JP3706556B2

JP3706556B2 - Control device for permanent magnet motor

Info

Publication number: JP3706556B2
Application number: JP2001232954A
Authority: JP
Inventors: 仁夫富樫; 伸也山本
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Priority date: 2001-07-31
Filing date: 2001-07-31
Publication date: 2005-10-12
Anticipated expiration: 2021-07-31
Also published as: JP2003047272A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、永久磁石モータに接続されたインバータをホール素子等の位置センサーからの位置信号に基づいてＰＷＭ制御する装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、洗濯機のパルスエータ駆動用のモータとして、永久磁石モータが採用されている。
図５は、一般的な永久磁石モータの構造を表わしており、該永久磁石モータは、図示の如く、円筒状の固定子(20)の中央部に形成された空間に、円柱状の永久磁石からなる回転子(21)を回転可能に収容して構成されている。固定子(20)の内周面には、複数のスロット(22)が凹設され、これら複数のスロットには、Ｕ相巻線(23)、Ｖ相巻線(24)及びＷ相巻線(25)が巻き付けられている。永久磁石モータにおいては、これら複数相の巻線(23)(24)(25)に通電することによって、回転子(21)を回転させる。
【０００３】
永久磁石モータは、例えば図６に示す制御装置によって制御される。
図６は、永久磁石モータの制御装置の全体構成を表わしており、商用電源(４)からの交流電力が、整流回路(５)によって一旦、直流電力に変換された後、インバータ(６)によって交流電力に変換され、該交流電力が永久磁石モータ(２)に供給されて、モータの駆動が行なわれる。
永久磁石モータ(２)には、その回転軸を中心とする円周上に、ホール素子からなる位置センサー(３)が１２０度の位相差で３箇所に配備されており、これら３つの位置センサー(３)(３)(３)から得られる３つの位置信号(Ｈｕ，Ｈｖ、Ｈｗ)がインバータ制御回路(７)に供給され、該インバータ制御回路(７)によってインバータ(６)が制御されている。
【０００４】
永久磁石モータの駆動方式としては、Ｕ相巻線、Ｖ相巻線及びＷ相巻線の内、２相の巻線に順次通電を行なう所謂１２０度通電方式と、正弦波状の電圧指令信号を用いたＰＷＭ制御によりＵ相巻線、Ｖ相巻線及びＷ相巻線の３相の巻線に同時に通電を行なう所謂正弦波駆動方式が知られている。
【０００５】
前記インバータ制御回路(７)は、１２０度通電モードと正弦波駆動モードとの間で切換えが可能であって、図７は、該インバータ制御回路(７)の具体的な構成を表わしている。
該インバータ制御回路(７)は、１２０度通電用回転数制御回路(71)と正弦波駆動用回転数制御回路(72)とを具えており、これらの回路(71)(72)には、前記３つの位置センサーから得られる位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)に基づいてモータの回転数を検出する回転数検出回路(79)が接続されている。
又、１２０度通電用回転数制御回路(71)及び正弦波駆動用回転数制御回路(72)には、マイクロコンピュータから目標回転数信号が供給され、これらの回路(71)(72)は、該目標回転数信号と前記回転数検出回路(79)から供給される回転数検出信号とに基づいて後述のスイッチング信号の生成に必要な信号を作成する。
【０００６】
又、１２０度通電用回転数制御回路(71)及び正弦波駆動用回転数制御回路(72)には夫々、１２０度通電用スイッチング信号生成回路(73)及び正弦波駆動用スイッチング信号生成回路(74)が直列に接続されている。
１２０度通電用スイッチング信号生成回路(73)には、前記３つの位置センサーから得られる位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)に基づいて所定の通電パターンを生成する通電パターン生成回路(75)が接続されており、該スイッチング信号生成回路(73)は、前記１２０度通電用回転数制御回路(71)から供給される信号と通電パターン生成回路(75)から供給される通電パターン信号に基づいて、インバータに対するスイッチング信号ＳＷを生成する。この様にして、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相についてのスイッチング信号が作成される。
【０００７】
一方、正弦波駆動用スイッチング信号生成回路(74)には、前記３つの位置センサーから得られる位置信号(Ｈｕ，Ｈｖ、Ｈｗ)に基づいて永久磁石モータの回転子の回転位置を演算する位置演算回路(78)が接続されており、該スイッチング信号生成回路(74)は、前記正弦波駆動用回転数制御回路(72)から供給される信号と前記位置演算回路(78)から供給される位置演算信号とに基づいて、インバータに対するスイッチング信号ＳＷを生成する。この様にして、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相についてのスイッチング信号が作成される。
【０００８】
前記両スイッチング信号生成回路(73)(74)は、１つのスイッチ(77)を介して前記インバータに接続されている。スイッチ(77)は、１２０度通電用スイッチング信号生成回路(73)がインバータに接続された第１状態と正弦波駆動用スイッチング信号生成回路(74)がインバータに接続された第２状態との間で切換えが可能であって、該スイッチ(77)には、前記３つの位置センサーから得られる位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)に基づいて該スイッチ(77)の切換えを制御する切換え制御回路(76)が接続されている。
【０００９】
上記インバータ制御回路(７)においては、モータの低速回転時には、前記スイッチ(77)は１２０度通電用スイッチング信号生成回路(73)がインバータに接続された第１状態に切り換えられて、該回路(73)にて上述の如く生成されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相のスイッチング信号ＳＷがインバータに供給される。この結果、永久磁石モータが、１２０度通電方式により駆動されることになる。
