KR0126918B1 - 페이즈 어레이 레이다용 전력분배 시스템 - Google Patents

Abstract

내용없음.

Description

페이즈 어레이 레이다용 전력 분배 시스템

제1도는 각각이 어레이내에서 4행의 T/R 소자를 동작시키는 T/R 부조립체 어레이의 배열 및 그 부조립체에 전력을 공급하는 수단의 구성을 도시한 페이즈 어레이형 레이다 시스템의 배면도.

제2도는 1행의 T/R 부조립체에 전력을 공급하는 직류 전원의 회로도.

제3a도 내지 제3d도는 T/R 부조립체에 대한 전력 공급 및 제어용의 다중 도체 버스바의 구성을 도시한 도면으로서, 제3a 내지 제3c도는 전력 분배 특성을 도시한 도면이고, 제3d도는 제어 기능을 수행하는 접속을 도시한 도면.

제4도는 4개의 안테나 소자를 동작시키기 위해 사용되는 4개의 T/R 모듈, 상기 T/R 모듈에 공급되는 직류 전압을 조정하는 필터 커패시터 및 4개의 신규 모듈 조정 드레인 스위치를 내장하는 1개의 T/R 부조립체를 도시한 도면.

제5도는 부조립체내의 제어장치, 필터 커패시터 및 1개의 T/R 부조립체 내의 4개의 모듈용 조정 드레인 스위치가 장착된 기판의 평면도.

제6도는 모듈 조정 드레인 스위치, 관련된 전원으로 부터의 필터 및 전력분배를 도시하는 전기 회로도.

제7a도는 전력 분배회로의 등가 회로도이고, 제7b도는 전력 분배 회로의 전기적 특성을 도시한 그래프.

* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명

1 : 안테나 어레이 2 : 송수신(T/R) 부조립체

3 : 적층 버스바 4 : 전원

5 : 필터 커패시터 31 : 안테나 분배 회로

32 : 모듈 34 : 기판

35 : 소켓 36 : 패드

37 : 조정 드레인 스위치

본 발명은 페이즈 어레이형 레이다(phased array radar)의 안테나 소자를 구동하는데 사용되는 복수의 펄스식 송신 모듈에 전력 및 제어 명령을 분배하는 시스템에 관한 것으로서, 더욱 구체적으로 말하면 각각의 모듈과 관련된 전력 조정 소자의 크기를 최소화할 수 있는 전력 분배 시스템에 관한 것이다.

종래의 페이즈 어레이형 레이다 시스템에서는, 저 전력 여진기가 송신 레이다 신호의 반송파를 발생한다.

여진기의 출력은 진폭 및/또는 위상이 변조되어, 저전력의 레이다 펄수를 발생한다. 이 저전력 펄스들은 진폭 및 위상이 제어되어, 페이즈 어레이의 안테나 소자를 구동하도록 각각 배열되는 전력 증폭 모듈의 어레이로 분배된다. 에너지를 보존하고 열을 최소화하며 피크 전력을 최대화하기 위해, 전력 증폭 모듈은 변조된 여진기 펄스가 개시되기 직전에 턴온되고, 변조된 여진기 펄스가 종료된 직후에 턴오프된다.

종래의 송신기용의 전원은 간헐적인 동작중에 송신기에 의해 소비되는 평균 전력을 처리하도록 설계되고, 펄스 기간동안 높은 피크 전력이 전원에 요구될때는 송신기상의 전압을 유지시키기 위해 대용량 커패시터내에 축적되는 에너지에 의존하고 있다.

공급 전압은 추가의 에너지 축적에 의해 양호하게 유지될 수 있지만, 이 추가에 의해서 증가된 크기에 따른 비용이 든다. 커패시터 강하(Capacitor drop)라고 하는 용어는 송신기 또는 전력 증폭기에서 공급 전압의 하강에 의한 송신된 펄스에 대한 영향으로 적용되고 있다. 커패시터 강하는 대부분의 레이다 송신에 있어서 어느 정도 존재한다. 단일 송신기 또는 전력 증폭기가 모든 안테나 소자에 공급되고 있는 경우, 커패시터 강하는 모든 안테나 소자에 대해 동시에 발생하고, 이 때문에 비임에 대한 악영향은 작아진다. 그러나, 각 안테나 소자에 하나 또는 복수의 전력 증폭기가 설치되고, 전력 증폭기가 잠재적으로 상이한 전원을 가지고 있는 경우는 문제가 심각해진다. 여기서, 각 전원의 리액턴스 에너지 축적 특성은 정합되지 않으면 안되고, 그렇지 않으면 강하는 안테나 어레이의 모든 소자에 동시에 발생되지 않고, 이 때문에 비임이 왜곡되며, 펄스대 펄스 상관성이 심하게 감소하게 된다.

현재의 설계된 송신 전력 모듈은 안테나 소자를 구동시키는 전력 모듈에서 고체 부품을 사용하고 있다. 금속 산화물 반도체 전계 효과 트랜지스터(MOSFET) 또는 고전자 이동도 트랜지스터(HEMT)가 통상 이 용도로 사용되고, 이와같은 소자는 종종 비화 갈륨 기판상에서 제조된다. 1GHZ 이상의 주파수에 있어서는 비화 갈륨 기판상에서 수동 회로 기능을 능동 소자에 결합하는 모놀리식 마이크로파 직접회로(MMIC)형식이 통상적이며, 이들 회로들은 특히 초소형이다.

송신 전력 모듈용의 종래의 전력 조정 장치에 있어서, 공통 소자는 전력을 온/오프시키는 스위치(여기서는, 전계 효과 트랜지스터의 드레인 전극에 접속되어 있기 때문에 드레인 스위치라고도 칭한다)이며, 피크 전력이 필요할 때에 직류(dc)를 유지하는 국부 커패시터에 의해 수반된다. 고주파수 동작 및 MMIC 제조기술의 출현으로 인해, 송신 무듈에서의 MMIC r, f. 회로는 그와 관련된 전원 부품에 의해 소형화되는 경향이 있다. 이와같은 용도에 있어서, 모듈 전력 조정 장치가 소형화 되는 것은 특히 바람직하다.

실제로, 페이즈 어레이형 레이다 시스템은 안테나 어레이를 구성하도록 행 및 열로 배치된 안테나 소자의 후부에 동일하게 행 및 열로 배열된 다수의 전력 모듈을 내장해야만 한다. 이 구성에 있어서, 모듈의 수는 수천개로 예상할 수 있으며, 또한 제어 접속부의 수는 수만개로 생각할 수 있다. 따라서, 전력 및 제어 기능용의 상호 접속의 문제는 곤란한 문제의 하나이다.

따라서, 본 발명의 제1목적은 페이즈 어레이형 레이다 시스템에서 송신 모듈용의 개선된 전력 분배 시스템을 제공하는데 있다.

본 발명의 제2목적은 페이즈 어레이형 레이다 시스템에서 송신 모듈의 크기를 최소화 할 수 있는 전력 분배 시스템을 제공하는데 있다.

본 발명의 제3목적은 페이즈 어레이형 레이다 시스템에서 송신 모듈에 전력 및 제어 명령을 분배하는 개선된 방법을 제공하는데 있다.

본 발명의 이러한 목적 및 기타의 다른 목적은 페이즈 어레이형 레이다 시스템에서 안테나 소자의 후부에 행 및 열로 배열된 송신 전력 증폭기를 내장하고 있고, 지속 기간이 가변 펄스의 형태로 대전류 저 전압 직류 전력을 동시에 요구하는 송신용 부조립체의 어레이에 대한 신규의 전력 분배 시스템에서 달성되고 있다.

이 시스템은 각각 저전압 직류 전력을 관련된 부조립체에 공급하도록 부조립체 위치에서 행 및 열로 적당히 배치된 복수의 부조립체 접속기와, 각각 부조립체 위치에 배치되고 근방의 부조립체 전력 접속기에 접속되는 제1의 복수의 소용량에너지 저장 커피시터를 구비한다. 이 소용량 커피시터의 각각은 각 펄스의 개시부를 포함하는 제1의 짧은 기간 동안 관련 부조립체에 의해 요구되는 피크 전력을 공급하도록 소정의 용량 및 낮은 직렬 저항을 갖는다. 피크 전력은 전력 증폭기의 동작용으로 허용가능한 무부하값으로부터 소정의 편차 이내로 부조립체 전력 접속기에서 전압을 유지하면서 공급된다.

또한 본 시스템은 각각 부조립체의 부조립체의 각 행의 일단부에 배치되고, 관련된 행의 송신용 부조립체를 동작시키는데 적절한 평균 전력 용량을 갖는 복수의 대전류 저전압의 고전력 직류 전원과 각각 부조립체의 각행의 적어도 일단부에 배치되어 있는 제2의 복수의 대용량 에너지 저장 커패시터를 구비한다. 전체 에너지 저장용량은 충분하게 크고, 직렬 저항은 충분히 작게하여, 제1기간의 종료전에 개시하고 펄스의 최종부를 포함하는 제2의 긴 기간동안 관련된 행의 부조립체에 의해 요구되는 피크 전력을 공급할 수 있도록 할 수 있다.

전력은 부조립체의 각 행에 대해 하나씩 설치되어 있는 복수의 저 r.f. 임피던스의 적층 버스바를 통해서 고 전력 직류 전원 및 대용량 에너지 저장 커패시터로부터 공급된다. 저 r.f. 임피던스를 달성하기 때문에 각 전력 송신로에 접지된 한쌍의 접지된 도체의 사이에 설치된 편평한 접지되지 않은 도체가 사용되어, 고주파 에너지를 유효하게 전송하기 위하여 커패시터로부터 부조립체로의 전력 전송로의 기존의 폭을 2배로 하고 있다.

적층 버스바의 r.f. 임피던스 및 대용량 에너지 저장 커패시터의 직렬 저항은 제1기간의 종료점으로부터 제2기간을 통하여 무부하값으로부터의 소정의 편차 이내로 부조립체 접속기에서 전압을 유지하도록 낮게 유지된다.

바람직한 구성에서는 대용량 에너지 저장 커패시터는 버스바의 각 단부에 설치되고, 전력 전송로의 길이를 최소화하며, r.f. 임피던스를 감소시키게 된다.

또한, 조정 수단이 각 부조립체에 설치되고, 부조립체 전력 접속기에서의 전압이 무부하값으로부터의 소정의 편차 이내에 있는 한 부조립체내의 전력 증폭기의 전압을 일정한 값으로 유지시킨다. 이 조정 수단은 각 송신 모듈에서 전원 변동을 완전히 제거하기 위해 사용될 수 있다.

