JP2748385B2 - 同期発振回路 - Google Patents
同期発振回路Info
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- JP2748385B2 JP2748385B2 JP63041138A JP4113888A JP2748385B2 JP 2748385 B2 JP2748385 B2 JP 2748385B2 JP 63041138 A JP63041138 A JP 63041138A JP 4113888 A JP4113888 A JP 4113888A JP 2748385 B2 JP2748385 B2 JP 2748385B2
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Description
この発明は、いわゆるPWM（パルス巾変調）回路に使
用する信号としての、鋸歯状波または三角波の波形の同
期機能を有する信号の発振回路に関するもので、 特に前記発振信号の波高値がその周波数に関係なく一
定に保たれるような発振波形を得る同期発振回路に関す
る。 なお以下各図において同一の符号は同一もしくは相当
部分を示す。また論理もしくはレベル“High",“Low"は
単に“H",“L"と記すものとする。
用する信号としての、鋸歯状波または三角波の波形の同
期機能を有する信号の発振回路に関するもので、 特に前記発振信号の波高値がその周波数に関係なく一
定に保たれるような発振波形を得る同期発振回路に関す
る。 なお以下各図において同一の符号は同一もしくは相当
部分を示す。また論理もしくはレベル“High",“Low"は
単に“H",“L"と記すものとする。
【従来の技術】 第３図は従来のこの種の同期発振回路の構成例を示す
図、第４図は第３図の動作説明用のタイムチャートであ
る。 第３図においてVCCは定電圧電源（またはその電
圧）、Ｃは発振コンデンサ、01はこの発振コンデンサＣ
へ常時一定の充電電流iCを供給する定電流回路、１は所
定の条件で発振コンデンサＣを放電させるためのトラン
ジスタである。 また比較器20ならびにトランジスタ２および３は同期
パルスPSの入力時、または発振コンデンサＣの端子電圧
（発振出力電圧ともいう）VCが所定のしきい値電圧Vth
に達したとき、トランジスタ１を介して発振コンデンサ
Ｃを放電させる放電駆動回路を構成している。また31は
同期パルスPSの入力端子、30は発振出力端子である。 また第４図（１）および（２）はそれぞれ自走発振時
および同期発振時の発振出力電圧VCの波形を示し、同期
（３）は同期パルスPSの入力のタイミングを示す。 次に第３図の動作を第４図を参照しつつ説明する。ま
ず同期パルスPSが入力しない場合、発振出力電圧VCは第
４図（１）のような自走発振の波形となる。 即ち発振コンデンサＣへ一定の充電々流が流入するこ
とによって、コンデンサ端子電圧VCは下式（１）のよう
な一定の勾配（dVC/dt）で上昇する。 この電圧VCは比較器20によって電源電圧VCCを抵抗R1,
R2で分圧した電圧としての下式（２）で示されるしきい
値Vthと比較される。 そしてコンデンサ端子電圧VCがこのしきい値Vthを越
えた瞬間、比較器20の出力は“L"から“H"に切換わり、
トランジスタ１をオンして発振コンデンサＣを放電させ
る。なおトランジスタ３はこのとき同時にオンすること
によって比較器20の（−）入力端子の電位を下げ、比較
器20の前記の切換わり動作をより確実なものにする。こ
のようにして発振コンデンサＣが放電すると比較器20の
出力は再び“L"に戻りトランジスタ１をオフするので、
コンデンサＣは再び前記のように充電を開始する。 従ってこの場合の発振出力電圧VCの波形は（２）式で
示されるしきい値Vthの波高値を持つ三角波となる。 次に同期パルスPSが入力する場合（ただしこの同期パ
ルスPSの周期は第４図（１）の自走発振の周期よりも短
いものとする。）には、コンデンサ端子電圧VCが前記
（１）式と同じ勾配で増大して行き、前記のしきい値Vt
hに達する以前に、同期パルスPSの入力によってトラン
ジスタ２がオンし、比較器20の（−）入力端子の電位を
下げるため、比較器20の出力が“H"となり、コンデンサ
Ｃの放電が行われる。 このようにしてこの場合の発振出力電圧VCは第４図
（２）のように前記しきい値Vthより小さい波高値の三