一方、モータの高速回転時には、前記スイッチ(77)は正弦波駆動用ＳＷ信号生成回路(74)がインバータに接続された第２状態に切り換えられて、該回路(74)にて上述の如く生成されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相のスイッチング信号ＳＷがインバータに供給される。この結果、永久磁石モータが、正弦波駆動方式により駆動されることになる。
この様に、モータの低速回転時には１２０度通電方式によりモータを制御する理由は、仮に低速回転時に正弦波駆動方式によりモータを制御した場合、３つの位置センサーから得られる位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)の切り替わりの周期が長く、かかる位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)に基づいて作成された正弦波状の電圧指令信号には大きな誤差が含まれることとなって、制御精度が低下するためである。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来のインバータ制御回路(７)においては、モータの低速回転時と高速回転時で夫々、１２０度通電方式及び正弦波駆動方式の２つの異なる制御方式が採用されているため、図７に示す如く、低速回転時と高速回転時で異なる回転数制御回路(71)(72)及びスイッチング信号生成回路(73)(74)を構成する必要があると共に、回路系統を切り換えるためのスイッチ(77)を設ける必要があり、装置の構成が複雑となる問題があった。
又、低速回転時と高速回転時で回路系統を切り換えるため、制御の切換えをスムーズに行なうことが出来ない問題があった。
【００１１】
そこで、モータの低速回転時には矩形波状の電圧指令信号を用いたＰＷＭ制御によりモータを制御する一方、モータの高速回転時には正弦波状の電圧指令信号を用いたＰＷＭ制御によりモータを制御するインバータ装置が提案されている(特開平10-164886[H02P 6/14])。
しかし、かかるインバータ装置においても、低速回転時に矩形波状の電圧指令信号を作成するための演算式と高速回転時に正弦波状の電圧指令信号を作成するための演算式とが異なるため、依然として、制御の切換えをスムーズに行なうことが出来ない問題がある。又、論理演算により矩形波状の電圧指令信号を作成するので、電圧指令信号の位相を調整することが出来ず、巻線に通電される電流と該巻線に発生する誘起電圧との間に位相のずれが生じて、磁石から発生する磁束が有効に利用されず、これによってトルクが低下する問題がある。
そこで、本発明の目的は、装置の構成が簡易で、モータの低速回転時と高速回転時で制御の切換えをスムーズに行なうことが出来、然も発生トルクを最大化することが可能なモータ制御装置を提供することである。
【００１２】
【課題を解決する為の手段】
本発明に係る永久磁石モータの制御装置は、永久磁石モータに交流の電力を供給するインバータと、該永久磁石モータの回転角度と一定の位相関係を有する矩形波からなる位置信号を出力する位置センサーと、該位置センサーから得られる位置信号に基づいて前記インバータを制御するＰＷＭ制御回路とを具えている。
ここで、ＰＷＭ制御回路は、
前記位置信号に基づいて永久磁石モータの回転速度を検出する速度検出手段と、
前記位置信号に基づいて永久磁石モータの回転角度を導出する第１演算手段と、
永久磁石モータの低速回転時であるか高速回転時であるかに拘わらず、永久磁石モータの回転角度を変数として電圧指令信号の変化を表わす正弦波関数、若しくは永久磁石モータの回転角度と電圧指令信号の関係を表わすテーブルに基づき、前記第１演算手段により導出された回転角度及び所定の位相進め角から電圧指令信号を生成する第２演算手段と、
前記生成された電圧指令信号に基づいてＰＷＭ信号を作成し、該ＰＷＭ信号をインバータに供給する信号処理手段
とを具えている。
前記第１演算手段は、
永久磁石モータの回転速度が低いときに、前記位置信号の位相に基づいて、粗い刻み幅で変化する回転角度を導出する低速時回転角度導出手段と、
永久磁石モータの回転速度が高いときに、前記位置信号の位相に基づいて回転角度を導出すると共に、導出された回転角度に対し補間を施して、細かい刻み幅で変化する回転角度を導出する高速時回転角度導出手段
とを具えている。
【００１３】
上記本発明の永久磁石モータの制御装置においては、永久磁石モータの回転速度が低いときと高いときとで、モータの回転角度を導出する際の基礎となるデータが切り換えられる。
即ち、低速時には、前記位置信号の位相が１対１の対応関係で回転角度に変換されて、高速時よりも粗い刻み幅でレベルが変化する回転角度が導出される。これに対し、高速時には、前記位置信号の位相が１対１の対応関係で回転角度に変換されると共に、これによって得られる回転角度に対し補間が施されて、低速時よりも細かい刻み幅でレベルが変化する回転角度が導出される。
この様にして導出された回転角度には、低速時であるか高速時であるかに拘わらず、第２演算手段によって共通の正弦波関数若しくはテーブルを用いた演算が施されて、電圧指令信号が作成される。従って、低速時と高速時の間の切り替わり過程において、第２演算手段の動作に変化はない。
更に、この様にして作成された電圧指令信号には、低速時であるか高速時であるかに拘わらず、信号処理手段による共通の信号処理が施されて、ＰＷＭ信号が作成され、インバータに供給される。従って、低速時と高速時の間の切り替わり過程において、信号処理手段の動作に変化はない。
この結果、低速時と高速時で制御の切り換えがスムーズに行なわれる。
【００１４】
尚、低速時には、位置信号の切り替わりの周期が長く、該信号に基づいて導出される回転角度は、粗い刻み幅でレベルが変化するため、仮に低速時に、補間によって正弦波状に変化する回転角度を導出した場合、該回転角度の変化には、大きな誤差を伴うことになる。従って、この様な大きな誤差を伴う回転角度に基づいて電圧指令信号を生成し、ＰＷＭ制御を行なった場合、制御精度はかえって低いものとなる。これに対し、本発明においては、低速時に導出される回転角度に補間を施すことなく、第２演算手段によって、例えば矩形波状に変化する回転角度から電圧指令信号を生成するので、上述の回転角度の誤差に伴う制御精度の低下はない。一方、高速時には、位置信号の切り替わりの周期が短く、該信号に基づいて導出される回転角度は、細かい刻み幅でレベルが変化するので、補間によって例えば正弦波状に変化する回転角度を導出した場合、回転角度には高い精度が得られ、ひいては高い制御精度が実現される。
