）からＭＭＩＣ負荷（３２）への電流
路を完成している。

トランジスタ（Ｔ１）は最近入手可能となったＮチャン
ネルの５０ボルトの電力用ＭＯ５ＦＥＴである。このト
ランジスタが特に改良された特性はドレイン・ソース抵
抗（ＲＤＳ　（オン））に関連しており、これは５アン
ペア台の′電流に対して０．１オーム以下である。本願
においては、調整器に許容し得る電圧降下は５アンペア
において約０．２ボルトであり、これはより少ないヘッ
ド・ルームが電源に使用された場合に調整回路内での消
費を低減する。同時に装置の人力コンデンサは非常に小
さな値に保持され、典型的には１０００ピコフアラツド
以下である。この結果、装置の帯域幅は増幅器としてみ
た場合、数メガヘルツである。従って、装置はパルスを
オン／オフするのに必要な速い速度で発生する電源の変
化またはレダ・システムのパルス式電力増幅器のパルス
内における時間的変化を補償するのに充分な速さである
。

トランジスタは、名目上オンにゲート駆動されていると
き「線形素子」であり、バイアースおよび入力信号レベ
ルを適切な値に設定することによって所望のレベルの導
電率にすることかできる。

フィードバック・ループに利得か存在するため、線形性
はループを安定化するために必要でなく、トランジスタ
はその能動領域のどこにおいても作動することかできる
。他の増幅器と同様に、トランジスタは必要に応じて導
電率を円滑に変化（線形でなく）するように使用されて
、調整スイッチング作用を行う。

調整トレイン・スイッチとしてＰ’−ＭＯ３素子ではな
くＮ−ＭＯ３Ｏ３電力トランラスタ択したことは低価格
を含むいくつかの利点を有する。欠点はゲートをターン
オンにするためにＢ十公称電圧よりも高い電圧を必要と
することである。しかしなから、このような電圧は＋１
２乃至−１２ボルトで動作するＯＰＡＭＰからコンデン
サ結合を使用することによって容易に得ることができる
。

調整ドレイン・スイッチは上述した回路を有するか、Ｏ
ＰＡＭＰと電力用ＭＯ８Ｉ−ランジスタを接続する緊密
なフィードバンク・ループを形成し、これは電力用ＭＯ
８）ランジスタの出力電圧を、ＯＰＡＭＰの正端子に結
合された基準電圧に比例した電圧に保持する。この関係
は、ループ利得か１よりかなり大きく、かつシステムの
ダイナミック・レンジが超えられていない限り確実に保
たれる。４７０ピコフアラツドのフィードバック・コン
デンサは、高周波過渡現象において現れる急峻な立ち」
二かり時間に応じて上限を設定している約０．４マイク
ロ秒に回路の立ち」二かり時間および立ち下がり時間を
制限する。この制限の目的は各Ｔ／Ｒモジュール（３２
）に接続されているリド線インダクタンス（１２）の両
端間に現れる電圧を制限し、リンギングを防止すること
である。

従って、立ち上がり時間および立ち下かり時間は、フィ
ードバック・ループ内のコンデンサ（Ｃ２）の大きさを
正しく選択することによってリンギングを防止するのに
必要な最適値に調整することができる。

約１ミリ秒まで存在する正常な動作状態においては、Ｉ
・レイン・スイッチの出力電圧は基準電圧に正比例する
。この状態において、結合コンデンサ（Ｃ１）かまだあ
まり充電されてなく、ループ利得は１よりも充分大きく
保たれている。パルスの持続期間か１ミリ秒を超えると
、０．１マイクロフアランドの結合コンデンサの両端間
の電圧はＯＰＡＭＰの所定の電圧ダイナミック・レンジ
を超えて、フィードバック・ループは崩壊する。また、
これは調整トレイン・スイッチの出力を急速にゼロに低
下させる。

ドレイン・スイッチの最大オン時間は結合コンデンサ（
Ｃ１）およびゲート・ソース抵抗（Ｒ４）によって制限
される。交流結合は、トレイン・スイッチを長い期間オ
ン状態に維持する傾向があるハードウェアまたはソフト
ウェアの不良によってＭＭＩＣ負荷か過熱または破損さ
れることを防止する。この機能は、少数のモジュールか
不正にターンオンされて、これによって生しるピーク需
要か電源の平均電流処理容量を超えないか、個々のモジ
ュール負荷を過熱する惧れのある場合に特に重要である
。

大きな１キロワットの電源（４）から個々のＴ／Ｒモジ
ュール（３２）負荷への電力分配システムの動作は第７
Ａ図およびｍ７Ｂ図を参照することにより最もよく説明
できる。前述したように電力分配システムのこの部分の
主な構成要素は１キロワットの電源（４）、大きなフィ
ルタ・コンデンサ（５）、積層バス・バー（３）　、Ｔ
／Ｒサブアセンブリ内のコンデンサ（Ｃ３）、およびＴ
／Ｒモジュール負荷（３２）に直列に接続されている調
整ドレイン・スイッチ（３７）である。