角波となる。
図、第４図は第３図の動作説明用のタイムチャートであ
る。 第３図においてVCCは定電圧電源（またはその電
圧）、Ｃは発振コンデンサ、01はこの発振コンデンサＣ
へ常時一定の充電電流iCを供給する定電流回路、１は所
定の条件で発振コンデンサＣを放電させるためのトラン
ジスタである。 また比較器20ならびにトランジスタ２および３は同期
パルスPSの入力時、または発振コンデンサＣの端子電圧
（発振出力電圧ともいう）VCが所定のしきい値電圧Vth
に達したとき、トランジスタ１を介して発振コンデンサ
Ｃを放電させる放電駆動回路を構成している。また31は
同期パルスPSの入力端子、30は発振出力端子である。 また第４図（１）および（２）はそれぞれ自走発振時
および同期発振時の発振出力電圧VCの波形を示し、同期
（３）は同期パルスPSの入力のタイミングを示す。 次に第３図の動作を第４図を参照しつつ説明する。ま
ず同期パルスPSが入力しない場合、発振出力電圧VCは第
４図（１）のような自走発振の波形となる。 即ち発振コンデンサＣへ一定の充電々流が流入するこ
とによって、コンデンサ端子電圧VCは下式（１）のよう
な一定の勾配（dVC/dt）で上昇する。 この電圧VCは比較器20によって電源電圧VCCを抵抗R1,
R2で分圧した電圧としての下式（２）で示されるしきい
値Vthと比較される。 そしてコンデンサ端子電圧VCがこのしきい値Vthを越
えた瞬間、比較器20の出力は“L"から“H"に切換わり、
トランジスタ１をオンして発振コンデンサＣを放電させ
る。なおトランジスタ３はこのとき同時にオンすること
によって比較器20の（−）入力端子の電位を下げ、比較
器20の前記の切換わり動作をより確実なものにする。こ
のようにして発振コンデンサＣが放電すると比較器20の
出力は再び“L"に戻りトランジスタ１をオフするので、
コンデンサＣは再び前記のように充電を開始する。 従ってこの場合の発振出力電圧VCの波形は（２）式で
示されるしきい値Vthの波高値を持つ三角波となる。 次に同期パルスPSが入力する場合（ただしこの同期パ
ルスPSの周期は第４図（１）の自走発振の周期よりも短
いものとする。）には、コンデンサ端子電圧VCが前記
（１）式と同じ勾配で増大して行き、前記のしきい値Vt
hに達する以前に、同期パルスPSの入力によってトラン
ジスタ２がオンし、比較器20の（−）入力端子の電位を
下げるため、比較器20の出力が“H"となり、コンデンサ
Ｃの放電が行われる。 このようにしてこの場合の発振出力電圧VCは第４図
（２）のように前記しきい値Vthより小さい波高値の三
角波となる。
前述のように従来の同期発振回路においては、発振出
力電圧VCの波高値は自走発振時よりも、同期時には必ら
ず小さくなり、しかも同期パルスPSの周波数（同期周波
数と呼ぶ）が大きく変化する場合、波高値もそれに従っ
て変化することになる。 しかも、このような発振波形PWM回路に使用すると回
路特性が大きく変化することになる。従って、このよう
な変化を防ぐために同期周波数が大きく変動する場合に
は、同期周波数に伴って、充電電流iCの値を手動で切換
える等の方法をとっており、煩わしいという問題点があ
った。 また、同期パルスの入力があるにもかかわらず、発振
コンデンサの両端電圧がしきい値Vthに等しくなると自
走発振を起こしてしまうという問題があった。 そこで本発明の課題は充電々流iCの値を同期周波数に
応じて自動的に可変できる同期発振回路を提供すること
により、同期周波数が変化しても発振出力電圧の波高値
が自動的に一定となるようにすることにある。
力電圧VCの波高値は自走発振時よりも、同期時には必ら
ず小さくなり、しかも同期パルスPSの周波数（同期周波
数と呼ぶ）が大きく変化する場合、波高値もそれに従っ
て変化することになる。 しかも、このような発振波形PWM回路に使用すると回
路特性が大きく変化することになる。従って、このよう
な変化を防ぐために同期周波数が大きく変動する場合に
は、同期周波数に伴って、充電電流iCの値を手動で切換
える等の方法をとっており、煩わしいという問題点があ
った。 また、同期パルスの入力があるにもかかわらず、発振
コンデンサの両端電圧がしきい値Vthに等しくなると自
走発振を起こしてしまうという問題があった。 そこで本発明の課題は充電々流iCの値を同期周波数に
応じて自動的に可変できる同期発振回路を提供すること
