JP2007267547A - Motor controller - Google Patents

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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a motor controller in which processing and arrangement for sensorless driving are simplified. <P>SOLUTION: The motor controller 5 drives an electric motor 3 comprising a rotor and stator winding for a U phase, a V phase and a W phase. A high frequency voltage generating section 30 generates a voltage command for applying a voltage vector rotating with a predetermined period while holding a constant magnitude. A counter 26 performs count operation in synchronism with application of that voltage vector. Output from the counter 26 represents the phase of the voltage vector. A rotor angle estimating section 25 outputs the count of the counter 26 when a current supplied from a current detection circuit 19 through a high frequency response extracting section 24 takes the maximal value, as information representative of the phase angle of the rotor. <P>COPYRIGHT: (C)2008,JPO&INPIT

Description

この発明は、ブラシレスモータをセンサレス駆動するためのモータ制御装置に関する。ブラシレスモータは、たとえば、電動パワーステアリング装置における操舵補助力の発生源として利用される。   The present invention relates to a motor control device for sensorless driving of a brushless motor. The brushless motor is used, for example, as a source for generating a steering assist force in an electric power steering apparatus.

ブラシレスＤＣモータを駆動制御するためのモータ制御装置は、一般に、ロータの回転位置を検出するための位置センサの出力に応じてモータ電流の供給を制御するように構成されている。しかし、位置センサの耐環境性が問題となるうえ、高価な位置センサおよびこれに関連する配線がコストの削減を阻害し、かつ、小型化を阻害している。そこで、位置センサを用いることなくブラシレスＤＣモータを駆動するセンサレス駆動方式が提案されている。センサレス駆動方式は、ロータの回転に伴う誘起電圧を推定することによって、磁極の位相（ロータの電気角）を推定する方式である。   A motor control device for driving and controlling a brushless DC motor is generally configured to control the supply of motor current according to the output of a position sensor for detecting the rotational position of the rotor. However, the environmental resistance of the position sensor becomes a problem, and the expensive position sensor and the wiring associated therewith hinder the cost reduction and the size reduction. Therefore, a sensorless driving method for driving a brushless DC motor without using a position sensor has been proposed. The sensorless driving method is a method for estimating the phase of the magnetic pole (electrical angle of the rotor) by estimating the induced voltage accompanying the rotation of the rotor.

ロータ停止時および極低速回転時には、誘起電圧を推定できないので、別の方式で磁極の位相が推定される。具体的には、図２(a)に示すように、ロータ５０の回転中心を原点とする固定座標であるαβ座標の原点まわりにロータ５０の回転方向に沿って回転する高周波電圧ベクトル（大きさは一定）が形成されるように、高周波探査電圧がＵ，Ｖ，Ｗ相のステータ巻線５１，５２，５３に印加される。高周波電圧ベクトルは、ロータ５０の回転速度に対して十分に高速に回転する電圧ベクトルである。この高周波電圧ベクトルの印加に伴って、Ｕ，Ｖ，Ｗ相のステータ巻線５１，５２，５３に電流が流れる。この三相の電流の大きさおよび方向をαβ座標上で表した電流ベクトルは、原点まわりに回転することになる。   Since the induced voltage cannot be estimated when the rotor is stopped and when rotating at a very low speed, the phase of the magnetic pole is estimated by another method. Specifically, as shown in FIG. 2 (a), a high-frequency voltage vector (magnitude) that rotates around the origin of the αβ coordinate, which is a fixed coordinate with the rotation center of the rotor 50 as the origin, along the rotation direction of the rotor 50. Is applied to the U, V, and W phase stator windings 51, 52, and 53. The high-frequency voltage vector is a voltage vector that rotates at a sufficiently high speed with respect to the rotational speed of the rotor 50. Along with the application of the high-frequency voltage vector, current flows through the U, V, and W-phase stator windings 51, 52, and 53. A current vector representing the magnitude and direction of the three-phase current on the αβ coordinate rotates around the origin.

ロータ５０のインダクタンスは、磁束方向に沿う磁極軸であるｄ軸と、これに直交するｑ軸（トルク方向に沿う軸）とで異なる値をとる。そのため、電流ベクトルの大きさは、ｄ軸に近い方向の場合に大きく、ｑ軸に近い方向の場合に小さくなる。その結果、図２(b)に示すように、電流ベクトルの終点は、αβ座標上において、ロータ５０のｄ軸方向を長軸とする楕円形の軌跡５５を描く。   The inductance of the rotor 50 takes different values for the d-axis, which is the magnetic pole axis along the magnetic flux direction, and the q-axis (axis along the torque direction) orthogonal thereto. For this reason, the magnitude of the current vector is large in the direction close to the d-axis, and is small in the direction close to the q-axis. As a result, as shown in FIG. 2B, the end point of the current vector draws an elliptical locus 55 having the major axis in the d-axis direction of the rotor 50 on the αβ coordinates.

