JP2668050B2 - Control device for AC servomotor - Google Patents
Control device for AC servomotorInfo
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、交流サーボモータの制御装置に係り、また
簡単な切り換えにより、誘導電動機（以下、IMと称す
る）又は同期電動機（以下、SMと称する）の双方の制御
に適用できる制御装置に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Industrial Application Field] The present invention relates to a control device for an AC servomotor, and by simple switching, an induction motor (hereinafter referred to as IM) or a synchronous motor (hereinafter referred to as SM). The present invention relates to a control device applicable to both controls.
従来、交流サーボモータの制御装置としては、適用さ
れるIM又はSMに合わせて最適なシステムを構成するのが
一般的であった。Conventionally, as a control device for an AC servomotor, it has been common to configure an optimum system according to the IM or SM to which it is applied.
ところが、その制御装置を構成する多くの要素は、IM
とSMのいずれのモータにも適用できることから、簡単な
切換えによりIM又はSMの双方に適用できるように、共用
化した制御装置が提案されている（特願昭63−181839
号）。これによれば、制御装置の設計及び製作が共通化
できるため、設計の工数を低減できるとともに、製作の
効率を向上させて、コストの低減を図ることができると
いう利点がある。However, many of the elements that make up the controller are IM
Since it can be applied to both motors of SM and SM, a shared control device has been proposed so that it can be applied to both IM and SM by simple switching (Japanese Patent Application No. 63-181839).
issue). According to this, since the control device can be designed and manufactured in common, the man-hours for design can be reduced, and the manufacturing efficiency can be improved, and the cost can be reduced.
しかし、上記従来の制御装置の共用化は、磁極位置検
出（制御）手段の共用化について十分な配慮がなされて
いないという問題があった。特に磁極位置検出に係るIM
やSMの回転検出器（回転エンコーダ）の１回転当りの出
力パルスが異なる場合には、それに合わせて設計、製作
段階から対応しなければならないという問題があった。However, the conventional sharing of the control device has a problem in that the sharing of the magnetic pole position detecting (controlling) means is not sufficiently considered. IM related to magnetic pole position detection
When the output pulse per rotation of the rotation detector (rotary encoder) of the SM or the SM is different, there is a problem that it is necessary to cope with it from the design and manufacturing stages.
また、IM又はSM専用の制御装置をマイコン等により実
現するに当り、制御の精度及び応答速度の向上について
十分な配慮がなされていないという問題があった。な
お、特開平２−32785号公報に記載されているように、
同期電動機と誘導電動機に共通して使用できる制御装置
を構成するに際して、同期電動機を使用するときにのみ
ｄ軸電流指令を選択したり、磁束位置検出手段として、
同期電動機用のものと誘導電動機用のものとを設けたり
することも考えられるが、この構成を単に採用しても、
磁極検出器としてアブソリュートエンコーダを用いてい
るので、磁極検出器そのものおよび検出器に関連する回
路構成が複雑となり、装置のコストが高くなる。一方、
磁束位置を検出するに際して、特開昭62−25893号公報
に記載されているように、コミテーションセンサとカウ
ンタ回路を設ければ、磁極検出器としてアブソリュート
エンコーダを用いる必要がなく、構成の簡素化を図るこ
とができる。しかし、カウンタ回路の計数値をモータが
１回転する間に検出パルスＺにより１回プリセットする
だけの構成であるので、同期電動機が極めて低速度で回
転し、検出パルスＺの発生が不安定な状態にあって、カ
ウンタ回路の計数値がノイズによって変化してもこれを
補正することはできない。このため、カウンタ回路の計
数値がノイズ等で変化したときには、計数値がロータの
実際の位置とは異なる値を示すことになる。Further, in realizing a control device dedicated to IM or SM by a microcomputer or the like, there was a problem that sufficient consideration was not given to improvement of control accuracy and response speed. Incidentally, as described in JP-A-2-32785,
When configuring a control device that can be used in common for both the synchronous motor and the induction motor, the d-axis current command is selected only when the synchronous motor is used, or as the magnetic flux position detecting means,
It is possible to provide one for the synchronous motor and one for the induction motor, but even if this configuration is simply adopted,
Since the absolute encoder is used as the magnetic pole detector, the magnetic pole detector itself and the circuit configuration related to the detector are complicated, and the cost of the apparatus increases. on the other hand,
When detecting a magnetic flux position, as described in JP-A-62-25893, if a commutation sensor and a counter circuit are provided, there is no need to use an absolute encoder as a magnetic pole detector, thereby simplifying the configuration. Can be achieved. However, since the count value of the counter circuit is preset only once by the detection pulse Z while the motor makes one rotation, the synchronous motor rotates at an extremely low speed and the generation of the detection pulse Z is unstable. Therefore, even if the count value of the counter circuit changes due to noise, it cannot be corrected. Therefore, when the count value of the counter circuit changes due to noise or the like, the count value indicates a value different from the actual position of the rotor.
本発明の第１の目的は、簡単な切換えでIMとSMに共用
できると共にSM使用時の制御精度を高めることができる
交流サーボモータの制御装置を提供することにある。A first object of the present invention is to provide a control device for an AC servomotor which can be shared by IM and SM by simple switching and which can improve control accuracy when SM is used.
また、本発明の第２の目的は、IM又はSMの制御装置を
マイクロコンピュータにより実現するに当り、一層制御
の応答速度を向上させて制御精度の良い交流サーボモー
タの制御装置を提供することにある。A second object of the present invention is to provide a control device for an AC servomotor having a better control accuracy by further improving the response speed of control in realizing an IM or SM control device by a microcomputer. is there.
本発明は、制御対象の交流モータに取り付けられた回
転検出器から入力されるパルスに基づいて交流モータの
速度を検出する速度検出手段と、前記パルスを計数して
前記交流モータの回転位置を検出するアップダウンカウ
ンタと、同期電動機の複数の磁極位置を相対位置で検出
する磁極位置検出器により同期電動機の一回転当たり複
数回各磁極位置が検出される毎に各磁極位置に対応した
設定値に従って前記アップダウンカウンタの計数値を修
正する計数値修正手段と、前記アップダウンカウンタの
計数値と前記回転検出器から１回転当りに出力されるパ
ルス数を交流モータの電気角度360゜に対応させた変換
係数とを乗じてアップダウンカウンタの計数値を回転位
置に応じた磁極位置に変換して検出磁極位置として出力
する回転角変換手段と、前記検出速度と与えられる速度
指令との偏差を入力とし、この偏差に応じたｑ軸電流指
令を出力する速度制御手段と、このｑ軸電流指令を入力
としｑ軸電圧指令を生成して出力するｑ軸電流制御手段
と、前記検出速度を入力としこれに応じたｄ軸電流指令
と磁束の大きさとを出力するｄ軸電流指令発生手段と、
このｄ軸電流指令とｄ軸電流零指令の一方を選択する切
り換え手段と、この切り換え手段を介して前記ｄ軸電流
指令又はｄ軸電流零指令を入力とし、この入力指令に応
じたｄ軸電圧指令を生成して出力するｄ軸電流制御手段
と、前記ｑ軸電圧指令と前記ｄ軸電圧指令と前記検出磁
極位置を入力とし前記交流モータに印加すべき電圧ベク
トルの組合せを選択し、この選択に基づいて前記交流モ
ータを駆動するインバータのゲート信号を生成して出力
するPWM制御手段と、前記交流モータの検出電流と前記
検出磁極位置とを入力としこの検出電流をｑ軸とｄ軸の
検出電流に変換して前記ｑ軸と前記ｄ軸の各電流制御手
段に負帰還する検出電流相変換手段と、前記磁束の大き
さと前記ｑ軸電流指令とを入力としてすべり速度を求
め、このすべり速度に相当する磁極位置の回転角を求め
るすべり回転角演算手段と、このすべり回転角を前記検
出磁極位置に選択的に加算する切り換え手段とを備えて
なることを特徴とする交流サーボモータの制御装置を構
成したものである。The present invention relates to speed detection means for detecting the speed of an AC motor based on a pulse input from a rotation detector attached to an AC motor to be controlled, and counting the pulse to detect the rotational position of the AC motor. An up-down counter, and a plurality of magnetic pole positions of the synchronous motor are detected relative to each other by a magnetic pole position detector. Each time the magnetic pole position is detected a plurality of times per rotation of the synchronous motor, according to a set value corresponding to each magnetic pole position. A count value correcting means for correcting the count value of the up / down counter, and the count value of the up / down counter and the number of pulses output per rotation from the rotation detector correspond to the electrical angle of the AC motor of 360 °. Rotation angle conversion means for converting the count value of the up / down counter into a magnetic pole position corresponding to the rotational position by multiplying by a conversion coefficient and outputting it as a detected magnetic pole position; A speed control means for inputting a deviation between the detected speed and a given speed command and outputting a q-axis current command corresponding to the deviation, and a q-axis current command for generating and outputting a q-axis voltage command. q-axis current control means, and d-axis current command generation means for inputting the detected speed and outputting a d-axis current command and a magnitude of magnetic flux corresponding thereto.
Switching means for selecting one of the d-axis current command and the d-axis current zero command, and the d-axis current command or the d-axis current zero command as an input via this switching means, and the d-axis voltage according to the input command D-axis current control means for generating and outputting a command; selecting a combination of a voltage vector to be applied to the AC motor with the q-axis voltage command, the d-axis voltage command, and the detected magnetic pole position as inputs; PWM control means for generating and outputting a gate signal of an inverter for driving the AC motor based on the above, and the detected current of the AC motor and the detected magnetic pole position are input, and the detected current is detected for q-axis and d-axis. Detecting current phase conversion means for converting the current to a current and negatively feeding back to the respective current control means for the q-axis and the d-axis; a slip speed obtained by inputting the magnitude of the magnetic flux and the q-axis current command; To A control apparatus for an AC servomotor, comprising: a slip rotation angle calculating means for calculating a rotation angle of a corresponding magnetic pole position; and a switching means for selectively adding the slip rotation angle to the detected magnetic pole position. It is composed.
また、本発明は、制御対象の交流モータの検出速度を
与えられる速度指令に一致させるべく、前記交流モータ
のｑ軸電流指令とｄ軸電流指令を求め、これらの電流指
令に基づいてPWM制御によりインバータが発生すべき電
圧ベクトルの組合せと時間幅からなるPWMデータを求
め、このPWMデータを前記インバータのゲート信号を生
成するPWM信号発生手段に出力する速度制御手段と、前
記交流モータの検出電流をｑ軸成分とｄ軸成分とに変換
して前記ｑ軸電流指令とｄ軸電流指令とをそれぞれ補正
する電流制御手段とを含んでなる交流サーボモータの制
御装置を、汎用マイクロプロセッサを用いてなるホスト
マイクロコンピュータと、デジタルシグナルプロセッサ
を用いてなるスレーブマイクロコンピュータとを含んで
構成し、 前記スレーブマイクロコンピュータは前記速度制御手
段と前記電流制御手段にかかる制御演算を行うものと
し、前記ホストマイクロコンピュータは該制御演算に必
要な検出速度と速度指令等の測定データのサンプリング
と、前記PWMデータを前記PWM制御信号発生手段に出力す
ることを行うものとし、前記制御演算のサンプリング周
期は、前記電流制御手段にかかるACRサンプリング周期
を基準にして、前記PWM制御にかかるキャリア周期と前
記速度制御手段にかかるASRサンプリング周期をそれぞ
れ整数倍に設定したことを特徴とする交流サーボモータ
の制御装置を構成したものである。Further, the present invention obtains a q-axis current command and a d-axis current command of the AC motor in order to match the detected speed of the AC motor to be controlled with a given speed command, and performs PWM control based on these current commands by PWM control. Speed control means for obtaining PWM data comprising a combination of a voltage vector to be generated by an inverter and a time width, and outputting the PWM data to a PWM signal generation means for generating a gate signal of the inverter; and a detection current of the AC motor. A control device for an AC servomotor including current control means for converting the q-axis current command and the d-axis current command by respectively converting the q-axis component and the d-axis component using a general-purpose microprocessor. A slave microcomputer including a host microcomputer and a digital signal processor, wherein the slave microcomputer The computer shall perform control calculations relating to the speed control means and the current control means, and the host microcomputer shall perform sampling of measurement data such as a detection speed and a speed command necessary for the control calculations, and the PWM data Output to the control signal generating means, the sampling cycle of the control calculation, the ACR sampling cycle of the current control means as a reference, the carrier cycle of the PWM control and the ASR of the speed control means. The control device for an AC servomotor is characterized in that the sampling period is set to an integral multiple.
さらに、本発明は、制御対象の交流モータの検出速度
を与えられる速度指令に一致させるべく、前記交流モー
タのｑ軸電流指令とｄ軸電流指令を求め、これらの電流
指令に基づいてPWM制御によりインバータが発生すべき
電圧ベクトルの組合せと時間幅からなるPWMデータを求
め、このPWMデータを前記インバータのゲート信号を生
成するPWM信号発生手段に出力する速度制御手段と、前
記交流モータの検出電流をｑ軸成分とｄ軸成分とに変換
して前記ｑ軸電流指令とｄ軸電流指令とをそれぞれ補正
する電流制御手段とを含んでなる交流サーボモータの制
御装置を、汎用マイクロプロセッサを用いてなるホスト
マイクロコンピュータと、デジタルシグナルプロセッサ
を用いてなるスレーブマイクロコンピュータとを含んで
構成し、 前記スレーブマイクロコンピュータは前記速度制御手
段と前記電流制御手段にかかる制御演算を行うものと
し、前記ホストマイクロコンピュータは該制御演算に必
要な検出速度と速度指令等の測定データのサンプリング
と、前記PWMデータを前記PWM制御信号発生手段に出力す
ることを行うものとし、前記ホストマイクロコンピュー
タと前記スレーブマイクロコンピュータ相互間のデータ
伝送は、前記速度制御手段にかかる測定データを除いて
前記ACRサンプリング周期ごとに行うものとし、前記速
度制御手段にかかる制御演算は前記整数分の１に分割し
て前記ACRサンプリング周期ごとに実行し、該分割され
た制御演算の内容に必要な測定データを前記ホストマイ
クロコンピュータから前記ACRサンプリング周期ごとに
前記整数分の１に分割して伝送することを特徴とする交
流サーボモータの制御装置を構成したものである。Further, the present invention obtains a q-axis current command and a d-axis current command of the AC motor in order to match the detected speed of the AC motor to be controlled with a given speed command, and performs PWM control based on these current commands by PWM control. Speed control means for obtaining PWM data comprising a combination of a voltage vector to be generated by an inverter and a time width, and outputting the PWM data to a PWM signal generation means for generating a gate signal of the inverter; and a detection current of the AC motor. A control device for an AC servomotor including current control means for converting the q-axis current command and the d-axis current command by respectively converting the q-axis component and the d-axis component using a general-purpose microprocessor. A slave microcomputer including a host microcomputer and a digital signal processor, and the slave microphone The computer performs control calculations relating to the speed control means and the current control means, and the host microcomputer samples detection data and measurement data such as a speed command necessary for the control calculations, and converts the PWM data to the Output to a PWM control signal generating means, and data transmission between the host microcomputer and the slave microcomputer is performed for each ACR sampling cycle except for measurement data applied to the speed control means. The control operation according to the speed control means is divided into the integral number and executed at each of the ACR sampling periods, and the measurement data necessary for the contents of the divided control operation is transmitted from the host microcomputer to the ACR sampling unit. The transmission is performed by dividing the data into one-half of the integer for each period. It is obtained by configuring the control apparatus for an AC servo motor.