【００１５】
具体的には、第２演算手段には、電圧指令信号をＶ＊、電圧振幅指令をＶａ、永久磁石モータの回転角度をθ、ゼロ以上の所定の進め角をψとして、下記数２の正弦波関数が規定されている。
【数２】
Ｖ＊＝Ｖａ・ｃｏｓ(θ＋ψ)
【００１６】
該具体的構成によれば、所定の進め角ψを与えることにより、電圧指令信号の位相(電圧位相)を進ませて、巻線に通電される電流と該巻線に発生する誘起電圧との位相差をゼロとすることが可能であり、これによってモータのトルクを最大化することが出来る。
【００１７】
ここで、電圧振幅指令Ｖａは、前記検出された回転速度と目標回転速度との偏差に基づいて作成される。これによって、永久磁石モータの回転速度を目標回転速度に追従させるための電圧振幅指令Ｖａが作成されて、永久磁石モータの回転速度が制御される。
【００１８】
【発明の効果】
本発明に係る永久磁石モータの制御装置によれば、低速時と高速時で共通の制御方式が採用されているので、従来の如く低速時と高速時で異なる制御回路を構成する必要はなく、これによって装置の簡易化を図ることが出来ると共に、制御の切換えをスムーズに行なうことが出来る。更に、永久磁石モータの回転角度と電圧指令信号の関係が正弦波関数若しくはテーブルによって規定されているので、該関係において電圧指令信号の位相を任意の位相差だけ進ませることが可能であり、これによって発生トルクを最大化することが出来る。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態につき、図面に沿って具体的に説明する。
図１は、本発明に係る永久磁石モータの制御装置の全体構成を表わしており、商用電源(４)から得られる交流電力が、整流回路(５)によって一旦、直流電力に変換された後、インバータ(６)によって交流電力に変換され、該交流電力が永久磁石モータ(２)に供給されて、モータの駆動が行なわれる。
永久磁石モータ(２)には、その回転軸を中心とする円周上に、ホール素子からなる位置センサー(３)が１２０度の位相差で３箇所に配備されており、これら３つの位置センサー(３)(３)(３)から得られる３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)がＰＷＭ制御回路(１)に供給され、該ＰＷＭ制御回路(１)によってインバータ(６)が制御されている。
【００２０】
図３(ａ)は、永久磁石モータの３相巻線に誘起される電圧(Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗ)の波形を表わしており、各電圧波形は、３６０度を１周期として正弦波状に変化し、３つの電圧波形は互いに１２０度の位相差を有している。
又、同図(ｂ)は、３つの位置センサーから得られる３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)の波形を表わしている。各位置信号は、３６０度を１周期として、ハイとローに切り替わる矩形波であって、３つの位置信号は互いに１２０度の位相差を有している。
【００２１】
図２は、ＰＷＭ制御回路(１)の具体的な構成を表わしている。
前記位置センサー(３)(３)(３)から得られる３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)は、位置演算回路(13)へ供給されると共に、回転数検出回路(14)へ供給される。回転数検出回路(14)では、３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)に基づいてモータの回転数が検出され、その結果が正弦波／矩形波駆動制御回路 (12)を構成する位相制御回路(12a)、位置演算回路(13)、及びモード切換え制御回路(15)に供給される。
モード切換え制御回路(15)では、回転数検出回路(14)から供給される回転数ωが所定の閾値以下の低速モードであるか、回転数ωが所定の閾値を越える高速モードであるかを判断し、その判断結果を位置演算回路(13)へ供給する。
【００２２】
位置演算回路(13)では、低速モードにおいては、３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)の位相からモータの回転角度θを算出する。例えば、下記表１は、モータの回転に伴って得られる３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)のハイ(“１”)及びロー(“０”)の組合せと回転角度θとの関係を表わしており、この表に基づいて、３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)の位相に対応するモータの回転角度θを導出することが出来る。これによって、６０°を刻み幅として矩形波状に変化する回転角度θが得られることになる。
【００２３】
【表１】

【００２４】
高速モードにおいては、低速モードと同様に３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)の位相からモータの回転角度を導出すると共に、これらの回転角度θを正弦波に基づいて補間することにより、６０°よりも十分に小さな刻み幅(例えば１°)で正弦波状に変化する回転角度θを算出する。尚、図２に示す回転数検出回路(14)から得られる回転数ωは、前記補間処理に利用される。
低速モード或いは高速モードにて、前述の如く算出された回転角度θは、位相制御回路(12a)へ供給される。
【００２５】
回転数検出回路(14)から得られる回転数ωは、回転数制御回路(11)へ供給され、該回転数制御回路(11)にて、モータ回転数の目標値ω＊との偏差に基づき、電圧振幅指令Ｖａが作成される。
電圧振幅指令Ｖａは位相制御回路(12a)へ供給され、位相制御回路(12a)においては、回転数制御回路(11)から得られる電圧振幅指令Ｖａと、位置演算回路(13)から供給される回転角度θとに基づき、下記数３から、永久磁石モータのＵ相についての電圧指令信号Ｖｕ＊が算出される。
【００２６】
【数３】
Ｖｕ＊＝Ｖａ・ｃｏｓ(θ＋ψ)
尚、ψは、位相進め角であって、回転数検出回路(14)から得られる回転数ωに応じてゼロ以上の適切な値に設定される。
【００２７】
これによって、低速モードにおいては、図３(ｃ)に示す如く６０°の粗い刻み幅で矩形波状に変化する電圧指令信号Ｖｕ＊が得られる。一方、高速モードにおいては、図４(ｃ)に示す如く細かい刻み幅で正弦波状に変化する電圧指令信号Ｖｕ＊が得られる。
