JP3663166B2 - Brushless motor control device - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ブラシレスモータを正逆に回転駆動するインバータを、ホール素子等の位置センサーからの位置信号に基づいてＰＷＭ制御する装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の洗濯機においては、パルスエータ駆動用のモータとしてブラシレスモータが採用されている。
図６は、従来の洗濯機に搭載されているブラシレスモータ制御装置の構成例を表わしている。商用電源(４)からの交流電力が、整流回路(５)によって一旦、直流電力に変換された後、インバータ(６)によって交流電力に変換され、該交流電力がブラシレスモータ(２)に供給されて、モータの駆動が行なわれる。
ブラシレスモータ(２)には、その回転軸を中心とする円周上に、ホール素子からなる位置センサー(３)が１２０度の位相差で３箇所に配備されており、これら３つの位置センサー(３)(３)(３)から得られる３つの位置信号(Ｈｕ，Ｈｖ、Ｈｗ)がインバータ制御回路(７)に供給され、該インバータ制御回路(７)によってインバータ(６)が制御されている。
【０００３】
ブラシレスモータの駆動方式としては、Ｕ相巻線、Ｖ相巻線及びＷ相巻線の内、２相の巻線に順次通電を行なう所謂１２０度通電方式と、正弦波状の電圧指令信号を用いたＰＷＭ制御によりＵ相巻線、Ｖ相巻線及びＷ相巻線の３相の巻線に同時に通電を行なう所謂正弦波駆動方式が知られている。
【０００４】
上記インバータ制御回路(７)は、１２０度通電方式によりモータを駆動する１２０度通電モードと正弦波駆動方式によりモータを駆動する正弦波駆動モードとの間で切換え設定が可能であって、図７は、該インバータ制御回路(７)の具体的な構成を表わしている。
該インバータ制御回路(７)は、１２０度通電用回転数制御回路(71)と正弦波駆動用回転数制御回路(72)とを具えており、これらの回路(71)(72)には、前記３つの位置センサーから得られる位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)に基づいてモータの回転数を検出する回転数検出回路(79)が接続されている。
又、１２０度通電用回転数制御回路(71)及び正弦波駆動用回転数制御回路(72)には、マイクロコンピュータから目標回転数信号が供給され、これらの回路(71)(72)は、該目標回転数信号と前記回転数検出回路(79)から供給される回転数検出信号とに基づいて後述のスイッチング信号の生成に必要な信号を作成する。
【０００５】
又、１２０度通電用回転数制御回路(71)及び正弦波駆動用回転数制御回路(72)には夫々、１２０度通電用スイッチング信号生成回路(73)及び正弦波駆動用スイッチング信号生成回路(74)が直列に接続されている。
１２０度通電用スイッチング信号生成回路(73)には、前記３つの位置センサーから得られる位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)に基づいて所定の通電パターンを生成する通電パターン生成回路(75)が接続されており、該スイッチング信号生成回路(73)は、前記１２０度通電用回転数制御回路(71)から供給される信号と通電パターン生成回路(75)から供給される通電パターン信号に基づいて、インバータに対するスイッチング信号ＳＷを生成する。
【０００６】
一方、正弦波駆動用スイッチング信号生成回路(74)には、前記３つの位置センサーから得られる位置信号(Ｈｕ，Ｈｖ、Ｈｗ)に基づいてブラシレスモータの回転子の回転位置を演算する位置演算回路(78)が接続されており、該スイッチング信号生成回路(74)は、前記正弦波駆動用回転数制御回路(72)から供給される信号と前記位置演算回路(78)から供給される位置演算信号とに基づいて、インバータに対するスイッチング信号ＳＷを生成する。
【０００７】
又、上記インバータ制御回路(７)は、後述のブレーキモードの設定が可能であって、ブレーキ制御回路(70)を具えている。
前記両スイッチング信号生成回路(73)(74)及びブレーキ制御回路(70)は、１つのスイッチ(77)を介して前記インバータに接続されている。スイッチ(77)は、１２０度通電用スイッチング信号生成回路(73)がインバータに接続された第１状態と、正弦波駆動用スイッチング信号生成回路(74)がインバータに接続された第２状態と、ブレーキ制御回路(70)がインバータに接続された第３状態との間で切換えが可能であって、該スイッチ(77)には、前記３つの位置センサーから得られる位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)に基づいて該スイッチ(77)の切換えを制御する切換え制御回路(76)が接続されている。
【０００８】
モータの低速回転時には、前記スイッチ(77)は１２０度通電用スイッチング信号生成回路(73)がインバータに接続された第１状態に切り換えられて、インバータ制御回路(７)が１２０度通電モードに設定される。これによって、１２０度通電用スイッチング信号生成回路(73)にて生成されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相のスイッチング信号ＳＷがインバータに供給されて、ブラシレスモータが１２０度通電方式により駆動されることになる。
一方、モータの高速回転時には、前記スイッチ(77)は正弦波駆動用ＳＷ信号生成回路(74)がインバータに接続された第２状態に切り換えられて、インバータ制御回路(７)が正弦波駆動モードに設定される。これによって、正弦波駆動用ＳＷ信号生成回路(74)にて生成されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相のスイッチング信号ＳＷがインバータに供給されて、ブラシレスモータが正弦波駆動方式により駆動されることになる。
上述の如く、モータの低速回転時には１２０度通電方式によりモータを制御する理由は、仮に低速回転時に正弦波駆動方式によりモータを制御した場合、３つの位置センサーから得られる位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)の切り替わりの周期が長く、かかる位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)に基づいて作成された正弦波状の電圧指令信号には大きな誤差が含まれることとなって、制御精度が低下するためである。
又、モータを減速する際には、前記スイッチ(77)はブレーキ制御回路(70)がインバータに接続された第３状態に切り換えられて、インバータ制御回路(７)がブレーキモードに設定される。これによって、ブレーキ用スイッチング信号がインバータに供給され、ブラシレスモータの端子を短絡させることによるブレーキと該端子を開放することによる惰性回転とを組み合わせて、ブラシレスモータの回転に所定の強さのブレーキがかけられる。
【０００９】
ところで、洗濯機の洗い動作時においては、ブラシレスモータは正逆に繰り返し回転駆動される。
図８は、洗い動作時におけるブラシレスモータの回転速度の変化とインバータ制御回路(７)のモード変化を表わしている。
洗い動作時においては、先ず、インバータ制御回路(７)は１２０度通電モードに設定され、ブラシレスモータの正転駆動が開始されて、ブラシレスモータは加速される。この過程で該モータの回転速度が所定の閾値に達すると、その時点でインバータ制御回路(７)は正弦波駆動モードに切り換えられ、ブラシレスモータは更に加速された後、所定の回転速度で回転駆動される。所定速度での回転駆動が開始されてから一定時間が経過すると、その時点でインバータ制御回路(７)はブレーキモードに切り換えられ、ブラシレスモータは減速される。
ブラシレスモータの回転が停止すると、インバータ制御回路(７)は１２０度通電モードに切り換えられ、ブラシレスモータの逆転駆動が開始されて、ブラシレスモータは加速される。ここで、ブラシレスモータの回転が停止した後に逆転駆動を開始する理由は、ブレーキモードから１２０度通電モードへの切換えをスムーズに行なうためである。
その後、ブラシレスモータの回転速度が所定の閾値に達した時点で、インバータ制御回路(７)は正弦波駆動モードに切り換えられ、ブラシレスモータは更に加速された後、所定の回転速度で回転駆動される。所定速度での回転駆動が開始されてから一定時間が経過すると、その時点でインバータ制御回路(７)はブレーキモードに切り換えられ、ブラシレスモータは減速される。
【００１０】
この様に、ブラシレスモータを加速する際には、該モータの回転速度を制御してブラシレスモータを加速し、ブラシレスモータを加速する過程でインバータ制御回路(７)を１２０度通電モードから正弦波駆動モードに切り換える。
一方、ブラシレスモータを減速する際には、インバータ制御回路(７)を正弦波駆動モードからブレーキモードに設定してブラシレスモータを減速する。ここで、ブラシレスモータの回転速度を制御して、ブラシレスモータの回転速度が所定の閾値以下となった時点でインバータ制御回路を正弦波駆動モードから１２０度通電モードに切り換える構成を採用することが考えられるが、かかる構成が採用されていない理由は、正弦波駆動モードと１２０度通電モードとで回路系統を切り換える必要があるため、制御の切換えをスムーズに行なうことが出来ないからである。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の洗濯機においては、上述の如くブラシレスモータの端子を短絡させることによるブレーキと該端子を開放することによる惰性回転とを組み合わせてブラシレスモータを減速するため、ブラシレスモータの減速を開始してからブラシレスモータの回転速度がゼロになるまでの時間が負荷重量によってばらつき、一定の周期でブラシレスモータの回転を正逆に切り換えることが出来ない問題があった。