したがって、電流ベクトルの大きさは、ロータ５０のＮ極方向およびＳ極方向において極大値を有する。すなわち、図３(a)に示すように、電流ベクトルの１周期において、その大きさは、２つの極大値を有する。この場合、電圧ベクトルの大きさが十分に大きければ、ステータの磁気飽和の影響により、ロータ５０のＮ極側の方がＳ極側よりもインダクタンスが小さくなり、Ｎ極方向の電流ベクトルの大きさが最大値をとることになる（曲線Ｌ１参照）。   Therefore, the magnitude of the current vector has a maximum value in the N-pole direction and the S-pole direction of the rotor 50. That is, as shown in FIG. 3A, the magnitude of the current vector has two local maximum values in one cycle. In this case, if the magnitude of the voltage vector is sufficiently large, the inductance of the N pole side of the rotor 50 becomes smaller than that of the S pole side due to the influence of the magnetic saturation of the stator, and the magnitude of the current vector in the N pole direction. Takes the maximum value (see curve L1).

そこで、十分に大きな高周波電圧ベクトルを印加してＮ極に対応した電流ベクトルの極大を特定しておき、その後は、大きさを小さくした高周波電圧ベクトルを印加し、電流ベクトルの極大値に基づいて、ロータ５０の位相を推定することができる。より具体的には、大きさが最大値をとるときの電流ベクトルのα軸成分Ｉαおよびβ軸成分Ｉβにより、ロータ５０の位相角（電気角）θは、θ＝Ｔan-1（Ｉβ／Ｉα）として求められる。
特開２００４−３４３９６３号公報 陳 志謙他、「外乱オブザーバと速度適応同定による円筒型ブラシレスＤＣモータの位置・速度センサレス制御」、電気学会論文誌 Ｄ，１１８巻７／８号、平成１０年 Therefore, a sufficiently large high-frequency voltage vector is applied to specify the maximum of the current vector corresponding to the N pole, and thereafter, a high-frequency voltage vector having a reduced size is applied, based on the maximum value of the current vector. The phase of the rotor 50 can be estimated. More specifically, the phase angle (electrical angle) θ of the rotor 50 becomes θ = Tan −1 (I by the α-axis component I α and the β-axis component I β of the current vector at the maximum value. β / I α ).
JP 2004-343963 A Chen Zhen et al., “Position / Velocity Sensorless Control of Cylindrical Brushless DC Motor Using Disturbance Observer and Velocity Adaptive Identification”, IEEJ Transactions D, 118, 7/8, 1998

しかし、電流ベクトルのα軸成分Ｉαおよびβ軸成分Ｉβを求めるにはコンピュータに複雑な演算処理を行わせる必要があり、さらに、電流成分Ｉα，Ｉβを用いて正接の逆関数を求めるためには、正接の逆関数を記憶した参照テーブルを準備しておく必要がある。そのため、処理装置に対する演算負荷が大きく、また、参照テーブルを記憶するためのメモリを備えることによりコストが嵩むという問題がある。 However, in order to obtain the α-axis component I α and β-axis component I β of the current vector, it is necessary to cause the computer to perform complex arithmetic processing. Further, the inverse function of the tangent is calculated using the current components I α and I β. In order to obtain it, it is necessary to prepare a reference table that stores the inverse function of the tangent. For this reason, there is a problem that the calculation load on the processing apparatus is large, and the cost increases due to the provision of a memory for storing the reference table.

そこで、この発明の目的は、センサレス駆動のための処理および構成を簡単にすることができるモータ制御装置を提供することである。   Accordingly, an object of the present invention is to provide a motor control device that can simplify the processing and configuration for sensorless driving.

上記の目的を達成するための請求項１記載の発明は、界磁としてのロータ（５０）ならびにＵ相、Ｖ相およびＷ相のステータ巻線（５１，５２，５３）を備えた電動モータ（３）を駆動するためのモータ制御装置（５）であって、前記Ｕ相、Ｖ相およびＷ相のステータ巻線にそれぞれ印加される電圧により表される電圧ベクトルが、その大きさを一定に保持して所定周期で回転するように、前記ステータ巻線に探査電圧を印加する探査電圧印加手段（３０）と、この探査電圧印加手段によって探査電圧を印加している期間中に、前記電動モータに流れる電流を検出する電流検出手段（１９，２４）と、前記探査電圧印加手段による探査電圧の印加と同期して計数動作を行い、前記電圧ベクトルの位相を表す計数値を生成する計数手段（２６）と、前記電流検出手段が検出する電流ベクトルの極大値となるときの前記計数手段の計数値を、前記ロータの回転角（位相角、電気角）を表す回転角情報として出力する回転角情報出力手段（２５）とを含むことを特徴とするモータ制御装置である。なお、括弧内の英数字は後述の実施形態における対応構成要素等を表す。以下、この項において同じ。   In order to achieve the above object, an invention according to claim 1 is directed to an electric motor comprising a rotor (50) as a field magnet and U-phase, V-phase and W-phase stator windings (51, 52, 53). 3) A motor control device (5) for driving, wherein the voltage vectors represented by the voltages applied to the U-phase, V-phase and W-phase stator windings have a constant magnitude. A search voltage application means (30) for applying a search voltage to the stator winding so as to hold and rotate at a predetermined period, and the electric motor during a period in which the search voltage is applied by the search voltage application means Current detecting means (19, 24) for detecting a current flowing through the counter, and a counting means for generating a count value representing the phase of the voltage vector by performing a counting operation in synchronization with the application of the search voltage by the search voltage applying means. 26) Rotation angle information output means for outputting the count value of the counting means when the current vector detected by the current detection means reaches the maximum value as rotation angle information representing the rotation angle (phase angle, electrical angle) of the rotor. (25). A motor control device comprising: The alphanumeric characters in parentheses indicate corresponding components in the embodiments described later. The same applies hereinafter.