また、さらに、本発明は、制御対象の交流モータの検
出速度を与えられる速度指令に一致させるべく、前記交
流モータのｑ軸電流指令とｄ軸電流指令を求め、これら
の電流指令に基づいてPWM制御によりインバータが発生
すべき電圧ベクトルの組合せと時間幅からなるPWMデー
タを求め、このPWMデータを前記インバータのゲート信
号を生成するPWM信号発生手段に出力する速度制御手段
と、前記交流モータの検出電流をｑ軸成分とｄ軸成分と
に変換して前記ｑ軸電流指令とｄ軸電流指令とをそれぞ
れ補正する電流制御手段とを含んでなる交流サーボモー
タの制御装置を、汎用マイクロプロセッサを用いてなる
ホストマイクロコンピュータと、デジタルシグナルプロ
セッサを用いてなるスレーブマイクロコンピュータとを
含んで構成し、 前記スレーブマイクロコンピュータは前記速度制御手
段と前記電流制御手段にかかる制御演算を行うものと
し、前記ホストマイクロコンピュータは該制御演算に必
要な検出速度と速度指令等の測定データのサンプリング
と、前記PWMデータを前記PWM制御信号発生手段に出力す
ることを行うものとし、前記PWM信号発生手段は、前記A
CRサンプリング周期の２倍のキャリア周期ごとにリセッ
トされるタイマと一対のレジスタと一対の比較器とを各
相ごとに有してなり、前記PWMデータは前記インバータ
各相のスイッチング素子をオンさせる時間幅を前記キャ
リア周期の起点から規定してなる各相一対の時間データ
からなり、該各一対のデータは前記タイマのリセットご
とに前記レジスタに転送されることを特徴とする交流サ
ーボモータの制御装置を構成したものである。Still further, the present invention obtains a q-axis current command and a d-axis current command of the AC motor so as to match the detected speed of the AC motor to be controlled with a given speed command, and performs PWM based on these current commands. Speed control means for obtaining PWM data comprising a combination of a voltage vector to be generated by an inverter and a time width by control, and outputting the PWM data to a PWM signal generating means for generating a gate signal of the inverter; and detecting the AC motor. Using a general-purpose microprocessor, a control device for an AC servomotor including current control means for converting a current into a q-axis component and a d-axis component and correcting the q-axis current command and the d-axis current command respectively. And a slave microcomputer using a digital signal processor. The microcomputer is to perform the control calculation related to the speed control means and the current control means, the host microcomputer is a sampling of measurement data such as the detected speed and speed command necessary for the control calculation, and the PWM data Output to the PWM control signal generation means, the PWM signal generation means, the A
Each phase has a timer, a pair of registers, and a pair of comparators that are reset every carrier cycle that is twice the CR sampling cycle, and the PWM data is the time to turn on the switching element of each phase of the inverter. A control device for an AC servomotor, comprising a pair of time data of each phase whose width is defined from the starting point of the carrier cycle, wherein each pair of data is transferred to the register every time the timer is reset. It is what constituted.
また、本発明は、制御対象の交流モータの検出速度を
与えられる速度指令に一致させるべく、前記交流モータ
のｑ軸電流指令とｄ軸電流指令を求め、これらの電流指
令に基づいてPWM制御によりインバータが発生すべき電
圧ベクトルの組合せと時間幅からなるPWMデータを求
め、このPWMデータを前記インバータのゲート信号を生
成するPWM信号発生手段に出力する速度制御手段と、前
記交流モータの検出電流をｑ軸成分とｄ軸成分とに変換
して前記ｑ軸電流指令とｄ軸電流指令とをそれぞれ補正
する電流制御手段とを含んでなる交流サーボモータの制
御装置を、汎用マイクロプロセッサを用いてなるホスト
マイクロコンピュータと、デジタルシグナルプロセッサ
を用いてなるスレーブマイクロコンピュータとを含んで
構成し、 前記スレーブマイクロコンピュータは前記速度制御手
段と前記電流制御手段にかかる制御演算を行うものと
し、前記ホストマイクロコンピュータは該制御演算に必
要な検出速度と速度指令等の測定データのサンプリング
と、前記PWMデータを前記PWM制御信号発生手段に出力す
ることを行うものとし、前記PWM信号発生手段は、前記A
CRサンプリング周期の２倍のキャリア周期ごとにリセッ
トされるタイマと一対のレジスタと一対の比較器とを各
相ごとに有してなり、前記PWMデータは前記インバータ
各相のスイッチング素子をオンさせる時間幅を前記キャ
リア周期の起点から規定してなる各相一対の時間データ
からなり、該各一対の時間データのうち小さい時間デー
タは前記タイマのリセットごとに前記レジスタに転送す
るものとされ、また前記各一対の時間データのうち大き
い時間データは前記ACRサンプリング周期ごとに当該時
間データが転送時の前記タイマの値よりも大きいときに
実行することを特徴とする交流サーボモータの制御装置
を構成したものである。Further, the present invention obtains a q-axis current command and a d-axis current command of the AC motor in order to match the detected speed of the AC motor to be controlled with a given speed command, and performs PWM control based on these current commands by PWM control. Speed control means for obtaining PWM data comprising a combination of a voltage vector to be generated by an inverter and a time width, and outputting the PWM data to a PWM signal generation means for generating a gate signal of the inverter; and a detection current of the AC motor. A control device for an AC servomotor including current control means for converting the q-axis current command and the d-axis current command by respectively converting the q-axis component and the d-axis component using a general-purpose microprocessor. A slave microcomputer including a host microcomputer and a digital signal processor, wherein the slave microcomputer The computer shall perform control calculations relating to the speed control means and the current control means, and the host microcomputer shall perform sampling of measurement data such as a detection speed and a speed command necessary for the control calculations, and the PWM data The output to the control signal generating means, the PWM signal generating means, the A
Each phase has a timer, a pair of registers, and a pair of comparators that are reset every carrier cycle that is twice the CR sampling cycle, and the PWM data is the time to turn on the switching element of each phase of the inverter. The width is defined by a pair of time data of each phase defined from the starting point of the carrier cycle, and the smaller time data of the pair of time data is transferred to the register each time the timer is reset. A large time data out of each pair of time data is configured to be executed when the time data is larger than the value of the timer at the time of transfer for each of the ACR sampling periods, which constitutes a control device for an AC servomotor. It is.
このように構成されることから、本発明によれば次の
作用により、前記目的が達成される。With such a configuration, according to the present invention, the above object is achieved by the following actions.
まず、速度検出手段と磁極位置検出手段はIMとSMとも
に必要なものであり、共用できる。First, the speed detecting means and the magnetic pole position detecting means are necessary for both IM and SM and can be shared.
また、速度偏差にもとづいてｑ軸電流を制御して速度
を制御する点についてもIM,SM共に同じであり、ｑ軸電
流指令を生成する速度制御手段は共用できる。The same applies to IM and SM in that the speed is controlled by controlling the q-axis current based on the speed deviation, and the speed control means for generating the q-axis current command can be shared.
これに対し、ｄ軸電流は磁束成分であることから、IM
の場合は一定の磁束電流成分として常に与えなければな
らないが、SMの場合は磁束は回転子の永久磁石等によっ
て与えられるから必ずしも与えなくてよい。そこで、ｄ
軸電流指令発生手段はIM専用とし、切換手段によりSMの
場合は指令値を零にすることで共用できる。On the other hand, since the d-axis current is a magnetic flux component, IM
In the case of, the magnetic flux must always be given as a constant magnetic flux current component, but in the case of SM, the magnetic flux is given by the permanent magnet of the rotor or the like and need not be given. Then, d
The shaft current command generating means is dedicated to IM, and can be shared by setting the command value to zero in the case of SM by the switching means.
このようにして設定されたd,q軸電流指令に基づい
て、インバータの出力電圧を制御するPWM制御手段は、I
M,SM共に同じであるから、全く共用できる。Based on the d and q axis current commands set in this way, the PWM control means for controlling the output voltage of the inverter is based on I
Since M and SM are the same, they can be shared at all.
また、モータ電流をフィードバックして前記d,q軸電
流指令を補正制御する電流制御系は、IM,SM共に同じで
あるから全く共用できる。但し、モータ検出電流をd,q
軸電流成分に変換する場合、モータの磁極位置が必要と
なり、特にIMの場合は回転子のすべりを考慮して検出磁
極位置を補正してやらなければならない。そこで、すべ
り回転角演算手段により求められたすべり回転角を、検
出磁極位置に加算する。この加算は切換手段により選択
できるので、SMの場合は加算しないようにすればよい。Further, the current control system that feeds back the motor current and corrects and controls the d and q axis current commands is the same for both IM and SM, so it can be used in common. However, the motor detection current is d, q
When converting to the axial current component, the magnetic pole position of the motor is required, and particularly in the case of IM, the detected magnetic pole position must be corrected in consideration of the slip of the rotor. Therefore, the slip rotation angle obtained by the slip rotation angle calculation means is added to the detected magnetic pole position. Since this addition can be selected by the switching means, in the case of SM, it suffices not to add.
そして、交流モータが同期電動機のときを考慮して、
同期電動機に取り付けられた磁極位置検出器により特定
の磁極位置が検出される毎に特定の磁極位置に対応した
補正値に従って前記アップダウンカウンタの計数値を修
正する磁極位置検出手段を設け、この磁極位置検出手段
を、交流モータが同期電動機の場合にのみスイッチ手段
を介して前記アップダウンカウンタに接続にすると、モ
ータが極めて低速度で回転しているようなときに、ノイ
ズによってアップダウンカウンタの計数値が変化して
も、これを補正することができ、磁極位置の検出精度が
向上し、同期電動機の制御精度を高めることができる。And considering that the AC motor is a synchronous motor,
A magnetic pole position detecting means for correcting the count value of the up / down counter according to a correction value corresponding to the specific magnetic pole position each time a specific magnetic pole position is detected by a magnetic pole position detector attached to the synchronous motor; When the position detecting means is connected to the up / down counter via the switch means only when the AC motor is a synchronous motor, when the motor is rotating at an extremely low speed, the counting of the up / down counter is caused by noise. Even if the numerical value changes, it can be corrected, the detection accuracy of the magnetic pole position can be improved, and the control accuracy of the synchronous motor can be improved.
また、前記磁極位置検出回路に、前記アップダウンカ
ウンタの計数値に前記回転検出器から１回転当りに出力
されるパルス数を360゜に対応させる変換係数を乗ずる
回転角変換手段を設けることが望ましい。これによれ
ば、回転検出器の種類が異なって、１回転当りのパルス
数が異なったとしても、係数を変えるだけで簡単に適応
できる。Preferably, the magnetic pole position detecting circuit is provided with a rotation angle conversion means for multiplying a count value of the up / down counter by a conversion coefficient for making the number of pulses output per rotation from the rotation detector correspond to 360 °. . According to this, even if the type of the rotation detector is different and the number of pulses per rotation is different, it is possible to easily adapt by simply changing the coefficient.
一方、本発明の他の発明によれば、制御演算をデジタ
ルシグナルプロセッサからなるスレーブマイクロコンピ
ュータにより行うように役割を分担させたことから、汎
用のマイクロプロセッサ単独で構成するよりも演算速度
が速くなり、応答速度及び制御精度が向上する。On the other hand, according to another aspect of the present invention, the control operation is performed by a slave microcomputer including a digital signal processor, so that the operation speed is higher than that of a general-purpose microprocessor alone. The response speed and control accuracy are improved.
その場合において、前記制御演算のサンプリング周期
は、前記電流制御手段にかかるACRサンプリング周期を
基準にして、前記PWM制御にかかるキャリア周期と前記
速度制御手段にかかるASRサンプリング周期をそれぞれ
整数倍に設定することが望ましい。すなわち、ASR制御
のサンプリング周期が長くなるが、モータの速度変動は
電流変動に比べて緩慢であることから、ASRに係る演算
処理を軽減し、かつそれに必要なデータの取り込み、転
送時間が短縮可能なので、ACRの制御演算周期（サンプ
リング周期）がより高速化できるので、一層応答速度及
び精度を向上できる。In that case, the sampling cycle of the control calculation sets the carrier cycle of the PWM control and the ASR sampling cycle of the speed control means to integer multiples, respectively, with reference to the ACR sampling cycle of the current control means. It is desirable. In other words, although the sampling cycle of ASR control becomes longer, the speed fluctuation of the motor is slower than the current fluctuation, so the arithmetic processing related to ASR can be reduced, and the necessary data acquisition and transfer time can be shortened Therefore, the control operation cycle (sampling cycle) of the ACR can be further accelerated, so that the response speed and accuracy can be further improved.
その場合、前記ホストマイクロコンピュータと前記ス
レーブマイクロコンピュータ相互間のデータ伝送は、前
記速度制御手段にかかる測定データを除いて前記ACRサ
ンプリング周期ごとに行うものとし、前記速度制御手段
にかかる制御演算は前記整数分の１に分割して前記ACR
サンプリング周期ごとに実行し、該分割された制御演算
の内容に必要な測定データを前記ホストマイクロコンピ
ュータから前記ACRサンプリング周期ごとに前記整数分
の１に分割して伝送することが望ましい。In that case, the data transmission between the host microcomputer and the slave microcomputer is performed every ACR sampling period except for the measurement data concerning the speed control means, and the control calculation concerning the speed control means is carried out as described above. ACR
It is preferable that the measurement data necessary for the contents of the divided control operation is executed at each sampling period, and transmitted from the host microcomputer at the ACR sampling period by dividing the measurement data into one-half of the integer.
また、前記PWM信号発生手段は、前記ACRサンプリング
周期の２倍のキャリア周期ごとにリセットされるタイマ
と一対のレジスタと一対の比較器とを各相ごとに有して
なり、前記PWMデータは前記インバータ各相のスイッチ
ング素子をオンさせる時間幅を前記キャリア周期の起点
から規定してなる各相一対の時間データからなり、該各
一対のデータは前記タイマのリセットごとに前記レジス
タに転送される構成とすることができる。なお、時間デ
ータの転送を、各一対のデータのうち小さい時間データ
は前記タイマのリセットごとに前記レジスタに転送する
ものとされ、また前記各一対の時間データのうち大きい
時間データは前記ACRサンプリング周期ごとに当該時間
データが転送時の前記タイマの値よりも大きいときに実
行することも可能であり、これによれば、制御精度及び
応答速度が一層向上する。Further, the PWM signal generating means includes a timer reset for each carrier cycle that is twice the ACR sampling cycle, a pair of registers, and a pair of comparators for each phase, and the PWM data is A configuration in which a time width for turning on the switching element of each phase of the inverter is defined from a start point of the carrier cycle, and is composed of a pair of time data of each phase, and each pair of data is transferred to the register every time the timer is reset. It can be. It should be noted that the transfer of time data is such that the smaller time data of each pair of data is transferred to the register each time the timer is reset, and the larger time data of each pair of time data is the ACR sampling cycle. It is also possible to execute it when the time data is larger than the value of the timer at the time of transfer for each time, whereby the control accuracy and the response speed are further improved.