そこで、本発明の目的は、負荷重量に拘わらず一定の周期でブラシレスモータを正逆に切り換えることが出来るモータ制御装置を提供することである。
【００１２】
【課題を解決する為の手段】
本発明に係る第１のブラシレスモータの制御装置は、ブラシレスモータに交流の電力を供給して該ブラシレスモータを正逆に回転駆動するインバータと、該ブラシレスモータの回転角度と一定の位相関係を有する矩形波からなる位置信号を出力する位置センサーと、該位置センサーから得られる位置信号に基づいて前記インバータを制御するＰＷＭ制御回路とを具えており、前記ＰＷＭ制御回路は、
前記位置信号に基づいてブラシレスモータの回転速度を検出する速度検出手段と、
前記検出された回転速度に基づいて、ブラシレスモータの回転速度を制御する速度制御手段と、
前記位置信号に基づいて電圧指令信号を生成する演算処理手段と、
前記生成された電圧指令信号に基づいてＰＷＭ信号を作成し、該ＰＷＭ信号をインバータに供給するＰＷＭ信号作成手段
とを具えている。ここで、前記演算処理手段は、
正弦波状に変化する電圧指令信号を生成する正弦波駆動モードと矩形波状に変化する電圧指令信号を生成する矩形波駆動モードとの間で切換え設定が可能な電圧指令生成手段と、
前記速度制御手段の動作によりブラシレスモータの回転速度を上昇させる過程で、前記検出された回転速度が第１の閾値を上回ったときに前記電圧指令生成手段を矩形波駆動モードから正弦波駆動モードに切り換えると共に、前記速度制御手段の動作によりブラシレスモータの回転速度を低下させる過程で、前記検出された回転速度が第２の閾値を下回ったときに前記電圧指令生成手段を正弦波駆動モードから矩形波駆動モードに切り換えるモード切換え制御手段
とを具え、前記第２の閾値は、前記電圧指令生成手段が正弦波駆動モードから矩形波駆動モードに切り替わるべき回転速度よりも大きく、前記第１の閾値よりも大きな値に設定されている。
【００１３】
上記本発明に係る第１のモータ制御装置においては、速度制御手段によりブラシレスモータの回転速度が制御されることによって、ブラシレスモータが正逆に回転駆動される。
そして本発明の制御装置においては、モード切換え制御手段によって、ブラシレスモータの回転速度が上昇する過程で電圧指令生成手段が正弦波駆動モードから矩形波駆動モードに切り換えられると共に、ブラシレスモータの回転速度が低下する過程で電圧指令生成手段が正弦波駆動モードから矩形波駆動モードに切り換えられる。
この様にして、ブラシレスモータの回転速度が高いときには、電圧指令生成手段は、正弦波駆動モードに設定されて、位置信号に基づき正弦波状の電圧指令信号を作成する。これに対し、ブラシレスモータの回転速度が低いときには、電圧指令生成手段は、矩形波駆動モードに設定されて、位置信号に基づき矩形波状の電圧指令信号を作成する。従って、正弦波駆動モードと矩形波駆動モードの間の切り替わり過程において、電圧指令生成手段の動作に変化はない。
又、この様にして作成された電圧指令信号には、電圧指令生成手段が正弦波駆動モードに設定されているか矩形波駆動モードに設定されているかに拘わらず、ＰＷＭ信号作成手段による共通の信号処理が施されて、ＰＷＭ信号が作成され、インバータに供給される。従って、電圧指令生成手段が正弦波駆動モードと矩形波駆動モードとの間で切り替わる過程において、信号処理手段の動作に変化はない。
この結果、正弦波駆動モードと矩形波駆動モードとの間で制御の切換えがスムーズに行なわれる。
【００１４】
尚、ブラシレスモータの回転速度が低いときには、位置信号の切り替わりの周期が長いため、仮に回転速度が低いときに電圧指令生成手段を正弦波駆動モードに設定して正弦波状の電圧指令信号を作成した場合、該電圧指令信号の変化には大きな誤差を伴うこととなって、制御精度は低いものとなる。これに対し、本発明においては、ブラシレスモータの回転速度が低いときには、電圧指令生成手段を矩形波駆動モードに設定して、位置信号に基づいて矩形波状の電圧指令信号を作成するので、上述の電圧指令信号の変化の誤差に伴う制御精度の低下はない。一方、ブラシレスモータの回転速度が高いときには、位置信号の切り替わりの周期が短いため、電圧指令生成手段を正弦波駆動モードに設定して作成した正弦波状の電圧指令信号には高い精度が得られ、ひいては高い制御精度が実現される。
【００１５】
本発明に係るモータ制御装置においては、速度制御手段の動作によりブラシレスモータの回転速度を低下させるので、負荷重量に拘わらず常に、ブラシレスモータの減速を開始してからブラシレスモータの回転速度がゼロになるまでの時間を一定に設定することが可能であり、これによって、負荷重量に拘わらず一定の周期でブラシレスモータを正逆に切り換えることが出来る。
【００１７】
又、モータの回転速度が低下する過程で電圧指令生成手段が正弦波駆動モードから矩形波駆動モードに切り換えられると共に、モータの回転速度が上昇する過程で電圧指令生成手段が矩形波駆動モードから正弦波駆動モードに切り換えられ、モータは電圧指令生成手段が矩形波駆動モードに設定された状態で正転と逆転の間で切り換えられる。
この様に、ブラシレスモータが正転と逆転の間で切り換えられる際、電圧指令生成手段のモードに変化がないので、その切換えはスムーズに行なわれる。
【００２１】
又、第２の閾値が、電圧指令生成手段が正弦波駆動モードから矩形波駆動モードに切り替わるべき回転速度よりも大きく、前記第１の閾値よりも大きな値に設定される理由は次の通りである。
例えば、複数の位置信号の相互のエッジの時間間隔に基づいてブラシレスモータの回転速度を検出する場合、特にブラシレスモータの回転速度が低いときには、前記エッジの時間間隔が長くなって２つのエッジが出揃うまでに長い時間がかかるため、回転速度の検出に長い時間がかかり、検出された回転速度とその時点での実際の回転速度との間に大きな差が生じることになる。
ブラシレスモータの回転速度が低下する過程で検出される回転速度は、実際の回転速度よりも大きな値となる。従って、第２の閾値を下回る回転速度で電圧指令生成手段が正弦波駆動モードから矩形波駆動モードに切り換えられることになる。仮にブラシレスモータの回転速度が低いときに電圧指令生成手段を正弦波駆動モードに設定して正弦波状の電圧指令信号を作成した場合、上述の如く制御精度は低いものとなる。そこで、第２の閾値として、電圧指令生成手段が正弦波駆動モードから矩形波駆動モードに切り替わるべき最適な回転速度よりも大きな値が設定される。
【００２２】
これに対し、ブラシレスモータの回転速度が上昇する過程で検出される回転速度は、その時点での実際の回転速度よりも小さな値となる。従って、第１の閾値を上回る回転速度で電圧指令生成手段が矩形波駆動モードから正弦波駆動モードに切り換えられることになる。仮にブラシレスモータの回転速度が高いときに電圧指令生成手段を矩形波駆動モードに設定して矩形波状の電圧指令信号を作成したとしても、電圧指令信号の変化の誤差に伴う制御精度の低下はない。そこで、第１の閾値として、前記最適な回転速度と同一の値或いは小さな値が設定される。
【００２３】
又、具体的には、前記演算処理手段の電圧指令生成手段は、
矩形波駆動モードでは、前記位置信号の位相に基づいて、矩形波状に変化する回転角度を導出する一方、正弦波駆動モードでは、前記位置信号の位相に基づいて回転角度を導出すると共に、導出された回転角度に対して正弦波に基づく補間を施して、正弦波状に変化する回転角度を導出する回転角度導出手段と、
ブラシレスモータの回転角度を変数として電圧指令信号の変化を表わす正弦波関数、若しくはブラシレスモータの回転角度と電圧指令信号の関係を表わすテーブルに基づき、前記導出された回転角度から電圧指令信号を生成する信号演算手段
とを具えている。
【００２４】
上記具体的構成においては、矩形波駆動モードと正弦波駆動モードとで、モータの回転角度を導出する際の基礎となるデータが切り換えられる。
即ち、矩形波駆動モードでは、前記位置信号の位相が１対１の対応関係で回転角度に変換されて、正弦波駆動モードよりも粗い刻み幅でレベルが変化する矩形波状の回転角度が導出される。これに対し、正弦波駆動モードでは、前記位置信号の位相が１対１の対応関係で回転角度に変換されると共に、これによって得られる回転角度に対して正弦波に基づく補間が施されて、矩形波駆動モードよりも細かい刻み幅でレベルが変化する正弦波状の回転角度が導出される。
この様にして導出された回転角度には、矩形波駆動モードであるか正弦波駆動モードであるかに拘わらず、信号演算手段によって共通の正弦波関数若しくはテーブルを用いた演算が施されて、電圧指令信号が作成される。
【００２５】
尚、ブラシレスモータの回転速度が低いときには、位置信号の切り替わりの周期が長く、該信号に基づいて導出される回転角度は、粗い刻み幅でレベルが変化するため、仮に回転速度が低いときに、補間によって正弦波状に変化する回転角度を導出した場合、該回転角度の変化には、大きな誤差を伴うことになる。従って、この様な大きな誤差を伴う回転角度に基づいて電圧指令信号を生成し、ＰＷＭ制御を行なった場合、制御精度はかえって低いものとなる。これに対し、上記具体的構成においては、回転速度が低いときに導出される矩形波状の回転角度に補間を施すことなく、信号演算手段によって、矩形波状に変化する回転角度から電圧指令信号を生成するので、上述の回転角度の誤差に伴う制御精度の低下はない。一方、回転速度が高いときには、位置信号の切り替わりの周期が短く、該信号に基づいて導出される回転角度は、細かい刻み幅でレベルが変化するので、補間によって正弦波状に変化する回転角度を導出した場合、回転角度には高い精度が得られ、ひいては高い制御精度が実現される。
【００２６】
又、具体的には、前記電圧指令生成手段の信号演算手段には、ブラシレスモータの回転角度及び電圧振幅指令値を変数とする正弦波関数が規定されており、前記速度制御手段は、前記検出された回転速度と目標回転速度との偏差に基づいて電圧振幅指令値を導出する。