これらの構成要素はいくつかの機構を介して作動し、送
信パルスの外部限界を設定するものとして考えられてい
る１ミリ秒の期間の間においてＴ／Ｒサブアセンブリの
電圧を維持する。１０マイクロ秒を超えない最初の数マ
イクロ秒の間、電源電圧はＴ／Ｒサブアセンブリ内の局
部コンデンサ（Ｃ３）によって維持され、初期降下はコ
ンデンサの直列抵抗の大きさによって決定される。０か
ら１００マイクロ秒の期間においては、バス・バ（３）
を介して大きなフィルタ・コンデンサ（５）から供給さ
れるエネルギは、高周波エネルギを伝える際に変化する
インタフタンスおよび抵抗から成るバス・バーの直列交
流インピータンスによってかなり変更される。１００マ
イクロ秒乃至１ミリ秒の間の期間においては、バス・バ
ーの交流インピーダンスは直流値に低下し、大きなコン
デンサの直列抵抗か重要になる。ＭＭ　Ｉ　Ｃモジュー
ル負荷において１０．５±１／２ボルトの電圧か望まし
い場合には、調整トレイン・スイッチは２００マイクロ
秒を超え１ミリ秒に近い期間の間、送信パルスに対して
トレイン・スイッチの調整精度内に出力電圧を維持する
。

行の中央のＴ／Ｒサブアセンブリすなわち最悪の場合の
Ｔ／Ｒサブアセンフリに対する電力分配回路の、調整ト
レイン・スイッチの入力においてとった電圧対時間特性
をコンピュータでシミュレートシ、その結果の予想電圧
対時間特性か第７Ｂ図に点線で示されている。

シミュレートされた特性は第７Ａ図に示されている簡略
化された等価回路を想定した。この等価回路図において
、バス・バー（３）の一端に接続されている１キロワッ
トの電源（４）は図の左端に８０アンペアの発電器とし
て示されている。バス・バーの各端部に設けられている
２つの大きなコンデンサ（５）は等価な直列抵抗（ＥＳ
Ｒ）および１００，０００マイクロフアラツドの理想的
なコンデンサによって表されている。コンデンサの記号
は、バス・バーを表すアースされていない通路内の直列
接続された素子Ｌ／２およびＲａｃ／２の左端および右
端に示されている。２つのコンデンサ（５）はバス・バ
ーのアースされていない導体とアースされている導体と
の間に並列に接続されている。バス・バーは、図示され
ていないが最悪の場合のＴ／Ｒサブアセンブリに対応す
る負荷かバス・バーの中央に配置されて、両端がらエネ
ルギを受け取っているので、半分に分割して示されてい
る。Ｔ／Ｒモジュール負荷はハス・バの中央の節点Ｐ１
に現れ、破線の間のＭＭＩＣて表されており、抵抗と容
量の等価回路で表わしたコンデンサ（Ｃ３）を含む。負
荷゛は直列接続されたＭＭＩＣモジュールおよび調整ト
レイン・スイッチから構成され、これらはアースされて
いないバス・バー導体とアースされているバス・バ導体
との間に接続されている。簡単化のため、ＭＭＩＣモジ
ュールへのリード線インダクタンスおよびコンデンサの
リード線インダクタンスは無視されている。

入手し得る部品を使用して」一連したパラメータの各々
に対して周知の値を取った計算結果か第７Ｂ図に点線で
示されている。これは上述したように調整ドレイン・ス
イッチの入力を表している。

図の時間座標は対数目盛であり、電圧座標は線形である
。図から、点線は左端から約０，５ミリ秒までの間１１
ボルトより上にあることがわかる。

これから、ただ０．　２ボルトのヘット・ルームを必要
とする調整器は０．５ミリ秒の期間の間１０５ボルトの
安定な電圧を負荷に供給できることがわかる。１マイク
ロ秒の始点近くから１１．５ボルトで開始した点線は１
０マイクロ秒の近くで０゜５ボルト未満の僅かな電圧だ
け低下し、それから徐々に」−昇して１００マイクロ秒
の近くで約１１゜５ボルトのピークに達し、それから徐
々に低下して１ミリ秒において約１０．３ボルトになる
。

点線で示すコンピュータによる曲線に対する理論的説明
は図の左から右に向かって示されている３本の実線を参
照して行うことができる。

パルス動作の間、ＭＭＩＣＴ／Ｒモジュールに供給され
るエネルギは第７Ａ図に示す３つの供給源、すなわちＴ
／Ｒザフアセンブリ内のコンデンサＣ３の放電、大きな
（１００，０００マイクロフアラツド）コンデンサ５の
放電、および１ｋＷの電源（４）により供給される。通
常の長さのパルスの場合には、主なエネルギは２つのコ
ンデンサの放電によって供給され、バス・バーのインダ
クタンスおよび寄生抵抗か負荷に利用できるエネルギを
吸収する。バス・バーのインダクタンスからのエネルギ
の放出は通常パルスの後に発生ずる。

１ｋＷの電源（４）は送信パルスの間のエネルギのうち
の小さな割合たけ供給する。

上述の検証された（但し、変えることのできる）前提条
件で作動した場合、第７Ｂ図の３本の実線は調整ドレイ
ン・スイッチの入力における出力電圧の振幅に影響を与
える主な作用を示している。

約１マイクロ秒以内のパルスの始めにおいては、電圧は
１ｋＷの電源の１２ポルトの無負荷値から急激に０．５
ボルト低下する。この電圧は、積層バス・バーからのエ
ネルギによって支持されていないと仮定した場合、徐々
に低下して１０マイクロ秒において１０ボルト以下にな
る。第１の実線ははＴ／Ｒザフアセンブリのコンデンサ
Ｃ３かそれ自身の直列抵抗を介してＲＦモジュール負荷
へ放電することを表している。放電の時定数は節点Ｐ１
に低いインピータンス負荷か接続されていると仮定して
、コンデンサおよび直列抵抗の値によって設定される。