により、同期周波数が変化しても発振出力電圧の波高値
が自動的に一定となるようにすることにある。
前記の課題を解決するために、本発明の回路は、 常時、充電電流の流入するコンデンサ（発振コンデン
サＣなど）と、 予めしきい値（Vthなど）を定めるしきい値設定手段
（抵抗R1,R2など）と、 前記コンデンサの端子電圧と前記しきい値を比較し、
前記コンデンサの端子電圧が前記しきい値より大きくな
ったとき、および同期パルスの入力の都度前記コンデン
サを放電させる放電手段（比較器20,トランジスタ１か
ら３など）とを備え、前記コンデンサの両端から発振電
圧（VCなど）を得る同期発振回路において、 前記同期パルスの入力を検出して、同期パルスが入力
されたとき、前記しきい値を無効にするしきい値変更手
段（パルス有無検出回路22,トランジスタ５など）と、 入力される電圧の大きさに応じて前記充電電流の大き
さを変更させる電流変更手段（トランジスタ４など）
と、 前記電流変更手段における変更の量を司り、前記同期
パルスの周波数に比例し、かつ前記発振電圧の波高値を
前記しきい値（Vthなど）と同じに保つに足る電圧を出
力する周波数／電圧変換手段（F/V変換回路21など）と
を設けるものとする。
サＣなど）と、 予めしきい値（Vthなど）を定めるしきい値設定手段
（抵抗R1,R2など）と、 前記コンデンサの端子電圧と前記しきい値を比較し、
前記コンデンサの端子電圧が前記しきい値より大きくな
ったとき、および同期パルスの入力の都度前記コンデン
サを放電させる放電手段（比較器20,トランジスタ１か
ら３など）とを備え、前記コンデンサの両端から発振電
圧（VCなど）を得る同期発振回路において、 前記同期パルスの入力を検出して、同期パルスが入力
されたとき、前記しきい値を無効にするしきい値変更手
段（パルス有無検出回路22,トランジスタ５など）と、 入力される電圧の大きさに応じて前記充電電流の大き
さを変更させる電流変更手段（トランジスタ４など）
と、 前記電流変更手段における変更の量を司り、前記同期
パルスの周波数に比例し、かつ前記発振電圧の波高値を
前記しきい値（Vthなど）と同じに保つに足る電圧を出
力する周波数／電圧変換手段（F/V変換回路21など）と
を設けるものとする。
この発明は、同期周波数に比例させて、コンデンサ充
電電流を変化させることにより、同期周波数が変化して
も発振波高値を一定に保つようにしたものである。
電電流を変化させることにより、同期周波数が変化して
も発振波高値を一定に保つようにしたものである。
次に第１図および第２図を用いて本発明の実施例を説
明する。第１図は本発明の一実施例としての構成を示す
回路図で第３図に対応し、第２図は第１図の動作説明用
のタイムチャートで第４図に対応するものである。 第１図において第３図と異なるところを述べると、10
はいわゆるカレントミラーで、10A,10Bはこの回路を構
成するトランジスタである。このトランジスタ10Aと10B
はそれぞれエミッタとベースとを共通に結合され、かつ
トランジスタ10Bのベースとコレッタ間が短絡されてい
る。この回路ではトランジスタ10Aのコレクタ電流iCと
トランジスタ10Bのコレクタ電流i1とが等しくなる性質
を持つ。そして前記のコレクタ電流iCが常時、充電々流
として発振コンデンサＣに供給される。 ４はトランジスタ10Bのコレクタ電流i1を自身のコレ
クタ電流とするトランジスタでエミッタ側に抵抗R10を
接続されていわゆるエミッタホロワ回路を構成してい
る。 従ってトランジスタ４に与えられるベース電圧（つま
りトランジスタ４のベースとグランドＧ間の電圧，換言
すればこのベースと抵抗R10のグランドＧ側の端子との
間の電圧）をVBとし、かつこのトランジスタ４のベース
・エミッタ電圧をVBEとすると、コレクタ電流i1,従って
充電々流iCは下記（３）式によって定められる。 また21は同期パルスPSの周波数（同期周波数）に応じ
て、後述のようなベース電圧VBを出力するF/V変換回
路、22は同期パルスPSの有，無を検出し、それぞれ
“L",“H"の信号22aを出力するパルス有無検出回路であ
る。 ５は同期パルスPSが有る場合、比較器20の（−）入力
端子の電位を、従来の自走発振時のしきい値Vth（＝（R
2/（R1＋R2））・VCC）より高いしきい値Vth1へ引上
げ、発振コンデンサＣの両端電圧が従来のしきい値Vth
に等しくなっても自走発振を起さないようにするための