また、本他の発明を前記IM/SM共用の制御装置に適用
することができ、これによればIM/SM共用制御装置の応
答速度及び制御精度を向上させることができる。Further, the present invention can be applied to the IM / SM shared control device, whereby the response speed and control accuracy of the IM / SM shared control device can be improved.
以下、本発明を実施例に基づいて説明する。 Hereinafter, the present invention will be described based on examples.
第１図に本発明に係る一実施例の交流サーボモータの
制御装置を含んでなる交流サーボモータ駆動制御システ
ム全体の機能構成図を示す。図において、交流サーボモ
ータ１はインバータ２から供給される可変周波数、可変
電圧の交流によって、所望の速度で駆動されるようにな
っている。インバータ２は制御ボード101から与えられ
るPWMゲートパルスに従ってスイッチング駆動され、入
力直流電力３を所定周波数、所定電圧の交流に変換して
出力するものである。ここで、制御ボード101が本発明
に係る制御装置に対応し、交流サーボモータ１にはIM又
はSMが適用可能である。なお、第１図はIMに適用する場
合の切換状態を示しているが、後述するように簡単な切
換えで、SMにもそのまま適用できる。FIG. 1 shows a functional configuration diagram of an entire AC servomotor drive control system including an AC servomotor control device according to an embodiment of the present invention. In the figure, an AC servomotor 1 is driven at a desired speed by an AC having a variable frequency and a variable voltage supplied from an inverter 2. The inverter 2 is switching-driven according to the PWM gate pulse given from the control board 101, and converts the input DC power 3 into an alternating current of a predetermined frequency and a predetermined voltage and outputs it. Here, the control board 101 corresponds to the control device according to the present invention, and IM or SM can be applied to the AC servomotor 1. Although FIG. 1 shows the switching state when applied to IM, it can be directly applied to SM by simple switching as described later.
本実施例における交流サーボモータ１（以下、単にモ
ータと称する）の制御は、基本的にモータ１の速度を所
望値に可変制御するもので、そのためにモータ１の実際
の速度を検出し、これと速度指令値との偏差を零にすべ
くモータ電流を制御する。このモータ電流を制御するに
あたり、モータ電流をｄ軸成分とｑ軸成分に分け、それ
らに応じて電圧ベクトルを選択してインバータ２を駆動
するもので、そのために、モータ１の磁極位置を検出
し、これに合わせてd,q軸の電流成分を制御するように
している。以下、詳細に説明する。The control of the AC servomotor 1 (hereinafter, simply referred to as a motor) in the present embodiment is basically to variably control the speed of the motor 1 to a desired value, and for that purpose, the actual speed of the motor 1 is detected. The motor current is controlled to make the deviation between the speed and the speed command value zero. In controlling the motor current, the motor current is divided into a d-axis component and a q-axis component, and a voltage vector is selected to drive the inverter 2 according to the components. For this purpose, the magnetic pole position of the motor 1 is detected. The current components on the d and q axes are controlled accordingly. The details will be described below.
モータ１の軸に取付けられた回転エンコーダ４は、モ
ータ１の回転位置変化に応じてパルスを発生するもの
で、モータ１の１回転当り一定数Prのパルスを出力する
ようになっている。このパルスはアップダウン（U/D）
カウンタ７と速度検出手段13に入力されており、速度検
出手段13はパルスの数と時間幅からモータ１の速度ωｒ
を検出している。The rotary encoder 4 attached to the shaft of the motor 1 generates a pulse in accordance with a change in the rotational position of the motor 1, and outputs a constant number of pulses per rotation of the motor 1. This pulse is up / down (U / D)
The speed is input to the counter 7 and the speed detecting means 13. The speed detecting means 13 determines the speed ωr of the motor 1 based on the number of pulses and the time width.
Has been detected.
モータ１の速度指令ωｒ＊は上位の制御装置等の速度
指令手段14から制御ボードに与えられる。この速度指令
ωｒ＊は加算器に入力され、ここにおいて、前記検出さ
れた速度検出値ωｒとの偏差が求められる。この速度偏
差は速度制御手段15に入力され、ここにおいてその偏差
を零にするための回転磁束φと直交するｑ軸電流成分の
ｑ軸電流指令IQ＊が生成される。The speed command ωr * of the motor 1 is given from the speed command means 14 such as a higher-level control device to the control board. The speed command ωr * is input to the adder, where a deviation from the detected speed detection value ωr is obtained. This speed deviation is input to the speed control means 15, where a q-axis current command IQ * of a q-axis current component orthogonal to the rotating magnetic flux φ for making the deviation zero is generated.
一方、IMの場合は磁束φを生成するためのｄ軸電流成
分が必要であり、このｄ軸電流指令ID＊はｄ軸電流指令
発生手段16により生成され、切換スイッチ17を介して出
力される。この切換スイッチ17はIMとSMに応じて切換え
るためのものであり、SMの場合の磁束φは回転子の永久
磁石により与えられるので、ｄ軸電流指令ID＊は零でよ
いことから、SMに適用する場合は切換スイッチ17を接地
側に切換えて用いる。ここで、第２図にｄ軸電流指令発
生手段16の詳細構成図を示す。図示のように、同手段16
は磁束指令発生手段16aと、磁束制御手段16bと、磁束演
算手段16cを含んでなる。磁束指令発生手段16aは速度検
出手段13により検出された検出速度ωｒを入力とし、予
め設定された関数に基づいて対応する磁束指令φ＊を出
力するようになっている。その磁束指令は磁束制御手段
16bに入力され、ここにおいてｄ軸電流指令ID＊が生成
され、前記切換スイッチ17に出力される。一方、磁束演
算手段16cは次式（１）に基づいて、磁束φを求め、前
記磁束制御手段16bの入力側にネガティブフィードバッ
クするとともに、すべり演算手段22に出力する。なお、
（１）式で、ＬはIMの励磁インダクタンス、T2はIMの２
次時定数、Ｓはラプラス演算子である。On the other hand, in the case of IM, a d-axis current component for generating the magnetic flux φ is necessary, and this d-axis current command ID * is generated by the d-axis current command generation means 16 and output via the changeover switch 17. . This changeover switch 17 is for switching according to IM and SM. In the case of SM, since the magnetic flux φ is given by the permanent magnet of the rotor, the d-axis current command ID * may be zero. When applied, the changeover switch 17 is switched to the ground side and used. Here, FIG. 2 shows a detailed configuration diagram of the d-axis current command generation means 16. As shown, the means 16
Comprises a magnetic flux command generation means 16a, a magnetic flux control means 16b, and a magnetic flux calculation means 16c. The magnetic flux command generating means 16a receives the detected speed ωr detected by the speed detecting means 13 and outputs a corresponding magnetic flux command φ * based on a preset function. The magnetic flux command is a magnetic flux control means
It is input to 16b, where the d-axis current command ID * is generated and output to the changeover switch 17. On the other hand, the magnetic flux calculating means 16c obtains the magnetic flux φ based on the following equation (1), performs negative feedback to the input side of the magnetic flux controlling means 16b, and outputs it to the slip calculating means 22. In addition,
In equation (1), L is the exciting inductance of IM, and T 2 is 2 of IM.
The next time constant, S, is the Laplace operator.
なお、上記例で、ｄ軸電流指令ID＊を速度ωｒに応じ
て変えるようにしたが、トルクに応じて変えるようにし
てもよく、また、両方を併用することもできる。さら
に、ID＊を一定値にしてもよい。 In the above example, the d-axis current command ID * is changed according to the speed ωr. However, the d-axis current command ID * may be changed according to the torque, or both may be used together. Further, ID * may be set to a constant value.
このようにして設定されたｑ軸電流指令IQ＊とｄ軸電
流指令ID＊は、それぞれ加算器18,19を介してｑ軸電流
制御手段28とｄ軸電流制御手段29に入力される。加算器
18と19にはそれぞれモータ１に流れる電流を検出し、こ
れをd,q軸成分に変換した検出電流IQとIDが負帰還され
ている。したがって、各軸の電流制御手段28,29は、指
令と検出値の偏差に応じて動作し、それぞれｑ軸電圧指
令VQ＊とｄ軸電圧指令VD＊とを生成して、PWM制御手段3
0に出力する。The q-axis current command IQ * and the d-axis current command ID * set in this way are input to the q-axis current control means 28 and the d-axis current control means 29 via adders 18 and 19, respectively. Adder
The currents flowing in the motor 1 are detected in 18 and 19, respectively, and the detected currents IQ and ID obtained by converting the detected currents into the d and q axis components are negatively fed back. Therefore, the current control means 28, 29 of each axis operates according to the deviation between the command and the detected value, and generates the q-axis voltage command VQ * and the d-axis voltage command VD *, respectively.
Output to 0.
ここで、電流指令IQ＊,ID＊をモータ１の磁極位置θ
に合わせるとともに、フィードバックする検出電流Iu〜
ｗについても、磁極位置θに応じてIQ,IDに直流変換し
なければならない。そこで、次に磁極位置検出と検出電
流の変換について詳細に説明する。Here, the current commands IQ * and ID * are converted to the magnetic pole position θ of the motor 1.
And the feedback detection current Iu ~
Also for w, DC must be converted into IQ and ID according to the magnetic pole position θ. Therefore, the detection of the magnetic pole position and the conversion of the detection current will be described in detail below.
まず、モータ１の各相の検出電流IU,IV,IWからｑ軸と
ｄ軸の検出電流IQとIDへ変換する手順を説明する。３相
電流IU〜IWをホールCT等の電流検出手段24と25によりア
ナログ量として検出し、これを制御ボード101に設けたA
/D変換器26でデジタル量に変換する。次に、3/2相変換
手段27において、次式（２），（３）に基づいて２相電
流IA,IBに変換し、さらに式（４）に基づいて、IQとID
に変換する。First, a procedure for converting the detection currents I U , I V , and I W of each phase of the motor 1 into the q-axis and d-axis detection currents IQ and ID will be described. The three-phase currents I U to I W are detected as analog quantities by the current detecting means 24 and 25 such as Hall CT, and these are detected as A on the control board 101.
The / D converter 26 converts it to a digital value. Next, the 3/2-phase converting means 27, the following equation (2), based on based on (3) 2-phase currents I A, converted to I B, further equation (4), IQ and ID
Convert to
IU＋IV＋IW＝０ ……（３） なお、式（３）を用いることにより、第１図に示した
ように、１相分（IV）の電流検出を省略できる。 I U + I V + I W = 0 (3) By using the equation (3), as shown in FIG. 1, the current detection for one phase ( IV ) can be omitted.
上記の式（４）の演算で用いるsinθ,cosθのθはモ
ータ１の磁極位置であり、次に述べる手順で検出する。
またsinθとcosθの演算に要する時間を短縮するため、
θをアドレスとしてsinθとcosθの値を格納したsinθ/
cosθテーブル９を設けている。そして、3/2相変換手段
27は検出された磁極位置θに対応させてsinθ/cosθテ
ーブル９から読出すsinθとcosθの値を用いて、上記式
（４）の演算を行うようになっている。Θ of sin θ and cos θ used in the calculation of the above equation (4) is the magnetic pole position of the motor 1 and is detected in the following procedure.
In order to reduce the time required for calculating sin θ and cos θ,
sinθ / sinθ / cosθ where θ is the address
A cosθ table 9 is provided. And 3/2 phase conversion means
Numeral 27 performs the calculation of the above equation (4) using the values of sin θ and cos θ read from the sin θ / cos θ table 9 in correspondence with the detected magnetic pole position θ.
まず、U/Dカウンタ７は入力パルスを計数して、回転
子の回転位置変化を検出し、これにより磁極位置を検出
する。U/Dカウンタ７はモータ１の正転、逆転に応じて
アップ、ダウン動作し、また基準位置（通常は１回転）
ごとにリセットされるようになっている。したがって、
U/Dカウンタ７を計数値Pcはモータ１の電気角360度に対
する回転位置に相当する値となる。しかし、回転エンコ
ーダ４には、モータ１の１回転当りの出力パルス数Prの
異なるものが用いられることがあるから、U/Dカウンタ
７の計数値を常に回転角度Ｍ（例えば360゜）に対応さ
せた磁極位置θとして、検出しなければならない。この
対応づけは、回転角度変換手段A8により計数値Pcに変換
係数K1を乗ずることにより行われる。この係数K1は次式
（５）を満足するように設定されるとともに、変更可能
にされている。First, the U / D counter 7 counts the number of input pulses and detects a change in the rotational position of the rotor, thereby detecting the magnetic pole position. The U / D counter 7 moves up and down according to the forward and reverse rotation of the motor 1, and the reference position (normally one rotation)
It is reset every time. Therefore,
The count value Pc of the U / D counter 7 is a value corresponding to the rotational position of the motor 1 with respect to the electrical angle of 360 degrees. However, since the rotary encoder 4 may have different output pulse number Pr per one rotation of the motor 1, the count value of the U / D counter 7 always corresponds to the rotation angle M (for example, 360 °). The detected magnetic pole position θ must be detected. This association is performed by multiplying a conversion factor K 1 by the rotation angle converter A8 to count Pc. The coefficient K 1 together with is set so as to satisfy the following equation (5), it is to be changed.
K1＝Pc/Pr ……（５） ところで、上記のようにしてU/Dカウンタ７により検
出される磁θ位置θは、IMの場合は初期値“零”でよい
が、SMの場合は永久磁石等からなる回転子磁極の位置に
合わせなければならない。これについては後で説明す
る。K 1 = Pc / Pr (5) By the way, the magnetic θ position θ detected by the U / D counter 7 as described above may be the initial value “zero” in the case of IM, but may be the initial value “zero” in the case of SM. It must be aligned with the position of the rotor magnetic pole made of a permanent magnet or the like. This will be described later.