直列抵抗か実質的に低減できる場合には、コンデンサの
容量値は比例して低減してもよい。入手可能なタンタル
およびセラミック・コンデンサが適切であるか、アルミ
ニウム電解コンデンサは過大な直列抵抗を有する。

第２の実線は、数マイクロ秒から約１００マイクロ秒ま
で延びているか、バス・バーの両端の２つの大きな蓄積
コンデンサ（５）からバス・バの中央の負荷にエネルギ
か供給されるにつれてバス・バー自身の複素インピータ
ンスか減少することによる作用を表している。この過程
は急峻な初期過渡電流かバス・バーの両端に流入すると
きに開始する。バス・バーの初期交流インピータンスは
高いが、過渡状態の経過につれて交流インピダンスは低
下し、約１００マイクロ秒のところで、バス・バーおよ
びその直列抵抗によって表される時定数か終了し、比較
的低い直流抵抗のみが残り、パルスの最後の部分に当て
はまる第３の実線へと進むことになる。

第３の実線は、約１００マイクロ秒から１ミリ秒まで延
びているか、エネルギをバス・バーに供給する際の大き
な蓄積コンデンサの直列抵抗の影響を示している。コン
デンサ（５）の直列抵抗による電圧降下は約０．１ボル
トであり、バス・バの最終的な直流抵抗による電圧降下
よりもかなり小さい。１００マイクロ秒以降の実線はコ
ンデンサかそれ自身の直列抵抗を介して低インピーダン
ス負荷へ放電する状態を表す。エネルギは前述したよう
に残りの１ミリ秒の大部分において調整器の出力におい
て１０．５ボルトを必要とする負荷によって使用され得
る。

したがって、連続した点線の曲線は上述した３本の実線
によって表４つした３つの作用の組合せを表している。

要約すると、最初の数マイクロ秒はエネルギのほとんど
がＴ／ＲサブアセンブリのコンデンサＣ３から供給され
ることを表している。

しかしなから、数マイクロ秒後には、２つの大きな蓄積
コンデンサ（５）からバス・バーを介してエネルギかＴ
／Ｒサブアセンブリの節点Ｐ１に供給され始める。この
２つのエネルギ供給源は］０マイクロ秒にわたって一緒
に作用して、節点Ｐ１における出力電圧の低下を０．５
ボルト未満に保つ。１００マイクロ秒に近づくと、エネ
ルギの供給はバス・バーの直流抵抗（もはや変化しない
）およびコンデンサの直流抵抗の影響を受ける。これら
の寄生抵抗は小さく、１ミリ秒に近い期間において同じ
バス・バー上のＴ／Ｒモジュールへの大きなコンデンサ
の負荷によって決定される徐々に変化する放電を変更す
る。

ｍ７Ｂ図のグラフは図示の変数の値を前提としている。

大きなコンデンサ（５）のＥＳＲ（等価直列抵抗）は３
０アンペアの最大ＲＭＳ電流に対して約２．２ミリオー
ムである。タンタルからなるコンデンサＣ３では１００
マイクロフアラツドの容量を想定した場合５０ミリオー
ムである。同等の性能が、２０ミリオームのＥＳＲを有
する２゜２マイクロフアラツドのセラミック・コンデン
サに置き換えられた場合に得られる。バス・バーのパラ
メータは導体の構造に依存しているが、その最も重要な
要因は最小のＲＦインピーダンスのために最小の長さ（
Ｌ）および最大の幅（Ｗ）を維持することである。バス
・バーの各＋１２ボルトの導体はその導体に関連する１
６個のＴ／Ｒサブアセンブリを作動するために２５％の
デユーティサイクルの場合に平均８０アンペアすなわち
９６０ワツトで、３２０アンペアのピーク電流を通す。

バス・バーに４つの→−１２ポルトの導体がある場合に
は、全体で４倍の大きさとなる。＋５ボルトの導体は１
６アンペアの電流を連続的に通し、１２ボルトの導体は
約１アンペアの電流を通ず。

通常の定格を使用した前述した負荷要求条件（例えは、
８０アンペアの平均負荷）では６番ワイヤに対応する断
面を有する個々の導体が必要になる。しかしながら、導
体か数マイクロ秒以内に供給源から３または４フイート
離れた所に電力を供給することか必要な場合には前述し
たように厳しい要求条件が導体の構造に加えられる。影
響を受けたパラメータはバス・バーの導体の直列高周波
インダクタンスおよび直列高周波抵抗を左右する。

機械的便宜のため、個々の導体の最小の厚さは前述した
ように０．０２０インチである。この値は、電流負荷か
大きくなるにつれて大きくしてもよいか、小さくはでき
ない。導体の幅は電流の大きさに応じて決められる。幅
を大きくすることはバス・バー導体の直列ＲＦインダク
タンス（Ｌ）および直列ＲＦ低抵抗Ｒａｃ）を減らすの
に非常に重要な要因である。本要因においては、約２イ
ンチの幅が適当である。