또한, 본 발명에 따르면, 제어 명령 도체를 내장하는 가요성 스트립은 T/R 부조립체에 전력을 공급하는 적층 버스바와 조합되어 있다. 따라서, 버스바에 따라 배치된 부조립체 접속기는 전력 및 제어 명령을 각각의 부조립체에 공급하기 위하여 접속부를 설치할 수 있다.

본 발명의 특별한 특징은 본원의 특허청구의 범위에 기재되어 있다. 그러나, 본 발명의 자체는 기타의 목적 및 장점과 함께 이하의 상세한 설명 및 첨부한 도면을 참조함으로써 보다 명확히 이해할 수 있을 것이다.

이하, 첨부한 도면을 참조하여 본 발명을 상세히 설명한다.

제1도는 페이즈 어레이형 레이다 시스템의 안테나 어레이(1)의 후부를 도시한 도면으로서, 1행의 송수신(T/R) 부조립체(2)의 배치 방법이 도시되어 있고, 각 부조립체는 한 세트의 4개의 안테나 소자에 접속되어 있으며, 또한 제1도에는 T/R 부조립체에 전력을 공급하는 수단(4-8)을 도시하고 있다.

도시된 안테나 어레이는 수평 행단 64개의 안테나 소자 및 수직 열당 56개의 안테나 소자로 이루어진 총 3584개의 안테나 소자를 사용한다. 각 부조립체는 동일 수직열내의 한 세트의 4개의 안테나 소자를 동작시키기 때문에 안테나에 접속된 14개 행의 부조립체가 각열에 요구되며, 64개의 부조립체가 각 행에 요구된다. 따라서, 안테나 어레이는 3584개의 안테나 소자를 동작시키기 위해 전체 896개의 부조립체를 필요로 한다.

각행의 부조립체용의 전력원은 안테나 어레이(1)의 측면에 배치된 4개의 1KW의 전원(4) 및 8개의 대용량 필터 커패시터(5)이다. 전력은 전원(4) 및 대용량 필터 커패시터(5)로부터 적층 다중 도체 버스바(4)를 통해서 부조립체(2)로 공급된다. 적층 버스바(3)는 각 행에 64개의 방사 소자를 포함하는 4행의 MMIC 송신 모듈로 전형적인 레이다 펄스폭(지속 기간)의 전력을 효율적으로 전송하는데 필요한 특성을 가지고 있다.

1KW의 전원(4), 대용량 필터 커패시터(5) 및 T/R 부조립체(2)의 배치 및 이들의 버스 바(3)로의 접속은 제1도 및 제2도에 도시되어 있다. 4개의 대용량(100,000㎌, 16볼트)의 필터 커패시터(5)는 버스바의 우측 단부에 배치되고, 동일한 4개의 커패시터가 버스바의 좌측 단부에 배치된다. 마찬가지로 2개의 1KW의 전원(4)은 버스바의 우측 단부에 배치되고, 2개의 1KW의 전원(4)은 버스바의 좌측 단부에 배치된다. 전체적으로 112개의 커패시터 및 56개의 전원이 예시된 3584개의 소자로 이루어진 안테나 어레이가 필요하게 된다.

각 전원(4)은 1행의 64개의 T/R 부조립체 중에서 16개의 T/R 부조립체에 +12볼트로 1KW의 전력을 공급한다. 버스바의 +12볼트의 도체는 펄스 송신중에 전력 증폭기에 의해 요구되는 큰 전력을 공급하기 위해 사용된다. 버스바의 +5볼트의 도체는 수신기의 저잡음 증폭기에 의해 요구되는 낮은 전력을 공급하기 위해 사용되고, 버스바의 -12볼트의 도체는 매우 낮은 전력에서 바이어스를 공급하기 위해 사용된다. 후자의 저 전력 전압은 신뢰성을 위해 망(net)의 형태로 형성되어 있다.

버스바(3)는 제2도에 회로 형태로 도시되고, 제3a-제3d도에서 물리적으로 예시된 바와같이, 적층체를 따라서 접속기가 64개의 위치에 배치된 다충 적층체이다. 1행의 64개의 T/R 부조립체는 1KW의 전원(4)의 각각에 의사 랜덤식으로 접속되고, 각 전원은 16개의 부조립체를 구동시킨다. 이 접속 모드는 4개의 전원 중 하나가 고장난 경우에 송신기가 동작하지 않는 것을 최소한으로 감소시키고, +5볼트 및 -12볼트의 전원에 적용가능한 망상 구성은 실질적으로 수신기가 동작하지 않도록 행해지고 있다.

전원 시스템에 적용될 수 있는 적층 버스바의 구조는 제2도 및 제3a-3c도에 도시되어 있으며 제3d도는 전력 및 제어 기능을 도시하고 있다. 버스바의 전력 공급은 6개의 전력 전송로에서 행해지고, 이 6개의 전력 전송로는 송신 전력용의 +12볼트의 4개의 전송로, 수신기 전력용의 +5볼트 전송로 및 저전력 바이어스용의 -12볼트 전송로를 포함하며, 이들 전송로 사이에는 접지 도체가 삽입되어 있다. 각 전력 전송로는 두께가 약 0.020인치이고 폭이 약 2인치인 도전 구리층으로 형성되고, 1000분의 2 내지 3인치 두께의 유전체층에 의해 주 도체를 한쌍의 접지 도체로부터 분리시키고, 이 접지 도체는 주도체의 양측면에 배치된 0.020인치의 동이다. 각각의 부조립체로의 탭은 초음파 접합에 의해 스트립 도체의 후연부로부터 절취되어 있다. 제1도에 도시된 바와같이, 탭은 버스바와 단부들 사이에 T/R 부조립체의 위치에 대응하는 64개의 구간에 설치되어 있다. 탭 구조는 제3b도에 더욱 구체적으로 도시되어 있다.

전원(4)은 전술한 바와같이 망(net)의 형태로 형성되어, 동일 행에 공급하는 4개의 모든 전원(4)중 1-3개의 전원이고 고장난 경우에 수신 및 부 바이어스 기능이 손상받지 않도록 하고 있다. 제2도에 도시된 바와같이, 각 +5볼트 전원 및 -12볼트 전원은 퓨즈 및 적당한 극성의 보호 다이오드를 통하여 +5 및 -12볼트의 버스 도체에 접속되어 있다. 1개의 전원(4)이 고장난 경우, 나머지 전원은 에너지를 버스 도체에 공급하도록 접속되고, 그 고장난 전원은 다이오드에 의해 분리된다. 한편, 그 망상 구조는 다이오드가 고장난 경우에 퓨즈에 의해 보호되고 있다.

1KW의 전원(4)은 T/R 부조립체에 대한 그 부하 접속이 제2도에 도시되어 있지만, 제1도에 도시된 6개의 펄스식 56KW의 주 정류 전원(5)에 접속된 300볼트 직류 버스(8)를 통해서 전력을 차례로 공급한다. 보호 회로(7)가 설치되고, 이 보호 회로는 3상 전력을 EMI필터, 1차 회로 차단기 및 라인 서어지 보호회로에 의해 조정된 이후에 주전원(6)으로 공급된다.

버스바(3), 1KW의 전원(4), 대용량 커패시터(5), 300볼트의 버스(8), 주정류 전원(6) 및 보호 회로(7)는 모든 동작 모드(송신, 수신 및 교정)에서 펄스식 T/R 부조립체의 동작에 필요한 전력을 공급하도록 설계되어 있다. 전력 분배 시스템의 구성 부재는 필요한 평균 전력을 공급함과 동시에 펄스 송신 기간 동안 T/R 부조립체에 필요로 되는 높은 피크 전력을 공급해야만 한다. 전력 분배 시스템은 단일 펄스의 전송기간 동안 송신기의 전자 장치에 공급되는 전압의 현저한 강하를 방지하기 위해, 또는 이전 펄스로 부터의 캐리 오버(carry over)를 위해서 각각의 T/R 부조립체에서의 강하가 허용가능한 최소치로 유지되도록 설계되어야만 한다. 이것에 의해, 후술하는 바와같이 정확한 조정이 가능하게 된다. 이 허용가능한 최소치는 최종적인 부하를 형성하는 송신 모듈에 필요한 전압과, 각각의 T/R 부조립체 내에 설치되어 있는 조정기의 동작에 필요한 헤드룸(head room)에 의해 설정된다.

예컨대, 전력 분배 시스템은 4KW의 전력을 각 버스바에 따라 분배되어 있는 64개의 T/R 부조립체에 공급하고, 56KW 전력을 안테나 어레이 전체에 공급하기 때문에 14개의 모든 버스바에 공급한다. 송신기 동작용의 전력은 버스 바(3)의 +12볼트 도체의 단부에 설치되어 있는 4개의 1KW의 전원(4) 및 8개의 100,000마이크로패럿에서 16볼트의 커패시터에 의해 버스바(3)의 +12볼트 도체에 공급된다. 1KW의 전원(4)은 버스 바(3)에 접속되어 있는 대용량 저장 커패시터(5)에 에너지를 연속적으로 공급한다. 각 T/R 부조립체에 의해 주어진 펄스형 부하는 가변 지속 기간의 펄스기간 동안 동시에 에너지를 필요로 한다. 이 지속기간은 1마이크로초와 수 밀리초 사이에 있다. 따라서, 펄스형 부하는 평균 전력보다도 높은 피크 전력을 버스 바를 통하여 커패시터(5) 및 전원(4)으로부터 전력을 철회시킨다. 이것은 단일 펄스 기간 중 또는 펄스를 반복하는 동안에 부하의 전압을 감소시키는 경향이 있다. 각각의 T/R 부조립체에서의 정전압을 유지하기 위한 측정을 하지 않는 경우, 송신기의 동작은 불안정하게 된다.

본 발명에 의하면, 이러한 불안정한 동작은 전술한 바와같이, 버스바의 단부에 비교적 큰 에너지 저장 장치를 설치하고, 펄스가 유지 또는 반복할때의 전압 강하를 허용가능한 최소한의 작은 한계치로 저감하도록 버스바를 엄밀하게 설계하며, 각각의 T/R 부조립체 부하 내에 커패시터 및 전압 조정 수단을 추가함으로써 방지할 수 있을 것이다.

제4도는 896개의 동일한 T/R 부조립체 중 1개로서 전원 시스템의 최종적인 부하를 형성하는 T/R 부조립체를 도시한다. 이 T/R 부조립체는 4개의 부분, 즉 안테나 분배 회로(31), 비임 형성 분배 회로(33), 위상 시프터 및 T/R 회로 또는 모듈(32) 및 기판(34)상에 조립된 전력 및 제어 블록으로 분할되는 것으로 고려될 수 있다.