そして、このＵ相の電圧指令信号Ｖｕ＊に対して１２０°の位相差を与えることによって、Ｖ相の電圧指令信号Ｖｖ＊が作成され、更にこのＶ相の電圧指令信号Ｖｖ＊に対して１２０°の位相差を与えることによって、Ｗ相の電圧指令信号Ｖｗ＊が作成される。
【００２８】
この様にして算出された３相の電圧指令信号(Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊)は、図２に示す正弦波／矩形波駆動制御回路(12)を構成するＰＷＭ信号生成回路(12b)へ供給されて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相についてのＰＷＭ信号が生成される。
即ち、低速モードにおいては、図３(ｃ)に示す如く、Ｕ相の電圧指令信号Ｖｕ＊と所定の搬送波(三角波)とが比較され、該比較結果に基づいて、同図(ｄ)に示すＵ相の駆動信号(ＰＷＭ信号)が作成される。同様にして、Ｖ相の電圧指令信号Ｖｖ＊と所定の搬送波とが比較されて、Ｖ相の駆動信号が作成され、Ｗ相の電圧指令信号Ｖｗ＊と所定の搬送波とが比較されて、Ｗ相の駆動信号が作成される。高速モードにおいても同様に、図４(ｃ)に示す如く、Ｕ相の電圧指令信号Ｖｕ＊と所定の搬送波(三角波)とが比較され、該比較結果に基づいて、同図(ｄ)に示すＵ相の駆動信号(ＰＷＭ信号)が作成される。同様にして、Ｖ相の電圧指令信号Ｖｖ＊と所定の搬送波とが比較されて、Ｖ相の駆動信号が作成され、Ｗ相の電圧指令信号Ｖｗ＊と所定の搬送波とが比較されて、Ｗ相の駆動信号が作成される。
【００２９】
この様にして作成されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相のＰＷＭ信号は、図１に示す如くインバータ(６)へ供給されて、インバータ(６)がＰＷＭ制御される。この結果、永久磁石モータ(２)は、低速モードにおいては３つの位置センサーの出力から作成された矩形波状の電圧指令信号に基づいて駆動される一方、高速モードにおいては３つの位置センサーの出力から作成された正弦波状の電圧指令信号に基づいて駆動されることになる。
【００３０】
上述の永久磁石モータの制御装置においては、低速モードの制御、即ち、３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)の位相差に基づいて、粗い刻み幅(６０°)でレベルが変化する矩形波状の回転角度θを導出し、該回転角度θに基づいて電圧指令信号を作成する制御と、高速モードの制御、即ち、３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)の位相差に基づいて回転角度を導出すると共に、これらの回転角度を補間して、細かい刻み幅(例えば１°)でレベルが変化する正弦波状の回転角度を導出し、該回転角度θに基づいて電圧指令信号を作成する制御とが、永久磁石モータ(２)の回転数に応じて切り換えられるが、何れのモードにおいても、正弦波／矩形波駆動制御回路(12)の位相制御回路(12a)は、前記数３に示す共通の正弦波関数を用いた演算を実行して、電圧指令信号を作成する動作を行なうので、低速モードと高速モードの間の切り替わりに伴う動作の変化はない。
【００３１】
又、正弦波／矩形波駆動制御回路(12)のＰＷＭ信号生成回路(12b)は、何れのモードにおいても、電圧指令信号からＰＷＭ信号を作成してインバータに供給する動作を行なうので、低速モードと高速モードの間の切り替わりに伴う動作の変化はない。
【００３２】
従って、図７に示す従来のインバータ制御回路(７)の如く２つのスイッチング信号生成回路(73)(74)や２つの回転数制御回路(71)(72)を設けて低速時と高速時で回路系統を切り換える方式に比べて、構成が簡易となるばかりでなく、低速時と高速時の間の制御の切換えがスムーズに行なわれる。
【００３３】
又、図２に示す正弦波／矩形波駆動制御回路(12)の位相制御回路(12a)においては、前記数３の正弦波関数に規定されている位相進め角ψを回転数ωに応じた適切な値に設定することによって、永久磁石モータ(２)の巻線に通電される電流と該巻線に発生する誘起電圧との位相差をゼロに設定することが可能であり、これによってモータのトルクを最大化することが出来る。
【００３４】
尚、本発明の各部構成は上記実施の形態に限らず、特許請求の範囲に記載の技術的範囲内で種々の変形が可能である。
例えば、上記実施の形態においては、永久磁石モータ(２)に３つの位置センサー(３)(３)(３)を設けているが、これに拘わらず、任意の個数の位置センサーを設けることが可能である。永久磁石モータ(２)に２つの位置センサーを設けた場合には、９０°を刻み幅として矩形波状に変化する回転角度θが得られることになる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る永久磁石モータの制御装置の全体構成を表わすブロック図である。
【図２】該制御装置を構成するＰＷＭ制御回路の構成を表わすブロック図である。
【図３】該ＰＷＭ制御回路において低速時に作成される各種信号の波形図である。
【図４】該ＰＷＭ制御回路において高速時に作成される各種信号の波形図である。
【図５】永久磁石モータの構造を示す図である。
【図６】従来の永久磁石モータの制御装置の全体構成を表わすブロック図である。
【図７】従来のインバータ制御回路を表わすブロック図である。
【符号の説明】
(１) ＰＷＭ制御回路
(２) 永久磁石モータ
(３) 位置センサー
(４) 商用電源
(５) 整流回路
(６) インバータ
(11) 回転数制御回路
(12) 正弦波／矩形波駆動制御回路
(12a) 位相制御回路
(12b) ＰＷＭ信号生成回路
(13) 位置演算回路
(14) 回転数検出回路
(15) モード切換え制御回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an apparatus for PWM control of an inverter connected to a permanent magnet motor based on a position signal from a position sensor such as a Hall element.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, a permanent magnet motor has been adopted as a motor for driving a pulse eater of a washing machine.