一方、sinθ又はcosθのテーブルに必要なエリア数Ｎ
は、Ｎ＝2n（但し、ｎは整数）であり、ｎが大きいほど
（θのピッチが小さいほど）計算精度が向上する。ま
た、θ＝０〜360゜まで全範囲にわたるテーブルとして
もよいが、テーブルが膨大となるので好ましくない。そ
こで、sinθ又はcosθの対称性を利用し、θ＝０〜360
゜を1/2又は1/4に分割した１つの範囲をテーブルとし、
他の範囲は読出しアドレスを変換することにより、実質
的に全範囲のテーブルを持ったのと同一にできる。本実
施例では、第３図に示すように、θ＝０〜360゜の範囲
を90゜ごとに区切って４つのモードMD1〜MD4を設定し
た。そして、sinθ/cosθテーブル９は第４図に示すよ
うに、それぞれエリア数Ｎをθ＝０〜90゜に割り付けて
sinθとcosθのテーブルを形成するとともに、モード分
けアドレス変換手段10により、入力される磁極位置θの
値がどのモードMD1〜MD4に属するか識別し、属するモー
ドに応じてアドレス順を反転したり、sinθ又はcosθの
符号を反転させて読み出させるようになっている。On the other hand, the number of areas N required for the table of sinθ or cosθ
Is N = 2 n (where n is an integer), and the larger n (the smaller the pitch of θ) is, the more the calculation accuracy is improved. Further, a table covering the entire range from θ = 0 to 360 ° may be used, but it is not preferable because the table becomes enormous. Therefore, using the symmetry of sin θ or cos θ, θ = 0 to 360
範 囲 is divided into 1/2 or 1/4 as one table,
Other ranges can be made identical to having a table of substantially the entire range by translating the read address. In this embodiment, as shown in FIG. 3, four modes MD1 to MD4 are set by dividing the range of θ = 0 to 360 ° at every 90 °. Then, as shown in FIG. 4, the sin θ / cos θ table 9 assigns the number of areas N to θ = 0 to 90 °, respectively.
While forming a table of sin θ and cos θ, the mode classification address conversion means 10 identifies which mode MD1 to MD4 the value of the input magnetic pole position θ belongs to, and inverts the address order according to the mode to which it belongs, The sign of sin θ or cos θ is inverted and read.
このように読出されたsinθとcosθを用い、前記3/2
相変換手段27は、次表に示す演算により、それぞれ検出
電流をIQとIDに変換する。Using the sin θ and cos θ thus read out,
The phase conversion means 27 converts the detected current into IQ and ID, respectively, by the calculation shown in the following table.
ところで、IMの場合の磁束位置制御には、すべりを考
慮しなければならない。そこで、第１図に示したよう
に、すべり演算手段22はｄ軸電流指令発生手段16から出
力される磁束φと、速度制御手段15から出力されるｑ軸
電流指令IQ＊とから、次式（６）によりすべり速度指令
ωｓ＊を求める。 By the way, slip must be taken into consideration in the magnetic flux position control in the case of IM. Therefore, as shown in FIG. 1, the slip calculation means 22 calculates the following equation from the magnetic flux φ output from the d-axis current command generation means 16 and the q-axis current command IQ * output from the speed control means 15. The slip speed command ω s * is obtained by (6).
このようにして求めたすべり速度指令ωｓ＊を回転角
変換手段B23において回転する角度θｓに変換し、切換
スイッチ20を介して、加算器21により前記検出された磁
極位置θにθｓを加算する。これにより、すべりωｓを
考慮した磁極位置による制御がなされる。なお、上記ω
ｓ＊の単位は回転数とし、回転角変換B23の変換係数K2
は、次式（７）を満たすように設定される。 The slip speed command ω s * obtained in this way is converted into a rotation angle θs by the rotation angle conversion means B23, and θs is added to the detected magnetic pole position θ by the adder 21 via the changeover switch 20. . Thus, control of the magnetic pole position in consideration of the sliding omega s is made. The above ω
The unit of s * is the rotation speed, and the conversion coefficient K 2 of the rotation angle conversion B23
Is set to satisfy the following expression (7).
なお、Ｍは前記式（５）と同じ次元とする。 Note that M has the same dimension as the above equation (5).
上述のようにしてすべりを考慮して求めた磁極位置θ
を基準にして、3/2相変換手段27において検出電流Iv〜
ｗはq,d軸電流IQ,IDに変換され、これがq,d軸電流指令I
Q＊,ID＊のフィードバック量として加算器18,19に与え
られる。前記q,d軸電流制御手段28,29は加算器18,19か
ら出力される電流の偏差に応じて作動され、その偏差を
零にするに必要なq,d軸電圧指令VQ＊,VD＊を生成して、
PWM制御手段30に出力する。このPWM制御手段30は、周知
のパルス幅変調（PWM）方式により、電圧指令VQ＊,VD＊
に応じた電圧ベクトルを選択するとともに、その電圧ベ
クトルの出力時間幅を決定し、これらに基づいてインバ
ータ２の各スイッチング素子のゲート信号を生成して出
力するようになっている。その詳細機能について次に説
明する。Magnetic pole position θ determined in consideration of slip as described above
With reference to the detection current Iv
w is converted into q, d-axis current IQ, ID, which is the q, d-axis current command I
The feedback amounts of Q * and ID * are provided to adders 18 and 19. The q and d axis current control means 28 and 29 are operated in accordance with the deviation of the current output from the adders 18 and 19, and the q and d axis voltage commands VQ * and VD * required to make the deviation zero. To generate
Output to PWM control means 30. This PWM control means 30 uses the well-known pulse width modulation (PWM) method to generate voltage commands VQ *, VD *
Is selected, the output time width of the voltage vector is determined, and the gate signal of each switching element of the inverter 2 is generated and output based on these. The detailed function will be described below.
第５図に、PWM制御手段30の詳細構成図を示す。同図
はＵ相電圧分のみ記載しているが、他のV,W相について
も同様である。図示のように、印加電圧発生手段30a、
ベクトル時間変換手段30b、レジスタ変換手段30c、PWM
信号発生手段30d、ゲート回路30eを有して形成されてい
る。印加電圧発生手段30aは入力されるVQ＊とVD＊に基
づき、次式（８）により、モータ１のＵ相に加えるべき
電圧VTUとその位相δを求めて出力する。FIG. 5 shows a detailed configuration diagram of the PWM control means 30. Although the figure shows only the U-phase voltage, the same applies to the other V and W phases. As shown, the applied voltage generating means 30a,
Vector time conversion means 30b, register conversion means 30c, PWM
The signal generator 30d is formed to have a gate circuit 30e. Based on the input VQ * and VD *, the applied voltage generation means 30a calculates and outputs the voltage VTU to be applied to the U phase of the motor 1 and its phase δ according to the following equation (8).
この（８）式に係るベクトル図を第６図（ｂ）に示
す。また、同図（ａ）は、モータ１の各相の誘起電圧e
OU,eOV,eOWとモータ電流I1と端子電圧VTUのベクトル関
係を示したものである。同図（ｂ）に示したように、ト
ルク指令に係るｑ軸電圧指令VQ＊に対し、90゜遅れた位
置に磁束φ１があり、この位置が前記θに一致する。ま
た、インバータ２に加えるべき磁束φ２の位相αはα＝
（θ＋δ）の位置になる。したがって、磁束φ２に対し
90゜進んだ位相で電圧VTUがモータ１のＵ相に印加され
るように、インバータ２のスイッチング素子の通流幅を
制御する。この制御は、ベクトル時間変換手段30bによ
り実行される。 FIG. 6 (b) shows a vector diagram according to the equation (8). FIG. 3A shows the induced voltage e of each phase of the motor 1.
OU, in which e OV, showed vector relationship e OW and the motor current I 1 and the terminal voltage V TU. As shown in FIG. 3B, the magnetic flux φ1 is at a position delayed by 90 ° from the q-axis voltage command VQ * according to the torque command, and this position coincides with the aforementioned θ. Further, the phase α of the magnetic flux φ2 to be applied to the inverter 2 is α =
(Θ + δ). Therefore, for magnetic flux φ2
The conduction width of the switching element of the inverter 2 is controlled so that the voltage VTU is applied to the U phase of the motor 1 at a phase advanced by 90 °. This control is executed by the vector time conversion means 30b.
ここで、３相ブリッジ構成のインバータ２が発生し得
る電圧ベクトルと、その電圧ベクトルを組み合せて所望
の電圧ベクトルVTUを発生させる方式については周知の
技術であるが、第７図と第８図を用いて説明する。第７
図（ａ）に示すように、インバータ２は上下各３個の対
アームにスイッチング素子U,V,W,X,Y,Zを有してなる。
いま、スイッチング素子Ｕがオンで、スイッチング素子
V,Wがオフとすると、対アームの各スイッチング素子X,
Y,Zはそれぞれ相補的にオフ、オン、オンに動作され
る。このとき、モータ１に流れる電流はＵ端子から流入
してＶとＷ端子から流出するものとなり、これによりモ
ータ１に発生する電圧ベクトルをV1とし、V1（100）と
表記する。なお（ ）内の“1",“0"はスイッチング素
子U,V,Wの“オン",“オフ”に対応する。同様にして、
スイッチング素子U,V,W,X,Y,Zのオン、オフ組合せを変
化させると、第７図（ｂ）に示すように、60゜づつの位
相差をもつ６個の電圧ベクトルV1〜V6及び２つの零ベク
トルVO,V7が得られる。そして、前記電圧ベクトルVTUを
発生させるには、第７図（ｃ）に示したように、V1（10
0）とV2（110）を組合せればよいのである。また、どの
電圧ベクトルを組合せれば所望の位相を有する電圧ベク
トルを合成できるかは、第７図（ｂ）に示すモード１〜
６のように、αによって定まってくる。例えば、α＝０
〜60゜の区間ではV1とV2を組み合わせればよい。この具
体例をさらに第８図で説明する。第８図は磁束φ２が位
相αのときに、電圧ベクトルV1とV2をどのように選択し
て出力するかを示したもので、V1の出力時間幅ベクトル
をViとし、V2の出力時間幅ベクトルをVjとして表わして
いる。すなわち、ViとVjの時間幅を調整することによっ
て電圧ベクトルV1とV2の大きさを変える概念を示してい
る。このViとVjは次式（９）により求めることができ
る。このとき、sin（60〜α）の値はsiθ/cosθテーブ
ル９から求める。なお、Vzは零ベクトルVO,V7であり、T
cはPMWのキャリア周期である。Here, the method of generating a desired voltage vector V TU by combining the voltage vector that can be generated by the inverter 2 having the three-phase bridge configuration and the voltage vector is a well-known technique, but FIG. 7 and FIG. This will be described with reference to FIG. Seventh
As shown in FIG. 1A, the inverter 2 has switching elements U, V, W, X, Y, and Z in three upper and lower arms.
Now, the switching element U is on and the switching element
When V and W are off, each switching element X,
Y and Z are complementarily turned off, on, and on, respectively. At this time, the current flowing in the motor 1 flows in from the U terminal and flows out from the V and W terminals, and the voltage vector generated in the motor 1 by this is V1 and is expressed as V1 (100). Note that “1” and “0” in parentheses correspond to “ON” and “OFF” of the switching elements U, V and W. Similarly,
When the on / off combinations of the switching elements U, V, W, X, Y, and Z are changed, as shown in FIG. 7B, six voltage vectors V1 to V6 having a phase difference of 60 ° are provided. And two zero vectors V O , V 7 are obtained. Then, to generate the voltage vector VTU , as shown in FIG. 7 (c), V1 (10
0) and V2 (110) can be combined. In addition, which voltage vector can be combined to synthesize a voltage vector having a desired phase can be determined by the modes 1 to 3 shown in FIG.
As in 6, it depends on α. For example, α = 0
V1 and V2 may be combined in a section of up to 60 °. This specific example will be further described with reference to FIG. FIG. 8 shows how to select and output the voltage vectors V1 and V2 when the magnetic flux φ2 has the phase α. The output time width vector of V1 is Vi, and the output time width vector of V2 is V2. As Vj. That is, the concept of changing the magnitude of the voltage vectors V1 and V2 by adjusting the time width of Vi and Vj is shown. These Vi and Vj can be obtained by the following equation (9). At this time, the value of sin (60 to α) is obtained from the siθ / cosθ table 9. Note that Vz is the zero vector V O , V 7 , and T
c is the PMW carrier cycle.
Vi＝VTU×KV×sin（60−α）、 Vj＝vTU×KV×sinα Vz＝Tc−２（Vi−Vj） ……（９） また、定数KVは、α＝０のときにモータ１が要求する
最大電圧VTUであったとき、キャリア周期Tcの1/2にViが
等しくなるように設定する。 Vi = V TU × K V × sin (60-α), Vj = v TU × K V × sinα Vz = Tc-2 (Vi-Vj) ...... (9) Further, the constant K V is the alpha = 0 When the maximum voltage VTU required by the motor 1 is reached, Vi is set to be equal to 1/2 of the carrier cycle Tc.
このようにして求められたVi,Vjはレジスタ変換手段3
0cに入力され、PWM信号を発生するためのPWM信号発生手
段30dの各レジスタに格納する時間データに変換する。
ここで説明のため、PWM信号発生手段30dを第５図及び第
９図に示したタイムチャートに沿って先に説明する。第
５図に示すように、PWM信号発生手段30dはＵ相,V相,W相
の各空間ベクトル部301,302,303に分けられている。そ
れらの各空間ベクトル部はそれぞれ同様の構成になって
いることから、Ｕ相空間ベクトル部301を基準にして説
明する。Ｕ相空間ベクトル部301はタイマＵと、レジス
タUREGAと、レジスタUREGBと、比較器A,Bを含んでな
る。各空間ベクトル部301〜303のタイマU,V,Wはそれぞ
れ同期してセット、リセットされ、そのタイミングは前
記キャリア周期Tcに同期されている。比較器A,Bはそれ
ぞれレジスタUREGAとUREGBの時間データとタイマＵの内
容が一致したときに“H",“L"出力を反転するように動
作するコンペアマッチ型のものであり、それぞれの出力
が比較信号U1,U2（V1,V2,W1,W2）としてゲート回路30e
に出力する。ゲート回路30eは例えば比較信号U1,U2のEN
OR論理処理によりPWM信号Ｕを生成して出力する。同様
にPWM信号V,Wが生成出力されとともに、それらの反転信
号X,Y,Zがインバータ２の各スイッチング素子に出力さ
れる。つまり、レジスタUREGA,BとVREGA,Bと、WREGA,B
に格納される時間データによってゲートパルス幅が決定
される。そこで、前記レジスタ変換手段30cは時間ベク
トルVi,Vjに基づき、次式（10）に従って各レジスタに
格納する時間データを求め、それらに対応するレジスタ
に順次格納する。The Vi and Vj obtained in this way are used as the register conversion means 3.
It is input to 0c and is converted into time data stored in each register of the PWM signal generating means 30d for generating a PWM signal.
For the sake of explanation, the PWM signal generating means 30d will be described first with reference to the time charts shown in FIGS. 5 and 9. As shown in FIG. 5, the PWM signal generating means 30d is divided into U-phase, V-phase, and W-phase space vector sections 301, 302, 303. Since each of these space vector units has the same configuration, description will be made with reference to the U-phase space vector unit 301. The U-phase space vector unit 301 includes a timer U, a register UREGA, a register UREGB, and comparators A and B. The timers U, V, W of the space vector units 301 to 303 are set and reset in synchronization with each other, and their timings are synchronized with the carrier cycle Tc. Each of the comparators A and B is a compare match type that operates so as to invert the “H” and “L” outputs when the time data of the registers UREGA and UREGB match the contents of the timer U, respectively. Is the gate circuit 30e as the comparison signal U1, U2 (V1, V2, W1, W2)
Output to The gate circuit 30e is, for example, the EN of the comparison signals U1 and U2.