ロータの極軸方向（ｄ軸方向）のインダクタンスと、これに直交する方向（ｑ軸方向）のインダクタンスとの相異のために、大きさが一定の電圧ベクトルの回転に伴って、電動モータに流れる電流（電流ベクトルの大きさ）に変化が生じる。具体的には、電流ベクトルは、ロータの極位置（Ｎ極，Ｓ極）に沿う方向のときに、その大きさが極大値をとる。そこで、探査電圧の印加と同期して、すなわち、電圧ベクトルの回転と同期して、計数手段による計数動作を行わせ、電流ベクトルが極大値となるときの計数値がロータの回転角情報として出力される。   Due to the difference between the inductance in the polar axis direction (d-axis direction) of the rotor and the inductance in the direction orthogonal to this (q-axis direction), the electric motor is driven by the rotation of the voltage vector having a constant magnitude. A change occurs in the flowing current (the magnitude of the current vector). Specifically, the magnitude of the current vector has a maximum value when the current vector is in a direction along the pole position (N pole, S pole) of the rotor. Therefore, in synchronization with the application of the exploration voltage, that is, in synchronization with the rotation of the voltage vector, the counting means performs the counting operation, and the count value when the current vector reaches the maximum value is output as the rotation angle information of the rotor. Is done.

こうして、複雑な演算処理や、正接の逆関数を求めるための参照テーブルなどを要することなく、ロータの回転角をセンサレスで推定できる。
前記探査電圧印加手段は、前記ロータが回転停止または極低速回転（たとえば、２５０ｒｐｍ以下）しているときに、探査電圧をステータ巻線に印加するものであることが好ましい。また、前記探査電圧印加手段は、前記電圧ベクトルがロータの回転よりも速く（好ましくは、２０倍以上の速さで）回転するように探査電圧を印加するものであることが好ましい。 In this way, the rotation angle of the rotor can be estimated without a sensor without requiring a complicated calculation process or a reference table for obtaining a tangent inverse function.
The exploration voltage applying means preferably applies the exploration voltage to the stator winding when the rotor stops rotating or rotates at an extremely low speed (for example, 250 rpm or less). The exploration voltage applying means preferably applies the exploration voltage so that the voltage vector rotates faster (preferably at a speed of 20 times or more) than the rotation of the rotor.

前記計数手段は、前記電圧ベクトルの回転周期Ｔをｎ等分する周期Ｔ／ｎで計数動作を行うものであってもよい。この場合、３６０度／ｎの分解能でロータの回転角を推定できる。また、前記計数手段は、電圧ベクトルが所定位相（たとえば０度）のときに初期化されて計数動作を開始するものであってもよい。この場合、前記計数手段は、当該所定位相からの経過時間を計時することになる。   The counting means may perform a counting operation at a period T / n that divides the rotation period T of the voltage vector into n equal parts. In this case, the rotation angle of the rotor can be estimated with a resolution of 360 degrees / n. The counting means may be initialized when the voltage vector is at a predetermined phase (for example, 0 degrees) to start the counting operation. In this case, the counting means measures the elapsed time from the predetermined phase.

前記電流検出手段は、ｄ軸電流およびｑ軸電流からノルムを演算することにより電流の大きさを求める手段を含んでいてもよい。
前記モータ制御装置は、前記回転角情報出力手段が出力する回転角情報に基づいて、前記ロータを回転させるために前記ステータ巻線に印加する制御信号を生成する回転制御信号生成手段（１０，１３，１４，１５，１６，１７，１８，２０）をさらに含むことが好ましい。 The current detection means may include means for obtaining a current magnitude by calculating a norm from the d-axis current and the q-axis current.
The motor control device generates rotation control signal generation means (10, 13) for generating a control signal to be applied to the stator winding for rotating the rotor based on the rotation angle information output by the rotation angle information output means. , 14, 15, 16, 17, 18, 20).

以下では、この発明の実施の形態を、添付図面を参照して詳細に説明する。
図１は、この発明の一実施形態に係るモータ制御装置を適用した電動パワーステアリング装置の電気的構成を説明するためのブロック図である。この電動パワーステアリング装置は、車両のステアリングホイールに加えられる操舵トルクを検出するトルクセンサ１と、車両の舵取り機構２に操舵補助力を与える電動モータ３と、この電動モータ３を駆動制御するモータ制御装置５とを備えている。モータ制御装置５は、トルクセンサ１が検出する操舵トルクに応じて電動モータ３を駆動することによって、操舵状況に応じた適切な操舵補助を実現する。電動モータ３は、この実施形態では、三相ブラシレスＤＣモータであり、図２(a)に示すように、界磁としてのロータ５０と、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相のステータ巻線５１，５２，５３とを備えている。電動モータ３は、ロータの外部にステータを配置したインナーロータ型のものであってもよいし、筒状のロータの内部にステータを配置したアウターロータ型のものであってもよい。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
FIG. 1 is a block diagram for explaining an electrical configuration of an electric power steering apparatus to which a motor control apparatus according to an embodiment of the present invention is applied. The electric power steering apparatus includes a torque sensor 1 that detects a steering torque applied to a steering wheel of a vehicle, an electric motor 3 that applies a steering assist force to a steering mechanism 2 of the vehicle, and a motor control that drives and controls the electric motor 3. And a device 5. The motor control device 5 drives the electric motor 3 according to the steering torque detected by the torque sensor 1, thereby realizing appropriate steering assistance according to the steering situation. In this embodiment, the electric motor 3 is a three-phase brushless DC motor, and as shown in FIG. 2 (a), a rotor 50 as a field, and stator windings 51 of U phase, V phase and W phase, 52, 53. The electric motor 3 may be an inner rotor type in which a stator is arranged outside the rotor, or may be an outer rotor type in which a stator is arranged inside a cylindrical rotor.