안테나 분배 회로(31)는 3가지의 기능을 가지고 있다. 송신에 있어서는, 안테나 분배 회로는 4개의 펄스식 고전력 증폭기의 출력을 4개의 안테나 소자의 각각에 결합시킨다. 수신에 있어서는, 상기 안테나 분배 회로는 4개의 다이폴 안테나 소자로 부터의 복귀 신호를 4개의 저잡음 증폭기의 각각에 공급한다. 부조립체내의 회로, 특히 위상 시프터의 상태의 감시중에 있어서, 교정용으로 각 안테나 소자에서 신호의 위상을 검사하기 위하여 결합기가 설치되어 있다. 안테나 분배 회로(31)는 수동 회로로서, 스트립 라인 전송선을 사용하여 가장 편리하게 구성할 수 있고, 이것은 낮은 비용 및 소망의 소형화로 샤시내의 회로간의 차폐를 양호하게 형성한다. 또한 상기 안테나 분배 회로는 T/R 부조립체에 있어서 무시할 수 있을 정도의 전력만을 소비한다.

비임 형성 분배 회로(33)는 4개의 각각의 수신 안테나로부터 다중화된 신호를 수신하는 동안에 비임 형성기로 유도하는 단일채널로 분배하고, 동일한 방법으로 4개의 안테나 소자와 동작하도록 비임 형성기로부터의 신호를 결합한다. 상기 비임 형성 분배 회로는 능동 소자를 가지고 있지는 않지만, 바람직하게는 스트립 라인 전송선을 사용하여 실현할 수 있다. 이것은 동일한 형태로 T/R 부조립체에 있어서 무시할 수 있을 정도의 전력만을 소비한다.

위상 시프터 및 T/R 회로, 즉 모듈(32)은 안테나 분배 회로와 비임 형성 분배 회로 사이에 접속되어 있다. 이것은 능동 소자 및 수동 소자를 모두 필요로 한다. 그것은 단일의 모놀리식 비화 갈륨 기판상에 형성될 수 있으나, 현재에는 경제성 면에서 하이브리드 구조의 모듈이 된다. 마이크로스트립(microstrip)구조가 현시점에서는 가장 실용적인 방법이다. 상기 모듈의 각각은 1개의 안테나 소자와 관련된 수신 및 송신 전자 장치를 포함한다. 수신 전자 장치는 전형적으로는 저 잡음 증폭기 및 가변 이득 증폭기를 포함한다. 유사하게 1개의 안테나 소자와 관련된 송신 전자 장치는 전형적으로 구동 증폭기 및 종종 이득 제어를 얻게되는 전력 증폭기를 포함한다. 상술한 바와 같이, 전자 장치는 -12, +5 및 +12볼트의 직류 전원을 필요로 하고, 이중에서 최후의 것은 펄스 송신용의 주전원을 형성하고 있다.

T/R 부조립체는 위상 시프터를 동작시킴과 동시에 송/수신 교정 상태를 결정하기 위한 제어 논리 회로를 포함하고, 추가의 커패시터 및 스위칭 전압 조정기를 갖는 국부 전력 조정부를 포함한다. 전력 조정부 및 제어 회로는 측정해서 얻을 수 있을 정도의 전력만을 소비한다.

따라서, T/R 부조립체는 5 내지 6 GHz로 동작하는 레이다 시스템에서 페이즈 어레이의 4개의 안테나 소자를 동작시키기 위하여 사용되는 전자 회로와, 전력 분배 시스템의 최후의 소자인 국부 커패시터 및 전압 조정기를 포함한다. 각 T/R 부조립체는 최종적인 부하이고, 버스로부터 분배되는 전력의 수용부이지만, 200와트의 열을 발산하면서 최대 40와트의 r.f. 전력을 방사하도록 설계된다. 따라서, 부조립체의 샤시는 능동 전자 장치, 국부 커패시터 및 조정기를 수용하는데에 충분히 큰 것으로 함과 동시에 발생된 열을 방출시키는데 필요한 공기 통로를 얻을 수 있도록 충분히 작아야 한다.

고려중의 페이즈 어레이형 레이다 시스템에 있어서, 각 T/R 부조립체는 관련된 안테나 소자의 필요한 단면적 요구 조건내에 체류될 수 있는 것이 요구된다. 따라서 안테나를 4개가 1조로 하는 것이 가장 만족할 수 있는 그룹임을 알 수 있다. 상기 안테나 소자는 주사 범위에 의존하여 약 1/2 내지 2/3파장의 간격을 두고 설치되어 있다. 본 구성에 있어서는 비교적 낮은 수직 주사 범위가 안테나 소자의 수직 방향의 간격을 약 2/3파장까지 될 수 있음을 예측할 수 있다. 수평 주사범위가 큰 경우에는, 다이폴 소자간의 수평 방향의 간격은 약 1/2파장이 된다. 이러한 상황하에서, 안테나 소자는 다이폴인 경우 수직 방향으로 큰 이용가능한 공간이 있기 때문에 수직 평면내에 배향되고, 부조립체 사이의 공간은 수직열로 평행하게 설치될 수 있다.

안테나 동작 회로의 단면적이 안테나 어레이의 영역의 크기를 초과하지 않도록 요구되고, 안테나 동작 회로를 포함하는 각 부조립체 샤시의 단면적은 안테나 소자당 허용되는 1/2 내지 2/3 파장의 치수내에 유지될 수 있다. 이러한 공간적인 제한은 T/R 부조립체에서 모든 r.f. 경로를 동일한 길이로 하고, 부조립체를 교환하는 것을 가능하게 한다.

이 예에서, 4개의 안테나 소자를 동작시키기 위한 T/R 부조립체의 전자 회로는 16cm×2.7cm의 전체 단면 치수, 즉 안테나 소자당 4cm×2.7cm의 단면 치수내에 있게 된다. 이 단면은 5 내지 6GHz에서 동작하는 안테나 어레이에 대해 충분히 소형이다.

제어 회로는 원격 제어 컴퓨터로부터의 하이 레벨 비임 스티어링 명령을 실행하고, 로우 레벨 비임 스티어링 명령을 계산하며, 자체 교정 기능을 실행한다. 자체 교정 기능에 있어서, 각각의 모듈의 위상 에러는 주기적으로 측정되고, 전원시스템에 기인하는 고정 전압 에러(전압 드리프트에서는 없음)를 포함하는 실질적으로 모든 에러에 대하여 보정된다.

국부 전력 조정 회로는 제5도를 참조하면, 4개의 조정 드레인 스위치(37)를 포함하고, 이것은 각 모듈에 1개씩 할당되고 있다. 2개의 국부 필터 커패시터(G3)는 4개의 조정 드레인 스위치 사이에서 공유된다. 상기 4개의 조정 드레인스위치(37)는 소형의 알루미늄 기판(34)상에 장착된다. 국부 전력 조정 회로는 송신기 동작 기간 중에 하나의 펄스 또는 펄스의 반복 기간 동안, 국부 송신 부하를 1밀리볼트 보다 양호하게 안정화하도록 필요한 조정을 행한다.

알루미늄 기판(34)은 제어회로 및 국부 전력 조정 장치가 그 상부에 장착되어 있지만, 각각의 T/R 모듈(32)로 유도하는 접속기에 접속하기 위한 1행의 4개의 소켓(35)을 구비하고 있다. 이들 접속기는 T/R 모듈에 국부 스티어링 명령, 타이밍 제어 신호 및 전력을 공급한다. 동일한 신호는 고레벨에 있는 스티어링 명령을 제외하고는 기판(34)에 부착되어 있는 보조 회로 기판상에 설치되어 있는 31개의 패드(36)를 통해서 T/R 부조립체에 공급된다. 상기 패드(36)는 도시되지 않은 접속기에 접속되도록 설계되고, 제3d도에 도시한 바와같이 적층 버스 바(3)상에서 지지되는 소켓용으로 설계되어 있다.

4개의 모듈 조정 드레인 스위치(37)는 기판(34)의 양 단부에 설치되고, 공유의 필터 커패시터(C3)는 전형적으로 100㎌, 20V의 정격을 갖는데, 31개의 패드(36)에 인접해서 기판의 후방 에지부에 설치되어 있다. 모듈 조정 드레인 스위치(커패시터 C3를 포함하고 있지 않음)는 알루미늄 기판(37)의 에지부상의 약 1/2인치의 작은 지형의 밀봉 패키지내에 배치되어 있다. 상기 알루미늄 기판은 약 4-3/4인치 ×2-1/2인치이다.

조정 드레인 스위치(37)는 레이다 펄스 전송시에 짧은 간격내에서 MMIC 전력 증폭기를 턴온 및 턴오프하여, 정확한 디지탈 제어 전력 레벨이 되도록 설계되어 있다. 드레인 스위치의 조정 기능은 전송된 레이다 펄스의 상승 시간 및 하강시간에 비교할만한 속도로 동작하고, 펄스의 사이에서 발생하는 임의의 변화를 유지하도록 설계되어 있다. 이러한 목적을 위하여, 드레인 스위치의 이득 대역폭은 1과 10MHz 사이에서 설정된다. 이득 대역폭에 대한 상황은 이하에서 설명하는 바와 같이 모듈 부하에서 링잉(ringing)을 피하는데 충분히 낮은 값으로 설정되어 있다.

조정 드레인 스위치가 MHz의 이득 대역폭을 갖고 있기 때문에, 펄스 제어된 레이다 전송시에 존재하는 부하 또는 전원의 실시간 변화에 대하여 실질적으로 순간적으로 보정할 수 있고, 또한 개별 T/R 모듈에서 밀리볼트의 정확도로 10-12볼트의 직류 전원 출력을 유지할 수 있다. 따라서, 단일 레이다 시스템에 있어서 수천의 전력 증폭기의 각각의 출력은 부하 또는 전원에 기인하는 펄스 진폭의 변화에 대하여 안정화되고, 이 때문에 펄스 상호간에 최내의 상관을 얻을 수 있다.

전술한 것에 부가하여, 조정 드레인 스위치는 하드웨어 또는 소프트웨어가 불량인 경우에 T/R 모듈내의 MMIC의 파손을 방지하는 수단을 제공한다.

디지탈 프로그래머블 조정 드레인 스위치인 전기 회로 및 그 전원, 부하 및 적당한 제어 신호로의 외부 접속이 제6도에 도시되어 있다.