トランジスタで、前記パルス有無検出回路22の“L"の出
力信号22aによってオンし、抵抗R3を抵抗R1に並列に挿
入する。従ってこのときの新たなしきい値Vth1は下記
（４）式で表わされる。 なお第２図（１）〜（３）はそれぞれ第４図（１）〜
（３）に対応している。 次に第２図を参照しつつ第１図の動作を説明する。ま
ず同期パルスが無い場合、発振出力電圧VCの波形は第２
図（１）のように波高値が前記（２）式のしきい値Vth
に等しい自走発振の波形となる。即ちこの場合、F/V変
換回路21は、一定のベース電圧VBを出力する。このベー
ス電圧VBを便宜上VB0として区別して表す。この時発振
コンデンサＣの充電電流iC＝iC0は前記の（３）式よ
り、 従って、発振出力電圧VCの波形の勾配 は前記（１）式から下式（６）で表わされる。 従って、自走発振周波数f0は、下式（７）で表わされ
る。 この時パルス有無検出回路出力信号22aは“H"となっ
ており、トランジスタ５はオフである。 次に同期パルスPSがある場合、発振出力電圧VCの波形
は第２図（２）のように波高値が前記しきい値Vthに等
しく、勾配が同期周波数ｆによって異なる（この場合自
走発振時よりも勾配が大きい）波形となる。即ちこの場
合、前記のようにパルス有無検出回路22の出力信号22a
は“L"になり、トランジスタ５がオンとなる。従って、
比較器20の（−）入力端子の電位は従来の前記しきい値
Vthから新たな前記しきい値Vth1に変わり、発振出力電
圧VCの波形の立下り時点は、このしきい値Vth1によら
ず、同期パルスPSが入力された時点になり、同期がかか
ることになる。 この状態でF/V変換回路21は同期時点における発振出
力電圧VCの値（波高値）が従来の自走発振時の波高値
（つまりしきい値Vth）と同じ値に保たれるように同期
周波数ｆに応じたベース電圧VBを出力する。 次にこのような条件を満たすｆとVBの関係を求める
と、発振出力電圧VCの波高値がVthに保たれるためのこ
の電圧VCの勾配（dVC/dt）は前記（７）式と同様に、 つまり で表わされる。なおこの（９）式から発振コンデンサＣ
への充電々流iCは同期周波数ｆに比例させる必要がある
ことが判る。 ところで前記（６）式と同様に、 の関係があるから、この（９）式と（10）式より、 VB＝ｆ・Ｃ・R10・Vth＋VBE ……（11） ここでｆの係数Ｃ・R10・VthとVBEとはそれぞれ定数
とみなし得るので、ベース電圧VBが同期周波数ｆと共に
直線的に変化すればよいことになる。なおまたｆ＞f0で
ある。（つまり自走周波数よりも同期周波数が高い。） 従ってF/V変換回路21の出力（つまりベース電圧）VB
の特性を前記（11）式のように設定すれば、同期周波数
ｆが変化しても発振出力電圧VCの波高値を一定に保つこ
とが可能である。 なお以上では、ｆ＞f0の場合について説明したが、ｆ
＞f0の場合にも、同様に回路構成が可能である。
明する。第１図は本発明の一実施例としての構成を示す
回路図で第３図に対応し、第２図は第１図の動作説明用
のタイムチャートで第４図に対応するものである。 第１図において第３図と異なるところを述べると、10
はいわゆるカレントミラーで、10A,10Bはこの回路を構
成するトランジスタである。このトランジスタ10Aと10B
はそれぞれエミッタとベースとを共通に結合され、かつ
トランジスタ10Bのベースとコレッタ間が短絡されてい
る。この回路ではトランジスタ10Aのコレクタ電流iCと
トランジスタ10Bのコレクタ電流i1とが等しくなる性質
を持つ。そして前記のコレクタ電流iCが常時、充電々流
として発振コンデンサＣに供給される。 ４はトランジスタ10Bのコレクタ電流i1を自身のコレ
クタ電流とするトランジスタでエミッタ側に抵抗R10を
接続されていわゆるエミッタホロワ回路を構成してい
る。 従ってトランジスタ４に与えられるベース電圧（つま
りトランジスタ４のベースとグランドＧ間の電圧，換言
すればこのベースと抵抗R10のグランドＧ側の端子との
間の電圧）をVBとし、かつこのトランジスタ４のベース
・エミッタ電圧をVBEとすると、コレクタ電流i1,従って
充電々流iCは下記（３）式によって定められる。 また21は同期パルスPSの周波数（同期周波数）に応じ
て、後述のようなベース電圧VBを出力するF/V変換回
路、22は同期パルスPSの有，無を検出し、それぞれ
“L",“H"の信号22aを出力するパルス有無検出回路であ