FIG. 5 shows a structure of a general permanent magnet motor. As shown in the drawing, the permanent magnet motor has a columnar permanent magnet in a space formed in the central portion of the cylindrical stator (20). A rotor (21) composed of the above is rotatably accommodated. A plurality of slots (22) are recessed in the inner peripheral surface of the stator (20), and the U-phase winding (23), V-phase winding (24) and W-phase winding are provided in the plurality of slots. (25) is wound. In the permanent magnet motor, the rotor (21) is rotated by energizing these multiple-phase windings (23), (24), and (25).
[0003]
The permanent magnet motor is controlled by, for example, a control device shown in FIG.
FIG. 6 shows the overall configuration of the control device for the permanent magnet motor. AC power from the commercial power source (4) is once converted into DC power by the rectifier circuit (5) and then converted by the inverter (6). The AC power is converted, and the AC power is supplied to the permanent magnet motor (2) to drive the motor.
In the permanent magnet motor (2), position sensors (3) consisting of Hall elements are arranged at three locations with a phase difference of 120 degrees on the circumference around the rotation axis. (3) Three position signals (Hu, Hv, Hw) obtained from (3) (3) are supplied to the inverter control circuit (7), and the inverter (6) is controlled by the inverter control circuit (7). Yes.
[0004]
Permanent magnet motors are driven by a so-called 120-degree energization system that sequentially energizes two-phase windings of the U-phase winding, V-phase winding, and W-phase winding, and a sinusoidal voltage command signal. A so-called sine wave drive method is known in which current is supplied to three-phase windings of a U-phase winding, a V-phase winding, and a W-phase winding by PWM control.
[0005]
The inverter control circuit (7) can be switched between the 120-degree conduction mode and the sine wave drive mode, and FIG. 7 shows a specific configuration of the inverter control circuit (7).
The inverter control circuit (7) includes a 120-degree energization rotation speed control circuit (71) and a sine wave drive rotation speed control circuit (72). These circuits (71) and (72) include: A rotation speed detection circuit (79) for detecting the rotation speed of the motor based on position signals (Hu, Hv, Hw) obtained from the three position sensors is connected.
Further, a target rotational speed signal is supplied from the microcomputer to the 120-degree energization rotational speed control circuit (71) and the sine wave drive rotational speed control circuit (72), and these circuits (71) (72) Based on the target rotational speed signal and the rotational speed detection signal supplied from the rotational speed detection circuit (79), a signal necessary for generating a switching signal described later is created.
[0006]
In addition, a 120-degree energization rotation speed control circuit (71) and a sine wave drive rotation speed control circuit (72) have a 120-degree energization switching signal generation circuit (73) and a sine wave drive switching signal generation circuit ( 74) are connected in series.
An energization pattern generation circuit (75) for generating a predetermined energization pattern based on the position signals (Hu, Hv, Hw) obtained from the three position sensors is connected to the 120-degree energization switching signal generation circuit (73). The switching signal generation circuit (73) is based on the signal supplied from the 120-degree energization rotation speed control circuit ( 71 ) and the energization pattern signal supplied from the energization pattern generation circuit (75). A switching signal SW for the inverter is generated. In this way, switching signals for the U phase, the V phase, and the W phase are created.
[0007]
On the other hand, the sine wave drive switching signal generation circuit (74) calculates the rotational position of the rotor of the permanent magnet motor based on the position signals (Hu, Hv, Hw) obtained from the three position sensors. Circuit (78) is connected, the switching signal generation circuit (74) is a signal supplied from the sine wave drive rotation speed control circuit (72) and the position supplied from the position calculation circuit (78) A switching signal SW for the inverter is generated based on the arithmetic signal. In this way, switching signals for the U phase, the V phase, and the W phase are created.
[0008]
The switching signal generation circuits (73) (74) are connected to the inverter via a switch (77). The switch (77) is between the first state in which the 120-degree energization switching signal generation circuit (73) is connected to the inverter and the second state in which the sine wave driving switching signal generation circuit (74) is connected to the inverter. The switch (77) has a switching control circuit (77) that controls switching of the switch (77) based on position signals (Hu, Hv, Hw) obtained from the three position sensors. 76) is connected.
[0009]
In the inverter control circuit (7), when the motor rotates at a low speed, the switch (77) is switched to the first state in which the 120-degree energization switching signal generation circuit (73) is connected to the inverter. 73), the U-phase, V-phase, and W-phase switching signals SW generated as described above are supplied to the inverter. As a result, the permanent magnet motor is driven by the 120-degree energization method.
On the other hand, when the motor rotates at high speed, the switch (77) is switched to the second state in which the sine wave drive SW signal generation circuit (74) is connected to the inverter, and the circuit (74) generates as described above. The U-phase, V-phase, and W-phase switching signals SW thus supplied are supplied to the inverter. As a result, the permanent magnet motor is driven by a sine wave driving method.
In this way, the reason why the motor is controlled by the 120-degree energization method at the time of low-speed rotation of the motor is that if the motor is controlled by the sine wave drive method at the time of low-speed rotation, the position signals (Hu, Hv, This is because the switching cycle of Hw) is long, and the sinusoidal voltage command signal created based on the position signals (Hu, Hv, Hw) contains a large error, thereby reducing the control accuracy. is there.
[0010]
[Problems to be solved by the invention]
However, since the conventional inverter control circuit (7) employs two different control methods, the 120-degree energization method and the sine wave drive method, respectively, at the time of low-speed rotation and high-speed rotation of the motor. As shown in FIG. 4, it is necessary to configure different rotation speed control circuits (71), (72) and switching signal generation circuits (73), (74) at low speed and high speed rotation, and switches for switching the circuit system ( 77) must be provided, and there is a problem that the configuration of the apparatus becomes complicated.
Further, since the circuit system is switched between the low speed rotation and the high speed rotation, there is a problem that the control cannot be switched smoothly.
[0011]
Therefore, an inverter device is proposed in which the motor is controlled by PWM control using a rectangular-wave voltage command signal when the motor rotates at a low speed, while the motor is controlled by PWM control using a sine wave voltage command signal when the motor rotates at a high speed. (JP-A-10-164886 [H02P 6/14]).