각 조정 드레인 스위치는 3개의 전력 단자(P1, P2, P3)를 갖는다. 제1단자(P1)는 드레인 스위치를 원격 전원에 접속하기 위한 것인데, 보다 구체적으로 단자(P1)는 적층 버스바(3)를 통해 대용량 저장 커패시터(5) 및 1KW 전원의 양의 단자에 접속되어 있다. 적층 버스바(3)는 저항에 의해 분로된 직렬 인덕턴스 및 그 조합에 직렬인 제2저항을 구성하도록 도시되어 있다. 이들 소자의 값은 이하에서 기술되는 바와같이 전력이 급속한 상승시간 및 짧은 지속 시간을 갖는 펄스의 형태로 전송되는 경우에 실제적으로 중요하게 된다. 제2전력 단자(P2)는 조정드레인 스위치를 관련된 MMIC T/R 모듈 부하(32)에 접속하는 출력 단자이다. 조정 드레인 스위치와 MMIC 모듈과의 사이의 리드선 인덕턴스가 12로 도시되어 있다. 리드선 인덕턴스는 에너지가 단 펄스의 형태로 공급되는 경우에 중요하게 된다. 조정 드레인 스위치가 급속 상승시간 또는 하강 시간으로 턴온 또는 턴 오프하는 것이 가능한 경우, 그 인덕턴스는 부하에서 링잉을 유도한다. 제3의 전력단자(P3)는 전원 및 부하가 복귀되는 접지 복귀 단자이다.

조정 드레인 스위치에 인가된 제어신호는 기판(34)(제4도)상의 31개의 패드(36)를 통하여 공급된다. 제6도에 도시한 바와 같이, 제어신호에는 각 펄스가 전송될 때, 조정 드레인 스위치를 턴온 및 턴오프시키는 송신기 인에이블 제어신호, 기준전압을 설정하여 증분시키기 위하여 사용되는 보정 제어 신호 및 모듈마다의 변동의 보정 또는 기타의 목적을 위해 사용되는 기타의 보정 신호가 포함된다.

디지탈 프로그래머블 조정 드레인 스위치(37)의 회로는 제6도에 도시된다. 그 회로의 주요 구성 요소는 온도 보상 전압 기준회로(10), 디지탈/아날로그변환기(DAC) 및 RAM(11), 2단 게이팅 버퍼(T2, T3), 연산증폭기(OPAMP)(13), 분리형 전력 MOS 트랜지스터(T1), 커패시터(C1~C3) 및 저항(R1~R6)을 포함한다.

전술한 구성요소의 성질 및 접속은 다음과 같다. 온도 보상 전압 기준 회로(10)는 전압 강하용 저항(R6)을 통해 12볼트의 내부 드레인 전원 버스(14) 및 드레인 스위치의 내부 접지 접속부에 접속되어 있다. 저항(R6)의 값은 조정기의 성능을 최적화하도록 선택된다. 상기 온도 보상 전압 기준 회로는 온도 보상 제너기준회로 또는 밴드갭(band gap) 조정기가 될 수 있는데, 이것은 고유의 온도 안정성을 갖는 경향이 있다. 온도 보상 특성은 예측된 온도 변동 범위를 통하여 5 내지 7V의 공칭 제너값의 밀리볼트내에 출력전압을 유지하도록 되어야 한다. 상기 온도는 주위 온도 및 전자 장치의 발열과 공기 냉각과의 사이에 발생되는 동적인 온도 평형의 양쪽에 의해 영향을 받는다. 전형적으로 상기 온도 보상 범위는 100℃를 넘어야 한다.

전압 조정기(10)의 출력은 DAC 및 RAM(11)의 신호 입력에 결합된다. 이 RAM(11)은 예를 들어 D/A 변환 기능 및 메모리 저장 기능을 갖는 AD 7225형 직접회로의 1/4이다. 통상 D/A 변환기는 RAM에 공급되는 입력신호를 256의 부분에 증분 또는 감분시킬 수 있는 8비트의 분해능을 갖는다. RAM(11)의 출력신호는 교정 및 보정제어의 함수로서 이 크기의 변화분을 플러스 또는 마이너스한 기준전압을 형성한다.

DAC 및 RAM(11)의 출력은 소망의 저 임피던스 구동을 제공하는 2단의 온도 안정 게이트 버퍼를 통해서 OPAMP(13)의 입력에 접속되어 있다. 상기 게이트 버퍼는 그 제1단을 형성하는 에미터 폴로워 회로 구성의 1904형의 NPN트랜지스터(T2) 및 제2단을 형성하는 에미터 폴로워 회로 구성으로 접속되어 있는 1906형의 PNP 트랜지스터(T3)를 갖는다.

DAC 및 RAM(11)과 OPAM(13)와의 사이에서의 버퍼의 접속은 다음과 같다. DAC 및 RAM(11)으로 부터의 신호는 트랜지스터(T2)의 베이스에 결합되고, 트랜지스터(T2)의 콜렉터는 B+ 버스에 접속되며, 트랜지스터(T2)의 에미터는 2KΩ 바이어스 저항(R5)을 통해 내부의 접지에 접속되어 있다. 트랜지스터(T2)의 에미터에 나타나는 신호는 트랜지스터(T3)의 베이스에 공급되고 있다. 트랜지스터(T3)의 콜렉터는 접지에 접속되어 있고, 트랜지스터(T3)의 에미터는 바이어스 및 버퍼저항(R1)을 통해 송신기 인에이블 신호용 제어입력에 접속되어 있고, 트랜지스터(T3)의 에미터는 OPAMP(13)의 양의 단자에 접속된다.

DAC 및 RAM(11)과 OPAMP(13)와의 사이에 2개의 NPN/PNP 에미터 폴로워 버퍼단을 사용함으로써 OPAMP용의 저 구동 임피던스의 온도 안정 버퍼를 제공할 수 있다. 온도 보상은 상보형 트랜지스터가 신호 결합로에 사용되고, 이것에 의해 제1트랜지스터의 입력 접합 전압의 온도에 의해 유도되는 드리프트가 제2트랜지스터의 경우와 동일하고, 그 부호가 반대가 되도록 하는 사실로부터 이루어진다. 따라서, 상기 2개의 에미터폴로워는 OPAMP의 입력으로 보상된 출력 전압을 발생한다. 이러한 에미터 폴로워 회로의 구성은 하향 임피던스 변환을 2번 행하고, 연산 증폭기(13)용의 최종적인 저구동 임피던스를 발생시킨다. OPAMP로의 송신기 인에이블로의 저항(R1)은 버퍼출력의 저 임피던스에 대하여 3.3K의 높은 값을 갖는다. 따라서 저항(R1)은 버퍼의 출력단용의 바이어스 기능 및 OPAMP 입력에 나타나는 송신기 인에이블 제어신호로 상의 임의의 잡음을 저감하도록 하는 버퍼 기능의 양쪽을 가지고 있다.

OPAMP(13)는 송신 인에이블 제어신호에 의해 온 또는 오프로 게이트 되지만, MMIC 부하 양단의 출력을 DAC 및 RAM(11)으로부터 공급되는 기준 신호와 비교한다. 다음에 OPAMP는 직류 버스 및 MMIC 부하의 사이에서 긴밀한 피드백 루프내에 접속된 트랜지스터 스위치(T1)의 이득을 조정하고, 부하의 전압을 기준 전압에 비례적으로 대응하게 된다.

OPAMP의 음의 입력 단자로의 접속은 아래와 같다. 즉 OPAMP(13)의 음의 입력 단자는 저항 R2 및 R3의 사이의 접속점에 접속되어 있는데, 상기 저항 R2 및 R3는 MMIC 부하(32)가 접속되어 있는 패드(P2)와 접지 사이에 접속된 분압기를 형성하고 있다. 이러한 접속에 의해 OPAMP의 음의 입력 단자에는 부하의 양단에 나타나는 전압이 공급된다. 470 PF 커패시터는 고주파 피드백을 제공하는데, OPAMP의 출력과 음감지 입력단자와의 사이에 접속되어 있다.

OPAMP(13)의 출력단자는 직류버스로부터 MMIC 부하로의 전류의 흐름을 제어하는 트랜지스터 스위치(T1)의 게이트에 접속되는데, 그에 따라서 MMIC 부하의 전압을 제어한다. 이러한 접속은 0.1㎌의 결합 커패시터(C1)를 통해 행해지는 교류접속으로 이루어진다. 트랜지스터(T1)의 게이트와 소스사이에 접속되어 있는 10KΩ의 저항(R4)은 단기간 후 결합 커패시터(C1)를 방전시키도록 작용한다. 트랜지스터(T1)의 드레인은 내부 B+ 버스(14)에 접속됨과 동시에, T/R 부조립체에 근접해서 설치되어 있는 중간 크기의 필터 커패시터(C3)의 양의 단자에 접속되어 있고, 그 음의 단자는 내부 접지에 접속되어 있다. 커패시터(C3)는 2개의 조정 드레인 스위치 사이에서 공유되어, 그 유효한 용량은 지정된 값의 1/2이 된다. 커패시터의 크기는 내부의 직렬 저항에 따라 좌우되는데, 직렬 저항이 작은 경우에는, 작은 값, 예컨대 25㎌이 적당하다. 트랜지스터(T1)의 드레인은 또한 패드(P1)에 접속되고, 적층 버스 바(3)를 통하여 원격의 1KW의 전원(4) 및 원격의 대용량 필터 커패시터(5)에 접속되어 있다. 트랜지스터(T1)의 소스는 패드(P2)에 접속되고, 직류 버스(14)로부터 MMIC 부하(32)로의 전류로를 완성하고 있다.

상기 트랜지스터(T1)는 최근 입수가능한 N 채널의 50V의 전력용 MOSFET가 있다. 이 트랜지스터가 특히 개량된 특성은 드레인-소스 저항(RDS)(온)과 관련하여 거의 5A대의 전류에 대하여 0.1Ω 이하의 저항을 갖는다. 본 발명에 있어서, 조정기에 허용 가능한 전압 강하는 5A에서 양 0.2V 정도이고, 이것은 보다작은 헤드룸(headroom)이 전원에 사용되는 경우 조정 회로내에서 소비를 저감한다. 동시에, 장치의 입력 커패시턴스는 매우 작은 값으로 유지되고, 전형적으로는 1000PF이하이다. 그 결과, 장치의 대역폭은 증폭기로 본 경우에 수 MHz정도이다. 따라서, 장치는 펄스를 턴온 또는 턴오프 시키는데 필요한 고속에서 발생하는 전원의 변화 또는 레이다 시스템의 펄스식 전력 증폭기의 펄스내에서 시간적 변화를 보상하는데 충분한 속도이다.