【００２７】
上記具体的構成においては、ブラシレスモータの回転速度を目標回転速度に追従させるための電圧振幅指令値が導出されて、ブラシレスモータの回転速度が制御される。
その後、信号演算手段に規定されている正弦波関数に基づいて、回転角度導出手段により導出された回転角度と前記導出された電圧振幅指令値とから電圧指令信号が作成される。
【００２８】
本発明に係る第２のブラシレスモータの制御装置は、ブラシレスモータに交流の電力を供給して該ブラシレスモータを正逆に回転駆動するインバータと、該ブラシレスモータの回転角度と一定の位相関係を有する矩形波からなる位置信号を出力する位置センサーと、該位置センサーから得られる位置信号に基づいて前記インバータを制御するＰＷＭ制御回路とを具えており、前記ＰＷＭ制御回路は、
前記位置信号に基づいてブラシレスモータの回転速度を検出する速度検出手段と、
前記検出された回転速度に基づいて電圧振幅指令値を導出する速度制御手段と、
前記位置信号及び前記導出された電圧振幅指令値に基づいて電圧指令信号を生成する演算処理手段と、
前記生成された電圧指令信号に基づいてＰＷＭ信号を作成し、該ＰＷＭ信号をインバータに供給するＰＷＭ信号作成手段
とを具えている。ここで、前記演算処理手段は、
正弦波状に変化する電圧指令信号を生成する正弦波駆動モードと矩形波状に変化する電圧指令信号を生成する矩形波駆動モードとの間で切換え設定が可能な電圧指令生成手段と、
前記速度制御手段の動作によりブラシレスモータの回転速度を上昇させる過程で、前記導出された電圧振幅指令値が第１の閾値を上回ったときに前記電圧指令生成手段を矩形波駆動モードから正弦波駆動モードに切り換えると共に、前記速度制御手段の動作によりブラシレスモータの回転速度を低下させる過程で、前記導出された電圧振幅指令値が第２の閾値を下回ったときに前記電圧指令生成手段を正弦波駆動モードから矩形波駆動モードに切り換えるモード切換え制御手段
とを具え、前記第２の閾値は、前記電圧指令生成手段が正弦波駆動モードから矩形波駆動モードに切り替わるべき電圧振幅指令値よりも大きく、前記第１の閾値よりも大きな値に設定されている。
【００２９】
ブラシレスモータの加速時には電圧振幅指令値は増大し、ブラシレスモータの減速時には電圧振幅指令値は減小する。
そこで、上記本発明に係る第２のモータ制御装置においては、ブラシレスモータの回転速度が上昇する過程で、電圧振幅指令値が第１の閾値を上回ったときに電圧指令生成手段が矩形波駆動モードから正弦波駆動モードに切り換えられると共に、ブラシレスモータの回転速度が低下する過程で、電圧振幅指令値が第２の閾値を下回ったときに電圧指令生成手段が正弦波駆動モードから矩形波駆動モードに切り換えられる。
【００３０】
【発明の効果】
本発明に係るブラシレスモータの制御装置によれば、ブラシレスモータの回転速度を制御することによりブラシレスモータを減速するので、負荷重量に拘わらず一定の周期でブラシレスモータを正逆に切り換えることが出来る。
【００３１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を洗濯機のブラシレスモータの制御装置に実施した形態につき、図面に沿って具体的に説明する。
図１は、本発明に係るブラシレスモータの制御装置の全体構成を表わしており、商用電源(４)から得られる交流電力が、整流回路(５)によって一旦、直流電力に変換された後、インバータ(６)によって交流電力に変換され、該交流電力がブラシレスモータ(２)に供給されて、モータの駆動が行なわれる。
ブラシレスモータ(２)には、その回転軸を中心とする円周上に、ホール素子からなる位置センサー(３)が１２０度の位相差で３箇所に配備されており、これら３つの位置センサー(３)(３)(３)から得られる３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)がＰＷＭ制御回路(１)に供給され、該ＰＷＭ制御回路(１)によってインバータ(６)が制御されている。
【００３２】
図３(ａ)は、ブラシレスモータの３相巻線に誘起される電圧(Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗ)の波形を表わしており、各電圧波形は、３６０度を１周期として正弦波状に変化し、３つの電圧波形は互いに１２０度の位相差を有している。
又、同図(ｂ)は、３つの位置センサーから得られる３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)の波形を表わしている。各位置信号は、３６０度を１周期として、ハイとローに切り替わる矩形波であって、３つの位置信号は互いに１２０度の位相差を有している。
【００３３】
図２は、ＰＷＭ制御回路(１)の具体的な構成を表わしている。
前記位置センサー(３)(３)(３)から得られる３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)は、位置演算回路(13)へ供給されると共に、回転数検出回路(14)へ供給され、回転数検出回路(14)では、３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)に基づいて、後述の如くモータの回転数が検出される。
即ち、３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)は、図３(ｂ)に示す如く互いに１２０度の位相差を有しており、６０度間隔で３つの位置信号のエッジが現れる。そこで、２つのエッジが現れるまでの時間を計測して６０度をその時間で除算することにより回転数が算出される。
この様にして算出された回転数ωは、正弦波／矩形波駆動制御回路(12)を構成する位相制御回路(12a)、位置演算回路(13)、及びモード切換え制御回路(15)に供給される。
【００３４】
本実施例のＰＷＭ制御回路(１)は、後述の如く矩形波状の電圧指令信号を作成する矩形波駆動モードと正弦波状の電圧指令信号を作成する正弦波駆動モードとの間で切換え設定が可能であって、モード切換え制御回路(15)では、回転数検出回路(14)から供給される回転数ωが所定の閾値以下の矩形波駆動モードであるか、回転数ωが所定の閾値を越える正弦波駆動モードであるかを判断し、その判断結果を位置演算回路(13)へ供給する。
【００３５】
位置演算回路(13)では、矩形波駆動モードにおいては、３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)の位相からモータの回転角度θを算出する。例えば、下記表１は、モータの回転に伴って得られる３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)のハイ(“１”)及びロー(“０”)の組合せと回転角度θとの関係を表わしており、この表に基づいて、３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)の位相に対応するモータの回転角度θを導出することが出来る。これによって、６０°を刻み幅として矩形波状に変化する回転角度θが得られることになる。
【００３６】
【表１】
正弦波駆動モードにおいては、矩形波駆動モードと同様に３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)の位相からモータの回転角度を導出すると共に、これらの回転角度θを正弦波に基づいて補間することにより、６０°よりも十分に小さな刻み幅(例えば１°)で正弦波状に変化する回転角度θを算出する。尚、図２に示す回転数検出回路(14)から得られる回転角度ωは、前記補間処理に利用される。
矩形波駆動モード或いは正弦波駆動モードにて、前述の如く算出された回転角度θは、位相制御回路(12a)へ供給される。
【００３８】
回転数検出回路(14)から得られる回転数ωは、回転数制御回路(11)へ供給され、該回転数制御回路(11)にて、モータ回転数の目標値ω＊との偏差に基づき、電圧振幅指令Ｖａが作成される。
電圧振幅指令Ｖａは位相制御回路(12a)へ供給され、位相制御回路(12a)においては、回転数制御回路(11)から得られる電圧振幅指令Ｖａと、位置演算回路(13)から供給される回転角度θとに基づき、下記数１から、ブラシレスモータのＵ相についての電圧指令信号Ｖｕ＊が算出される。
【００３９】
【数１】
Ｖｕ＊＝Ｖａ・ｃｏｓ(θ＋ψ)
尚、ψは、位相進め角であって、回転数検出回路(14)から得られる回転数ωに応じてゼロ以上の適切な値に設定される。
【００４０】
これによって、矩形波駆動モードにおいては、図３(ｃ)に示す如く６０°の粗い刻み幅で矩形波状に変化する電圧指令信号Ｖｕ＊が得られる。一方、正弦波駆動モードにおいては、図４(ｃ)に示す如く細かい刻み幅で正弦波状に変化する電圧指令信号Ｖｕ＊が得られる。
そして、このＵ相の電圧指令信号Ｖｕ＊に対して１２０°の位相差を与えることによって、Ｖ相の電圧指令信号Ｖｕ＊が作成され、更にこのＶ相の電圧指令信号Ｖｖ＊に対して１２０°の位相差を与えることによって、Ｗ相の電圧指令信号Ｖｗ＊が作成される。
【００４１】
この様にして算出された３相の電圧指令信号(Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊)は、図２に示す正弦波／矩形波駆動制御回路(12)を構成するＰＷＭ信号生成回路(12b)へ供給されて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相についてのＰＷＭ信号が生成される。
即ち、矩形波駆動モードにおいては、図３(ｃ)に示す如く、Ｕ相の電圧指令信号Ｖｕ＊と所定の搬送波(三角波)とが比較され、該比較結果に基づいて、同図(ｄ)に示すＵ相の駆動信号(ＰＷＭ信号)が作成される。同様にして、Ｖ相の電圧指令信号Ｖｖ＊と所定の搬送波とが比較されて、Ｖ相の駆動信号が作成され、Ｗ相の電圧指令信号Ｖｗ＊と所定の搬送波とが比較されて、Ｗ相の駆動信号が作成される。