A PWM signal U is generated and output by OR logic processing. Similarly, the PWM signals V, W are generated and output, and their inverted signals X, Y, Z are output to each switching element of the inverter 2. That is, the registers UREGA, B and VREGA, B and WREGA, B
The gate pulse width is determined by the time data stored in. Therefore, the register conversion means 30c obtains time data to be stored in each register according to the following equation (10) based on the time vectors Vi and Vj, and sequentially stores them in the corresponding registers.
UREGB＝RO, VREGB＝RO＋Vi, WREGB＝RO＋Vi＋Vj, WREGA＝RO＋Vi＋Vj＋RO, VREGA＝RO＋Vi＋Vj＋RO＋Vj, UREGA＝RO＋Vi＋Vj＋RO＋Vj＋Vi ……（10） ここで、ROはオフセット値であり、演算結果がTc/2以
上ならない値に調整して決定される。また、Ｂ側のレジ
スタ群の演算結果がＡ側のレジスタ群より短くなるよう
に選択される。さらに、Ｂ側レジスタ群の計算は、始め
にオフセットROを加えた後に、Vi又はVjを加算する。Ａ
側レジスタの計算では、それぞれＢ側レジスタの値にオ
フセットROを加えてから、Vi又はVjを加算する。このよ
うにすることにより、結果的に（９）式のVzを求める必
要がなくなる。なお、各レジスタUREGA,B等の書き換え
は、それぞれのタイマU,V,W,がクリヤされたタイミング
で行うようにする。第８図に示した例の場合についてい
うと、△印がオフセットROの期間は、Vo（000）とV7（1
11）を選んでおり、ViがV1（100）ベクトルを、VjがV2
（110）ベクトルを選択され、残りがVo（000）ベクトル
を選んだ結果を表わす。第９図はこの状態のタイムチャ
ートであり、第９図で使用計算式（９）式と記してある
行のRO,Vi,Vj,RO,Vj,Vi,Vzは、それらのベクトルを選択
している時間を表わしている。PWMU,PWMV,PWMW信号を縦
に沿って見ると、上記ベクトルと一致しており、それぞ
れ（000），（100），（110），（111），（110），（1
00），（000）となる。UREGB = RO, VREGB = RO + Vi, WREGB = RO + Vi + Vj, WREGA = RO + Vi + Vj + RO, VREGA = RO + Vi + Vj + RO + Vj, UREGA = RO + Vi + Vj + RO + Vj + Vi (10) Here, RO is an offset value, and the calculation result does not exceed Tc / 2. Is determined. Further, the calculation result of the B side register group is selected so as to be shorter than that of the A side register group. Further, in the calculation of the B-side register group, Vi or Vj is added after the offset RO is added at the beginning. A
In the calculation of the side register, an offset RO is added to the value of the B side register, and then Vi or Vj is added. By doing so, it is not necessary to obtain Vz in the expression (9) as a result. The rewriting of the registers UREGA, B, etc. is performed at the timing when the respective timers U, V, W, are cleared. In the case of the example shown in FIG. 8, the period of the offset RO is represented by Vo (000) and V7 (1
11) is selected, Vi is the V1 (100) vector, and Vj is V2.
The (110) vector is selected, and the remainder represents the result of selecting the Vo (000) vector. FIG. 9 is a time chart in this state. In FIG. 9, RO, Vi, Vj, RO, Vj, Vi, Vz in the row described as the use calculation formula (9) select those vectors. Represents the time during which When the PWMU, PWMV, and PWMW signals are viewed vertically, they coincide with the above vector, and are (000), (100), (110), (111), (110), (1
00), (000).
このようにして形成されたPWM信号U,V,W,X,Y,Zは増幅
処理されて、インバータ２の各スイッチング素子のゲー
トに印加され、IMであるモータ１を速度指令ωｒ＊に一
致させて駆動するに必要な可変周波数、可変電圧の交流
がモータ１に出力される。The PWM signals U, V, W, X, Y, and Z formed in this way are amplified and applied to the gates of the switching elements of the inverter 2, and the motor 1, which is the IM, matches the speed command ωr *. An alternating current of a variable frequency and a variable voltage necessary for driving the motor 1 is output to the motor 1.
一方、モータ１がSMの場合には、以下に述べるように
切換スイッチ12,17,20をSM側に切換えることにより、簡
単に対応できる。SMとIMの速度制御において、速度指令
ωｒ＊と検出速度ωｒの偏差を零にするあたり、モータ
電流をd,q軸の各成分に分けて制御する点、そのd,q軸電
流に応じてPWM制御により電圧ベクトルを選択する点、
またモータ電流をフィードバックしてd,q軸電流に交換
する際と前記電圧ベクトルを選択する際に、モータの磁
極位置に対応させる必要がある点等、共通の制御処理が
ある。反面IMとSMの基本的な構成の違いから、SMの場合
は（１）回転子の磁極位置から磁極位置θが機械的に定
まるから、制御に用いる磁極位置θは回転子の磁極位置
に合わせなければならないこと、（２）回転磁束と回転
子の回転は同期しており、すべりがないから、磁極位置
θに関してIMのようにすべりを考慮する必要がないこ
と、（３）ｄ軸電流成分はIMの場合、モータの磁束を作
るものであるが、SMの磁束は回転子の永久磁石等により
与えられるので、ｄ軸電流指令は零でよいこと等が、IM
の場合と異なる。そこで、上記（２）と（３）について
は、第１図の切換スイッチ20と17を接地側に切換えるこ
とにより、ｄ軸電流指令ID＊を零にするとともに、すべ
り速度ωｓ＊による補正を零にするようにしている。ま
た、上記（１）については、第１図の切換スイッチに12
を磁極位置検出回路６側に切換え、次に述べるように、
磁極位置を検出してU/Dカウンタ７の内容を補正するよ
うにしている。On the other hand, when the motor 1 is SM, it can be easily dealt with by switching the changeover switches 12, 17, 20 to the SM side as described below. In the speed control of SM and IM, when the deviation between the speed command ωr * and the detected speed ωr is set to zero, the motor current is controlled by dividing each component of the d and q axes. Point to select voltage vector by PWM control,
In addition, there is a common control process such as that the motor current needs to be made to correspond to the magnetic pole position of the motor when the motor current is fed back and exchanged for the d and q axis currents and when the voltage vector is selected. On the other hand, in the case of SM, (1) the magnetic pole position θ is mechanically determined from the magnetic pole position of the rotor because of the basic configuration difference between IM and SM. Therefore, the magnetic pole position θ used for control is adjusted to the magnetic pole position of the rotor. (2) The rotating magnetic flux and the rotation of the rotor are synchronized, and there is no slip. Therefore, it is not necessary to consider slipping as in IM for the magnetic pole position θ, (3) d-axis current component In the case of IM, the magnetic flux of the motor is generated. However, since the magnetic flux of SM is given by the permanent magnet of the rotor, etc., the d-axis current command may be zero.
It is different from the case. Therefore, in the above (2) and (3), by switching the changeover switches 20 and 17 of FIG. 1 to the ground side, the d-axis current command ID * is made zero and the correction by the slip speed ωs * is made zero. I try to. Regarding the above (1), the changeover switch shown in FIG.
To the magnetic pole position detection circuit 6 side, and as described below,
The contents of the U / D counter 7 are corrected by detecting the magnetic pole position.
磁極位置検出回路６は、第10図に示す構成とされ、磁
極位置検出器５からの出力信号φU,φV,φＷに応じて動
作するようになっている。The magnetic pole position detecting circuit 6 has a configuration shown in FIG. 10, and operates according to output signals φ U , φ V , and φ W from the magnetic pole position detector 5.
磁極位置検出器５は磁極位置がモータ１の位置に一致
された回転子を有し、この回転子の回転を電磁的に検出
して、第11図に示す矩形波の出力信号φU,φV,φＷを出
力するようになっている、それらの信号は180゜ごとに
反転するもので、また120゜ずつ位置がずれた関係にな
っている。そこで、φＵ〜φＷの“H"レベルと“L"レベ
ルを“1"と“0"に対応づけ、それらによる３ビットのア
ドレスを考えると、60゜ごとの６個のアドレスが得られ
る。いま、Ｕ相を基準とし、ROM6aの上記アドレスの各
エリアに磁極位置θに相当する計数値Pco〜Pc5を予め書
き込んでおく。そして、読出し／書込み（R/W）制御手
段6bにより、φＵ〜φＷに基づいて60゜ごとにR/W信号
をROM6aとU/Dカウンタ７に出力させる。これにより、U/
Dカウンタ７の計数値Pcは常にSMの磁極位置θに一致し
た内容に補正される。The magnetic pole position detector 5 has a rotor whose magnetic pole position is matched with the position of the motor 1, and electromagnetically detects the rotation of this rotor to output rectangular wave output signals φ U , φ shown in FIG. V and φ W are output. Those signals are inverted every 180 °, and the positions are shifted by 120 °. Therefore, correspondence to the "H" level and "L" to level "1""0" of the phi U to [phi] W, given the address of 3 bits by them, the resulting six address 60゜Go . Now, with the U phase as a reference, the count values Pco to Pc 5 corresponding to the magnetic pole position θ are written in advance in each area of the above-mentioned address of the ROM 6a. Then, the read / write (R / W) control means 6b causes the ROM 6a and the U / D counter 7 to output an R / W signal every 60 ° based on φ U to φ W. This allows U /
The count value Pc of the D counter 7 is always corrected to match the magnetic pole position θ of the SM.
上述したように、本実施例によれば、磁極位置検出に
係る手段及び電流フィードバック制御に係る各手段を最
大限共用化し、相違する手段のみ簡単な切換スイッチで
選択可能にしたことから、IMとSMの制御装置の設計、製
作が大幅に共通化でき、設計工数の低減、製作効率の向
上、コストの低減等の実用的効果が得られる。As described above, according to the present embodiment, the means relating to the magnetic pole position detection and the respective means relating to the current feedback control are shared as much as possible, and only the different means can be selected with a simple changeover switch. The design and manufacturing of the SM control device can be largely standardized, and practical effects such as reduction of design man-hours, improvement of manufacturing efficiency, and cost reduction can be obtained.
また、磁極位置θを検出するにあたり、回転角変換手
段Ａを設けたことから、回転エンコーダの種類によって
１回転当りの出力パルス数Prが変っても、係数K1を変更
するだけで容易に合わせることが可能になり、制御装置
として、汎用性をも満すことができる。Further, in detecting the magnetic pole position theta, matched since the provision of the rotation angle converter A, even Hen' output pulse number Pr per rotation depending on the type of the rotary encoder, easily by simply changing the coefficient K 1 This makes it possible to satisfy the versatility as a control device.
なお、第１図実施例では、各手段等をハードウエアの
イメージで示したが、マイクロコンピュータを適用して
ソフトウエアにより実現することが可能なことは勿論で
ある。In the embodiment shown in FIG. 1, each means and the like are shown as images of hardware, but it is needless to say that the means can be realized by software by applying a microcomputer.
ここで、マイクロコンピュータを用いて実現してなる
好適な実施例を第12図に示す。本実施例は、第１図実施
例の交流サーボモータの速度制御ASRと電流制御ACRに係
る演算及び制御を、DSP（Digital Signal Processor）
を用いてなるスレーブマイコン40と、汎用のマイクロコ
ンピュータを用いてなるホストマイコン41に役割を分担
させることにより、より高速演算処理を可能にして、制
御の応答速度を高めるとともに、制御精度の向上を図っ
たものである。すなわち、DSPは周知のように、加算と
乗算を同時に高速処理可能であるという利点を有する反
面、一般のデータ入出力処理や伝送処理には不向きであ
ることに鑑みたものである。Here, a preferred embodiment realized by using a microcomputer is shown in FIG. In this embodiment, a DSP (Digital Signal Processor) is used to calculate and control the speed control ASR and the current control ACR of the AC servomotor of FIG.
By assigning roles to the slave microcomputer 40 using a microcomputer and the host microcomputer 41 using a general-purpose microcomputer, higher-speed arithmetic processing can be performed, control response speed is improved, and control accuracy is improved. It is intended. That is, as is well known, the DSP has an advantage that it can simultaneously perform addition and multiplication at high speed, but it is not suitable for general data input / output processing and transmission processing.
ホストマイコン41は演算と制御を行うCPU42を中心
に、測定データエリア43、速度指令エリア44、伝送フラ
グエリア45、PWM信号発生手段30dがデータバス46を介し
て接続されている。測定手段47は第１図の磁極位置検出
手段６、U/Dカウンタ７、切換スイッチ12及び速度検出
手段13を一括して表わしたもので、回転エンコーダ４と
磁極位置検出器５の出力信号が入力され、これに基づい
て検出した速度検出値ωｒとU/Dカウンタ７の計数値Pc
がホストマイコン41の測定データエリア43に格納される
ようになっている。また、速度指令手段14から速度指令
ωｒ＊が速度指令エリア44に格納されるようになってい
る。The host microcomputer 41 is connected to a measurement data area 43, a speed command area 44, a transmission flag area 45, and a PWM signal generating means 30d via a data bus 46 centering on a CPU 42 that performs calculation and control. The measuring means 47 collectively represents the magnetic pole position detecting means 6, the U / D counter 7, the changeover switch 12 and the speed detecting means 13 shown in FIG. 1, and the output signals of the rotary encoder 4 and the magnetic pole position detector 5 are The speed detection value ωr, which is input and detected based on this, and the count value Pc of the U / D counter 7
Are stored in the measurement data area 43 of the host microcomputer 41. Further, the speed command ωr * from the speed command means 14 is stored in the speed command area 44.
スレーブマイコン40は、トリガポート49、受信データ
エリア51、受信フラグエリア52、電流ポート58、演算手
段54、データテーブル55、レジスタデータエリア53がデ
ータバス50に接続されてなり、データバス50はホストマ
イコン41のデータバス46に連結されている。演算手段54
は受信データエリア51、レジスタデータエリア53、デー
タテーブル55に内部バスで接続され、さらにデータ振分
けエリア56とソフトカウンタ57に内部バスで接続されて
いる。スレーブマイコン40とホストマイコン41の演算タ
イミングは、ホストマイコン41に設けられたサンプリン
グタイマ48から出力されるトリガ信号TMOにより同期が
とられるようになっており、このトリガTMOはスレーブ
マイコン40のトリガポート49に入力される。また、スレ
ーブマイコン40の電流ポート58には、モータ電流IU,IW
をA/D変換器26でデジタル変換された値が入力される。
なお、第12図において一点鎖線で囲った部分が、第１図
の制御ボード101に対応する。The slave microcomputer 40 has a trigger port 49, a reception data area 51, a reception flag area 52, a current port 58, a calculation means 54, a data table 55, and a register data area 53 connected to a data bus 50. It is connected to the data bus 46 of the microcomputer 41. Calculation means 54
Is connected to the reception data area 51, the register data area 53, and the data table 55 by an internal bus, and is further connected to the data distribution area 56 and the soft counter 57 by an internal bus. The operation timing of the slave microcomputer 40 and the host microcomputer 41 is synchronized by a trigger signal TMO output from a sampling timer 48 provided in the host microcomputer 41. The trigger TMO is a trigger port of the slave microcomputer 40. Entered in 49. The current ports 58 of the slave microcomputer 40 have motor currents I U and I W
Is input by the A / D converter 26.