モータ制御装置５は、ｄ軸電流指令値生成部１１と、ｑ軸電流指令値生成部１２と、ｄ軸ＰＩ（比例積分）制御部１３と、ｑ軸ＰＩ制御部１４と、ｄ軸指示電圧生成部１５と、ｑ軸指示電圧生成部１６と、ｄ軸指示電圧およびｑ軸指示電圧を座標変換する座標変換部１７と、ＰＷＭ制御部１０と、駆動回路（インバータ回路）１８と、電流検出手段としての電流検出回路１９と、電流検出回路１９の出力を座標変換する座標変換部２０とを備えている。   The motor control device 5 includes a d-axis current command value generation unit 11, a q-axis current command value generation unit 12, a d-axis PI (proportional integration) control unit 13, a q-axis PI control unit 14, and a d-axis command voltage. Generation unit 15, q-axis command voltage generation unit 16, coordinate conversion unit 17 that performs coordinate conversion of d-axis command voltage and q-axis command voltage, PWM control unit 10, drive circuit (inverter circuit) 18, and current detection A current detection circuit 19 as a means and a coordinate conversion unit 20 that performs coordinate conversion of the output of the current detection circuit 19 are provided.

ｄ軸電流指令値生成部１１は、電動モータ３のロータ磁極方向に沿うｄ軸電流成分の指示値を生成する。同様に、ｑ軸電流指令値生成部１２は、ｄ軸に直交するｑ軸（ただし、ｄｑ座標平面はロータ５０の回転方向に沿う平面である。）電流成分の指示値を生成する。電動モータ３のＵ相、Ｖ相およびＷ相に与えるべき電流（正弦波電流）の振幅を表す電流指令値Ｉ*を用いると、ｄ軸電流指令値Ｉd *およびｑ軸電流指令値Ｉq *は、次式(1)(2)のように表される。 The d-axis current command value generation unit 11 generates an instruction value for the d-axis current component along the rotor magnetic pole direction of the electric motor 3. Similarly, the q-axis current command value generation unit 12 generates a q-axis orthogonal value to the d-axis (however, the dq coordinate plane is a plane along the rotation direction of the rotor 50) current component indication value. When the current command value I * representing the amplitude of the current (sine wave current) to be applied to the U phase, V phase and W phase of the electric motor 3 is used, the d axis current command value I d * and the q axis current command value I q * Is expressed by the following equations (1) and (2).

Figure 2007267547
Figure 2007267547

したがって、ｄ軸電流指令値生成部１１は定数「０」を生成し、ｑ軸電流指令値生成部１２は操舵トルクに応じたｑ軸電流指令値Ｉq *を生成するように構成されている。より具体的には、ｑ軸電流指令値生成部１２は、操舵トルクに対応したｑ軸電流指令値Ｉq *を記憶したマップ（テーブル）によって構成されてもよい。
電流検出回路１９は、たとえば、電動モータ３のＵ相電流ＩUおよびＶ相電流ＩVを検出する。その検出値は、座標変換部２０に与えられる。座標変換部２０は、次式(3)(4)に従って、Ｕ相電流ＩUおよびＶ相電流ＩVを、ｄｑ座標上での電流成分、すなわち、ｄ軸電流Ｉdおよびｑ軸電流Ｉqに変換する。 Accordingly, the d-axis current command value generation unit 11 generates a constant “0”, and the q-axis current command value generation unit 12 is configured to generate a q-axis current command value I q * corresponding to the steering torque. . More specifically, the q-axis current command value generation unit 12 may be configured by a map (table) that stores a q-axis current command value I q * corresponding to the steering torque.
The current detection circuit 19 detects, for example, the U-phase current I U and the V-phase current I V of the electric motor 3. The detected value is given to the coordinate conversion unit 20. The coordinate conversion unit 20 converts the U-phase current I U and the V-phase current I V into current components on the dq coordinates, that is, the d-axis current I d and the q-axis current I q according to the following expressions (3) and (4). Convert to