However, even in such an inverter device, the calculation formula for creating the rectangular wave voltage command signal at the time of low-speed rotation and the calculation formula for generating the sinusoidal voltage command signal at the high-speed rotation are different. There is a problem that switching cannot be performed smoothly. In addition, since the rectangular wave voltage command signal is generated by logical operation, the phase of the voltage command signal cannot be adjusted, and the phase between the current passed through the winding and the induced voltage generated in the winding This causes a problem that the magnetic flux generated from the magnet is not effectively used, and the torque is thereby reduced.
SUMMARY OF THE INVENTION Accordingly, an object of the present invention is to provide a motor control in which the configuration of the device is simple, the control can be smoothly switched between a low speed rotation and a high speed rotation of the motor, and the generated torque can be maximized. Is to provide a device.
[0012]
[Means for solving the problems]
A control apparatus for a permanent magnet motor according to the present invention includes an inverter that supplies AC power to the permanent magnet motor, and a position sensor that outputs a position signal composed of a rectangular wave having a fixed phase relationship with the rotation angle of the permanent magnet motor. And a PWM control circuit for controlling the inverter based on a position signal obtained from the position sensor.
Here, the PWM control circuit
Speed detecting means for detecting the rotational speed of the permanent magnet motor based on the position signal;
First calculation means for deriving a rotation angle of the permanent magnet motor based on the position signal;
Regardless of whether the permanent magnet motor is rotating at low speed or high speed, the sinusoidal function representing the change of the voltage command signal with the rotation angle of the permanent magnet motor as a variable, or the rotation angle and voltage command of the permanent magnet motor Second calculation means for generating a voltage command signal from the rotation angle derived by the first calculation means and a predetermined phase advance angle based on a table representing the relationship of signals;
Signal processing means for generating a PWM signal based on the generated voltage command signal and supplying the PWM signal to an inverter is provided.
The first calculation means includes
Low-speed rotation angle deriving means for deriving a rotation angle that changes with a coarse step size based on the phase of the position signal when the rotation speed of the permanent magnet motor is low;
A high-speed system that derives the rotation angle based on the phase of the position signal when the rotation speed of the permanent magnet motor is high, and performs interpolation on the derived rotation angle to derive a rotation angle that changes with a fine step size. Hour rotation angle deriving means.
[0013]
In the control apparatus for a permanent magnet motor of the present invention, data serving as a basis for deriving the rotation angle of the motor is switched between when the rotation speed of the permanent magnet motor is low and when the rotation speed is high.
That is, at a low speed, the phase of the position signal is converted into a rotation angle in a one-to-one correspondence relationship, and a rotation angle whose level changes with a coarser step size than at a high speed is derived. On the other hand, at the time of high speed, the phase of the position signal is converted into a rotation angle in a one-to-one correspondence relationship, and the rotation angle obtained by this is interpolated so that the step size is smaller than that at low speed. The rotation angle at which the level changes is derived.
The rotation angle derived in this way is subjected to a calculation using a common sine wave function or table by the second calculation means regardless of whether the rotation angle is low or high, and the voltage command signal Is created. Accordingly, there is no change in the operation of the second computing means during the switching process between the low speed and the high speed.
Furthermore, the voltage command signal created in this way is subjected to common signal processing by the signal processing means regardless of whether it is at low speed or at high speed, and a PWM signal is created, which is sent to the inverter. Supplied. Accordingly, there is no change in the operation of the signal processing means during the switching process between the low speed and the high speed.
As a result, the control is smoothly switched between the low speed and the high speed.
[0014]
Note that at low speeds, the position signal switching cycle is long, and the rotation angle derived based on the signal changes in level with a coarse step size. Therefore, at low speeds, the rotation angle that changes sinusoidally by interpolation is assumed. When derived, the change in the rotation angle involves a large error. Therefore, when a voltage command signal is generated based on a rotation angle with such a large error and PWM control is performed, the control accuracy is rather low. On the other hand, in the present invention, the voltage command signal is generated from the rotation angle that changes, for example, in a rectangular wave shape, by the second calculation means without performing interpolation on the rotation angle derived at low speed. There is no decrease in control accuracy due to the error. On the other hand, at high speeds, the position signal switching cycle is short, and the rotation angle derived based on the signal changes in level with a fine step size. For example, when a rotation angle that changes sinusoidally is derived by interpolation, High accuracy is obtained in the rotation angle, and thus high control accuracy is realized.
[0015]
Specifically, the second calculation means has a voltage command signal V *, a voltage amplitude command Va, a rotation angle of the permanent magnet motor θ, a predetermined advance angle of zero or more and ψ, and a sine of the following formula 2. A wave function is specified.
[Expression 2]
V * = Va · cos (θ + ψ)
[0016]
According to the specific configuration, by giving a predetermined advance angle ψ, the phase (voltage phase) of the voltage command signal is advanced, and the current supplied to the winding and the induced voltage generated in the winding The phase difference can be made zero, thereby maximizing the motor torque.
[0017]
Here, the voltage amplitude command Va is created based on the deviation between the detected rotational speed and the target rotational speed. Thus, the voltage amplitude command Va been created in order to follow the rotational speed of the permanent magnet motor to a target rotational speed, the rotational speed of the permanent magnet motor is controlled.
[0018]
【The invention's effect】
According to the control device for a permanent magnet motor according to the present invention, since a common control method is adopted at low speed and high speed, there is no need to configure different control circuits at low speed and high speed as in the prior art. As a result, the apparatus can be simplified and the control can be switched smoothly. Further, since the relationship between the rotation angle of the permanent magnet motor and the voltage command signal is defined by a sine wave function or table, the phase of the voltage command signal can be advanced by an arbitrary phase difference in this relationship. The generated torque can be maximized.
[0019]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be specifically described with reference to the drawings.