高周波電気エネルギの伝達に対応し得るバス・バーの電
気的特性は並列容量Ｃ１並列漏洩コンタクタンス（Ｇ）
、浸透厚（ＳＤ）、直列ＲＦインダクタンス（Ｌ）、直
列ＲＦ低抵抗Ｒａｃ）である。（伝送ラインとしてみた
場合のラインの特性インピーダンスＺは設計に使用され
ない）設計においては、並列容量は小さいことがわかっ
ているので、無視してもよい。

０．２２３　ｘ　Ｋ　ｘ　Ｗ　ｘ　Ｌ Ｃ−（ピコファラッド） Ｄ　　　　　　　　　　（１） ここにおいて、 Ｋ−誘電体層の比誘電率 Ｗ−導体の幅（インチ） Ｌ＝バス会バーの長さ Ｄ−誘電体層の厚さ 通常の誘電体の厚さは０．００５５インチである。バス
・バーは低電圧バス・バーであるので、誘電体の厚さを
減らずことができる。しがしながら、実用」二の点を考
慮すると誘電体層の最小の厚さは約０．００３インチで
ある。

また、通常の誘電体祠料の並列漏洩コンタクタンス（Ｇ
）は小さいので、無視してもよい。

ＸＷ Ｇ−（モー／インチ） Ｄ（２） 浸透厚（Ｓ　Ｄ）は高周波エネルギ伝達に影響を与える
臨界的な式（３）および（４）で表される。

ＳＤ＝　　　　　　　　　　　（インチ）πｘｆｘＭＸ
Ｎ　　　　　（３） ここにおいて、 ｆ−供給される波の周波数 Ｍ＝銅の透磁率（実質的に１） Ｎ−銅の伝導率 １００　ｋＨｚにおける浸透厚は０．００８２インチで
ある。

直列インダクタンス（Ｌ）は高周波伝達を制限する。

３１．９（ｄ＋ＳＤ）　　Ｘｌ Ｌ＝　　　　　　　　　　　　（ナノヘンリ）Ｗ　　　
　　　　　　（４） これはバス・バーに対する幅を更に大きくすることを示
唆しく例えば、約２）、バス・バーの両側に寸法の等し
い対向するアース面が使用されることを示し、この場合
インダクタンスか大体２分の１に低減する。これはまた
、Ｌを２分の１減らずためにバス・バーの両端からエネ
ルギを供給することによって、すなわち２つのコンデン
サ（５）を使用することによって最小の長さか達成され
ることを示している。誘電体の厚さか実質的に浸透厚よ
り小さくなると、１００　ｋｌｌｚの信号成分で想定し
た０、００８２インチの浸透厚は式（３）を支配する。

しかしなから、浸透厚を決定する変数は簡単な操作を受
けず、銅は好適な導体であり、その使用に対する技術は
非常に進んでいる。

ＲＦ低抵抗Ｒａｃ）はバス・バーの高周波エネルギ伝達
性能に対する第２の重大な制限条件である。

４×１ Ｒａｃ＝ （オーム） ＳＤＸＷＸＮ　　　　　　　　（５） ここで再び、エネルギをバス・バーに対して両端から供
給する構成によって（すなわち、２つのコンデンサ（５
）を使用する構成によって）長さを（半分に）減らすこ
とか好ましいことを示している。また、」二記の式は幅
の増大により高周波抵抗か減少することを示している。

伝送ラインの特性インピータンス（Ｚ）の式は次の通り
である。

Ｒ＋ｊ　ωＬ Ｚ＝　　　　　　　　　　（オーム） Ｇ十ｊωに の式は表皮効果による高い損失のために１００　０００
１１ｚにおいて非常に低いｒＱＪが形成されるという本
状況における有用性に欠けている。

このｒＱＪは１以下である。更に、負荷インビダンスか
低いので、ラインの特性インピータンスに対してインピ
ーダンス整合か妨げられている。

分析および確認の実験によると、パルス・システムにお
いてバス・バーに沿ったかなり高い周波数のエネルギの
伝送は直列ＲＦインダクタンスしおよび直列ＲＦインダ
クタンスＲａｃおよび／またはそれらの合成を最小にす
ることに依存する。

要約すると、浸透厚の式は利料に依存し、例えば真ちゅ
うのような他の利料よりも銅か好ましい。

形状上の要因は個々の負荷に対する高周波エネルギの伝
送においてバス・バーの長さを最小にすることを推奨し
ている。これは大きなコンデンサ（５）をバス・バーの
一端のみに設けるのでなく、個々の負荷からみたバス・
バーの実効長を短くするためにその両端に設けるべきで
あることを示している。最後に、幅についての要因はＲ
ＦインダクタンスおよびＲＦ低抵抗対する式の分母に現
れている。細長の矩形断面を使用した設計か有利である
。このため幅か２インチで厚さか０．０２０インチの大
きさにしている。

設計上の考慮事項および計算された結果においては、負
荷が中央のＭＭＩＣモジュールである最悪の場合を想定
した。他の場所における電圧変動は３マイクロ秒乃至１
００マイクロ秒の時間フレムにおいてかなり小さなもの
である。この最初の期間の間においては、バス・バーの
交流特性が個々のＴ／Ｒサブアセンブリへのエネルギの
分配を制御する。１００マイクロ秒乃至１ミリ秒の時間
フレームにおいては、性能はほぼ同じである。

バス・バーの出力が負荷に直接供給される場合（局部コ
ンデンサＣ３は含まれているが、調整ドレイン・スイッ
チ３２か設けられていない場合）には、ドレイン電圧は
約１０マイクロ秒の時間フレームにおいてモジュール毎
に僅かに変化する。