Figure 2007267547
Figure 2007267547

モータ制御装置５は、ｄ軸電流指令値Ｉd *に対するｄ軸電流Ｉdの偏差を演算するｄ軸電流偏差演算部２１と、ｑ軸電流指令値Ｉq *に対するｑ軸電流Ｉqの偏差を演算するｑ軸電流偏差演算部２２とを備えている。これらが出力する偏差がそれぞれｄ軸ＰＩ制御部１３およびｑ軸ＰＩ制御部１４に与えられてＰＩ演算処理を受ける。そして、これらの演算結果に応じて、ｄ軸指示電圧生成部１５およびｑ軸指示電圧生成部１６によって、ｄ軸指示電圧Ｖd *およびｑ軸指示電圧Ｖq *が生成されて、座標変換部１７に与えられる。座標変換部１７は、次式(5)(6)(7)に従って、ｄ軸指示電圧Ｖd *およびｑ軸指示電圧Ｖq *をＵ相、Ｖ相およびＷ相の電圧指令値ＶU *，ＶV *，ＶW *に変換する。 The motor control device 5 includes a d-axis current deviation calculation unit 21 that calculates a deviation of the d-axis current I d from the d-axis current command value I d *, and a deviation of the q-axis current I q from the q-axis current command value I q * . And a q-axis current deviation calculating unit 22. Deviations output by these are respectively given to the d-axis PI control unit 13 and the q-axis PI control unit 14 and subjected to PI calculation processing. Then, in accordance with these calculation results, the d-axis command voltage generator 15 and the q-axis command voltage generator 16 generate the d-axis command voltage V d * and the q-axis command voltage V q * , and the coordinate converter 17 is given. The coordinate conversion unit 17 converts the d-axis command voltage V d * and the q-axis command voltage V q * into the U-phase, V-phase, and W-phase voltage command values V U * according to the following equations (5), (6), and (7) . , V V * , V W * .

Figure 2007267547
Figure 2007267547

ＰＷＭ制御部１０は、三相の電圧指令値ＶU *，ＶV *，ＶW *に応じて制御されたデューティ比の駆動信号を生成して駆動回路１８に与える。これにより、電動モータ３の各相には、電圧指令値ＶU *，ＶV *，ＶW *に応じたデューティ比で電圧が印加されることになる。
前記式(3)〜(7)の座標変換のためには、ロータ５０の位相角（電気角）θが必要である。そこで、モータ制御装置５は、ロータ位相角θを、位置センサを用いることなく推定するロータ角度推定部２５を備えている。このロータ角度推定部２５には、電流検出回路１９の出力が、高周波応答抽出部２４を介して与えられている。高周波応答抽出部２４は、たとえば、ハイパスフィルタである。 The PWM control unit 10 generates a drive signal having a duty ratio controlled according to the three-phase voltage command values V U * , V V * , and V W * and supplies the drive signal to the drive circuit 18. As a result, a voltage is applied to each phase of the electric motor 3 with a duty ratio corresponding to the voltage command values V U * , V V * , and V W * .
The phase angle (electrical angle) θ of the rotor 50 is necessary for the coordinate conversion of the equations (3) to (7). Therefore, the motor control device 5 includes a rotor angle estimation unit 25 that estimates the rotor phase angle θ without using a position sensor. The output of the current detection circuit 19 is given to the rotor angle estimation unit 25 via the high frequency response extraction unit 24. The high frequency response extraction unit 24 is, for example, a high pass filter.

ロータ５０の停止時および極低速回転時（２５０ｒｐｍ以下）においてロータ５０の位相角θを推定するために、モータ制御装置５には、さらに、探査電圧印加手段としての高周波電圧発生部３０が備えられている。この高周波電圧発生部３０は、電動モータ３の定格周波数に比較して十分に高い周波数（たとえば、２００Hz）の高周波正弦電圧を、探査電圧として、電動モータ３のＵ相、Ｖ相およびＷ相のステータ巻線５１，５２，５３に印加するための電圧指令値を生成し、ＰＷＭ制御部１０に与える。より具体的には、ロータ５０の回転を引き起こすことのない程度のデューティ比の高周波電圧の印加によって、Ｖ−Ｗ相通電、Ｗ−Ｕ相通電およびＵ−Ｖ相通電を順次繰り返させることにより、ロータ５０の回転中心まわりで空間的に回転する高周波電圧ベクトルを印加する。この高周波電圧ベクトルは、ロータ５０の回転中心を原点とする固定座標であるαβ座標の原点まわりに定速回転する一定の大きさの電圧ベクトルである（図２(a)参照）。   In order to estimate the phase angle θ of the rotor 50 when the rotor 50 is stopped and when rotating at an extremely low speed (250 rpm or less), the motor control device 5 is further provided with a high-frequency voltage generator 30 as exploration voltage application means. ing. The high-frequency voltage generation unit 30 uses a high-frequency sine voltage having a sufficiently high frequency (for example, 200 Hz) as compared with the rated frequency of the electric motor 3 as an exploration voltage, for the U-phase, V-phase, and W-phase of the electric motor 3. A voltage command value to be applied to the stator windings 51, 52, 53 is generated and given to the PWM control unit 10. More specifically, V-W phase energization, W-U phase energization, and U-V phase energization are sequentially repeated by applying a high-frequency voltage having a duty ratio that does not cause the rotor 50 to rotate. A high frequency voltage vector that spatially rotates around the rotation center of the rotor 50 is applied. This high-frequency voltage vector is a voltage vector having a constant magnitude that rotates at a constant speed around the origin of αβ coordinates, which are fixed coordinates with the rotation center of the rotor 50 as the origin (see FIG. 2A).