트랜지스터는 명목상 온으로 게이트 구동될 때 선형소자이고, 바이어스 및 입력 신호 레벨을 적절한 값으로 설정하는 것에 의해 소정의 레벨의 도전율로 할 수 있다. 피드백 루프에 이들이 존재하기 때문에 선형성은 루프를 안정화하기 위하여 필요하지 않고, 트랜지스터는 그 능동 영역의 어느 위치에서도 동작할 수 있다. 따라서, 다른 증폭기와 마찬가지로, 트랜지스터는 필요에 따라서 도전을 원활하게 변화(선형적으로 변화하지는 않음)하도록 사용되고, 조정 스위칭 작용을 행한다.

P-MOS 트랜지스터와 반대로 조정 드레인 스위치로서 N-MOS 전력 트랜지스터를 선택함으로써 저 비용을 포함하는 몇가지 장점을 갖는다. 한가지 단점은 게이트를 턴온하는데에 B+ 공칭 전압보다 더 높은 전압을 필요로 한다. 그러나, 그러한 전압은 +12 내지 -12V로 동작하는 OPAMP로부터 커패시터 결합을 사용함으로써 용이하게 얻을 수 있다.

조정 드레인 스위치는 상술한 회로를 갖지만, OPAMP와 전력용 MOS 트랜지스터를 접속하는 긴밀한 피드백 루프를 형성하고, 이것은 전력용 MOS 트랜지스터의 출력 전압을 OPAMP의 양의 단자에 결합된 기준 전압에 비례하는 전압으로 유지된다. 이러한 관계는 루프 이득이 1보다 꽤 크고, 시스템의 동작의 동작범위가 초과되지 않는 한도내에서 확실하게 유지된다. 470PF의 피드백 커패시터는 고주파 과도현상에서 나타나는 급격한 상승시간에 응답하여 상한을 설정하고 있는 약 0.4㎲로 회로의 상승시간 및 하강시간을 제한한다. 이러한 제한의 목적은 개별 T/R 모듈(32)에 결합된 리드선 인덕턴스의 양단간에 나타나는 전압을 제한하고, 링잉을 방지하는 것이다. 따라서 상승시간 및 하강시간은 피드백 루프내의 커패시터(12)의 크기를 정확하게 선택함으로써 링잉을 방지하는데 필요한 최적의 값으로 조정될 수 있다.

약 1밀리초까지 존재하는 정상 동작 상태에서는, 드레인 스위치의 출력 전압은 기준전압에 정비례한다. 이 상태에서 결합 커패시터(C1)가 아직 충분히 방전되지 않고, 루프 이득이 1보다도 충분히 크게 유지되고 있다. 펄스폭이 1밀리초를 초과하면, 0.1㎌ 결합 커패시터의 양단간의 전압은 OPAMP의 소정의 전압 동적 범위를 초과하고, 패드백 루프는 붕괴한다. 또한 이것은 조정 드레인 스위치의 출력을 급속히 제로로 저하시키는 원인이 된다.

따라서, 드레인 스위치의 최대 온시간은 결합 커패시터(C1) 및 게이트 소스저항(R4)에 의해 제한된다. 교류 결합은 드레인 스위치를 장시간 온 상태로 유지하는 경향이 있는 하드웨어 또는 소프트웨어의 고장에 의해 MMIC 부하가 과열 또는 파손되는 것을 방지한다. 이와 같은 기능은 소수의 모듈이 부정확하게 턴 온되어 이것에 의해 발생된 피크 수요가 전원의 평균 전류 처리 용량을 초과시키지는 않지만 개개의 모듈 부하를 과열시킬 수 있는 경우에 특히 중요하다.

큰 1KW의 전원(4)으로부터 각각의 T/R 모듈(32)부하로의 전력 분배 시스템의 동작은 제7a도 및 제7b도를 참조하여 상세히 설명한다. 상술한 바와 같이, 전력 분배 시스템의 이 부분의 주요 구성요소는 1KW의 전원(4), 대용량 필터 커패시터(5), 적층 버스바(3), T/R 부조립체내의 커패시터(C3), 및 T/R 모듈 하부(32)와 직렬 접속된 조정 드레인 스위치(37)를 포함한다.

이러한 구성 소자들은 몇 개의 기구를 통해서 동작하고, 송신 펄스의 외부 한계를 설정하는 것으로 고려되는 1밀리초의 기간동안 T/R 부조립체의 전압을 유지한다. 10마이크로초를 초과하지 않는 최초의 수 마이크로초 동안에, 전원 전압은 T/R 부조립체내의 국부 커패시터(C3)에 의해 유지되고, 초기 강하는 커패시터의 직렬 저항의 크기에 의해 결정된다. 0에서 100마이크로초의 기간에서, 버스바(3)를 통해서 대용량 필터 커패시터(5)로부터 공급되는 에너지는 고주파 에너지의 도통기간 동안에 변화하는 인덕턴스 및 저항으로 이루어지는 버스바의 직렬 교류 임피던스에 의해 현저히 변경된다. 100마이크로초 내지 1밀리초 사이의 기간에서, 버스바의 교류 임피던스는 직류 값으로 감소되고, 대용량 커패시터의 직렬저항이 중요하게 된다. MMIC 모듈 부하에서 10.5±1/2 볼트의 전압이 요구될지라도, 본 발명의 조정 드레인 스위치는 200마이크로초를 초과하고 1밀리초에 근접하는 기간동안 전송된 펄스에 대하여 드레인 스위치의 조정 정확도내에서 출력 전압을 유지한다.

행의 중앙의 T/R 부조립체, 즉 최악의 경우의 T/R 부조립체에 대한 전력 분배 회로의 조정 드레인 스위치의 입력에 있는 전압대 시간 특성을 컴퓨터로 모의실험하고, 그 결과의 예상 전압대 시간 특성을 제7b도에 점선으로 도시하고 있다.

모의 실험된 특성은 제7a도에 도시된 간략 등가 회로를 가정한다. 이 등가회로도에서, 버스바(3)의 일단부에 결합된 1KW의 전원(4)은 도면의 좌측에서 80 암페어의 발생기로서 도시하고 있다. 버스바의 각 단부에 설치되어 있는 2개의 대용량 커패시터(5)는 등가인 직렬저항(ESR) 및 100,000㎌의 이상적인 커패시던스에 의해 표현된다. 커패시터에 대한 기호는 버스바를 함께 표시하는 접지되지 않은 경로내의 직렬 접속된 소자 L/2 및 Rac/2의 좌측 및 우측 단부에 적당히 위치되어 있다. 2개의 커패시터(5)는 버스바의 접지되어 않은 도체와 접지되어 있는 도체와의 사이에 병렬로 접속되어 있다. 버스바는 도시되지 않은 최악의 경우의 T/R 부조립체에 대응하는 부하가 버스바의 중앙에 배치되어 양쪽 단부로부터 에너지를 수신하기 때문에, 1/2로 분할되어 도시되어 있다.

T/R 모듈 부하는 MMIC라고 하는 점선들 사이의 노드(40)에서 버스바의 중앙에 나타나고, 저항과 용량(r/c)의 등가회로로 표시된 커패시터(C3)를 포함한다. 부하는 직렬접속된 MMIC 모듈 및 조정 드레인 스위치로 구성되고, 이것들은 접지되지 않은 버스바 도체와 접지된 버스바 도체사이에 접속되어 있다. 간소화를 위해, MMIC 모듈로의 리드선 인덕턴스 및 커패시터내의 리드선 인덕턴스는 무시된다.

입수 가능한 부품을 사용하여 전술한 파라메터의 각각에 대해 주지된 값을 취하는 계산 결과가 제7b도에서 점선으로 도시되어 있으며, 이것은 상술한 바와 같이 조정 드레인 스위치에 대한 입력을 나타낸다. 그래프의 시간좌표는 대수학적인 반면 전압좌표는 선형적이다. 도면에서 점선은 좌측 원점으로부터 약 0.5밀리초까지 11볼트 이상으로 유지된다. 이로부터, 단지 0.2볼트의 헤드룸을 필요로하는 조정기는 0.5밀리초의 기간동안 10.5볼트의 안정된 전압을 부하로 공급할 수 있는 것을 알 수 있다. 원점에서 1마이크로초의 시점 부근에서 11.5볼트에서 개시된 점선은 10마이크로초의 부근에서 1/2볼트 미만의 전압 만큼 저하하고, 그로부터 점차 상승하여 100마이크로초의 근처에서 약 11.5볼트의 피크점에 도달하고, 다음에 서서히 저하하여 1밀리초에서 약 10.3볼트가 된다.

점선으로 나타낸 컴퓨터에 의한 곡선에 대한 이론적인 설명은 도면의 좌측에서 우측으로 진행하여 도시되어 있는 3개의 실선을 참조하여 제공될 수 있다.

펄스 제어된 동작기간 동안 MMIC T/R 모듈에 공급되는 에너지는 제7a도에 도시된 3개의 공급원, 즉 T/R 부조립체내의 커패시터 C3의 방전, 대용량(100,000㎌) 커패시터(5)의 방전 및 1KW의 전원(4)에 의해 공급된다. 정상 길이의 펄스의 경우에는, 주에너지는 2개의 커패시터의 방전에 의해 공급되고, 버스바의 인덕턴스 및 기생 저항이 부하에 이용할 수 있는 에너지를 흡수한다. 버스바의 인덕턴스로부터의 방전은 통상 펄스후에 발생한다. 1KW의 전원(4)은 전송 펄스의 기간동안 소량의 에너지만을 공급한다.

상술한 검증된(단, 변화될 수 있는) 조건에서 동작되는 경우, 제7b도의 3개의 실선은 조정 드레인 스위치의 입력에서 출력전압의 진폭에 영향을 주는 주된 작용을 도시하고 있다. 약 1마이크로초 이내의 펄스의 개시시에 전압은 1KW의 전원의 12볼트의 무부하값으로부터 급격하게 0.5볼트 저하한다. 다음에, 이 전압은 적층 버스바로부터의 에너지에 의해 지지되지 않는 경우로 가정한 경우, 서서히 저하하여 10마이크로초에서 10볼트 이하가 된다.