FIG. 1 shows the entire configuration of a control device for a permanent magnet motor according to the present invention. AC power obtained from a commercial power source (4) is once converted into DC power by a rectifier circuit (5). The inverter (6) converts the AC power into AC power, which is supplied to the permanent magnet motor (2) to drive the motor.
In the permanent magnet motor (2), position sensors (3) consisting of Hall elements are arranged at three locations with a phase difference of 120 degrees on the circumference around the rotation axis. (3) Three position signals (Hu, Hv, Hw) obtained from (3) and (3) are supplied to the PWM control circuit (1), and the inverter (6) is controlled by the PWM control circuit (1). Yes.
[0020]
FIG. 3A shows the waveforms of voltages (Eu, Ev, Ew) induced in the three-phase winding of the permanent magnet motor, and each voltage waveform changes in a sine wave shape with 360 degrees as one cycle. The three voltage waveforms have a phase difference of 120 degrees from each other.
FIG. 5B shows the waveforms of three position signals (Hu, Hv, Hw) obtained from the three position sensors. Each position signal is a rectangular wave that switches between high and low with 360 degrees as one cycle, and the three position signals have a phase difference of 120 degrees.
[0021]
FIG. 2 shows a specific configuration of the PWM control circuit (1).
The three position signals (Hu, Hv, Hw) obtained from the position sensors (3), (3) and (3) are supplied to the position calculation circuit (13) and also to the rotation speed detection circuit (14). The In the rotation speed detection circuit (14), the rotation speed of the motor is detected based on the three position signals (Hu, Hv, Hw), and the result is a phase control that constitutes the sine wave / rectangular wave drive control circuit (12). It is supplied to the circuit (12a), the position calculation circuit (13), and the mode switching control circuit (15).
In the mode switching control circuit (15), it is determined whether the rotation speed ω supplied from the rotation speed detection circuit (14) is a low speed mode where the rotation speed ω is less than a predetermined threshold value or whether the rotation speed ω exceeds a predetermined threshold value. Judgment is made, and the judgment result is supplied to the position calculation circuit (13).
[0022]
In the position calculation circuit (13), in the low speed mode, the rotational angle θ of the motor is calculated from the phases of the three position signals (Hu, Hv, Hw). For example, Table 1 below shows the relationship between the rotation angle θ and the combination of high (“1”) and low (“0”) of three position signals (Hu, Hv, Hw) obtained with the rotation of the motor. Based on this table, the rotation angle θ of the motor corresponding to the phases of the three position signals (Hu, Hv, Hw) can be derived. As a result, a rotation angle θ that changes in a rectangular wave shape with a step of 60 ° is obtained.
[0023]
[Table 1]

[0024]
In the high speed mode, similarly to the low speed mode, the rotation angle of the motor is derived from the phases of the three position signals (Hu, Hv, Hw), and the rotation angle θ is interpolated based on the sine wave to obtain 60 A rotation angle θ that changes sinusoidally at a step size sufficiently smaller than ° (for example, 1 °) is calculated. The rotation speed ω obtained from the rotation speed detection circuit (14) shown in FIG. 2 is used for the interpolation process.
At a low speed mode or the high speed mode, the rotation angle θ calculated as before mentioned, it is fed to the phase control circuit (12a).
[0025]
The rotational speed ω obtained from the rotational speed detection circuit (14) is supplied to the rotational speed control circuit (11), and the rotational speed control circuit (11) is based on a deviation from the target value ω * of the motor rotational speed. A voltage amplitude command Va is created.
The voltage amplitude command Va is supplied to the phase control circuit (12a). In the phase control circuit (12a), the voltage amplitude command Va obtained from the rotation speed control circuit (11) and the position calculation circuit (13) are supplied. Based on the rotation angle θ, the voltage command signal Vu * for the U phase of the permanent magnet motor is calculated from the following equation (3).
[0026]
[Equation 3]
Vu * = Va · cos (θ + ψ)
Note that ψ is a phase advance angle, and is set to an appropriate value of zero or more in accordance with the rotational speed ω obtained from the rotational speed detection circuit (14).
[0027]
As a result, in the low speed mode, a voltage command signal Vu * that changes in a rectangular wave shape with a coarse step size of 60 ° is obtained as shown in FIG. On the other hand, in the high speed mode, as shown in FIG. 4C, a voltage command signal Vu * changing in a sine wave shape with a fine step width is obtained.
Then, by giving a phase difference of 120 ° to the U-phase voltage command signal Vu *, a V-phase voltage command signal V v * is generated, and further, with respect to the V-phase voltage command signal Vv *. By giving a phase difference of 120 °, a W-phase voltage command signal Vw * is created.
[0028]
The three-phase voltage command signals (Vu *, Vv *, Vw *) calculated in this way are used as the PWM signal generation circuit (12b) constituting the sine wave / rectangular wave drive control circuit (12) shown in FIG. To generate PWM signals for the U phase, the V phase, and the W phase.
That is, in the low-speed mode, as shown in FIG. 3C, the U-phase voltage command signal Vu * is compared with a predetermined carrier wave (triangular wave), and based on the comparison result, shown in FIG. A U-phase drive signal (PWM signal) is created. Similarly, the V-phase voltage command signal Vv * and a predetermined carrier wave are compared to create a V-phase drive signal, the W-phase voltage command signal Vw * and the predetermined carrier wave are compared, and W A phase drive signal is created. Similarly, in the high-speed mode, as shown in FIG. 4C, the U-phase voltage command signal Vu * is compared with a predetermined carrier wave (triangular wave), and the result shown in FIG. A U-phase drive signal (PWM signal) is created. Similarly, the V-phase voltage command signal Vv * and a predetermined carrier wave are compared to create a V-phase drive signal, the W-phase voltage command signal Vw * and the predetermined carrier wave are compared, and W A phase drive signal is created.