高周波電圧発生部３０は、ロータ５０の停止時および極低速回転時において、前述のような高周波電圧（探査電圧）の印加のための指令値を生成してＰＷＭ制御部１０に与える。ロータ５０の回転が十分に速くなると（たとえば、２５０ｒｐｍを超えると）、高周波電圧発生部３０は、高周波電圧指令の発生を停止する。
高周波応答抽出部２４は、ロータ５０の停止時および極低速回転時において、高周波電圧発生部３０が発生する高周波電圧の周波数に対応した周波数成分を電流検出回路１９の出力信号から抽出するフィルタ処理を実行する。また、高周波応答抽出部２４は、ロータ５０の回転が十分に速くなると（たとえば、２５０ｒｐｍを超えると）、前記フィルタ処理を行わず、電流検出回路１９の出力信号をロータ角度推定部２５へとスルーさせる。 The high frequency voltage generation unit 30 generates a command value for applying the high frequency voltage (search voltage) as described above and applies it to the PWM control unit 10 when the rotor 50 stops and rotates at a very low speed. When the rotation of the rotor 50 becomes sufficiently fast (for example, exceeding 250 rpm), the high frequency voltage generator 30 stops generating the high frequency voltage command.
The high-frequency response extraction unit 24 performs a filter process for extracting a frequency component corresponding to the frequency of the high-frequency voltage generated by the high-frequency voltage generation unit 30 from the output signal of the current detection circuit 19 when the rotor 50 is stopped and when rotating at a very low speed. Execute. Further, when the rotation of the rotor 50 becomes sufficiently fast (for example, exceeding 250 rpm), the high-frequency response extraction unit 24 does not perform the filtering process and passes the output signal of the current detection circuit 19 to the rotor angle estimation unit 25. Let

したがって、ロータ角度推定部２５は、ロータ５０の停止時および極低速回転時には、高周波応答抽出部２４によって抽出される高周波成分に基づいてロータ位相角θを推定する。また、ロータ角度推定部２５は、ロータ５０の回転が十分に速くなると、高周波応答抽出部２４によるフィルタ処理を受けていない電流検出回路１９の出力を用いることにより、ロータ５０の回転に伴ってＵ，Ｖ，Ｗ相のステータ巻線５１，５２，５３に現れる誘起電圧を推定し（たとえば、非特許文献１参照）、これに基づいて、ロータ５０の位相角θを推定する。   Therefore, the rotor angle estimation unit 25 estimates the rotor phase angle θ based on the high frequency component extracted by the high frequency response extraction unit 24 when the rotor 50 is stopped and when rotating at a very low speed. Further, when the rotation of the rotor 50 becomes sufficiently fast, the rotor angle estimation unit 25 uses the output of the current detection circuit 19 that has not been subjected to the filter processing by the high-frequency response extraction unit 24, so that U , V, and W-phase stator windings 51, 52, and 53 are estimated (see, for example, Non-Patent Document 1), and based on this, the phase angle θ of the rotor 50 is estimated.

ロータ角度推定部２５は、ロータ５０の停止時および極低速回転時において、ロータ５０の回転角を求めるために使用される計数手段としてのカウンタ２６を備えている。このカウンタ２６は、高周波電圧発生部３０の働きによって印加される高周波電圧ベクトルがα軸（Ｕ相方向に一致）に沿うとき（すなわち、高周波電圧ベクトルの位相が零のとき）に初期化されて計数動作を開始するように繰り返し動作する。カウンタ２６は、たとえば、高周波電圧の周期（高周波電圧ベクトルがロータ５０の電気角で３６０度回転するのに要する時間）Ｔをｎ等分（ｎは１周期当たりのサンプリング数。たとえばｎ＝３６０）した周期Ｔ／ｎ毎にカウントアップするもので、その出力は、高周波電圧ベクトルの位相を表す。そこで、図３に示すように、高周波応答抽出部２４の出力（電流）の極大値が検出された時点でカウンタ２６の計数値を参照すれば、この計数値はロータ５０の磁極位置（電流ベクトルの大きさが最大のときの高周波電圧ベクトルの位相角）を表す。なお、図３(a)は電流ベクトルの大きさの時間変化を表し、図３(b)は高周波電圧ベクトルのβ軸成分の時間変化を表し、図３(c)はカウンタ２６の計数値の時間変化を表している。   The rotor angle estimator 25 includes a counter 26 as counting means used to obtain the rotation angle of the rotor 50 when the rotor 50 is stopped and when rotating at a very low speed. The counter 26 is initialized when the high-frequency voltage vector applied by the function of the high-frequency voltage generating unit 30 is along the α axis (coincident with the U-phase direction) (that is, when the phase of the high-frequency voltage vector is zero). The operation is repeated to start the counting operation. For example, the counter 26 divides the period of the high-frequency voltage (the time required for the high-frequency voltage vector to rotate 360 degrees by the electrical angle of the rotor 50) T into n equal parts (n is the number of samples per period; for example, n = 360). It counts up every cycle T / n, and its output represents the phase of the high-frequency voltage vector. Therefore, as shown in FIG. 3, when the maximum value of the output (current) of the high-frequency response extraction unit 24 is detected, the count value of the counter 26 is referred to when the count value of the counter 26 is referred to. Represents the phase angle of the high-frequency voltage vector when the magnitude of is the maximum. 3A shows the time change of the magnitude of the current vector, FIG. 3B shows the time change of the β-axis component of the high frequency voltage vector, and FIG. 3C shows the count value of the counter 26. It represents time change.