제1실선은 T/R 부조립체의 커패시터 C3가 그 자신의 직렬 저항을 통해서 T/R 모듈 부하로 방전하는 것을 나타낸다. 방전의 시정수는 노드(40)에 저임피던스 부하가 접속되어 있는 것을 가정하고, 커패시턴스 및 직렬 저항의 값에 의해 설정된다. 직렬 저항이 실질적으로 감소될 수 있는 경우에는, 커패시턴스의 값은 그와 비례하여 감소될 수 있다. 입수 가능한 탄탈륨 및 세라믹 커패시터가 적당한 반면, 알루미늄 전해 커패시터는 과도한 직렬 저항을 갖는다.

제2실선은 수 마이크로초로부터 약 100마이크로초까지 연장하고 있지만, 버스바의 단부에서의 2개의 대용량 저장 커패시터(5)로부터 버스바의 중앙의 부하에 에너지가 공급될 때 버스바에 의해 주어진 복소 임피던스가 감소하는 것에 의한 작용을 나타낸다.

이 과정은 급격한 초기 과도 전류가 버스바의 두 단부로 유입할 때에 개시한다. 버스바의 초기 교류 임피던스는 높지만, 과도 상태의 경과에 따라 교류 임피던스는 저하하고, 약 100마이크로초에서 버스바 및 그 직렬 저항에 의해 표현된 시정수는 방전되고 비교적 낮은 직류 저항만이 남게되어, 펄스의 최종 부분에 적용되는 제3실선으로 진행하게 된다.

제3실선은 약100마이크로초에서 1밀리초까지 연장하는데, 에너지를 버스바로 공급할 때의 대용량 저장 커패시터의 직렬 저항의 영향을 나타낸다. 커패시터(5)의 직렬 저항으로 인한 전압 강하는 약 0.1볼트이고, 버스바의 최종 직류 저항으로 인한 전압 강하보다도 현저히 작다. 100마이크로초 이후의 실선은 커패시터가 자신의 직렬 저항을 통해서 저임피던스 부하로 방전하는 상태를 나타낸다. 에너지는 상술한 바와같이 나머지 1밀리초의 대부분에서 조정기의 출력에서 10.5볼트를 필요로 하는 부하에 의해 사용되어 얻을 수 있다.

따라서, 연속된 점선의 곡선은 상술한 3개의 실선에 의해 설명된 세가지 효과의 조합을 나타낸다. 요약하면, 최초의 수 마이크로초는 에너지의 거의가 T/R 부조립체의 커패시터 C3으로부터 공급되는 것을 나타낸다. 그러나, 수 마이크로초 후에는 2개의 대용량 저장 커패시터(5)로부터 버스바를 통하여 에너지가 T/R 부조립체의 노드(40)로 공급되는 것이 개시된다. 2개의 에너지 공급원은 노드(40)에서 출력 전압의 저하를 0.5볼트 미만으로 유지시키기 위해 10마이크로초를 통하여 함께 작용한다. 100마이크로초에 근접하면, 에너지의 공급은 버스바의 직류저항(더이상 변화하지 않음) 및 커패시터의 직렬 저항에 의해 영향을 받는다. 이들 기생저항은 작고, 1밀리초에 근접한 기간동안 동일 버스바상의 T/R 모듈로의 대용량 커패시터의 부하에 의해 결정되는 서서히 변화하는 방전을 변경한다.

제7b도의 그래프는 지정된 변수들의 값을 전제로하여 도시되어 있다. 대용량 커패시터(5)의 ESR(등가 직렬 저항)은 30암페아의 최대 RMS 전류에 대햐여 약 2.2mΩ이다. 탄탈륨으로 이루어진 커패시터 C3에서는 100㎌의 용량을 가정한 경우 50mΩ을 갖는다. 동등한 특성이 20mΩ의 ESR을 갖는 2.2㎌의 세라믹 커패시터로 치환된 경우에 얻어질 수 있다. 버스바의 파라메터는 도체의 구조에 의존하지만, 그 가장 중요한 요인은 최소의 RF 임피던스를 위해 최소길이(L) 및 최대폭(W)을 유지하는 것이다. 버스바의 각 +12볼트 도체는 그 도체와 관련된 16개의 T/R 부조립체를 동작시키기 위해 25%의 듀티 사이클의 경우에 평균 80암페아, 즉 960와트로 320암페아의 피크 전류를 이송한다. 버스바에 4개의 +12볼트의 도체가 있는 경우에는 전체 4배의 크기가 된다. +5볼트의 도체는 16A의 전류를 지속적으로 전달하고, -12볼트의 도체는 약 1A의 전류를 전달한다.

통상의 구리 정격을 사용하는 상술한 부하요건(예컨대, 80A의 평균부하)에서는 6번 와이어에 대응하는 단면을 갖는 각각의 도체가 필요로 된다. 그러나, 도체가 수 마이크로초 이내에서 공급원으로부터 3 또는 4피트 떨어진 곳에 전력을 공급하는 것이 필요한 경우에는 상술한 바와같이 엄격한 오구조건이 도체의 구조에 부과된다. 그에 영향을 받은 파라메터들은 버스바의 도체의 직렬 고주파 인덕턴스 및 직렬 고주파 저항을 제어한다.

기계적 편의를 위해 각각의 도체의 최소 두께는 상술한 바와같이 0.020인치이다. 이 값은 전류 부하가 증가함에 따라서 증가될 수도 있지만, 감소되지는 않는다. 이어서, 도체의 폭은 전류의 크기에 따라 결정된다. 폭을 크게 한 것은 버스바 도체의 직렬 RF 인덕턴스(L) 및 직렬 RF 저항(Rac)을 감소시키는데 있어서 매우 중요한 요인이다. 본 출원에서는 약 2인치의 폭이 적당하다.

고주파 전기 에너지의 전달에 대응하여 얻을 수 있는 버스바의 전기적 특성은 병렬 용량 C, 병렬 누설 컨덕턴스(G), 침투 두께(SD), 직렬 RF 인덕턴스(L), 직렬 RF 저항(Rac)이다.(전송 라인으로만 본 경우의 라인의 특성 임피던스 Z는 설계상 사용되지 않음).

이 설계에서, 병렬 용량은 작기 때문에 무시될 수도 있다.

통상의 유전체층의 두께는 0.0055인치이다. 버스바가 저전압 버스바이므로, 유전체층의 두께를 감소시킬 수 있다.

그러나, 실용적인 점을 고려하면, 유전체층의 최소의 두께는 0.003인치이다. 또한, 통상의 유전체 재료의 병렬 누설 컨덕턴스(G)는 작기 때문에 무시해도 좋다.

침투 두께(SD)는 고주파 에너지 전달에 영향을 주는 다음의 임계적인 식 (3), (4)로 나타낸다.

100KHz에 대한 침투 두께는 0.0082인치 이다.

직렬 인덕턴스(L)는 고주파 전달을 제한한다.

이것은 버스바에 대한 폭을 더욱 크게하는 것을 시사하고(예를들어, 약 2), 버스바의 양측에 치수가 같은 대향하는 접지면이 사용되는 것을 나타내며, 이 경우 인덕턴스는 거의 2로 감소된다. 이것은 또한 L을 1/2로 감소시키기위해 버스바의 양쪽 단부로부터 에너지를 공급함으로써, 즉 2개의 커패시터(5)를 사용함으로써 최소 길이가 얻어진다. 일단 유전체의 두께가 실질적으로 침투 두께보다 작게되면, 100KHz의 신호 성분으로 가정하여 0.0082인치의 침투 두께는 식(3)을 지배한다. 그러나, 침투 두께를 결정하는 변수는 간단한 조작을 받지 않고, 구리는 바람직한 도체이며, 그 사용에 대한 기술은 매우 진행되어 있다.

RF 저항(Rac)은 버스바의 고주파 에너지 전달능력에 대한 제2의 중요한 제한 조건이다.

여기서, 재차 에너지를 버스바에 대하여 양단부에서 공급하는 구성에 의해(즉, 2개의 커패시터(5)를 사용하는 구성에 의해), 길이를 1/2로 감소시키는 것이 바람직한 것을 나타내고 있다. 또한, 상기 5의 식은 폭의 증가에 의해 고주파 저항이 감소되는 것을 나타내고 있다. 전송라인의 특성 임피던스(Z)의 식은 다음과 같다:

이 식은 표피 효과로 인한 높은 손실 때문에 100,000Hz에서 매우 낮은 A가 형성된다고 하는 현재의 환경에서 유용성이 결여되어 있다. 이 Q는 1이하이다. 또한, 부하 임피던스가 낮기 때문에 라인의 특성 임피던스에 대하여 임피던스 정합이 장애가 되고 있다. 분석 및 실험에 의하면, 펄스 시스템에서 버스바에 따른 상당히 고주파수의 에너지 전달은 직렬 RF인덕턴스 L 및 직렬 RF 저항 Rac와 그들의 합성을 최소화하는 것에 의존한다.

요약하면, 침투 두께의 식은 재료에 좌우되며, 예를들어 황동과 같은 다른 재료보다도 구리가 바람직하다.

기하학적 요인은 각각의 부하에 대한 고주파 에너지의 전송에 있어서 버스바의 길이를 최소로 하는 것을 추천한다. 이것은 대용량 커패시터(5)를 버스바의 일단부에만 설치하지 않고, 개개의 부하로부터 버스바의 유효길이를 짧게하기 위해서 버스바의 양단부에 설치할 수 있는 것을 알 수 있다. 마지막으로, 폭에 대한 요인은 RF 인덕턴스 및 RF 저항에 대한 분모에서 나타난다.

따라서 확장된 장방형 단면을 사용한 설계가 유리하다. 본 발명은 0.020인치의 두께와 2인치의 폭의 크기로 하고 있다.

설계상의 고려사항 및 계산된 결과에 있어서는 부하가 중앙의 MMIC 모듈인 최악의 경우를 가정한다. 다른 위치에서 전압변동은 3㎲ 내지 100㎲의 시간 프레임에서 꽤 작은 것이 중요하다. 이 최초의 기간동안에 있어서, 버스바의 교류 특성은 개개의 T/R 부조립체로의 에너지의 분배를 제어한다. 100㎲ 내지 1㎳의 시간 프레임에서의 성능은 실질적으로 동일하다. 버스바의 출력이 부하에 직접 인가되는 경우(국부 커패시터 C3은 포함되어 있지만, 조정 드레인 스위치(32)가 설치되어 있지 않은 경우)에는, 드레인 전압은 약 10㎲의 시간 프레임에서 모듈마다 약간씩 변화한다. 이 변화는 통상의 레이다 펄스열에 있어서는 펄스마다 변화하지 않는다. 조정 드레인 스위치를 사용한 경우에는, 전력 분배 시스템은 다양한 T/R 부조립체 내에서 모든 MMIC 모듈에 일정한 전력을 제공한다.