正弦波駆動モードにおいても同様に、図４(ｃ)に示す如く、Ｕ相の電圧指令信号Ｖｕ＊と所定の搬送波(三角波)とが比較され、該比較結果に基づいて、同図(ｄ)に示すＵ相の駆動信号(ＰＷＭ信号)が作成される。同様にして、Ｖ相の電圧指令信号Ｖｖ＊と所定の搬送波とが比較されて、Ｖ相の駆動信号が作成され、Ｗ相の電圧指令信号Ｖｗ＊と所定の搬送波とが比較されて、Ｗ相の駆動信号が作成される。
【００４２】
この様にして作成されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相のＰＷＭ信号は、図１に示す如くインバータ(６)へ供給されて、インバータ(６)がＰＷＭ制御される。この結果、ブラシレスモータ(２)は、矩形波駆動モードにおいては３つの位置センサーの出力から作成された矩形波状の電圧指令信号に基づいて駆動される一方、正弦波駆動モードにおいては３つの位置センサーの出力から作成された正弦波状の電圧指令信号に基づいて駆動されることになる。
【００４３】
図５は、洗濯機の洗い動作時におけるブラシレスモータの回転速度の変化と上記ＰＷＭ制御回路(１)のモード変化を表わしている。
先ず、ＰＷＭ制御回路(１)は矩形波駆動モードに設定され、ブラシレスモータの正転駆動が開始されて、ブラシレスモータは加速される。この過程で、検出された回転数ωが第１の閾値に達すると、その時点でＰＷＭ制御回路(１)は正弦波駆動モードに切り換えられ、ブラシレスモータは更に加速された後、所定の回転数で回転駆動される。所定の回転数での回転駆動が開始されてから一定時間が経過すると、その時点からブラシレスモータは減速され、この過程で、検出された回転数ωが前記第１の閾値よりも大きな第２の閾値に達すると、その時点でＰＷＭ制御回路(１)は矩形波駆動モードに切り換えられて、ブラシレスモータは更に減速される。
その後、ブラシレスモータの逆転駆動が開始されて、ブラシレスモータは加速される。この過程で、検出された回転数ωが前記第１の閾値に達すると、その時点でＰＷＭ制御回路(１)は正弦波駆動モードに切り換えられ、ブラシレスモータは更に加速された後、所定の回転数で回転駆動される。所定の回転数での回転駆動が開始されてから一定時間が経過すると、その時点からブラシレスモータは減速され、この過程で、検出された回転数ωが前記第２の閾値に達した時点で、ＰＷＭ制御回路(１)は矩形波駆動モードに切り換えられて、ブラシレスモータは更に減速される。
【００４４】
ブラシレスモータの減速時には、後述の理由により、加速時における第１の閾値よりも大きな第２の閾値でＰＷＭ制御回路(１)が正弦波駆動モードから矩形波駆動モードに切り換えられる。
ブラシレスモータの回転速度が低いときには、３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)の相互のエッジの時間間隔が長くなって２つのエッジが出揃うまでに長い時間がかかるため、回転数の検出に長い時間がかかり、回転数検出回路(14)により検出された回転数とその時点での実際の回転数との間に大きな差が生じることになる。
ブラシレスモータの減速時に検出された回転数ωは、その時点での実際の回転数よりも大きな値となる。従って、ＰＷＭ制御回路(１)は、閾値を大幅に下回る回転数で正弦波駆動モードから矩形波駆動モードに切り替わることになる。ブラシレスモータの回転速度が低いときには、位置信号の切り替わりの周期が長く、該信号に基づいて導出される回転角度は、粗い刻み幅でレベルが変化するため、仮に回転速度が低いときに、補間によって正弦波状に変化する回転角度を導出した場合、該回転角度の変化には、大きな誤差を伴うことになる。従って、この様な大きな誤差を伴う回転角度に基づいて電圧指令信号を生成し、ＰＷＭ制御を行なった場合、制御精度は低いものとなる。そこで、ブラシレスモータの減速時においては、閾値として、ＰＷＭ制御回路(１)が正弦波駆動モードから矩形波駆動モードに切り替わるべき最適な回転数よりも大きな値が設定される。
【００４５】
これに対し、ブラシレスモータの加速時に検出された回転数ωは、その時点での実際の回転数よりも小さな値となる。従って、ＰＷＭ制御回路(１)は、閾値を大幅に上回る回転数で矩形波駆動モードから正弦波駆動モードに切り替わることになる。仮にブラシレスモータの回転速度が高いときに矩形波状に変化する回転角度を導出したとしても、回転角度の変化の誤差に伴う制御精度の低下はない。そこで、ブラシレスモータの加速時においては、閾値として、前記最適な回転数と同一或いは前記最適な回転数よりも小さな値が設定される。
上述の理由により、ブラシレスモータの減速時には、加速時における第１の閾値よりも大きな第２の閾値でＰＷＭ制御回路(１)が正弦波駆動モードから矩形波駆動モードに切り換えられるのである。
【００４６】
上記ブラシレスモータの制御装置においては、常にブラシレスモータの回転数ωを制御することによってブラシレスモータを回転駆動する。従って、負荷重量に拘わらず、ブラシレスモータの減速を開始してからブラシレスモータの回転速度がゼロになるまでの時間を常に一定に設定することが可能であり、これによって、負荷重量に拘わらず一定の周期でブラシレスモータを正逆に切り換えることが出来る。
又、ＰＷＭ制御回路(１)が矩形波駆動モードに設定されている状態で、ブラシレスモータは正転から逆転に切り換えられる。この様に、ブラシレスモータが正転から逆転に切り換えられる際、ＰＷＭ制御回路(１)のモードに変化がないので、その切換えはスムーズに行なわれることになる。
【００４７】
又、上記ブラシレスモータの制御装置においては、矩形波駆動モードの制御、即ち、３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)の位相差に基づいて、粗い刻み幅(６０°)でレベルが変化する矩形波状の回転角度ωを導出し、該回転角度ωに基づいて電圧指令信号を作成する制御と、正弦波駆動モードの制御、即ち、３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)の位相差に基づいて回転角度を導出すると共に、これらの回転角度を補間して、細かい刻み幅(例えば１°)でレベルが変化する正弦波状の回転角度を導出し、該回転角度ωに基づいて電圧指令信号を作成する制御とが、永久磁石モータ(２)の回転数に応じて切り換えられるが、何れのモードにおいても、正弦波／矩形波駆動制御回路(12)の位相制御回路(12a)は、前記数１に示す共通の正弦波関数を用いた演算を実行して、電圧指令信号を作成する動作を行なうので、矩形波駆動モードと正弦波駆動モードの間の切り替わりに伴う動作の変化はない。
又、正弦波／矩形波駆動制御回路(12)のＰＷＭ信号生成回路(12b)は、何れのモードにおいても、電圧指令信号からＰＷＭ信号を作成してインバータに供給する動作を行なうので、矩形波駆動モードと正弦波駆動モードの間の切り替わりに伴う動作の変化はない。
従って、図７に示す従来のインバータ制御回路(７)の如く２つのスイッチング信号生成回路(73)(74)や２つの回転数制御回路(71)(72)を設けて１２０度通電モードと正弦波駆動モード回路系統を切り換える方式に比べて、矩形波駆動モードと正弦波駆動モードの間の制御の切換えがスムーズに行なわれる。又、構成が簡易となる。
【００４８】
更に、図２に示す正弦波／矩形波駆動制御回路(12)の位相制御回路(12a)においては、前記数１の正弦波関数に規定されている位相進め角ψを回転数ωに応じた適切な値に設定することによって、ブラシレスモータ(２)の巻線に流れる電流と該巻線に発生する誘起電圧との位相差をゼロに設定することが可能であり、これによってモータのトルクを最大化することが出来る。
【００４９】
尚、本発明の各部構成は上記実施の形態に限らず、特許請求の範囲に記載の技術的範囲内で種々の変形が可能である。
例えば、上記実施の形態においては、図２に示すモード切換え制御回路(15)は、回転数検出回路(14)によって検出された回転数ωに基づいて矩形波駆動モード或いは正弦波駆動モードの何れのモードであるかを判断しているが、これに代えて、回転数制御回路(11)から得られる電圧振幅指令Ｖａに基づいてモード判断を行なう構成を採用することも可能である。
又、上記実施の形態においては、ブラシレスモータ(２)に３つの位置センサー(３)(３)(３)を設けているが、これに拘わらず、任意の個数の位置センサーを設けることが可能である。ブラシレスモータ(２)に２つの位置センサーを設けた場合には、９０°を刻み幅として矩形波状に変化する回転角度θが得られることになる。
更に、上記実施の形態においては、上記数１で表わされる正弦波関数に基づいて電圧指令信号を算出する構成を採用しているが、これに限らず、下記数２に示す如く、基本波成分から振幅値が基本波の１／６の３次高調波成分を減算する正弦波関数に基づいて電圧指令信号を算出する構成を採用することも可能である。
【００５０】
【数２】
Ｖｕ＊＝Ｖａ・{ｃｏｓ(θ＋ψ)−(１／６)・ｃｏｓ３θ}
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るブラシレスモータの制御装置の全体構成を表わすブロック図である。
【図２】該制御装置を構成するＰＷＭ制御回路の構成を表わすブロック図である。
【図３】該ＰＷＭ制御回路において矩形波駆動モードにて作成される各種信号の波形図である。
【図４】該ＰＷＭ制御回路において正弦波駆動モードにて作成される各種信号の波形図である。
【図５】本発明の洗濯機の洗い動作時におけるブラシレスモータの回転速度の変化とＰＷＭ制御回路のモード変化を表わすグラフである。
【図６】従来のブラシレスモータの制御装置の全体構成を表わすブロック図である。
【図７】従来のインバータ制御回路を表わすブロック図である。