Note that a portion surrounded by a dashed line in FIG. 12 corresponds to the control board 101 in FIG.
このように構成される実施例の詳細な機能構成を、第
13図に示したタイムチャートを参照しながら、動作とと
もに説明する。ホストマイコン41のCPU42に所定のサン
プリング周期TACRごとに、測定手段47からU/Dカウンタ
の計数値Pcを、サンプリング周期TASRごとに検出速度ω
ｒを取り込み、測定データエリア43に格納する。また、
速度指令手段14からサンプリング周期TASRごとに速度指
令ωｒ＊を取り込み、速度指令エリア44に格納する。ス
レーブマイコン40はトリガポート49にトリガ信号TMOが
入力されたタイミングで、ホストマイコン41の測定デー
タエリア43と速度指令エリア44の各データを、データバ
ス46と50を介して取り込み、受信データエリア51に格納
する。また、それに合わせて、伝送フラグエリア45のデ
ータを取り込み受信フラグエリア52に格納する。また、
A/D変換器26からサンプリング周期TACRごとにモータ電
流IU,IWを電流ポート58を介して取り込む。そして、演
算手段54は受信データエリア51、電流データIU,IW,デー
タテーブル55の各データを用い、第１図実施例で説明し
た制御処理を行う。すなわち、第１に検出速度ωｒと速
度指令ωｒ＊の偏差を零にすべく、ｑ軸電流指令IQ＊と
ｄ軸電流指令ID＊を調整し、これに基づいてインバータ
２をPWM制御するループからなる速度制御（ASR）を行
う。第２にモータ電流を検出して上記IQ＊とDQ＊をフィ
ードバック補正するループからなる電流制御（ACR）を
行なう。この電流制御には、U/Dカウンタ７を含む磁極
位置検出、すべりによる磁極位置の補正、及びsinθ/co
sθテーブルからの読出しが含まれる。The detailed functional configuration of the embodiment configured in this way is described in
The operation will be described with reference to the time chart shown in FIG. The CPU 42 of the host microcomputer 41 sends the count value Pc of the U / D counter from the measuring means 47 to the CPU 42 of the predetermined sampling period T ACR at the detection speed ω for each sampling period T ASR.
r is captured and stored in the measurement data area 43. Also,
The speed command ωr * is fetched from the speed command means 14 at every sampling cycle T ASR and stored in the speed command area 44. At the timing when the trigger signal TMO is input to the trigger port 49, the slave microcomputer 40 captures the data of the measurement data area 43 and the speed command area 44 of the host microcomputer 41 via the data buses 46 and 50, and the reception data area 51. To be stored. In accordance with this, the data in the transmission flag area 45 is fetched and stored in the reception flag area 52. Also,
The motor currents I U and I W are fetched from the A / D converter 26 via the current port 58 at each sampling cycle T ACR . Then, the calculating means 54 uses the respective data of the reception data area 51, the current data I U , I W , and the data table 55 to perform the control processing described in the embodiment of FIG. That is, first, the q-axis current command IQ * and the d-axis current command ID * are adjusted so as to make the deviation between the detected speed ωr and the speed command ωr * to zero, and from the loop for performing PWM control of the inverter 2 based on this. Speed control (ASR). Secondly, current control (ACR) including a loop for detecting the motor current and performing feedback correction on the IQ * and DQ * is performed. This current control includes detection of the magnetic pole position including the U / D counter 7, correction of the magnetic pole position by slip, and sin θ / co.
Reading from the sθ table is included.
ところで、上述のような制御ループにおいて、モータ
の速度変動は電流変動に対して緩慢であることから、AS
R系のサンプリング周期TASRはACR系のサンプリング周期
TACRより長くしてよく、TASR＝nA×TACR（但し、nAは整
数）に設定する。これにより、ASR系の演算処理とデー
タ転送にかかるスレーブマイコン40の負荷を軽減して、
高速処理を一層向上させることが可能になる。また、PW
M制御にかかるキャリア周期Tcについては、Tc＝nB×T
ACR（但し、nBは整数）に設定する。第13図は、nA＝
３、nB＝２に設定した例を示している。これに合わせ、
ホストマイコン41からスレーブマイコン40に送るASRに
係るデータの転送は、ACRのサンプリング周期ごとに全
部のデータを転送する必要がなく、nA回に分割して転送
すればよい。このため、伝送データの数量と順序を定
め、その順序を伝送フラグエリア45に記憶させておき、
これに合わせて転送制御するようにしている。分割して
送られてきたASRデータは、受信フラグエリア52のデー
タ内容を解読し、これに合わせてデータ振分けエリア56
に順序どうりに格納される。そして、ソフトカウンタ57
によりTACRに基づいてTASRをカウントし、そのタイムア
ップに合わせてASRの演算処理を実行する。又、TACRご
とに実行されるACRの演算処理により得られたPWM信号生
成に係るレジスタUREGA,B等のデータは、一旦送信デー
タエリア53に格納された後、データバス50と46を介し
て、PWM信号発生手段30dの各レジスタに転送される。そ
して、ゲート回路30eはPWM信号発生手段30dから出力さ
れる。PWM信号U1,U2,V1,V2,W1,W2に基づいてゲート信号
U,V,W,X,Y,Zを生成して、インバータ２に出力する。な
お、第13図ではＵ相分のみについて示しているが、他の
相についても同様である。By the way, in the above-described control loop, since the speed fluctuation of the motor is slow relative to the current fluctuation, AS
R system sampling period T ASR is ACR system sampling period
The length may be longer than T ACR , and T ASR = n A × T ACR (where n A is an integer). This reduces the load on the slave microcomputer 40 for ASR-related arithmetic processing and data transfer,
High-speed processing can be further improved. Also, PW
The carrier period Tc according to the M control, Tc = n B × T
ACR (however, n B is an integer) is set to. FIG. 13 shows that n A =
3 shows an example in which n B = 2 is set. According to this,
The transfer of the data relating to the ASR sent from the host microcomputer 41 to the slave microcomputer 40 does not need to be transferred for every ACR sampling cycle, and may be transferred in n A times. For this reason, the quantity and order of the transmission data are determined, and the order is stored in the transmission flag area 45,
The transfer is controlled in accordance with this. The ASR data sent by dividing the contents of the reception flag area 52 is decoded and the data distribution area 56
Are stored in order. And soft counter 57
Counts T ASR based on T ACR , and executes ASR calculation processing according to the time-up. Also, the data of the registers UREGA, B and the like related to the PWM signal generation obtained by the arithmetic processing of the ACR executed for each T ACR is temporarily stored in the transmission data area 53, and then is transmitted via the data buses 50 and 46. , And is transferred to each register of the PWM signal generating means 30d. Then, the gate circuit 30e is output from the PWM signal generating means 30d. Gate signal based on PWM signals U1, U2, V1, V2, W1, W2
U, V, W, X, Y, and Z are generated and output to the inverter 2. Although FIG. 13 shows only the U phase, the same applies to the other phases.
上述したように、第12図実施例によれば、制御に係る
測定データの入力処理（43）及びPWM信号発生手段（30
d）を汎用のマイクロコンピュータにより実行させ、ASR
とACRに係る主たる制御演算をDSPにより実行させるよう
にしたことから、第１図実施例の効果に加え、演算速度
を向上させて、制御の高速応答性を高めることができ、
精度の高いサーボモータ制御を実現できる。As described above, according to the embodiment shown in FIG. 12, the measurement data input processing (43) and the PWM signal generating means (30
d) is executed by a general-purpose microcomputer, and ASR
And the main control operation relating to the ACR is executed by the DSP. In addition to the effects of the embodiment shown in FIG. 1, the operation speed can be improved, and the high-speed response of the control can be improved.
Highly accurate servo motor control can be realized.
また、第13図に示したように、ASRとACRの制御特性に
鑑み、ASR制御の周期をACRの整数倍で行わせるようにし
たことから、スレーブマイコン40に係る演算負荷が低減
するとともに、データ転送を分割して行うようにしてい
ることから、データ転送時間を短縮でき、一層応答速度
の向上を図ることができる。In addition, as shown in FIG. 13, in consideration of the control characteristics of ASR and ACR, the ASR control cycle is set to be an integral multiple of ACR, so that the calculation load on the slave microcomputer 40 is reduced, Since the data transfer is divided, the data transfer time can be shortened and the response speed can be further improved.
なお、第12図実施例は、第１図実施例に係るIMとSMの
共用化制御装置を実現するものとして説明したが、本実
施例の技術思想は共用化したものに限らず、IM又はSM専
用の制御装置に適用して、上記と同一の効果を奏する。Although the embodiment of FIG. 12 has been described as realizing the IM and SM sharing control apparatus according to the embodiment of FIG. 1, the technical idea of the present embodiment is not limited to the shared one, and the IM or SM The same effects as above can be obtained by applying the present invention to a control device dedicated to SM.
次に、第12図及び第13図で示した実施例の変形例につ
いて説明する。Next, a modification of the embodiment shown in FIGS. 12 and 13 will be described.
PWM制御手段により基準とする磁極位置は、第６図
（ｂ）で説明したように、VQ＊とID＊により定まる位相
角δで補正した磁束φ２を用いた。ところが、第12図実
施例のように、回転エンコーダ４で回転位置を検出して
から、測定手段47とホストマイコン41を介してスレーブ
マイコン40に転送し、ここで磁極位置θの計算やPWM制
御の計算を行い、その結果をホストマイコン41に転送し
て、インバータ２にゲートが出力されるまでに、TDなる
時間が費やされる。その間であっても、モータ１は回転
しているので磁極位置αは誤差をもつことになる。そこ
でこの誤差をDTHDを次式（11）で求め、式（12）により
αを補正する。As the magnetic pole position used as the reference by the PWM control means, the magnetic flux φ2 corrected by the phase angle δ determined by VQ * and ID * was used as described in FIG. 6 (b). However, as shown in FIG. 12, the rotational position is detected by the rotary encoder 4 and then transferred to the slave microcomputer 40 via the measuring means 47 and the host microcomputer 41, where the calculation of the magnetic pole position θ and the PWM control are performed. Is calculated, the result is transferred to the host microcomputer 41, and a time T D is consumed until the gate is output to the inverter 2. Even during that time, the magnetic pole position α has an error because the motor 1 is rotating. Therefore, this error is calculated by the following equation (11), and α is corrected by the equation (12).
DTHD＝KD×TD×ωｒ ……（11） α＝θ＋δ＋DTHD ……（12） なお、KDは回転速度を角度に変換する係数である。式
（12）により補正された磁束φ３の位置を第６図（ｃ）
に示す。同図から判るように、モータ１のＵ相に加える
べき電圧ベクトルはVTU3となる。このような補正をする
ことにより、モータの制御精度が一層向上する。 DTHD = K D × T D × ωr ...... (11) α = θ + δ + DTHD ...... (12) In addition, K D is a coefficient for converting the rotational speed to an angle. The position of the magnetic flux φ3 corrected by the equation (12) is shown in FIG.
Shown in As can be seen from the figure, the voltage vector to be applied to the U phase of the motor 1 is V TU3 . By performing such correction, the control accuracy of the motor is further improved.
次に、PWM信号発生に係るUREGA,B等の書き換えタイミ
ングについての変形例を第14図を用いて説明する。UREG
A,B等のデータは、第５図のPWM信号発生手段のタイマＵ
（又は、V,W）がクリヤされるTc周期ごとに書き換える
として説明してきた。これに対し、第14図に示すよう
に、UREGA,B等のデータはTACR周期で演算されることか
ら、Tc周期よりも短いTACR周期で書き換える方が、制御
の応答性が向上する。しかし、第５図の比較器A,Bはい
わゆるコンペアマッチ型であるから、一致したときのみ
出力を反転する方式のものである。したがって、第14図
（ａ）に示した例のように、UREGAの内容がタイミング
の時点の計算結果に書き換えられたとすると、最新の
データが適切に反映されたPWM信号U2が出力される。し
かし、書き換えられる内容がタイマＵの値より小さく、
第14図（ｂ）に示す関係の場合には、タイミングの時
点で交叉するため、いわゆるコンペアマッチすることが
ない。そのため、PWM信号U2は時点で反転せず、これ
によりゲート信号Ｕも実線で示すものとなり、エラーが
発生してしまうことになる。この結果、第14図（ｂ）に
示した期間TEでは、本来零ベクトルが選択されるべきな
のに、V1（100）ベクトルが選択されてしまい、モータ
１に過電流が流れ、回転が不安定になる。なお、上記の
ような問題は、Ａ側のレジスタとの関係においてのみ、
問題となる。Next, a modified example of the rewriting timing of UREGA, B, etc. relating to the PWM signal generation will be described with reference to FIG. UREG
The data of A, B, etc. are stored in the timer U of the PWM signal generating means of FIG.
(Or V, W) has been described as being rewritten every Tc period in which it is cleared. In contrast, as shown in FIG. 14, UREGA, since the data, such as B calculated by the T ACR cycle, it is rewritten in a shorter T ACR period than Tc cycle, the responsiveness of the control is improved. However, since the comparators A and B in FIG. 5 are so-called compare match type, the output is inverted only when they match. Therefore, if the contents of UREGA are rewritten to the calculation result at the timing as in the example shown in FIG. 14 (a), the PWM signal U2 appropriately reflecting the latest data is output. However, the rewritten content is smaller than the value of timer U,
In the case of the relationship shown in FIG. 14 (b), since they cross at the timing, there is no so-called compare match. Therefore, the PWM signal U2 is not inverted at the time point, and the gate signal U is also shown by the solid line, which causes an error. As a result, in the period T E shown in FIG. 14 (b), although such should be originally zero vector is selected, V1 (100) vector would be selected, excess current flows through the motor 1, unstable rotation become. It should be noted that the above-described problem occurs only in relation to the register on the A side.
It becomes a problem.
そこで、第15図に示すように、書換え時点におけるUR
EGA,VREGA,WREGAの書き換えデータが、その時点におけ
るタイマU,V,Wの値よりも大きいか小さいか判定し、大
きいときのみ書き換えを実行するようにすれば、上記問
題は解消される。すなわち、書き換えデータの値が小さ
いときは書き換えを実行しない。これにより同一のキャ
リア周期Tc内の第15図のタイミングでPWM信号U2が反
転されることになる。Therefore, as shown in Figure 15, the UR at the time of rewriting
The above problem is solved by determining whether the rewriting data of EGA, VREGA, and WREGA is larger or smaller than the values of the timers U, V, and W at that time, and performing rewriting only when the values are larger. That is, when the value of the rewrite data is small, the rewrite is not executed. As a result, the PWM signal U2 is inverted at the timing shown in FIG. 15 within the same carrier cycle Tc.