제3d도는 전력 접속기(제3a도, 제3b도 및 제3c도에 예시) 및 T/R 부조립체(2)로의 제어 접속부를 포함하는 버스바의 패키지를 예시하는 도면이다. 각 부조립체에 1A의 평균 용량을 가진 전형적으로는 31개의 핀으로 구성된 접속기를 구비하고 있다. 적층 버스바는 공장에서 조립되고, 64개의 부조립체 위치의 각각에 4개의 탭을 구비하고 있다. 31개의 핀의 소켓(41)은 버스바상에 조립되고, 적당한 4개의 버스바 도체에 접속되어 있는 4개의 전력탭(42)에 접속된다. 소켓의 핀은 통전 용량에 맞도록 필요에 따라서 병렬로 되어 있으며, 그 병렬핀은 4개의 전력탭에 전속되어 있다. 이러한 접속은 모두 공장 조립 공정의 일부로서 행해지고, 출력 접속기는 결합의 완전성을 확인하기 위하여 버스바의 양단부에 대응하는 입력 접속기와 동시에 각 핀마다 검사된다.

제어용의 접속은 공장에서 조립된 가소성의 스트립 플러그(43)에 의해 행해지고, 이 가소성의 스트립 플러그(43)는 버스바(3)의 하부표면에 접착된 가소성의 스트립 버스로부터 분기되어 있다. 접속기(43)는 버스바를 따라 64개의 부조립체 위치의 각각에 설치되어 있다. 또한, 이러한 접속도 공장 조립 공정의 일부로서 행해지고, 출력 접속기가 결합의 완전성을 확인하기 위하여 버스바의 양단부에 대응하는 입력 접속기와 동시에 각 핀마다 검사된다.

전력 및 제어 기능을 단일의 공장 조립에서의 구조내에 일체화하는 것은 버스바를 따라서 T/R 부조립체의 위치에 정확하게 접속부를 산출하고, 적절히 버스바상에 장착하는 것이 가능하다. 따라서, 필요한 전류 처리 용량을 제공하는 단일의 플러그에 의해 MMIC 모듈을 동작시키는데 필요한 모든 직류 전력 및 모든 논리명령이 공급된다. 이 구성은 버스바 입력 접속기 및 모듈 출력 접속기에 접속되고 모든 접속부에 대한 검사를 핀 마다 행하도록 프로그램되어 있는 시험 설비에 의해 고가인 전자장치에 손상을 주는 위험이 없고, 간단하고 확실하게 시험할 수 있다. 본 실시예에서, 기계적인 확인이 필요한 접속부는 30,000개가 있다.

따라서, 고전력 접속부에서 용장성 및 무작위성을 포함하는 논리 명령들을 갖는 완전한 적층 버스바 시스템은 그러한 목적을 위해 설계된 시험기에 의해 완전하게 또한 자동적으로 시험할 수 있다.

펄스의 지속기간 동안에 걸쳐서 펄스 부하의 양단에 전압을 지속하는 조정 드레인 스위치를 사용함으로써, T/R 부조립체에서 전원의 스페이스와 용적을 절약할 수 있게 된다. 본 명세서에서 제시된 조정 드레인 스위치는 추가된 전자 장치가 작기 때문에 스페이스의 문제가 없고, 또한 조정 기능이 스위치 및 그 회로로부터의 열에 대하여 여분의 열을 추가하지 않기 때문에 여분의 열의 발열도 없이 하이브리드 형태로 간단하게 제조할 수 있다. 조정의 능동 수단으로서의 조정 드레인 스위치는 동일한 정도의 전압 안정성을 T/R 부조립체에서 소용량 필터 커패시터를 사용하여 달성될 수 있는 것으로 스페이스 및 용적을 실질적으로 절약할 수 있다. 실제의 예에 있어서, 국부 용량은 3분의 1로 감소하고, 전원의 체적 및 용적을 크게 절약할 수 있다. 전술한 바와같이, 각각의 T/R 부조립체 부하에서 소용량 커패시터, 대용량 저장 커패시터에서 부하로 에너지를 전송하기 위해 작은 RF 저항 및 작은 RF 인덕턴스를 갖는 버스바를 특징으로 하는 신규한 전력 분배 시스템은 높은 정확도를 얻기 위해 조정 드레인 스위치와 함께 사용될 수 있다. 전원 전압의 요구조건이 상기 정확도를 필요로하지 않은 경우에는 조정 드레인 스위치를 사용하지 않고도 신규한 전력 분배 시스템은 펄스 조건하에서 공급 전압의 안정성을 대폭으로 개선한다.

제1도는 적층 버스바가 수평면에 배치한 예를 도시한 것이고, 대용량 저장 커패시터 및 1KW의 전원이 배열의 수직 측부를 따라 배치되어 있다. 버스바를 수직으로 배치하고, 모든 1KW의 전원을 어레이의 하부에 수평으로 배열하는 구성도 가능하며, 이 방법이 보다 편리한 것일 수도 있다. 이것은 어레이어의 하부에서 회전 베어링을 통과해야만 하는 1KW의 전원으로의 주 전류 공급 통로를 짧게하고, 베어링에 의해 지지되는 중량을 경감한다. 따라서 행 및 열이란 용어는 행이 수직이고 열이 수평인 경우에 대해서도 행이 수평이고 열이 수직인 경우에도 똑같이 적용될 수 있다.

MMIC 전력 모듈용의 전력 분배 시스템은 전력을 각각의 송신 모듈로 공급하고 고전류 경로에서 리드선 인덕턴스를 최소로 하는 것에 특별한 주의를 필요로 한다. 이들의 제약은 통상의 냉각의 필요성, 간단한 수선성, 간단한 조립 및 분해를 포함하는 몇가지 다른 제약과 동시에 모듈 방식 및 송신 모듈을 전원 조정 수단과 동시에 단일 패키지에 포함하는 것을 시사하고 있다. 단일 패키지의 경우에는 공통 버스로부터 전력 및 제어 명령들을 공급하기 위해 단일 접속기를 사용할 수 있다. T/R 부조립체를 모듈 소자로서 형성하는 경우, 4개의 T/R 모듈을 조합시키는 것이 가장 만족스럽다는 것이 입증되었다. 4개의 T/R 모듈 패키지중 하나는 필요한 국부 에너지의 저장을 행하기 위해 커패시터를 4개에서 2개로 또는 1개로 통합하여도 좋다.

기술된 실시예에서는 조정기는 공유할 수 없지만 단일의 T/R 부조립체내의 송신 모듈간에서 공유될 수도 있다. 국부 커패시터 및 국부 조정을 포함한 국부전력 조종 수단과 함께 송신 모듈을 패키지화하면 초소형으로 효율적인 설계를 달성하는데 유익하다.

수 마이크로내에 수 피트의 거리에 걸쳐 큰 고주파 전력을 전달하는 저 임피던스 수단을 제공하는 적층 버스바에 있어서, 몇몇 인자가 매우 중요하다. 버스바 도체로서는 유효한 r.f. 전력 송신용으로 필요한 침투 두께는 갖는데 적당한 두께(0,020 이상)의 동이 적절하다. 알루미늄 및 황동은 필수적인 특성을 갖고 있지 않다. 금 및 은은 만족스러운 결과를 주지만, 너무 고가이다. 깊은 침투 두께의 면에서 통상의 박막 도금도 만족스럽지 않다.

버스바의 고주파 인덕턴스 및 고주파 저항을 정의하는 식은 직류 펄스의 형태로 고주파 에너지를 공급하는 대용량 커패시터로부터 고주파를 소비하는 개별 T/R 부조립체의 접속기까지의 각 전송로용으로서 버스바의 길이를 최소로 하고, 그 폭은 증가시키는 것을 표시하고 있다. 따라서, 중앙의 지형 도체가 신장된 단면을 가지고, 그 양측에 필적하는 전류 용량을 갖는 접지된 도체가 설치되어 있지 않은 경우, r.f 임피던스(인덕턴스 및 저항)가 대폭으로 저감된다. 이 구성은 버스바를 과도하게 크게 하는 일이 없이 이미 넓은(2인치) r.f. 전송로의 폭을 효과적으로 2배로 늘린다. 버스바의 양단부에 대용량 커패시터를 설치하는 것에 의해 전송로의 길이를 저감하고, r.f. 임피던스를 저감한다.

또한, 전원의 신뢰성은 공통 버스바에 접속된 다수의 모듈간에서 공유되는 수개의 대용량 커패시터를 사용함으로써 증대된다. 커패시터의 고장의 발생은 크기, 즉 소정의 정격과는 무관한 것이고, 고장률은 커패시터의 전체의 수의 저감에 비례하여 저하한다.

Claims (11)