【図８】従来の洗濯機の洗い動作時におけるブラシレスモータの回転速度の変化とインバータ制御回路のモード変化を表わすグラフである。
【符号の説明】
(１) ＰＷＭ制御回路
(２) ブラシレスモータ
(３) 位置センサー
(４) 商用電源
(５) 整流回路
(６) インバータ
(11) 回転数制御回路
(12) 正弦波／矩形波駆動制御回路
(12a) 位相制御回路
(12b) ＰＷＭ信号生成回路
(13) 位置演算回路
(14) 回転数検出回路
(15) モード切換え制御回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an apparatus for PWM-controlling an inverter that rotates a brushless motor forward and backward based on a position signal from a position sensor such as a Hall element.
[0002]
[Prior art]
In a conventional washing machine, a brushless motor is employed as a motor for driving a pulse eater.
FIG. 6 shows a configuration example of a brushless motor control device mounted on a conventional washing machine. AC power from the commercial power source (4) is once converted into DC power by the rectifier circuit (5), then converted to AC power by the inverter (6), and the AC power is supplied to the brushless motor (2). Thus, the motor is driven.
In the brushless motor (2), a position sensor (3) composed of a Hall element is arranged at three locations with a phase difference of 120 degrees on the circumference around the rotation axis. These three position sensors ( 3) Three position signals (Hu, Hv, Hw) obtained from (3) (3) are supplied to the inverter control circuit (7), and the inverter (6) is controlled by the inverter control circuit (7). .
[0003]
The brushless motor drive system uses a so-called 120-degree energization system that sequentially energizes two-phase windings of the U-phase winding, V-phase winding, and W-phase winding, and a sinusoidal voltage command signal. A so-called sine wave drive system is known in which current is supplied to three-phase windings of a U-phase winding, a V-phase winding, and a W-phase winding by PWM control.
[0004]
The inverter control circuit (7) can be switched between a 120 degree energization mode for driving a motor by a 120 degree energization system and a sine wave drive mode for driving a motor by a sine wave drive system. Represents a specific configuration of the inverter control circuit (7).
The inverter control circuit (7) includes a 120-degree energization rotation speed control circuit (71) and a sine wave drive rotation speed control circuit (72). These circuits (71) and (72) include: A rotation speed detection circuit (79) for detecting the rotation speed of the motor based on position signals (Hu, Hv, Hw) obtained from the three position sensors is connected.
Further, a target rotational speed signal is supplied from the microcomputer to the 120-degree energization rotational speed control circuit (71) and the sine wave drive rotational speed control circuit (72), and these circuits (71) (72) Based on the target rotational speed signal and the rotational speed detection signal supplied from the rotational speed detection circuit (79), a signal necessary for generating a switching signal described later is created.
[0005]
In addition, a 120-degree energization rotation speed control circuit (71) and a sine wave drive rotation speed control circuit (72) have a 120-degree energization switching signal generation circuit (73) and a sine wave drive switching signal generation circuit ( 74) are connected in series.
An energization pattern generation circuit (75) for generating a predetermined energization pattern based on the position signals (Hu, Hv, Hw) obtained from the three position sensors is connected to the 120-degree energization switching signal generation circuit (73). The switching signal generation circuit (73) is based on the signal supplied from the 120-degree energization rotation speed control circuit (71) and the energization pattern signal supplied from the energization pattern generation circuit (75). A switching signal SW for the inverter is generated.
[0006]
On the other hand, the sine wave drive switching signal generation circuit (74) includes a position calculation circuit for calculating the rotational position of the rotor of the brushless motor based on the position signals (Hu, Hv, Hw) obtained from the three position sensors. The switching signal generating circuit (74) is connected to the signal supplied from the sine wave drive rotation speed control circuit (72) and the position calculation supplied from the position calculation circuit (78). The switching signal SW for the inverter is generated based on the signal.