この変化は通常のレーダ・パルス列においてはパルス毎
には変わらない。調整トレイン・スイッチを使用した場
合には、電力分配システムは種々のＴ／Ｒサブアセンブ
リにおける全てのＭＭＩＣモジュールに実質的に−様な
電力を供給する。

第３Ｄ図は電力コネクタ（第３Ａ図、第３Ｂ図および第
３Ｃ図に関連して説明した）、およびＴ／Ｒサブアセン
ブリ（２）への制御接続部を有するバス・バーのパッケ
ージ化を例示する簡略図である。各サブアセンブリは１
アンペアの平均容量を有する典型的には３１ピンのコネ
クタを備えている。積層パス・バーは工場で組み立てら
れ、６４箇所のサブアセンブリ位置の各々において４つ
のタップを備えている。３１ピンのソケット（４１）が
バス・バー上に組み立てられ、適当な４つのバス・バー
導体に接続されている４つの電力タップ（４２）に接続
される。ソケットのピンは通電容量に合うように必要に
応じて並列に接続され、この並列なピンが４つの電力タ
ップに接続される。

これらの接続はすべて工場組立工程の一部として行われ
、出力コネクタは結線の完全性を確認するためにバス・
バーの両端の対応する入力コネクタとともに各ピン毎に
検査される。

制御用の接続は工場で組み立てられた可撓性のストリッ
プ・プラグ（４３）によって行われ、この可撓性のスト
リップ・プラグ（４３）はバス・バー（３）の下面に固
着された可撓性のストリップ・バスから分岐している。

コネクタ（４３）はバス・バーにそって６４箇所のサブ
アセンブリ位置の各々に設けられる。また、これらの接
続も工場組立工程の一部として行われ、出力コネクタは
結線の完全性を確認するためにバス・バーの両端の対応
する入力コネクタとともに各ピン毎に検査される。

電力および制御機能を単一の工場組立ての構造内に一体
化することはバス・バーにそってＴ／Ｒサブアセンブリ
の位置に正確に接続部を割り出し、適切にバス・バー」
二に取り付けることを可能にする。このため、必要な電
流処理容量を備えている単一のプラグによりＭＭＩＣモ
ジュールを作動するのに必要な全ての直流電力および全
ての論理指令か供給される。この構成は、バス・バー人
力コネクタおよびモジュール出力コネクタに接続され、
かつ全ての接続部のチエツクをピン毎に行うようにプロ
グラムされている試験設備によって、高価な電子装置を
損傷する危険もなく、簡単かつ確実に試験できる。本実
施例においては、機械的な確認か必要である接続部か３
０，０００ある。

高電力接続部における冗長性およびランダム性を含む、
論理指令を有する完全な積層バス・バ・システムは、そ
のために設計された試験器によって完全かつ自動的に試
験することができる。

パルスの持続期間の間にわたってパルス負荷の両端間の
電圧を維持する調整ドレイン・スイッチを使用すること
によって、Ｔ／Ｒサブアセンブリにおける電源のスペー
スおよび大きさを節約することかできる。ここに提案し
た調整ドレイン・スイッチは、追加される電子装置か小
さいのでスペスの問題もなく、また調整機能がスイッチ
およびその回路からの熱に対して余分な熱を追加しない
ので余分な熱の発散もなくハイブリッド形式で簡単に作
製することができる。調整の能動手段としての調整ドレ
イン・スイッチは同じ程度の電圧安定性をＴ／Ｒサブア
センブリのより一層小さなフィルタ・コンデンサで達成
することかできるのでスペースを実質的に節約すること
かできる。実際の例においては、局部容量か３分の１に
低減して、電源の体積および大きさをかなり節約する。

上述したように、個々のＴ／Ｒサブアセンブリ負荷にお
ける小さなコンデンサ、大きな蓄積コンデンサから負荷
にエネルギを伝送するための小さなＲＦ低抵抗よび小さ
なＲＦインダクタンスを有するバス・バーを特徴とする
新規な電力分配システムは、高いレベル精度を達成する
ために調整トレイン・スイッチとともに使用される。電
源電圧要求条件かこの精度を必要としない場合には、調
整ドレイン・スイッチを用いなくても、新規な電力分配
システムはパルス条件の下で供給電圧の安定性を大幅に
改良する。

第１図の例は積層バス・バーか水平面にある配列を示す
もので、大きな蓄積コンデンサおよび１ｋＷの電源か配
列の垂直側にそって配設されている。

ハス・バーを垂直に配置し、全ての１ｋＷの電源を配列
の底部に水平に配列する構成も可能であり、この方かよ
り便利なこともある。これは配列の底部において回転ベ
アリングを通過しなければならない１ｋＷの電源への主
電流供給通路を短くし、ベアリングによって支持される
重量を軽くする。従って、「行および列」という用語は
、「行」か垂直であり、かつ「列」か水平である場合に
ついても、「行」が水平であり、かつ「列」か垂直であ
る場合と同様に適用されるものである。