る。 ５は同期パルスPSが有る場合、比較器20の（−）入力
端子の電位を、従来の自走発振時のしきい値Vth（＝（R
2/（R1＋R2））・VCC）より高いしきい値Vth1へ引上
げ、発振コンデンサＣの両端電圧が従来のしきい値Vth
に等しくなっても自走発振を起さないようにするための
トランジスタで、前記パルス有無検出回路22の“L"の出
力信号22aによってオンし、抵抗R3を抵抗R1に並列に挿
入する。従ってこのときの新たなしきい値Vth1は下記
（４）式で表わされる。 なお第２図（１）〜（３）はそれぞれ第４図（１）〜
（３）に対応している。 次に第２図を参照しつつ第１図の動作を説明する。ま
ず同期パルスが無い場合、発振出力電圧VCの波形は第２
図（１）のように波高値が前記（２）式のしきい値Vth
に等しい自走発振の波形となる。即ちこの場合、F/V変
換回路21は、一定のベース電圧VBを出力する。このベー
ス電圧VBを便宜上VB0として区別して表す。この時発振
コンデンサＣの充電電流iC＝iC0は前記の（３）式よ
り、 従って、発振出力電圧VCの波形の勾配 は前記（１）式から下式（６）で表わされる。 従って、自走発振周波数f0は、下式（７）で表わされ
る。 この時パルス有無検出回路出力信号22aは“H"となっ
ており、トランジスタ５はオフである。 次に同期パルスPSがある場合、発振出力電圧VCの波形
は第２図（２）のように波高値が前記しきい値Vthに等
しく、勾配が同期周波数ｆによって異なる（この場合自
走発振時よりも勾配が大きい）波形となる。即ちこの場
合、前記のようにパルス有無検出回路22の出力信号22a
は“L"になり、トランジスタ５がオンとなる。従って、
比較器20の（−）入力端子の電位は従来の前記しきい値
Vthから新たな前記しきい値Vth1に変わり、発振出力電
圧VCの波形の立下り時点は、このしきい値Vth1によら
ず、同期パルスPSが入力された時点になり、同期がかか
ることになる。 この状態でF/V変換回路21は同期時点における発振出
力電圧VCの値（波高値）が従来の自走発振時の波高値
（つまりしきい値Vth）と同じ値に保たれるように同期
周波数ｆに応じたベース電圧VBを出力する。 次にこのような条件を満たすｆとVBの関係を求める
と、発振出力電圧VCの波高値がVthに保たれるためのこ
の電圧VCの勾配（dVC/dt）は前記（７）式と同様に、 つまり で表わされる。なおこの（９）式から発振コンデンサＣ
への充電々流iCは同期周波数ｆに比例させる必要がある
ことが判る。 ところで前記（６）式と同様に、 の関係があるから、この（９）式と（10）式より、 VB＝ｆ・Ｃ・R10・Vth＋VBE ……（11） ここでｆの係数Ｃ・R10・VthとVBEとはそれぞれ定数
とみなし得るので、ベース電圧VBが同期周波数ｆと共に
直線的に変化すればよいことになる。なおまたｆ＞f0で
ある。（つまり自走周波数よりも同期周波数が高い。） 従ってF/V変換回路21の出力（つまりベース電圧）VB
の特性を前記（11）式のように設定すれば、同期周波数
ｆが変化しても発振出力電圧VCの波高値を一定に保つこ
とが可能である。 なお以上では、ｆ＞f0の場合について説明したが、ｆ
＞f0の場合にも、同様に回路構成が可能である。
本発明によればF/V変換回路、カレント・ミラー回路
を介して発振コンデンサへの充電々流を同期周波数に比
例して変化させるようにしたので、同期パルスの周波数
が変化しても、常に一定の波高値の発振波形が得られ、
発振コンデンサへの充電々流の値を手動切換えで変化さ
せる等の煩わしさがない。さらに、同期周波数が連続的
に変化する場合にも対応可能である。
を介して発振コンデンサへの充電々流を同期周波数に比
例して変化させるようにしたので、同期パルスの周波数
が変化しても、常に一定の波高値の発振波形が得られ、
発振コンデンサへの充電々流の値を手動切換えで変化さ
せる等の煩わしさがない。さらに、同期周波数が連続的
に変化する場合にも対応可能である。
第１図は本発明の一実施例としての構成を示す回路図、
第２図は第１図の動作説明用のタイムチャート、第３図
は第１図に対応する従来の回路図、第４図は第３図の動
作説明用のタイムチャートで第２図に対応するものであ
る。 C:発振コンデンサ、１〜5:トランジスタ、10:カレント
ミラー回路、20:比較器、21:F/V変換回路、22:パルス有