[0007]
The inverter control circuit (7) can set a brake mode, which will be described later, and includes a brake control circuit (70).
The switching signal generation circuits (73) (74) and the brake control circuit (70) are connected to the inverter via a switch (77). The switch (77) includes a first state in which the 120-degree energization switching signal generation circuit (73) is connected to the inverter, a second state in which the sine wave driving switching signal generation circuit (74) is connected to the inverter, The brake control circuit (70) can be switched between a third state connected to an inverter, and the switch (77) has position signals (Hu, Hv, Hw) obtained from the three position sensors. ) Is connected to a switching control circuit (76) for controlling switching of the switch (77).
[0008]
When the motor rotates at a low speed, the switch (77) is switched to the first state in which the 120-degree energization switching signal generation circuit (73) is connected to the inverter, and the inverter control circuit (7) is set to the 120-degree energization mode. Is done. As a result, the U-phase, V-phase, and W-phase switching signals SW generated by the 120-degree energization switching
On the other hand, when the motor rotates at a high speed, the switch (77) is switched to the second state in which the sine wave drive SW signal generation circuit (74) is connected to the inverter, and the inverter control circuit (7) is switched to the sine wave drive mode. Set to As a result, the U-phase, V-phase, and W-phase switching signals SW generated by the sine wave drive SW signal generation circuit (74) are supplied to the inverter, and the brushless motor is driven by the sine wave drive system. become.
As described above, the reason why the motor is controlled by the 120-degree energization method at the time of low-speed rotation of the motor is that the position signals (Hu, Hv, This is because the switching cycle of Hw) is long, and the sinusoidal voltage command signal created based on the position signals (Hu, Hv, Hw) contains a large error, thereby reducing the control accuracy. is there.
When the motor is decelerated, the switch (77) is switched to the third state in which the brake control circuit (70) is connected to the inverter, and the inverter control circuit (7) is set to the brake mode. As a result, a brake switching signal is supplied to the inverter, and a brake of a predetermined strength is applied to the rotation of the brushless motor by combining the brake by short-circuiting the terminal of the brushless motor and the inertial rotation by opening the terminal. It can be applied.
[0009]
By the way, during the washing operation of the washing machine, the brushless motor is repeatedly driven to rotate forward and backward.
FIG. 8 shows the change in the rotational speed of the brushless motor and the mode change in the inverter control circuit (7) during the washing operation.
In the washing operation, first, the inverter control circuit (7) is set to the 120-degree energization mode, the forward rotation driving of the brushless motor is started, and the brushless motor is accelerated. In this process, when the rotational speed of the motor reaches a predetermined threshold value, the inverter control circuit (7) is switched to the sine wave drive mode at that time, and the brushless motor is further accelerated and then driven to rotate at the predetermined rotational speed. Is done. When a certain period of time has elapsed since the start of rotational driving at a predetermined speed, the inverter control circuit (7) is switched to the brake mode at that time, and the brushless motor is decelerated.
When the rotation of the brushless motor stops, the inverter control circuit (7) is switched to the 120-degree energization mode, the reverse rotation driving of the brushless motor is started, and the brushless motor is accelerated. Here, the reason why the reverse rotation driving is started after the rotation of the brushless motor is stopped is to smoothly switch from the brake mode to the 120-degree energization mode.
Thereafter, when the rotational speed of the brushless motor reaches a predetermined threshold value, the inverter control circuit (7) is switched to the sine wave drive mode, and the brushless motor is further accelerated and then rotationally driven at the predetermined rotational speed. . When a certain period of time has elapsed since the start of rotational driving at a predetermined speed, the inverter control circuit (7) is switched to the brake mode at that time, and the brushless motor is decelerated.
[0010]
In this way, when accelerating the brushless motor, the rotational speed of the motor is controlled to accelerate the brushless motor, and the inverter control circuit (7) is driven from the 120-degree conduction mode in a sine wave drive in the process of accelerating the brushless motor. Switch to mode.
On the other hand, when decelerating the brushless motor, the inverter control circuit (7) is set from the sine wave drive mode to the brake mode to decelerate the brushless motor. Here, it is considered to adopt a configuration in which the rotation speed of the brushless motor is controlled and the inverter control circuit is switched from the sine wave drive mode to the 120-degree conduction mode when the rotation speed of the brushless motor becomes a predetermined threshold value or less. However, the reason why such a configuration is not adopted is that it is necessary to switch the circuit system between the sine wave drive mode and the 120-degree energization mode, so that the control cannot be switched smoothly.
[0011]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the conventional washing machine, since the brushless motor is decelerated by combining the brake by short-circuiting the terminal of the brushless motor and the inertial rotation by opening the terminal as described above, the brushless motor starts decelerating. The time until the rotational speed of the brushless motor becomes zero varies depending on the load weight, and there is a problem that the rotation of the brushless motor cannot be switched between forward and reverse at a constant cycle.
Accordingly, an object of the present invention is to provide a motor control device capable of switching a brushless motor forward and backward at a constant cycle regardless of the load weight.
[0012]
[Means for solving the problems]
According to the present inventionFirstThe brushless motor control device supplies an AC power to the brushless motor to drive the brushless motor to rotate forward and backward, and a position signal composed of a rectangular wave having a fixed phase relationship with the rotation angle of the brushless motor. A position sensor for outputting, and a PWM control circuit for controlling the inverter based on a position signal obtained from the position sensor, the PWM control circuit comprising:
Speed detecting means for detecting the rotational speed of the brushless motor based on the position signal;
Speed control means for controlling the rotational speed of the brushless motor based on the detected rotational speed;
Arithmetic processing means for generating a voltage command signal based on the position signal;
PWM signal generating means for generating a PWM signal based on the generated voltage command signal and supplying the PWM signal to the inverter
And has. Here, the arithmetic processing means includes:
A voltage command generating means capable of switching setting between a sine wave drive mode for generating a voltage command signal changing in a sine wave shape and a rectangular wave drive mode for generating a voltage command signal changing in a rectangular wave shape;
In the process of increasing the rotational speed of the brushless motor by the operation of the speed control means, the voltage command generating means is changed from the rectangular wave driving mode to the sine wave driving mode when the detected rotational speed exceeds a first threshold value. In the process of switching and reducing the rotational speed of the brushless motor by the operation of the speed control means, the voltage command generating means is changed from the sine wave drive mode to the rectangular wave when the detected rotational speed falls below a second threshold value. Switch to drive modeMode switching control means
AndThe second threshold is set to a value greater than the first threshold and greater than the rotational speed at which the voltage command generation means should switch from the sine wave drive mode to the rectangular wave drive mode.
[0013]
The present invention1st related toIn this motor control apparatus, the brushless motor is driven to rotate forward and backward by controlling the rotational speed of the brushless motor by the speed control means.
And in the control device of the present invention,The voltage command generating means is switched from the sine wave driving mode to the rectangular wave driving mode in the process of increasing the rotational speed of the brushless motor by the mode switching control means, and the voltage command generating means is changed in the process of decreasing the rotational speed of the brushless motor. The sine wave drive mode is switched to the rectangular wave drive mode.
In this way, when the rotation speed of the brushless motor is high, the voltage command generation means is set to the sine wave drive mode and creates a sine wave voltage command signal based on the position signal. On the other hand, when the rotational speed of the brushless motor is low, the voltage command generation means is set to the rectangular wave drive mode and creates a rectangular wave voltage command signal based on the position signal. Accordingly, there is no change in the operation of the voltage command generation means in the process of switching between the sine wave drive mode and the rectangular wave drive mode.
In addition, the voltage command signal generated in this way includes a common signal by the PWM signal generation unit regardless of whether the voltage command generation unit is set to the sine wave drive mode or the rectangular wave drive mode. Processing is performed to create a PWM signal, which is supplied to the inverter. Accordingly, there is no change in the operation of the signal processing means in the process in which the voltage command generating means is switched between the sine wave driving mode and the rectangular wave driving mode.
As a result, the control is smoothly switched between the sine wave driving mode and the rectangular wave driving mode.