ＭＭＩＣ電源モジュール用の電力分配システムは、電力
を個々の送信モジュールに供給する高電流路におけるリ
ード線インダクタンスを最小にすることに特別の注意を
必要としている。これらの制約は通常の冷却の必要性、
簡単な修繕性、簡単な組立および分解を含むいくつかの
他の制約とともにモジュール方式および送信モジュール
を電源調整手段とともに単一のパッケージに包含するこ
とを示唆している。単一パッケージの場合には、共通バ
スから電力および制御指令を供給するために単一のコネ
クタを使用することかできる。Ｔ／Ｒサブアセンブリを
（モジュール素子として）形成する場合、４つのＴ／Ｒ
モジュールを組み合わせることが最も良いことかわかっ
た。４つのＴ／Ｒモジュールからなるパッケージでは、
必要な局部エネルギの蓄積を行うためにコンデンサを４
つから２つまたは１つに統合してもよい。開示した実施
例においては、調整器は共有でないが、単一のＴ／Ｒサ
ブアセンブリ内の送信モジュール間で共有にしてもよい
。局部容量および局部調整を含む局部電力調整手段とと
もに送信モジュールをパッケージ化することはコンパク
トで効率的な設計を達成するのに有益である。

数マイクロ秒以内に数フィートの距離にわたって大きな
高周波電力を伝送する低インピーダンス手段を提供する
積層バス・バーにおいては、いくつかの要因か重要であ
る。バス・バーの導体としては、効率的なｒ、　　ｆ、
電力伝送用に必要な浸透厚を有するように適当な厚さ（
０，０２０インチ以］二）の銅が適切である。アルミニ
ウムおよび真ちゅうは必要な特性が欠けている。金およ
び銀は満足なものであるが、あまりにも高価である。深
い浸透厚の点で、通常の薄いメツキは不満足である。

バス・バーの高周波インダクタンスおよび高周波抵抗を
定義している式は、直流パルスの形で高周波エネルギを
供給する大きなコンデンサから、高周波を消費する個々
のＴ／Ｒサブアセンブリのコネクタへの各伝送路用とし
てバス・バーの長さを最小にし、かつ幅を増大すべきで
あることを示している。このため、中央の矩形導体か細
長い断面を有し、その両側に匹敵する電流容量を有する
アースされた導体か設けられている場合、ｒ、　　ｆ。

インピーダンス（インダクタンスおよび抵抗）が大幅に
低減される。この構成はバス・バーを過度に大きくする
ことなくすでに広い（２インチ）ｒ。

ｆ、伝送路の幅を実効的に２倍にする。バス・バの両端
に大きなコンデンサを設けることによって伝送路の長さ
を低減し、ｒ、　　ｆ、　　インピーダンスを低減する
。

また、電源の信頼性は、共通バス・バーに接続された多
くのモジュール間で共有される数個の大きなコンデンサ
を使用することによって増大される。コンデンサの故障
の発生は、大きさすなわち所定の定格に殆んど無関係で
あり、不良率はコンデンサの全体の数の低減に比例して
低下する。