図４は、ロータ５０の停止時または極低速回転時におけるロータ位相角推定動作を説明するためのフローチャートであり、高周波電圧発生部３０の働きによって印加される高周波電圧ベクトルの１周期（１回転）に対応している。高周波電圧ベクトルの印加開始（位相角零。α軸方向）と同期してカウンタ２６が初期化されて計数が開始される（ステップＳ１，Ｓ２，Ｓ３）。一方、ロータ角度推定部２５は、高周波応答抽出部２４の出力の極大値を検出し（ステップＳ４）、極大値が検出されたときのカウンタ２６の計数値をロータ位相角推定値として出力する（ステップＳ５。回転角情報出力手段）。   FIG. 4 is a flowchart for explaining the rotor phase angle estimation operation when the rotor 50 is stopped or rotating at a very low speed, and one cycle (one rotation) of the high-frequency voltage vector applied by the action of the high-frequency voltage generator 30. It corresponds to. The counter 26 is initialized in synchronization with the start of application of the high-frequency voltage vector (phase angle zero, α-axis direction), and counting is started (steps S1, S2, S3). On the other hand, the rotor angle estimation unit 25 detects the maximum value of the output of the high frequency response extraction unit 24 (step S4), and outputs the count value of the counter 26 when the maximum value is detected as the rotor phase angle estimation value ( Step S5: rotation angle information output means).

前述のとおり、電流ベクトルの大きさは、電流ベクトルの方向がロータ５０のＮ極方向およびＳ極方向に向くときに極大値をとり、高周波電圧ベクトルの大きさがステータの磁気飽和を生じるほど大きい場合には、Ｎ極方向に向くときの電流ベクトルの大きさがＳ極方向に向くときの電流ベクトルの大きさよりも大きくなる（図３(a)の曲線Ｌ１参照）。
そこで、Ｎ極位置が不明な場合には、高周波電圧発生部３０は、ステータの磁気飽和を生じさせることができる大きさの高周波電圧ベクトルを印加し、一方、ロータ角度推定部２５は、高周波電圧ベクトルの１周期中で電流ベクトルの大きさが最大値となるときのカウンタ２６の計数値に基づいてＮ極位置を判定する（Ｎ極判定動作）。すなわち、高周波電圧ベクトルの１周期に２度現れる極大値のうちのいずれがＮ極に対応した極大値であるかが特定される。その後は、高周波電圧発生部３０は、磁気飽和を生じるほどは大きくない高周波電圧ベクトルを印加し、ロータ角度推定部２５は、Ｎ極判定動作によって特定された極大値に対応する極大値の位置でカウンタ２６の計数値を参照し、その計数値をロータ角度位置として出力する（図３(a)の曲線Ｌ２参照）。 As described above, the magnitude of the current vector takes a maximum value when the direction of the current vector is directed to the N-pole direction and the S-pole direction of the rotor 50, and the magnitude of the high-frequency voltage vector is so large as to cause magnetic saturation of the stator. In this case, the magnitude of the current vector when facing the N pole direction is larger than the magnitude of the current vector when facing the S pole direction (see curve L1 in FIG. 3A).
Therefore, when the N pole position is unknown, the high-frequency voltage generator 30 applies a high-frequency voltage vector having a magnitude that can cause magnetic saturation of the stator, while the rotor angle estimator 25 The N pole position is determined based on the count value of the counter 26 when the magnitude of the current vector reaches the maximum value in one cycle of the vector (N pole determination operation). That is, it is specified which of the maximum values appearing twice in one cycle of the high-frequency voltage vector is the maximum value corresponding to the N pole. Thereafter, the high-frequency voltage generation unit 30 applies a high-frequency voltage vector that is not so large as to cause magnetic saturation, and the rotor angle estimation unit 25 is at the position of the maximum value corresponding to the maximum value specified by the N-pole determination operation. With reference to the count value of the counter 26, the count value is output as the rotor angular position (see the curve L2 in FIG. 3A).

以上、この発明の一実施形態について説明したが、この発明は、さらに他の形態で実施することもできる。たとえば、前述の実施形態では、ロータ角度推定部２５は、高周波応答抽出部２４の出力を参照しているが、座標変換部２０で変換した後の電流成分Ｉd，Ｉqのノルム｛Ｉd 2＋Ｉq 2｝1/2を電流ベクトルの大きさとして用い、これが極大値をとるときの高周波電圧ベクトルの位相をカウンタ２６の計数値によって求めるようにしてもよい。 As mentioned above, although one Embodiment of this invention was described, this invention can also be implemented with another form. For example, in the above-described embodiment, the rotor angle estimation unit 25 refers to the output of the high-frequency response extraction unit 24, but the norms {I d of the current components I d and I q after being converted by the coordinate conversion unit 20 2 + I q 2 } 1/2 may be used as the magnitude of the current vector, and the phase of the high-frequency voltage vector when it takes a maximum value may be obtained from the count value of the counter 26.

その他、特許請求の範囲に記載された事項の範囲で種々の設計変更を施すことが可能である。   In addition, various design changes can be made within the scope of matters described in the claims.