1. 페이즈 어레이 레이다 시스템에서 안테나 소자의 후부에 행 및 열로 배열되고, 각각 지속 기간이 가변인 펄스의 형태로 대전류 저전압 직류 전력을 동시에 요구하는 송신 전력 증폭기를 내장하는 송신 부조립체의 어레이용 전력 분배 시스템에 있어서, (A) 저전압 직류 전력을 각각 관련된 부조립체에 공급하기 위하여 상기 부조립체의 위치에 행 및 열로 배치되어 있는 복수의 부조립체 접속기와; (B) 각각 상기 부조립체의 위치에 배치되고, 그 근처의 상기 부조립체 접속기에 접속되고, 소정의 용량 및 직렬 저항을 가지며, 상기 전력 증폭기의 동작용으로 수용 가능한 무부하값으로부터 소정의 편차 이내에 상기 부조립체 접속기에서 전압을 유지하면서 각 펄스의 개시부를 포함하는 제1의 짧은 기간 동안에 관련된 부조립체에 의해 필요로 되는 피크 전력을 공급하는 제1의 복수의 에너지 저장 커패시터; (C) 관련된 행내의 관련된 송신 부조립체를 동작시키기 위해 적절한 평균전력 용량을 가지며, 부조립체의 행위 단부에 배치된 복수의 대전류 저전압의 고전력 직류 전원과; (D) 각각 상기 부조립체의 각 행에 최소한 일 단부에 배치되고, 소정의 에너지 저장 용량 및 직렬 저항을 가지며, 상기 제1기간의 종료 이전에 개시되고 상기 펄스의 최종 부분을 포함하는 제2의 긴 기간 동안에 관련된 행의 부조립체에 의해 필요로 되는 피크 전력을 공급하는 제2의 복수의 대용량 에너지 저장 커패시터와; (E) 상기 부조립체의 각 행에 대해 하나씩 배치되고, 전력 전송 경로를 구성하는 복수의 적층 버스바를 포함하고, 각 전력 전송 경로는 한쌍의 접지된 도체의 사이에 배치되어 유전체에 의해 분리된 장방형 단면의 접지되지 않은 도체로 이루어져서 효율적인 고주파 전송을 취해 전송 경로의 유효 폭이 2배가 되며, 상기 대용량 저장 커패시터 및 고전력 전원은 상기 도체의 단부에 접속되고, 상기 부조립체 접속기는 상기 도체에 따라 상기 부조립체의 위치에 접속되며, 상기 적층 버스바는 낮은 고주파 직렬 인덕턴스 및 낮은 고주파 직렬 저항을 갖도록 적절한 폭을 갖는 크기로 형성되고, 상기 대용량 에너지 저장 커패시터는 상기 제1기간의 종료로부터 상기 제2기간에 걸쳐서 무부하값으로부터 상기 소정의 편차 이내에 부조립체 접속기의 전압을 유지하기 위해 낮은 직렬 저항을 갖는 것을 특징으로 하는 전력 분배 시스템.
2. 제1항에 있어서, 상기 제2의 복수의 대용량 에너지 저장 커패시터중 적어도 하나는 상기 대용량 커패시터로부터 상기 부조립체의 전송 경로의 길이를 최소화하기 위해 상기 부조립체의 각 행의 각 단부에 배치되는 것을 특징으로 하는 전력 분배 시스템.
3. 제2항에 있어서, 각 부조립체의 위치에 최소한 하나가 배치되고, 상기 부조립체 접속기에서 전압이 무부하값으로부터 상기 소정의 편차 이내로 유지되는한 각 부조립체에서 전력 증폭기의 전압을 고정값으로 유지하는 복수의 조정 수단을 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 분배 시스템.
4. 제1항에 있어서, 상기 제1의 복수의 커패시터는 최소한 최초의 수마이크로초 동안에 요구되는 피크 전력을 공급하기 위해 소정의 용량 및 직렬 저항을 가지며, 상기 제2의 복수의 대용량 커패시터는 상기 버스바가 낮은 r.f. 임피던스를 가질 때 상기 최초의 수마이크로초의 이후부터 상기 펄스의 종료까지 요구되는 피크 전력을 공급하기 위해 소정의 용량 및 직렬 저항을 갖는 것을 특징으로 하는 전력 분배 시스템.
5. 제4항에 있어서, 상기 버스바의 r.f. 파라메터는 수마이크로초로부터 약 100마이크로초까지 에너지의 공급을 용이하게 하도록 선택되고, 그 후에 상기 버스바를 통한 전력의 전송은 상기 버스바의 직류 저항 및 상기 대용량 커패시터의 직렬 저항에 의해 주로 제한되는 것을 특징으로 하는 전력 분배 시스템.
6. 제5항에 있어서, 상기 제1의 복수의 커패시터의 각 커패시터 및 각 조정 수단은 공통 부조립체내에 장착되고, 상기 전력 증폭기가 그로부터 에너지를 공급하는 것을 특징으로 하는 전력 분배 시스템.
7. 제6항에 있어서, 각 행의 상기 부조립체는 상기 전력 증폭기의 활성화를 위해 P개의 그룹(여기서 P는 정수)으로 분할되고, P개의 전력 전송 경로는 상기 전력 증폭기용의 각 버스바에서 설치되며, 각 전송 경로는 부조립체의 1/P 개에 접속되고, 상기 제2의 복수의 대용량 에너지 저장 커패시터가 2P개 및 고전력 전원이 P개 설치되어 있는 것을 특징으로 하는 전력 분배 시스템.
8. 제7항에 있어서, 상기 부조립체의 그룹은 하나의 전원이 고장난 경우에 전송 패턴에 대한 악영향을 최소화하기 위해 선택되는 것을 특징으로 하는 전력 분배 시스템.
9. 제8항에 있어서, 각 행의 상기 송신 부조립체는 상기 전력 증폭기와는 별도로 활성화되는 수신용 저잡음 증폭기를 추가로 포함하고, 각 적층 버스바는 상기 저잡음 증폭기를 활성화하는 전력 전송 경로를 가지며, 1개의 행과 관련된 상기 P개의 고전력 전원의 모두가 상기 행의 저잡음 증폭기에 전력을 공급하도록 접속되어서 모든(P개의) 전원이 고장날때까지 장해를 방지하는 것을 특징으로 하는 전력 분배 시스템.
10. 페이즈 어레이 레이다 시스템에서 안테나 소자의 후부에 행 및 열로 배열되고, 각각 지속 기간이 가변인 펄스의 형태로 대전류 저전압 직류 전력을 동시에 요구하는 송신 전력 증폭기를 내장하는 송신 부조립체의 어레이용 전력 분배 시스템에 있어서, (A) 저전압 직류 전력을 각각 관련된 부조립체에 공급하기 위하여 상기 부조립체의 위치에 행 및 열로 배치되어 있는 복수의 부조립체 접속기와; (B) 각각 상기 부조립체의 위치에 배치되고, 그 근처의 부조립체 접속기에 접속되고, 소정의 용량 및 직렬 저항을 가지며, 무부하값으로부터 소정의 편차 이내에 상기 부조립체 접속기에서 전압을 유지하면서 각 펄스의 개시부를 포함하는 제1의 짧은 기간 동안에 관련된 부조립체에 의해 필요로 되는 피크 전력을 공급하는 제1의 복수의 에너지 저장 커패시터와; (C) 각각 부조립체의 위치에 배치되고, 상기 부조립체 접속기의 전압이 무부하값으로부터 상기 소정의 편차 이내로 유지되는한 각 부조립체내의 전력증폭기의 전압을 고정값으로 유지하는 복수의 조정 수단과; (D) 관련된 행내의 송신 부조립체를 동작시키기 위해 적절한 평균 전력 용량을 가지며, 부조립체의 행의 단부에 배치되는 복수의 대전류 저전압의 고전력 직류 전원과; (E) 상기 부조립체의 전송 경로의 길이를 최소화하기 위해 부조립체의 각행의 각 단부에 하나씩 배치되고, 상기 제1기간의 종료 이전에 개시되고 상기 펄스의 최종 부분을 포함하는 제2의 긴 기간 동안에 관련된 행의 부조립체에 의해 필요로 되는 피크 전력을 공급하기 위해 소정의 에너지 저장용량 및 직렬 저항을 갖는 제2의 복수의 대용량 에너지 저장 커패시터와; (F) 상기 부조립체의 각 행에 대해 하나씩 배치되고, 각각 장방형 단면의 접지되지 않은 각 도체가 한쌍의 접지된 도체의 사이에 배치되어 유전체에 의해 분리됨으로써 효율적인 고주파 전송을 위해 그 전송 경로의 유효 폭이 2배가 되는 복수의 적층 버스바를 포함하고, 상기 대용량 저장 커패시터 및 상기 고전력 전원은 상기 버스바의 단부에 접속되고, 상기 부조립체 접속기는 상기 도체에 따라 상기 부조립체의 위치에 접속되며, 상기 적층 버스바는 낮은 고주파 직렬 인덕턴스 및 낮은 고주파 직렬 저항을 갖도록 적절한 폭을 갖는 크기로 형성되고, 상기 대용량 에너지 저장 커패시터는 상기 제1기간의 종료로부터 상기 제2기간에 걸쳐서 무부하값으로부터 상기 소정의 편차 이내에 부조립체 접속기의 전압을 유지하기 위해 낮은 직렬 저항을 갖는 것을 특징으로 하는 전력 분배 시스템.
11. 페이즈 어레이형 레이다 시스템의 안테나 소자의 후부에 행 및 열로 배열되고, 송신 전력 증폭기, 수신용 저잡음 증폭기 및 위상 시프팅 소자를 내장하며, 펄스 형상의 직류 전력 및 제어 명령을 필요로 하는 송신 부조립체의 어레이용 전력 및 제어 명령 분배 시스템에 있어서, (A) 저전압 직류 전력 및 제어 명령을 관련된 부조립체에 각각 공급하기 위하여 상기 부조립체의 위치에 행 및 열로 배치되어 있는 복수의 부조립체 접속기와; (B) 각각 상기 부조립체 위치내에 배치되고, 그 근처의 부조립체 접속기에 접속되고, 상기 전력 증폭기의 동작에 허용 가능한 무부하값으로부터 소정의 편차 이내에 상기 부조립체 접속기의 전압을 유지하면서 각 펄스의 개시부를 포함하는 제1의 짧은 기간 동안에 관련된 부조립체에 의해 필요로 되는 피크 전력을 공급하도록 소정의 용량 및 직렬 저항을 갖는 제1의 복수의 에너지 저장 커패시터와; (C) 각각 관련된 행의 송신 부조립체를 동작시키기 위해 적절한 평균 전력 용량을 가지며, 각각 부조립체의 행의 일단부에 배치되는 복수의 대전류 저전압의 고전력 직류 전원과; (D) 상기 부조립체의 각 행의 각 단부에 하나씩 배치되고, 상기 제1기간의 종료 이전에 개시되고 상기 펄스의 최종 부분을 포함하는 제2의 긴 기간 동안에 관련된 행의 부조립체에 의해 필요로 되는 피크 전력을 공급하기 위해 소정의 에너지 저장 용량 및 직렬 저항을 갖는 제2의 복수의 대용량 에너지 저장 커패시터와; (E) 상기 부조립체의 각 행에 대해 하나씩 배치되는 복수의 제어 명령 입력 접속기와; (F) 전력 및 제어 명령을 상기 부조립체의 각 행에 공급하기 위한 전송 경로를 구성하는 복수의 적층 버스바를 구비하고, 각 전력 전송 경로는 한쌍의 접지된 도체의 사이에 배치되어 유전체 층에 의해 분리된 접지되지 않은 도체로 구성되고, 이들 구성 부재의 치수는 직류 펄스 전력에 대해 낮은 r.f. 임피던스를 얻을 수 있도록 결정되고, 제어 명령용의 전송 경로는 전력 전송 경로의 접지된 도체에 고착된 공통면 내의 복수의 도체로 구성되며, 상기 대용량 저장 커패시터, 상기 고전력 전원 및 상기 제어 명령 입력 접속기는 상기 적층 버스바의 단부에 접속되고, 상기 부조립체 전력 및 제어 명령 접속기는 상기 부조립체의 위치에서 상기 버스바를 따라 접속되는 것을 특징으로 하는 전력 및 제어 명령 분배 시스템.

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