【図面の簡単な説明】

第１図は各々か４行のＴ／Ｒ素子を作動するＴ／Ｒサブ
アセンブリの配列およびこれらのサブアセンブリに電力
を供給する手段の構成を示すフエズド・アレイ・レーダ
・システムの背部の概略構成図である。 第２図は１行のＴ／Ｒサブアセンブリに電力を供給する
直流電源の回路図である。 第３Ａ図、第３Ｂ図および第３Ｃ図はＴ／Ｒサブアセン
ブリに対する電力供給および制御用の多重導体バス・バ
ーの構成図であり、第３Ｄ図はバス・バーとソケットと
の接続を示す斜視図である。 第４図は４つのアンテナ素子を作動するために使用され
る４つのＴ／Ｒモジュール、ならびにＴ／Ｒモジュール
に供給される直流電圧を更に調整するフィルタ・コンデ
ンサおよび４つのモジュ非調整ドレイン・スイッチを含
む１つのＴ／Ｒサブアセンブリを示す斜視図である。 第５図は制御ユニット、フィルタ・コンデンサ、および
１つのＴ／Ｒサブアセンブリ内の４つのモジュール用の
調整トレイン・スイッチか取りイ」けられている基板の
平面図である。 第６図はモジュール調整ドレイン・スイッチ、関連する
電源からのフィルタおよび電源分配路を示す電気回路図
である。 第７Ａ図は電力分配回路の等価回路図であり、第７Ｂ図
は電力分配回路の電気的特性を示すグラフである。 ２・・・送受信（Ｔ／Ｒ）サブアセンブリ、３・・・積
層多重導体バス・バー、４・・１に１１の電源、５・・
・フィルタ・コンデンサ、３トアンテナ分配回路、３２
・・・モジュール、３７・・・調整ドレイン・スイッチ
。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、フェーズド・アレイ・レーダ・システムにおけるア
   ンテナ素子の後部に行および列に配置された、それぞれ
   持続期間が可変のパルスの形で大電流低電圧直流電力を
   同時に要求する送信用電力増幅器を含む送信用サブアセ
   ンブリの配列に対する電力分配システムであって、 （Ａ）それぞれ関連するサブアセンブリに低電圧直流電
   力を供給するために前記サブアセンブリの位置に行およ
   び列に配置されている複数のサブアセンブリ・コネクタ
   と、 （Ｂ）それぞれ前記サブアセンブリの位置に配置されて
   、その近くの前記サブアセンブリ・コネクタに接続され
   、所定の容量および低い直列抵抗を有し、前記電力増幅
   器の動作用に受け入れることができる無負荷値から所定
   の偏差以内に前記サブアセンブリ・コネクタにおける電
   圧を維持しながら、各パルスの始めを含む第１の短い期
   間の間に関連するサブアセンブリによって必要とされる
   ピーク電力を供給する第１の複数のエネルギ蓄積コンデ
   ンサと、 （Ｃ）関連する行内の関連する送信用サブアセンブリを
   作動するための適切な平均電力容量を有し、かつサブア
   センブリの行の端部に配置された複数の大電流停電圧の
   高電力直流電源と、 （Ｄ）それぞれ前記サブアセンブリの各行に少なくとも
   一端に配置され、所定のエネルギ蓄積容量および低い直
   列抵抗を有し、前記第１の期間の終わりの前から開始し
   、かつ前記パルスの最終部分を含む第２の長い期間の間
   に関連する行のサブアセンブリによって必要とされるピ
   ーク電力を供給する第２の複数の大きなエネルギ蓄積コ
   ンデンサと、 （Ｅ）前記サブアセンブリの各行に対し１つずつ設けら
   れて、電力伝送路を構成する複数の積層バス・バーとを
   含み、各電力伝送路は、一対のアースされた導体の間に
   配置されて絶縁体によって分離されている矩形断面のア
   ースされてない導体で構成されて、効率のよい高周波伝
   送を行うように伝送路の実効幅が２倍になっており、前
   記大きな蓄積コンデンサおよび前記高電力電源が前記導
   体の端部に接続され、前記サブアセンブリ・コネクタが
   前記導体に沿った前記サブアセンブリ位置において接続
   されており、 前記積層バス・バーは充分に低い高周波直列インダクタ
   ンスおよび充分に低い高周波直列抵抗を有するように適
   切な幅をもった大きさに形成され、前記大きなエネルギ
   蓄積コンデンサは前記第１の期間の終わりから前記第２
   の期間にわたって無負荷値から前記所定の偏差以内にサ
   ブアセンブリ・コネクタの電圧を維持するように充分低
   い直列抵抗を有していること、を特徴とする電力分配シ
   ステム。 ２、前記第２の複数の大きなエネルギ蓄積コンデンサが
   前記サブアセンブリの各行の各端部に少なくとも１つず
   つ配設されて、前記大きなコンデンサから前記サブアセ
   ンブリまでの伝送路の長さを最小にした請求項１記載の
   電力分配システム。 ３、各サブアセンブリ位置に少なくとも１つずつ配設さ
   れ、前記サブアセンブリ・コネクタにおける電圧が無負
   荷値から前記所定の偏差内にある限り各サブアセンブリ
   における電力増幅器の電圧を一定値に維持する複数の調
   整手段を更に含む請求項１記載の電力分配システム。 ４、前記第１の複数のコンデンサは少なくとも最初の数
   マイクロ秒の間に要求されるピーク電力を供給するのに
   適切な容量および低い直列抵抗を有し、 前記第２の複数の大きなコンデンサは前記バス・バーが
   充分低いｒ．ｆ．インピーダンスを有しているとき前記
   最初の数マイクロ秒の後から前記パルスの終わりまで要
   求されるピーク電力を供給するのに適切な容量および低
   い直列抵抗を有している請求項１記載の電力分配システ
   ム。 ５、前記バス・バーのｒ．ｆ．パラメータは数マイクロ
   秒から約１００マイクロ秒までエネルギの供給を容易に
   するように選択され、その後の前記バス・バーによる電
   力の伝送が前記バス・バーの直流抵抗および前記大きな
   コンデンサの直列抵抗によって主に制限される請求項４
   記載の電力分配システム。 ６、前記第１の複数のコンデンサの各コンデンサおよび
   各調整手段が共通なサブアセンブリ内に装着され、前記
   電力増幅器がそこからエネルギを供給される請求項５記
   載の電力分配システム。 ７、各行の前記サブアセンブリは前記電力増幅器を付勢
   するようにＰ個のグループに分割され、ここでＰは小さ
   な整数であり、 Ｐ個の電力伝送路が前記電力増幅器用の各バス・バーに
   設けられ、各伝送路はサブアセンブリの１／Ｐ個に接続
   され、 前記第２の複数の大きなエネルギ蓄積コンデンサが２Ｐ