[0014]
When the rotation speed of the brushless motor is low, the position signal switching cycle is long. Therefore, when the rotation speed is low, the voltage command generation means is set to the sine wave drive mode to generate a sine wave voltage command signal. In this case, the change in the voltage command signal involves a large error, and the control accuracy is low. On the other hand, in the present invention, when the rotational speed of the brushless motor is low, the voltage command generation means is set to the rectangular wave drive mode, and the rectangular wave voltage command signal is generated based on the position signal. There is no decrease in control accuracy due to an error in the change of the voltage command signal. On the other hand, when the rotational speed of the brushless motor is high, since the cycle of the position signal switching is short, high accuracy is obtained for the sinusoidal voltage command signal created by setting the voltage command generating means to the sine wave drive mode, As a result, high control accuracy is realized.
[0015]
In the motor control device according to the present invention, the rotation speed of the brushless motor is reduced by the operation of the speed control means. Therefore, the rotation speed of the brushless motor is always zero after starting the deceleration of the brushless motor regardless of the load weight. It is possible to set a constant time until the brushless motor can be switched between forward and reverse at a constant cycle regardless of the load weight.
[0017]
In addition, the voltage command generating means is switched from the sine wave driving mode to the rectangular wave driving mode in the process of decreasing the motor rotational speed, and the voltage command generating means is changed from the rectangular wave driving mode in the process of increasing the motor rotating speed. Switched to wave drive mode, the motorThe voltage command generating means is switched between forward rotation and reverse rotation with the rectangular wave drive mode set.
In this way, the brushless motorBetween forward and reverseWhen switching, since the mode of the voltage command generation means does not change, the switching is performed smoothly.
[0021]
Also, the reason why the second threshold is set to a value larger than the rotation speed at which the voltage command generation means should switch from the sine wave drive mode to the rectangular wave drive mode is larger than the first threshold is as follows. is there.
For example, when the rotational speed of the brushless motor is detected based on the time interval between the edges of a plurality of position signals, especially when the rotational speed of the brushless motor is low, the time interval between the edges becomes long and two edges are aligned. Therefore, it takes a long time to detect the rotational speed, and a large difference occurs between the detected rotational speed and the actual rotational speed at that time.
The rotational speed detected in the process in which the rotational speed of the brushless motor decreases is a value larger than the actual rotational speed. Therefore,SecondThe voltage command generation means is switched from the sine wave drive mode to the rectangular wave drive mode at a rotation speed lower than the threshold value. If the voltage command generator is set to the sine wave drive mode and the sine wave voltage command signal is generated when the rotational speed of the brushless motor is low, the control accuracy is low as described above. there,SecondAs the threshold value, a value larger than the optimum rotation speed at which the voltage command generating means should switch from the sine wave drive mode to the rectangular wave drive mode is set.
[0022]
On the other hand, the rotational speed detected in the process of increasing the rotational speed of the brushless motor is a value smaller than the actual rotational speed at that time. Therefore,FirstThe voltage command generating means is switched from the rectangular wave driving mode to the sine wave driving mode at a rotation speed exceeding the threshold. Even if the voltage command generating means is set to the rectangular wave drive mode and the rectangular wave voltage command signal is created when the rotational speed of the brushless motor is high, there is no decrease in control accuracy due to an error in the change of the voltage command signal. . there,FirstAs the threshold value, the same value as the optimum rotation speed or a small value is set.
[0023]
Specifically, the voltage command generation means of the arithmetic processing means is
In the rectangular wave driving mode, the rotation angle that changes in a rectangular wave shape is derived based on the phase of the position signal, while in the sine wave driving mode, the rotation angle is derived and derived based on the phase of the position signal. Rotation angle deriving means for deriving a rotation angle that changes into a sine wave shape by performing interpolation based on a sine wave with respect to the rotation angle.
A voltage command signal is generated from the derived rotation angle based on a sine wave function representing a change in the voltage command signal with the rotation angle of the brushless motor as a variable, or a table representing the relationship between the rotation angle of the brushless motor and the voltage command signal. Signal calculation means
And has.
[0024]
In the specific configuration described above, data serving as a basis for deriving the rotation angle of the motor is switched between the rectangular wave driving mode and the sine wave driving mode.
That is, in the rectangular wave drive mode, the phase of the position signal is converted into a rotation angle in a one-to-one correspondence relationship, and a rectangular wave-like rotation angle whose level changes with a coarser step width than in the sine wave drive mode is derived. The On the other hand, in the sine wave drive mode, the phase of the position signal is converted into a rotation angle with a one-to-one correspondence, and interpolation based on a sine wave is performed on the rotation angle obtained thereby, A sinusoidal rotation angle whose level changes with a smaller step size than in the rectangular wave driving mode is derived.
The rotation angle derived in this way is subjected to a calculation using a common sine wave function or table by the signal calculation means regardless of the rectangular wave driving mode or the sine wave driving mode, A voltage command signal is created.
[0025]
When the rotational speed of the brushless motor is low, the position signal switching cycle is long, and the rotational angle derived based on the signal changes in level with a coarse step size, so if the rotational speed is low, When a rotation angle that changes sinusoidally is derived by interpolation, a change in the rotation angle involves a large error. Therefore, when a voltage command signal is generated based on a rotation angle with such a large error and PWM control is performed, the control accuracy is rather low. On the other hand, in the above specific configuration, the voltage calculation signal is generated from the rotation angle that changes in the rectangular wave shape by the signal calculation means without performing interpolation on the rotation angle of the rectangular wave shape that is derived when the rotation speed is low. Therefore, there is no decrease in control accuracy due to the above-described rotation angle error. On the other hand, when the rotation speed is high, the switching cycle of the position signal is short, and the rotation angle derived based on the signal changes in level with a fine step size. Therefore, a rotation angle that changes in a sinusoidal shape by interpolation is derived. In this case, high accuracy can be obtained for the rotation angle, and thus high control accuracy can be realized.
[0026]
Specifically, the signal calculation means of the voltage command generation means defines a sine wave function with the rotation angle of the brushless motor and the voltage amplitude command value as variables, and the speed control means A voltage amplitude command value is derived based on the deviation between the rotation speed and the target rotation speed.
[0027]
In the above specific configuration, the rotation of the brushless motorSpeedA voltage amplitude command value for causing the degree to follow the target rotational speed is derived, and the rotational speed of the brushless motor is controlled.
Thereafter, a voltage command signal is created from the rotation angle derived by the rotation angle deriving unit and the derived voltage amplitude command value based on a sine wave function defined in the signal calculation unit.
[0028]
A control device for a second brushless motor according to the present invention includes:An inverter that supplies AC power to the brushless motor to drive the brushless motor to rotate forward and backward, a position sensor that outputs a position signal composed of a rectangular wave having a fixed phase relationship with the rotation angle of the brushless motor, and A PWM control circuit for controlling the inverter based on a position signal obtained from a position sensor, the PWM control circuit,
Speed detecting means for detecting the rotational speed of the brushless motor based on the position signal;
Speed control means for deriving a voltage amplitude command value based on the detected rotational speed;
Arithmetic processing means for generating a voltage command signal based on the position signal and the derived voltage amplitude command value;
PWM signal generating means for generating a PWM signal based on the generated voltage command signal and supplying the PWM signal to the inverter
And has. Here, the arithmetic processing means includes:
A voltage command generating means capable of switching setting between a sine wave drive mode for generating a voltage command signal changing in a sine wave shape and a rectangular wave drive mode for generating a voltage command signal changing in a rectangular wave shape;
In the process of increasing the rotation speed of the brushless motor by the operation of the speed control means, when the derived voltage amplitude command value exceeds a first threshold value, the voltage command generation means is driven from the rectangular wave drive mode to a sine wave drive. In the process of switching to the mode and reducing the rotational speed of the brushless motor by the operation of the speed control means, the voltage command generation means is driven in a sine wave when the derived voltage amplitude command value falls below a second threshold value. Mode switching control means for switching from mode to rectangular wave drive mode
And the second threshold value is set to a value larger than the voltage amplitude command value that the voltage command generation means should switch from the sine wave drive mode to the rectangular wave drive mode, and larger than the first threshold value. Yes.
[0029]
The voltage amplitude command value increases when the brushless motor accelerates, and the voltage amplitude command value decreases when the brushless motor decelerates.
Therefore, the second motor control device according to the present invention described above.InIn the process of increasing the rotational speed of the brushless motor, the voltage command generating means is switched from the rectangular wave driving mode to the sine wave driving mode when the voltage amplitude command value exceeds the first threshold, and the rotational speed of the brushless motor is In the process of decreasing, the voltage command generation means is switched from the sine wave drive mode to the rectangular wave drive mode when the voltage amplitude command value falls below the second threshold value.