上述にしたように、第15図の方法によれば、基本的に
Tc周期よりも短いTACR周期で、UREGA,B等のデータが書
き換えられることから、制御の応答性が向上する。As described above, according to the method of FIG. 15, basically,
In short T ACR cycle than Tc period, UREGA, since the data is rewritten such B, the responsiveness of the control is improved.
更に、第16図と第17図を用い、PWM信号発生に係るURE
GA,Bの書き換えタイミングについての他の変形例を説明
する。本実施例は、ACRの演算周期TACRに対しキャリア
周期Tcが２倍の場合に、空間電圧ベクトルを選択するに
当たって、周期TACRごとにUREGA,B等のデータを反映す
るようにして、制御の応答性を確実に向上させようとす
るものである。また、空間電圧ベクトルを発生させる間
隔を一定にして、電流リップルを低減するものである。
電圧ベクトルを発生するためのUREGA,B等のデータは、
前述したと同様に式（10）により求める。そして、第16
図に示すように、各部を動作させる。すなわち、スレー
ブマイコン40のソフトカウンタ57はACRのサンプリング
周期TACRごとに「０」と「１」の反転を繰り返す。そし
て、スレーブマイコン40のトリガ信号を基準にして、タ
イマU,V,WのデータとUREGA,B等のレジスタデータをスレ
ーブマイコン40からホストマイコン41に送信する。この
とき、ソフトカウンタ57の値が「０」のときは、フリー
ランタイマのクリアと、比較レジスタUREGB,VREGB,WREG
Bのデータを送信する。一方、ソフトカウンタ57の値が
「１」のときは、比較レジスタUREGA,VREGA,WREGAのデ
ータを送信する。ホストマイコン41はそれらの受信した
データで書き換えを行うとき、フリーランタイマの値に
応じ、次の手順に従って比較レジスタの書き換えを行
う。Further, referring to FIG. 16 and FIG.
Another modification example of the rewriting timing of GA and B will be described. In the present embodiment, when the carrier period Tc is twice as long as the ACR operation period T ACR , the control is performed in such a manner that the data such as UREGA and B is reflected for each period T ACR in selecting the space voltage vector. Responsiveness is to be improved without fail. Further, the current ripple is reduced by keeping the space voltage vector generation interval constant.
The data of UREGA, B etc. for generating the voltage vector is
It is obtained by the equation (10) as described above. And the sixteenth
As shown in the figure, each part is operated. That is, the soft counter 57 of the slave microcomputer 40 repeats the inversion of “0” and “1” every sampling cycle T ACR of ACR . Then, based on the trigger signal of the slave microcomputer 40, the data of the timers U, V, W and the register data such as UREGA, B are transmitted from the slave microcomputer 40 to the host microcomputer 41. At this time, when the value of the soft counter 57 is "0", the free-run timer is cleared and the comparison registers UREGB, VREGB, WREG
Send the data of B. On the other hand, when the value of the soft counter 57 is “1”, the data of the comparison registers UREGA, VREGA, WREGA is transmitted. When rewriting with the received data, the host microcomputer 41 rewrites the comparison register according to the following procedure in accordance with the value of the free-run timer.
（ｉ）レジスタＢ群の書き換え （ａ）第16図のの時点のように、タイマの値がキャ
リア周期Tcに相当する値Ncに達していないときは、比較
レジスタＢ群の内容を受信データにそのまま書き換え
る。(I) Rewriting of the register B group (a) When the value of the timer has not reached the value Nc corresponding to the carrier cycle Tc as in the case of FIG. Rewrite as it is.
（ｂ）第16図の時点のように、タイマの値がキャリ
ア周期Tcに相当する値Nc以上のときは、受信した比較レ
ジスタＢ群のデータの値によって分かれる。まず、デー
タがACRのサンプリング周期TACRに相当する値NACR以上
のときは、比較レジスタＢ群の内容をNACRに書き換え
る。一方、NACR以下のときは受信データにそのまま書き
換える。(B) When the value of the timer is equal to or greater than the value Nc corresponding to the carrier cycle Tc as in the case of FIG. 16, the timer is divided according to the received data value of the comparison register B group. First, when the data is equal to or larger than the value N ACR corresponding to the sampling cycle T ACR of ACR , the contents of the comparison register B group are rewritten to N ACR . On the other hand, when it is equal to or smaller than NACR , the data is rewritten as received data.
（ii）レジスタＡ群の書き換え （ａ）第16図のの時点のように、比較レジスタＡ群
の内容が、タイマの値よりも小さいときは、タイマの値
にオフセット値を加算した値を比較レジスタＡ群に代入
して書き換える。(Ii) Rewriting of the register A group (a) When the content of the comparison register A group is smaller than the timer value as in the case of FIG. 16, the value obtained by adding the offset value to the timer value is compared. Substitute in the register A group and rewrite.
（ｂ）第16図のの時点のように、比較レジスタＡ群
の内容がタイマの値よりも大きく、かつキャリア周期Tc
に相当する値Nc以上のときは、そのNc以下の値に書き換
える。一方、比較レジスタＡ群の内容がキャリア周期Tc
に相当する値Nc以下のときは、受信データにそのまま書
き換える。(B) As shown in FIG. 16, the content of the group of comparison registers A is larger than the value of the timer and the carrier cycle Tc
If the value is equal to or greater than Nc, the value is rewritten to a value equal to or less than Nc. On the other hand, the contents of the comparison register group A are the carrier cycle Tc.
If the value is equal to or less than the value Nc, the received data is rewritten as it is.
上述したような決め方で、３つのタイマと比較レジス
タを動作させると、第17図のタイムチャートに示すPWM
信号が発生される。When the three timers and the comparison register are operated by the above-mentioned determination method, the PWM shown in the time chart of FIG.
A signal is generated.
以上説明したように、本発明によれば、簡単な切換え
でIMとSMに共用できると共に、交流モータが極めて低速
度で回転しているようなときに、ノイズによってアップ
ダウンカウンタの計数値が変化しても、これを補正する
ことができ、磁極位置の検出精度が向上し、同期電動機
の制御精度を高めることができる。さらに、アップダウ
ンカウンタの計数値に回転検出器の出力パルス数を交流
モータの電気角360度に対応させた変換係数を乗じるよ
うにしたので、回転検出器の種類が異なり、１回転当た
りのパルス数が異なったとしても、係数を変えるだけで
簡単に適応できる。As described above, according to the present invention, the IM and SM can be shared by simple switching, and the count value of the up / down counter changes due to noise when the AC motor is rotating at an extremely low speed. However, this can be corrected, the detection accuracy of the magnetic pole position can be improved, and the control accuracy of the synchronous motor can be improved. Furthermore, the count value of the up-down counter is multiplied by a conversion coefficient corresponding to the electrical angle of the AC motor by 360 degrees of the output pulse number of the rotation detector, so the type of rotation detector is different and the pulse per rotation is different. Even if the numbers are different, it can be easily adapted simply by changing the coefficients.
一方、本発明の他の発明によれば、制御演算をデジタ
ルシグナルプロセッサからなるスレーブマイクロコンピ
ュータにより行うように役割を分担させたことから、汎
用のマイクロプロセッサ単独で構成するよりも演算速度
が速くなり、応答速度及び制御精度が向上する。その場
合において、 また、前記PWM信号発生手段は、前記ACRサンプリング
周期の２倍のキャリア周期ごとにリセットされるタイマ
と一対のレジスタと一対の比較器とを各相ごとに有して
なり、前記PWMデータは前記インバータ各相のスイッチ
ング素子をオンさせる時間幅を前記キャリア周期の起点
から規定してなる各相一対の時間データからなり、この
時間データの転送を、各一対の時間データのうち小さい
時間データは前記タイマのリセットごとに前記レジスタ
に転送するものとされ、また前記各一対の時間データの
うち大きい時間データは前記ACRサンプリング周期ごと
に当該時間データが転送時の前記タイマの幅よりも大き
いときに実行するようにしたものによれば、制御精度及
び応答速度が一層向上する。On the other hand, according to another aspect of the present invention, the control operation is performed by a slave microcomputer including a digital signal processor, so that the operation speed is higher than that of a general-purpose microprocessor alone. The response speed and control accuracy are improved. In that case, the PWM signal generating means further includes a timer, a pair of registers, and a pair of comparators, which are reset every carrier period twice the ACR sampling period, for each phase. The PWM data consists of a pair of time data for each phase that defines a time width for turning on the switching element of each phase of the inverter from the starting point of the carrier cycle. The time data is transferred to the register every time the timer is reset, and the larger time data of the pair of time data is larger than the width of the timer when the time data is transferred at each ACR sampling cycle. According to the method that is executed when it is large, the control accuracy and the response speed are further improved.
また、本他の発明を前記IM/SM共用の制御装置に適用
することができ、これによればIM/SM共用制御装置の応
答速度及び制御精度を向上させることができる。Further, the present invention can be applied to the IM / SM shared control device, whereby the response speed and control accuracy of the IM / SM shared control device can be improved.
第１図は本発明の一実施例の全体構成図、第２図は第１
図のｄ軸電流指令発生手段の詳細構成図、第３図と第４
図は第１図のsinθ/cosθテーブルを説明するための
図、第５図は第１図のPWM制御手段の詳細構成図、第６
図と第７図と第８図はそれぞれ第１図実施例の動作を説
明するためのベクトル図、第９図はPWM制御の動作を説
明するタイムチャート、第10図と第11図は第１図磁極位
置検出手段回りの詳細構成図とその動作を説明するタイ
ムチャート、第12図は本発明の他の発明の一実施例の全
体構成図、第13図は第12図実施例の動作を説明するタイ
ムチャート、第14図と第15図は変形例を説明するための
タイムチャート、第16図と第17図は更にたの変形例を説
明するためのタイムチャートである。 ６……磁極位置検出手段、７……アップダウンカウン
タ、８……回転角変換手段A,9……sinθ/cosθテーブ
ル、10……モード分けアドレス変換手段、12,17,20……
切換手段、15……速度制御手段、16……ｄ軸電流指令発
生手段、22……すべり演算手段、23……回転角変換手段
Ｂ、27……3/2相変換手段、28……ｑ軸電流制御手段、2
9……ｄ軸電流制御手段、30……PWM制御手段、30d……P
WM信号発生手段、30e……ゲート回路、40……スレーブ
マイクロコンピュータ、41……ホストマイクロコンピュ
ータ。FIG. 1 is an overall configuration diagram of one embodiment of the present invention, and FIG.
3 and 4 show the detailed configuration of the d-axis current command generation means in FIG.
FIG. 6 is a diagram for explaining the sin θ / cos θ table of FIG. 1, FIG. 5 is a detailed configuration diagram of the PWM control means of FIG. 1, and FIG.
FIG. 7, FIG. 7 and FIG. 8 are vector diagrams for explaining the operation of the FIG. 1 embodiment, FIG. 9 is a time chart for explaining the operation of the PWM control, and FIG. FIG. 12 is a detailed configuration diagram around the magnetic pole position detecting means and a time chart for explaining its operation, FIG. 12 is an overall configuration diagram of another embodiment of the present invention, and FIG. 13 is an operation diagram of FIG. 14 and 15 are time charts for explaining a modification, and FIGS. 16 and 17 are time charts for explaining another modification. 6 ... magnetic pole position detecting means 7 ... up-down counter 8 ... rotation angle converting means A, 9 ... sinθ / cos θ table 10 ... mode-dividing address converting means 12, 17, 20 ...
Switching means, 15: speed control means, 16: d-axis current command generation means, 22: slip calculation means, 23: rotation angle conversion means B, 27: 3/2 phase conversion means, 28: q Shaft current control means, 2
9 ... d-axis current control means, 30 ... PWM control means, 30d ... P
WM signal generation means, 30e gate circuit, 40 slave microcomputer, 41 host microcomputer.
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 富田 浩之 千葉県習志野市東習志野７丁目１番１号 株式会社日立製作所習志野工場内 (72)発明者 中川 一幸 千葉県習志野市東習志野７丁目１番１号 日立京葉エンジニアリング株式会社内 (56)参考文献 特開 平２−32785（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−97296（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−233091（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−25893（ＪＰ，Ａ) 特公 平２−22637（ＪＰ，Ｂ２) ──────────────────────────────────────────────────続 き Continuing on the front page (72) Inventor Hiroyuki Tomita 7-1-1 Higashi Narashino Plant, Narashino City, Chiba Prefecture Inside the Hitachi, Ltd. Narashino Plant (72) Inventor Kazuyuki Nakagawa 7-1-1 Higashi Narashino City, Narashino City, Chiba Prefecture JP-A-2-32785 (JP, A) JP-A-2-97296 (JP, A) JP-A-62-233091 (JP, A) JP-A-62-25893 (JP, A) Tokiko Hei 2-22637 (JP, B2)
Claims (5)
転検出器から入力されるパルスに基づいて交流モータの
速度を検出する速度検出手段と、前記パルスを計数して
前記交流モータの回転位置を検出するアップダウンカウ
ンタと、同期電動機の複数の磁極位置を相対位置で検出
する磁極位置検出器により同期電動機の一回転当たり複
数回各磁極位置が検出される毎に各磁極位置に対応した
設定値に従って前記アップダウンカウンタの計数値を修
正する計数値修正手段と、前記アップダウンカウンタの
計数値と前記回転検出器から１回転当りに出力されるパ
ルス数を交流モータの電気角度360゜に対応させた変換
係数とを乗じてアップダウンカウンタの計数値を回転位
置に応じた磁極位置に変換して検出磁極位置として出力
する回転角変換手段と、前記検出速度と与えられる速度
指令との偏差を入力とし、この偏差に応じたｑ軸電流指
令を出力する速度制御手段と、このｑ軸電流指令を入力
としｑ軸電圧指令を生成して出力するｑ軸電流制御手段
と、前記検出速度を入力としこれに応じたｄ軸電流指令
と磁束の大きさとを出力するｄ軸電流指令発生手段と、
このｄ軸電流指令とｄ軸電流零指令の一方を選択する切
り換え手段と、この切り換え手段を介して前記ｄ軸電流
指令又はｄ軸電流零指令を入力とし、この入力指令に応
じたｄ軸電圧指令を生成して出力するｄ軸電流制御手段
と、前記ｑ軸電圧指令と前記ｄ軸電圧指令と前記検出磁
極位置を入力とし前記交流モータに印加すべき電圧ベク
トルの組合せを選択し、この選択に基づいて前記交流モ
ータを駆動するインバータのゲート信号を生成して出力
するPWM制御手段と、前記交流モータの検出電流と前記
検出磁極位置とを入力としこの検出電流をｑ軸とｄ軸の
検出電流に交換して前記ｑ軸と前記ｄ軸の各電流制御手
段に負帰還する検出電流相変換手段と、前記磁束の大き
さと前記ｑ軸電流指令とを入力としてすべり速度を求
め、このすべり速度に相当する磁極位置の回転角を求め
るすべり回転角演算手段と、このすべり回転角を前記検
出磁極位置に選択的に加算する切り換え手段とを備えて
なることを特徴とする交流サーボモータの制御装置。1. A speed detecting means for detecting the speed of an AC motor based on a pulse input from a rotation detector attached to an AC motor to be controlled, and a rotational position of the AC motor by counting the pulses. A set value corresponding to each magnetic pole position each time the magnetic pole position is detected a plurality of times per rotation of the synchronous motor by an up / down counter for detecting and a magnetic pole position detector for detecting a plurality of magnetic pole positions of the synchronous motor as relative positions. Count value correcting means for correcting the count value of the up / down counter in accordance with the above, and making the count value of the up / down counter and the number of pulses output per rotation from the rotation detector correspond to the electric angle 360 ° of the AC motor. Rotation angle conversion means for converting the count value of the up / down counter into a magnetic pole position corresponding to the rotational position by multiplying the counted value by the conversion coefficient and outputting the detected magnetic pole position , A speed control means for inputting a deviation between the detected speed and a given speed command and outputting a q-axis current command corresponding to the deviation, and a q-axis voltage command for generating and outputting a q-axis voltage command Q-axis current control means, and d-axis current command generation means for inputting the detected speed and outputting a d-axis current command and a magnitude of magnetic flux corresponding thereto.