無検出回路、R1〜R3,R10:抵抗、PS:同期パルス、VC:発
振出力電圧。
第２図は第１図の動作説明用のタイムチャート、第３図
は第１図に対応する従来の回路図、第４図は第３図の動
作説明用のタイムチャートで第２図に対応するものであ
る。 C:発振コンデンサ、１〜5:トランジスタ、10:カレント
ミラー回路、20:比較器、21:F/V変換回路、22:パルス有
無検出回路、R1〜R3,R10:抵抗、PS:同期パルス、VC:発
振出力電圧。
Claims (1)
- 【請求項１】常時、充電電流の流入するコンデンサと、 予めしきい値を定めるしきい値設定手段と、 前記コンデンサの端子電圧と前記しきい値とを比較し、
前記コンデンサの端子電圧が前記しきい値より大きくな
ったとき、および同期パルスの入力の都度前記コンデン
サを放電させる放電手段とを備え、前記コンデンサの両
端から発振電圧を得る同期発振回路において、 前記同期パルスの入力を検出して、同期パルスが入力さ
れたとき、前記しきい値を無効にするしきい値変更手段
と、 入力される電圧の大きさに応じて前記充電電流の大きさ
を変更させる電流変更手段と、 前記電流変更手段における変更の量を司り、前記同期パ
ルスの周波数に比例し、かつ前記発振電圧の波高値を前
記しきい値と同じに保つに足る電圧を出力する周波数／
電圧変換手段とを設けたことを特徴とする同期発振回
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63041138A JP2748385B2 (ja) | 1988-02-24 | 1988-02-24 | 同期発振回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63041138A JP2748385B2 (ja) | 1988-02-24 | 1988-02-24 | 同期発振回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01216605A JPH01216605A (ja) | 1989-08-30 |
| JP2748385B2 true JP2748385B2 (ja) | 1998-05-06 |
Family
ID=12600072
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63041138A Expired - Fee Related JP2748385B2 (ja) | 1988-02-24 | 1988-02-24 | 同期発振回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2748385B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6137373A (en) * | 1998-09-10 | 2000-10-24 | Sharp Kabushiki Kaisha | Synchronous oscillation circuit operable in self-advancing oscillation during absence of synchronizing pulses |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5482543U (ja) * | 1977-11-21 | 1979-06-12 |
-
1988
- 1988-02-24 JP JP63041138A patent/JP2748385B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6137373A (en) * | 1998-09-10 | 2000-10-24 | Sharp Kabushiki Kaisha | Synchronous oscillation circuit operable in self-advancing oscillation during absence of synchronizing pulses |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01216605A (ja) | 1989-08-30 |
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