[0029]
The U-phase, V-phase, and W-phase PWM signals created in this way are supplied to the inverter (6) as shown in FIG. 1, and the inverter (6) is PWM-controlled. As a result, the permanent magnet motor (2) is driven based on the rectangular wave-shaped voltage command signal generated from the outputs of the three position sensors in the low speed mode, while it is driven from the outputs of the three position sensors in the high speed mode. It is driven based on the created sinusoidal voltage command signal.
[0030]
In the above-described permanent magnet motor control device, a low-speed mode control, that is, a rectangular wave shape whose level changes with a coarse step size (60 °) based on the phase difference between the three position signals (Hu, Hv, Hw). The rotation angle θ is derived, the voltage command signal is generated based on the rotation angle θ , and the high-speed mode control, that is, the rotation angle based on the phase difference between the three position signals (Hu, Hv, Hw). In addition, the rotation angle is interpolated to derive a sinusoidal rotation angle whose level changes with a small step size (for example, 1 °), and a voltage command signal is generated based on the rotation angle θ. Is switched according to the rotational speed of the permanent magnet motor (2). In any mode, the phase control circuit (12a) of the sine wave / rectangular wave drive control circuit (12) is expressed by the above equation (3). Perform operations using a common sine wave function to Since performing an operation to create a decree signal, change in the operation due to the switching between the low-speed mode and the high-speed mode is not.
[0031]
In addition, the PWM signal generation circuit (12b) of the sine wave / rectangular wave drive control circuit (12) generates an PWM signal from the voltage command signal and supplies it to the inverter in any mode. There is no change in operation with switching between and fast mode.
[0032]
Therefore, like the conventional inverter control circuit (7) shown in FIG. 7, two switching signal generation circuits (73) and (74) and two rotation speed control circuits (71) and (72) are provided so as to operate at low speed and high speed. Compared with the method of switching the circuit system, not only the configuration is simplified, but also the control is smoothly switched between the low speed and the high speed.
[0033]
Further, in the phase control circuit (12a) of the sine wave / rectangular wave drive control circuit (12) shown in FIG. 2, the phase advance angle ψ defined in the sine wave function of Equation 3 is set according to the rotational speed ω. By setting it to an appropriate value, it is possible to set the phase difference between the current passed through the winding of the permanent magnet motor (2) and the induced voltage generated in the winding to zero, and thus the motor Torque can be maximized.
[0034]
In addition, each part structure of this invention is not restricted to the said embodiment, A various deformation | transformation is possible within the technical scope as described in a claim.
For example, in the above embodiment, the permanent magnet motor (2) is provided with the three position sensors (3), (3) and (3). However, any number of position sensors may be provided regardless of this. Is possible. When two position sensors are provided in the permanent magnet motor (2), a rotation angle θ that changes in a rectangular wave shape with an increment of 90 ° is obtained.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing the overall configuration of a control device for a permanent magnet motor according to the present invention.
FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of a PWM control circuit constituting the control device.
FIG. 3 is a waveform diagram of various signals created at a low speed in the PWM control circuit.
FIG. 4 is a waveform diagram of various signals created at high speed in the PWM control circuit.
FIG. 5 is a diagram showing a structure of a permanent magnet motor.
FIG. 6 is a block diagram showing an overall configuration of a conventional permanent magnet motor control device.
FIG. 7 is a block diagram showing a conventional inverter control circuit.
[Explanation of symbols]
(1) PWM control circuit
(2) Permanent magnet motor
(3) Position sensor
(4) Commercial power supply
(5) Rectifier circuit
(6) Inverter
(11) Speed control circuit
(12) Sine wave / rectangular wave drive control circuit
(12a) Phase control circuit
(12b) PWM signal generation circuit
(13) Position calculation circuit
(14) Speed detection circuit
(15) Mode switching control circuit

Claims

Based on an inverter that supplies AC power to the permanent magnet motor, a position sensor that outputs a position signal composed of a rectangular wave having a fixed phase relationship with the rotation angle of the permanent magnet motor, and a position signal obtained from the position sensor In the control device for a permanent magnet motor comprising a PWM control circuit for controlling the inverter, the PWM control circuit comprises:
Speed detecting means for detecting the rotational speed of the permanent magnet motor based on the position signal;
First calculation means for deriving a rotation angle of the permanent magnet motor based on the position signal;
Regardless of whether the permanent magnet motor is rotating at low speed or high speed, the sinusoidal function representing the change of the voltage command signal with the rotation angle of the permanent magnet motor as a variable, or the rotation angle and voltage command of the permanent magnet motor Second calculation means for generating a voltage command signal from the rotation angle derived by the first calculation means and a predetermined phase advance angle based on a table representing the relationship of signals;
Signal processing means for creating a PWM signal based on the generated voltage command signal and supplying the PWM signal to an inverter, the first computing means,
Low-speed rotation angle deriving means for deriving a rotation angle that changes with a coarse step size based on the phase of the position signal when the rotation speed of the permanent magnet motor is low;
A high-speed system that derives the rotation angle based on the phase of the position signal when the rotation speed of the permanent magnet motor is high, and performs interpolation on the derived rotation angle to derive a rotation angle that changes with a fine step size. A control device for a permanent magnet motor, characterized by comprising an hour rotation angle deriving means.

The position sensors are arranged at a plurality of locations on the circumference around the rotation axis of the permanent magnet motor. The control device according to claim 1 which computes.

The second computing means generates a multi-phase voltage command signal for the multi-phase winding of the permanent magnet motor, and the signal processing means creates a multi-phase PWM signal for the multi-phase winding of the permanent magnet motor. The control device according to claim 1 or 2.

In the second calculation means, a sine wave function of Formula 1 is defined, where the voltage command signal is V *, the voltage amplitude command is Va, the rotation angle of the permanent magnet motor is θ, and a predetermined phase advance angle of zero or more is ψ. The control device according to any one of claims 1 to 3.

5. The control device according to claim 4, further comprising speed control means for creating a voltage amplitude command Va based on a deviation between the detected rotational speed and the target rotational speed.