   個および高電力電源がＰ個設けられている請求項６記載
   の電力分配システム。 ８、前記サブアセンブリのグループは１つの前記電源が
   故障した場合に伝送パターンに対する悪影響を最小にす
   るように選択されている請求項７記載の電力分配システ
   ム。 ９、各行内の前記送信用サブアセンブリが前記電力増幅
   器とは別個に付勢される受信用低雑音増幅器を有し、 各積層バス・バーは前記低雑音増幅器を付勢する電力伝
   送路を有し、１つの行に関連する前記Ｐ個の高電力電源
   の全てが該行の低雑音増幅器に電力を供給するように接
   続されて、全て（Ｐ個の）電源が故障するまで障害を防
   止するようになっている請求項８記載の電力分配システ
   ム。 １０、フェーズド・アレイ・レーダ・システムにおける
   アンテナ素子の後部に行および列に配置された、それぞ
   れ持続時間が可変のパルスの形で大電流低電圧直流電力
   を同時に要求する送信用電力増幅器を含む送信用サブア
   センブリの配列に対する電力分配システムであって、 （Ａ）それぞれ低電圧直流電力を関連するサブアセンブ
   リに供給するために前記サブアセンブリの位置に行およ
   び列に配置されている複数のサブアセンブリ・コネクタ
   と、 （Ｂ）それぞれサブアセンブリの位置に配置されて、そ
   の近くの前記サブアセンブリ・コネクタに接続され、無
   負荷値から所定の偏差内に前記サブアセンブリ・コネク
   タの電圧を維持しながら、各パルスの始めを含む第１の
   短い期間の間に関連するサブアセンブリによって要求さ
   れるピーク電流を供給するように適切な容量および低い
   直列抵抗を有する第１の複数のエネルギ蓄積コンデンサ
   と、 （Ｃ）それぞれサブアセンブリの位置に配設され、前記
   サブアセンブリ・コネクタの電圧が無負荷値から前記所
   定の偏差内にある限り各アセンブリ内の電力増幅器の電
   圧を一定値に維持する複数の調整手段と、 （Ｄ）それぞれ関連する行の送信用サブアセンブリを作
   動するように適切な平均電力容量を有し、かつそれぞれ
   前記サブアセンブリの行の一端に配設された複数の大電
   流低電圧の高電力直流電源と、（Ｅ）前記サブアセンブ
   リへの伝送路の長さを最小にするためにサブアセンブリ
   の各行の各端部に１つずつ配設され、前記第１の期間の
   終わりの前に開始し、かつ前記パルスの最後の部分を含
   む第２の長期間の間に関連する行のサブアセンブリによ
   って要求されるピーク電力を供給するのに適切なエネル
   ギ蓄積容量および低い直列抵抗を有する第２の複数の大
   きなエネルギ蓄積コンデンサと、（Ｆ）前記サブアセン
   ブリの各行に対し１つずつ設けられ、それぞれ矩形断面
   のアースされてない各導体が一対のアースされている導
   体の間に配設されて絶縁体によって分離されていること
   により、効率のよい高周波伝送を行うように伝送路の実
   効幅を２倍にした複数の積層バス・バーとを含み、前記
   大きな蓄積コンデンサおよび前記高電力電源が該バス・
   バーの端部に接続され、前記サブアセンブリ・コネクタ
   が前記導体に沿って前記サブアセンブリ位置に接続され
   ており、 前記積層バス・バーは充分に低い高周波直列インダクタ
   ンスおよび充分に低い高周波直列抵抗を有するように適
   切な幅をもった大きさで形成され、前記大きなエネルギ
   蓄積コンデンサは第１の期間の終わりから前記第２の期
   間にわたって無負荷値から前記所定の偏差内にサブアセ
   ンブリ・コネクタの電圧を維持するように充分低い直列
   抵抗を有していること、を特徴とする電力分配システム
   。 １１、フェーズド・アレイ・レーダ・システムのアンテ
   ナ素子の後部に行および列に配置されて、送信用電力増
   幅器、受信用低雑音増幅器および移相素子を含む、パル
   ス状の直流電力および制御指令を必要とする送信用サブ
   アセンブリの配列に対する電力および制御指令分配シス
   テムであって、（Ａ）それぞれ低電圧直流電力および制
   御指令を関連するサブアセンブリに供給するために前記
   サブアセンブリの位置に行および列に配設されている複
   数のサブアセンブリ・コネクタと、 （Ｂ）それぞれサブアセンブリ内に配設されて、その近
   くのサブアセンブリ・コネクタに接続され、前記電力増
   幅器の動作に対して許容し得る無負荷値から所定の偏差
   内に前記サブアセンブリ・コネクタの電圧を維持しなが
   ら、前記パルスの始めを含む第１の短い期間の間に関連
   するサブアセンブリによって要求されるピーク電力を供
   給するように適切な容量および低い直列抵抗を有する第
   １の複数のエネルギ蓄積コンデンサと、 （Ｃ）それぞれ関連する行の送信用サブアセンブリを作
   動するのに適切な平均電力容量を有し、かつそれぞれ前
   記サブアセンブリの行の一端に配設された複数の大電流
   低電圧の高電力直流電源と、（Ｄ）前記サブアセンブリ
   の各行の各端部に１つずつ配設され、前記第１の期間の
   終わりの前から開始し、かつ前記パルスの最後の部分を
   含む第２の長い期間の間に関連する行のサブアセンブリ
   によって要求されるピーク電力を供給するように適切な
   エネルギ蓄積容量および低い直列抵抗を有する第２の複
   数の大きなエネルギ蓄積コンデンサと、 （Ｅ）前記サブアセンブリの各行に対し１つずつ設けら
   れた複数の制御指令入力コネクタと、（Ｆ）電力および
   制御指令を前記サブアセンブリの各行に供給するための
   伝送路を形成する複数の積層バス・バーとを含み、 各電力伝送路は一対のアースされた導体の間に配設され
   て絶縁層により分離されたアースされていない導体で構
   成され、これらの構成部材の寸法は直流パルス電力に対
   して低いｒ．ｆ．インピーダンスが得られるように定め
   られており、 制御指令用の伝送路は電力伝送路のアースされた導体に
   固着された共通面内の複数の薄い導体で構成され、 前記大きな蓄積コンデンサ、前記高電力電源および前記
   制御指令入力コネクタが前記積層バス・バーの端部に接
   続され、前記サブアセンブリ・コネクタが前記バス・バ
   ーに沿って前記サブアセンブリ位置において接続されて
   いること、を特徴とする電力および制御指令分配システ
   ム。