この発明の一実施形態に係るモータ制御装置を適用した電動パワーステアリング装置の電気的構成を説明するためのブロック図である。1 is a block diagram for explaining an electrical configuration of an electric power steering apparatus to which a motor control device according to an embodiment of the present invention is applied. FIG. 高周波電圧ベクトルおよび電流ベクトルの回転を説明するための図である。It is a figure for demonstrating rotation of a high frequency voltage vector and an electric current vector. 高周波電圧ベクトルの印加によるロータ位相角推定動作を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the rotor phase angle estimation operation | movement by application of a high frequency voltage vector. ロータ位相角推定動作を説明するためのフローチャートである。It is a flowchart for demonstrating rotor phase angle estimation operation | movement.

符号の説明Explanation of symbols

５…モータ制御装置、２６…カウンタ、５０…ロータ、５１〜５３…ステータ巻線
DESCRIPTION OF SYMBOLS 5 ... Motor control apparatus, 26 ... Counter, 50 ... Rotor, 51-53 ... Stator winding

Claims (1)

界磁としてのロータならびにＵ相、Ｖ相およびＷ相のステータ巻線を備えた電動モータを駆動するためのモータ制御装置であって、
前記Ｕ相、Ｖ相およびＷ相のステータ巻線にそれぞれ印加される電圧により表される電圧ベクトルが、その大きさを一定に保持して所定周期で回転するように、前記ステータ巻線に探査電圧を印加する探査電圧印加手段と、
この探査電圧印加手段によって探査電圧を印加している期間中に、前記電動モータに流れる電流を検出する電流検出手段と、
前記探査電圧印加手段による探査電圧の印加と同期して計数動作を行い、前記電圧ベクトルの位相を表す計数値を生成する計数手段と、
前記電流検出手段が検出する電流ベクトルの極大値となるときの前記計数手段の計数値を、前記ロータの回転角を表す回転角情報として出力する回転角情報出力手段とを含むことを特徴とするモータ制御装置。

A motor control device for driving an electric motor having a rotor as a field and U-phase, V-phase and W-phase stator windings,
The stator windings are probed so that voltage vectors represented by voltages applied to the U-phase, V-phase and W-phase stator windings respectively rotate at a predetermined period while maintaining their magnitudes constant. Exploration voltage application means for applying a voltage;
Current detection means for detecting a current flowing in the electric motor during a period in which the search voltage is applied by the search voltage application means;
Counting means for performing a counting operation in synchronization with the application of the exploration voltage by the exploration voltage application means, and generating a count value representing the phase of the voltage vector;
Rotation angle information output means for outputting, as rotation angle information representing the rotation angle of the rotor, the count value of the counting means when the current vector detected by the current detection means reaches a maximum value. Motor control device.

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Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2010213437A (en) * 2009-03-10 2010-09-24 Nissan Motor Co Ltd Controller for motor and method of estimating the state of the same
JP2010213438A (en) * 2009-03-10 2010-09-24 Nissan Motor Co Ltd Controller for motor and method of estimating the state of the same
JP2011526479A (en) * 2008-07-01 2011-10-06 シュネーデル、トウシバ、インベーター、ヨーロッパ、ソシエテ、パル、アクション、セプリフエ Method for determining inductance of permanent magnet synchronous machine
CN106655942A (en) * 2017-03-01 2017-05-10 合肥工业大学 Sensorless control method of permanent magnet synchronous motor

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6369489A (en) * 1986-07-01 1988-03-29 コナ−　ペリフエラルズ　インコ−ポレ−テツド Brushless dc motor and control of the motor
JPH04125092A (en) * 1990-09-13 1992-04-24 Hitachi Ltd Method of detecting pole position of rotor of ac motor, rotor pole position detector and ac motor controller
JP2003189673A (en) * 2001-12-11 2003-07-04 Nissan Motor Co Ltd Motor controller
JP2003219682A (en) * 2002-01-21 2003-07-31 Daikin Ind Ltd Method of detecting magnetic pole position of rotor of electric motor and device thereof

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6369489A (en) * 1986-07-01 1988-03-29 コナ−　ペリフエラルズ　インコ−ポレ−テツド Brushless dc motor and control of the motor
JPH04125092A (en) * 1990-09-13 1992-04-24 Hitachi Ltd Method of detecting pole position of rotor of ac motor, rotor pole position detector and ac motor controller
JP2003189673A (en) * 2001-12-11 2003-07-04 Nissan Motor Co Ltd Motor controller
JP2003219682A (en) * 2002-01-21 2003-07-31 Daikin Ind Ltd Method of detecting magnetic pole position of rotor of electric motor and device thereof

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2011526479A (en) * 2008-07-01 2011-10-06 シュネーデル、トウシバ、インベーター、ヨーロッパ、ソシエテ、パル、アクション、セプリフエ Method for determining inductance of permanent magnet synchronous machine
JP2010213437A (en) * 2009-03-10 2010-09-24 Nissan Motor Co Ltd Controller for motor and method of estimating the state of the same
JP2010213438A (en) * 2009-03-10 2010-09-24 Nissan Motor Co Ltd Controller for motor and method of estimating the state of the same
CN106655942A (en) * 2017-03-01 2017-05-10 合肥工业大学 Sensorless control method of permanent magnet synchronous motor

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