Switching means for selecting one of the d-axis current command and the d-axis current zero command; and inputting the d-axis current command or the d-axis current zero command via the switching means, and the d-axis voltage corresponding to the input command A d-axis current control means for generating and outputting a command, a combination of voltage vectors to be applied to the AC motor with the q-axis voltage command, the d-axis voltage command and the detected magnetic pole position as input are selected, and this selection is made. PWM control means for generating and outputting a gate signal of an inverter for driving the AC motor based on the above, and the detected current of the AC motor and the detected magnetic pole position are input, and the detected current is detected for q-axis and d-axis. Detected current phase conversion means for negatively feeding back to the q-axis and d-axis current control means in exchange for current, and the slip speed is obtained by inputting the magnitude of the magnetic flux and the q-axis current command, and determining the slip speed. To A sliding rotation angle calculating means for calculating a rotation angle of this magnetic pole position, a controller for an AC servo motor, characterized by comprising a switching means for selectively adding the slip rotation angle on the detected magnetic pole position.
れる速度指令に一致させるべく、前記交流モータのｑ軸
電流指令とｄ軸電流指令を求め、これらの電流指令に基
づいてPWM制御によりインバータが発生すべき電圧ベク
トルの組合せと時間幅からなるPWMデータを求め、このP
WMデータを前記インバータのゲート信号を生成するPWM
信号発生手段に出力する速度制御手段と、前記交流モー
タの検出電流をｑ軸成分とｄ軸成分とに変換して前記ｑ
軸電流指令とｄ軸電流指令とをそれぞれ補正する電流制
御手段とを含んでなる交流サーボモータの制御装置を、
汎用マイクロプロセッサを用いてなるホストマイクロコ
ンピュータと、デジタルシグナルプロセッサを用いてな
るスレーブマイクロコンピュータとを含んで構成し、 前記スレーブマイクロコンピュータは前記速度制御手段
と前記電流制御手段にかかる制御演算を行うものとし、
前記ホストマイクロコンピュータは該制御演算に必要な
検出速度と速度指令等の測定データのサンプリングと、
前記PWMデータを前記PWM制御信号発生手段に出力するこ
とを行うものとし、前記制御演算のサンプリング周期
は、前記電流制御手段にかかるACRサンプリング周期を
基準にして、前記PWM制御にかかるキャリア周期と前記
速度制御手段にかかるASRサンプリング周期をそれぞれ
整数倍に設定したことを特徴とする交流サーボモータの
制御装置。2. A q-axis current command and a d-axis current command for the AC motor are obtained so as to match the detected speed of the AC motor to be controlled with a given speed command, and the inverter is controlled by PWM based on these current commands. PWM data consisting of the combination of voltage vectors to be generated and the time width
PWM to generate gate signal of the inverter with WM data
Speed control means for outputting to the signal generation means, and converting the detected current of the AC motor into a q-axis component and a d-axis component,
A control device for an AC servomotor including current control means for respectively correcting an axis current command and a d-axis current command,
It comprises a host microcomputer using a general-purpose microprocessor and a slave microcomputer using a digital signal processor, wherein the slave microcomputer performs a control operation on the speed control means and the current control means. age,
The host microcomputer has a sampling of measurement data such as a detection speed and a speed command necessary for the control calculation,
The PWM data is output to the PWM control signal generating means, and the sampling cycle of the control operation is based on the ACR sampling cycle of the current control means, and the carrier cycle of the PWM control and the A control device for an AC servomotor, characterized in that the ASR sampling period for the speed control means is set to an integral multiple.
れる速度指令に一致させるべく、前記交流モータのｑ軸
電流指令とｄ軸電流指令を求め、これらの電流指令に基
づいてPWM制御によりインバータが発生すべき電圧ベク
トルの組合せと時間幅からなるPWMデータを求め、このP
WMデータを前記インバータのゲート信号を生成するPWM
信号発生手段に出力する速度制御手段と、前記交流モー
タの検出電流をｑ軸成分とｄ軸成分とに変換して前記ｑ
軸電流指令とｄ軸電流指令とをそれぞれ補正する電流制
御手段とを含んでなる交流サーボモータの制御装置を、
汎用マイクロプロセッサを用いてなるホストマイクロコ
ンピュータと、デジタルシグナルプロセッサを用いてな
るスレーブマイクロコンピュータとを含んで構成し、 前記スレーブマイクロコンピュータは前記速度制御手段
と前記電流制御手段にかかる制御演算を行うものとし、
前記ホストマイクロコンピュータは該制御演算に必要な
検出速度と速度指令等の測定データのサンプリングと、
前記PWMデータを前記PWM制御信号発生手段に出力するこ
とを行うものとし、前記ホストマイクロコンピュータと
前記スレーブマイクロコンピュータ相互間のデータ伝送
は、前記速度制御手段にかかる測定データを除いて前記
ACRサンプリング周期ごとに行うものとし、前記速度制
御手段にかかる制御演算は前記整数分の１に分割して前
記ACRサンプリング周期ごとに実行し、該分割された制
御演算の内容に必要な測定データを前記ホストマイクロ
コンピュータから前記ACRサンプリング周期ごとに前記
整数分の１に分割して伝送することを特徴とする交流サ
ーボモータの制御装置。3. A q-axis current command and a d-axis current command for the AC motor are obtained so as to match the detected speed of the AC motor to be controlled with a given speed command, and the inverter is controlled by PWM control based on these current commands. PWM data consisting of the combination of voltage vectors to be generated and the time width
PWM to generate the gate signal of the inverter from WM data
Speed control means for outputting to the signal generation means, and converting the detected current of the AC motor into a q-axis component and a d-axis component,
A control device for an AC servomotor including current control means for respectively correcting an axis current command and a d-axis current command,
It comprises a host microcomputer using a general-purpose microprocessor and a slave microcomputer using a digital signal processor, wherein the slave microcomputer performs a control operation on the speed control means and the current control means. age,
The host microcomputer has a sampling of measurement data such as a detection speed and a speed command necessary for the control calculation,
The PWM data is output to the PWM control signal generating means, and the data transmission between the host microcomputer and the slave microcomputer is the same as that of the speed control means except for the measurement data.
It is assumed that it is performed every ACR sampling period, and the control calculation related to the speed control means is divided into the integer fractions and executed every ACR sampling period, and the measurement data necessary for the content of the divided control calculation is obtained. An AC servomotor control device, characterized in that the host microcomputer divides into one of the integers for each ACR sampling period for transmission.
れる速度指令に一致させるべく、前記交流モータのｑ軸
電流指令とｄ軸電流指令を求め、これらの電流指令に基
づいてPWM制御によりインバータが発生すべき電圧ベク
トルの組合せと時間幅からなるPWMデータを求め、このP
WMデータを前記インバータのゲート信号を生成するPWM
信号発生手段に出力する速度制御手段と、前記交流モー
タの検出電流をｑ軸成分とｄ軸成分とに変換して前記ｑ
軸電流指令とｄ軸電流指令とをそれぞれ補正する電流制
御手段とを含んでなる交流サーボモータの制御装置を、
汎用マイクロプロセッサを用いてなるホストマイクロコ
ンピュータと、デジタルシグナルプロセッサを用いてな
るスレーブマイクロコンピュータとを含んで構成し、 前記スレーブマイクロコンピュータは前記速度制御手段
と前記電流制御手段にかかる制御演算を行うものとし、
前記ホストマイクロコンピュータは該制御演算に必要な
検出速度と速度指令等の測定データのサンプリングと、
前記PWMデータを前記PWM制御信号発生手段に出力するこ
とを行うものとし、前記PWM信号発生手段は、前記ACRサ
ンプリング周期の２倍のキャリア周期ごとにリセットさ
れるタイマと一対のレジスタと一対の比較器とを各相ご
とに有してなり、前記PWMデータは前記インバータ各相
のスイッチング素子をオンさせる時間幅を前記キャリア
周期の起点から規定してなる各相一対の時間データから
なり、該各一対のデータは前記タイマのリセットごとに
前記レジスタに転送されることを特徴とする交流サーボ
モータの制御装置。4. A q-axis current command and a d-axis current command for the AC motor are determined so as to match the detected speed of the AC motor to be controlled with a given speed command, and the inverter is controlled by PWM control based on these current commands. PWM data consisting of the combination of voltage vectors to be generated and the time width
PWM to generate gate signal of the inverter with WM data
Speed control means for outputting to the signal generation means, and converting the detected current of the AC motor into a q-axis component and a d-axis component,
A control device for an AC servomotor including current control means for respectively correcting an axis current command and a d-axis current command,
It comprises a host microcomputer using a general-purpose microprocessor and a slave microcomputer using a digital signal processor, wherein the slave microcomputer performs a control operation on the speed control means and the current control means. age,
The host microcomputer has a sampling of measurement data such as a detection speed and a speed command necessary for the control calculation,
Outputting the PWM data to the PWM control signal generating means, wherein the PWM signal generating means performs a comparison between a pair of registers and a timer which is reset every carrier cycle twice as long as the ACR sampling cycle. And the PWM data comprises a pair of time data for each phase that defines the time width for turning on the switching element of each phase of the inverter from the starting point of the carrier cycle. A control device for an AC servomotor, wherein a pair of data is transferred to the register each time the timer is reset.
れる速度指令に一致させるべく、前記交流モータのｑ軸
電流指令とｄ軸電流指令を求め、これらの電流指令に基
づいてPWM制御によりインバータが発生すべき電圧ベク
トルの組合せと時間幅からなるPWMデータを求め、このP
WMデータを前記インバータのゲート信号を生成するPWM
信号発生手段に出力する速度制御手段と、前記交流モー
タの検出電流をｑ軸成分とｄ軸成分とに変換して前記ｑ
軸電流指令とｄ軸電流指令とをそれぞれ補正する電流制
御手段とを含んでなる交流サーボモータの制御装置を、
汎用マイクロプロセッサを用いてなるホストマイクロコ
ンピュータと、デジタルシグナルプロセッサを用いてな
るスレーブマイクロコンピュータとを含んで構成し、 前記スレーブマイクロコンピュータは前記速度制御手段
と前記電流制御手段にかかる制御演算を行うものとし、
前記ホストマイクロコンピュータは該制御演算に必要な
検出速度と速度指令等の測定データのサンプリングと、
前記PWMデータを前記PWM制御信号発生手段に出力するこ
とを行うものとし、前記PWM信号発生手段は、前記ACRサ
ンプリング周期の２倍のキャリア周期ごとにリセットさ
れるタイマと一対のレジスタと一対の比較器とを各相ご
とに有してなり、前記PWMデータは前記インバータ各相
のスイッチング素子をオンさせる時間幅を前記キャリア
周期の起点から規定してなる各相一対の時間データから
なり、該各一対の時間データのうち小さい時間データは
前記タイマのリセットごとに前記レジスタに転送するも
のとされ、また前記各一対の時間データのうち大きい時
間データは前記ACRサンプリング周期ごとに当該時間デ
ータが転送時の前記タイマの値よりも大きいときに実行
することを特徴とする交流サーボモータの制御装置。5. A q-axis current command and a d-axis current command of the AC motor are obtained so as to match the detected speed of the AC motor to be controlled with a given speed command, and the inverter is controlled by PWM based on these current commands. PWM data consisting of the combination of voltage vectors to be generated and the time width
PWM to generate gate signal of the inverter with WM data
Speed control means for outputting to the signal generation means, and converting the detected current of the AC motor into a q-axis component and a d-axis component,
A control device for an AC servomotor including current control means for respectively correcting an axis current command and a d-axis current command,
It comprises a host microcomputer using a general-purpose microprocessor and a slave microcomputer using a digital signal processor, wherein the slave microcomputer performs a control operation on the speed control means and the current control means. age,
The host microcomputer has a sampling of measurement data such as a detection speed and a speed command necessary for the control calculation,
Outputting the PWM data to the PWM control signal generating means, wherein the PWM signal generating means performs a comparison between a pair of registers and a timer which is reset every carrier cycle twice as long as the ACR sampling cycle. And the PWM data comprises a pair of time data for each phase that defines the time width for turning on the switching element of each phase of the inverter from the starting point of the carrier cycle. The smaller time data of the pair of time data is transferred to the register each time the timer is reset, and the larger time data of the pair of time data is transferred at the time of the ACR sampling cycle. The control device for an AC servomotor, which is executed when the value is larger than the value of the timer.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2152470A JP2668050B2 (en) | 1990-06-11 | 1990-06-11 | Control device for AC servomotor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2152470A JP2668050B2 (en) | 1990-06-11 | 1990-06-11 | Control device for AC servomotor |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0446582A JPH0446582A (en) | 1992-02-17 |
| JP2668050B2 true JP2668050B2 (en) | 1997-10-27 |
Family
ID=15541220
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2152470A Expired - Lifetime JP2668050B2 (en) | 1990-06-11 | 1990-06-11 | Control device for AC servomotor |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2668050B2 (en) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP6175809B2 (en) * | 2013-03-05 | 2017-08-09 | 株式会社リコー | Motor control device and motor control method |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6225893A (en) * | 1985-07-26 | 1987-02-03 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Controller for synchronous motor |
| JPS62233091A (en) * | 1986-03-31 | 1987-10-13 | Toshiba Corp | Controller for ac motor |
| JPH0222637A (en) * | 1988-07-11 | 1990-01-25 | Asahi Chem Ind Co Ltd | Novel screen |
| JP2708479B2 (en) * | 1988-07-22 | 1998-02-04 | 株式会社日立製作所 | Control device for AC servomotor |
| JPH0297296A (en) * | 1988-09-30 | 1990-04-09 | Toshiba Corp | Motor controller |
-
1990
- 1990-06-11 JP JP2152470A patent/JP2668050B2/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0446582A (en) | 1992-02-17 |
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