[0030]
【The invention's effect】
According to the brushless motor control device of the present invention, since the brushless motor is decelerated by controlling the rotational speed of the brushless motor, the brushless motor can be switched between forward and reverse at a constant cycle regardless of the load weight.
[0031]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Embodiments in which the present invention is implemented in a brushless motor control device for a washing machine will be specifically described below with reference to the drawings.
FIG. 1 shows the overall configuration of a brushless motor control apparatus according to the present invention, in which AC power obtained from a commercial power source (4) is once converted into DC power by a rectifier circuit (5), and then an inverter The AC power is converted by (6), the AC power is supplied to the brushless motor (2), and the motor is driven.
In the brushless motor (2), a position sensor (3) composed of a Hall element is arranged at three locations with a phase difference of 120 degrees on the circumference around the rotation axis. These three position sensors ( 3) Three position signals (Hu, Hv, Hw) obtained from (3) and (3) are supplied to the PWM control circuit (1), and the inverter (6) is controlled by the PWM control circuit (1). .
[0032]
FIG. 3A shows the waveforms of voltages (Eu, Ev, Ew) induced in the three-phase winding of the brushless motor, and each voltage waveform changes in a sine wave shape with 360 degrees as one cycle. The three voltage waveforms have a phase difference of 120 degrees from each other.
FIG. 5B shows the waveforms of three position signals (Hu, Hv, Hw) obtained from the three position sensors. Each position signal is a rectangular wave that switches between high and low with 360 degrees as one cycle, and the three position signals have a phase difference of 120 degrees.
[0033]
FIG. 2 shows a specific configuration of the PWM control circuit (1).
The three position signals (Hu, Hv, Hw) obtained from the position sensors (3), (3) and (3) are supplied to the position calculation circuit (13) and also to the rotation speed detection circuit (14). The rotation speed detection circuit (14) detects the rotation speed of the motor as described later based on the three position signals (Hu, Hv, Hw).
That is, the three position signals (Hu, Hv, Hw) have a phase difference of 120 degrees as shown in FIG. 3B, and the edges of the three position signals appear at intervals of 60 degrees. Therefore, the number of revolutions is calculated by measuring the time until two edges appear and dividing 60 degrees by that time.
The rotation speed ω thus calculated is supplied to the phase control circuit (12a), the position calculation circuit (13), and the mode switching control circuit (15) constituting the sine wave / rectangular wave drive control circuit (12). Is done.
[0034]
The PWM control circuit (1) of this embodiment can be switched between a rectangular wave drive mode for generating a rectangular wave voltage command signal and a sine wave drive mode for generating a sine wave voltage command signal, as will be described later. In the mode switching control circuit (15), the rotation speed ω supplied from the rotation speed detection circuit (14) is in a rectangular wave driving mode with a predetermined threshold value or less, or the rotation speed ω exceeds a predetermined threshold value. It is determined whether the sine wave drive mode is selected, and the determination result is supplied to the position calculation circuit (13).
[0035]
The position calculation circuit (13) calculates the rotation angle θ of the motor from the phases of the three position signals (Hu, Hv, Hw) in the rectangular wave driving mode. For example, Table 1 below shows the relationship between the rotation angle θ and the combination of high (“1”) and low (“0”) of three position signals (Hu, Hv, Hw) obtained with the rotation of the motor. Based on this table, the rotation angle θ of the motor corresponding to the phases of the three position signals (Hu, Hv, Hw) can be derived. As a result, a rotation angle θ that changes in a rectangular wave shape with a step of 60 ° is obtained.
[0036]
[Table 1]
In the sine wave drive mode, the rotation angle of the motor is derived from the phases of the three position signals (Hu, Hv, Hw) as in the rectangular wave drive mode, and the rotation angle θ is interpolated based on the sine wave. Thus, the rotation angle θ that changes in a sinusoidal manner with a step size sufficiently smaller than 60 ° (for example, 1 °) is calculated. The rotation angle ω obtained from the rotation speed detection circuit (14) shown in FIG. 2 is used for the interpolation process.
In the rectangular wave driving mode or the sine wave driving mode, the rotation angle θ calculated as described above is supplied to the phase control circuit (12a).
[0038]
The rotational speed ω obtained from the rotational speed detection circuit (14) is supplied to the rotational speed control circuit (11), and the rotational speed control circuit (11) is based on a deviation from the target value ω * of the motor rotational speed. A voltage amplitude command Va is created.
The voltage amplitude command Va is supplied to the phase control circuit (12a). In the phase control circuit (12a), the voltage amplitude command Va obtained from the rotation speed control circuit (11) and the position calculation circuit (13) are supplied. Based on the rotation angle θ, the voltage command signal Vu * for the U phase of the brushless motor is calculated from the following
[0039]
[Expression 1]
Vu * = Va · cos (θ + ψ)
Note that ψ is a phase advance angle, and is set to an appropriate value of zero or more in accordance with the rotational speed ω obtained from the rotational speed detection circuit (14).
[0040]
As a result, in the rectangular wave driving mode, a voltage command signal Vu * that changes in a rectangular wave shape with a coarse step size of 60 ° is obtained as shown in FIG. On the other hand, in the sine wave drive mode, a voltage command signal Vu * that changes in a sine wave shape with a small step size is obtained as shown in FIG.
Then, by giving a phase difference of 120 ° to the U-phase voltage command signal Vu *, a V-phase voltage command signal Vu * is created. By giving a phase difference of °, a W-phase voltage command signal Vw * is created.
[0041]
The three-phase voltage command signals (Vu *, Vv *, Vw *) calculated in this way are used as the PWM signal generation circuit (12b) constituting the sine wave / rectangular wave drive control circuit (12) shown in FIG. To generate PWM signals for the U phase, the V phase, and the W phase.
That is, in the rectangular wave driving mode, as shown in FIG. 3C, the U-phase voltage command signal Vu * is compared with a predetermined carrier wave (triangular wave), and based on the comparison result, FIG. The U-phase drive signal (PWM signal) shown in FIG. Similarly, the V-phase voltage command signal Vv * and a predetermined carrier wave are compared to create a V-phase drive signal, the W-phase voltage command signal Vw * and the predetermined carrier wave are compared, and W A phase drive signal is created.
Similarly, in the sine wave drive mode, as shown in FIG. 4C, the U-phase voltage command signal Vu * is compared with a predetermined carrier wave (triangular wave), and based on the comparison result, FIG. The U-phase drive signal (PWM signal) shown in FIG. Similarly, the V-phase voltage command signal Vv * and a predetermined carrier wave are compared to create a V-phase drive signal, the W-phase voltage command signal Vw * and the predetermined carrier wave are compared, and W A phase drive signal is created.
[0042]
The U-phase, V-phase, and W-phase PWM signals created in this way are supplied to the inverter (6) as shown in FIG. 1, and the inverter (6) is PWM-controlled. As a result, the brushless motor (2) is driven based on the rectangular wave-shaped voltage command signals generated from the outputs of the three position sensors in the rectangular wave driving mode, while the three position sensors are used in the sine wave driving mode. Is driven based on a sine-wave voltage command signal created from the output of.
[0043]
FIG. 5 shows changes in the rotational speed of the brushless motor and changes in the mode of the PWM control circuit (1) during the washing operation of the washing machine.
First, the PWM control circuit (1) is set to the rectangular wave drive mode, the forward drive of the brushless motor is started, and the brushless motor is accelerated. In this process, when the detected rotational speed ω reaches the first threshold value, the PWM control circuit (1) is switched to the sine wave drive mode at that time, and the brushless motor is further accelerated and then the predetermined rotational speed. Is driven to rotate. When a certain time has elapsed since the start of rotational driving at a predetermined rotational speed, the brushless motor is decelerated from that point, and in this process, the detected rotational speed ω is larger than the first threshold value. When the threshold value is reached, the PWM control circuit (1) is switched to the rectangular wave drive mode at that time, and the brushless motor is further decelerated.
Thereafter, reverse rotation driving of the brushless motor is started and the brushless motor is accelerated. In this process, when the detected rotational speed ω reaches the first threshold value, the PWM control circuit (1) is switched to the sine wave drive mode at that time, the brushless motor is further accelerated, and then the predetermined rotational speed is reached. Driven by number. When a certain period of time has elapsed since the start of rotational driving at a predetermined rotational speed, the brushless motor is decelerated from that point, and in this process, when the detected rotational speed ω reaches the second threshold value, The PWM control circuit (1) is switched to the rectangular wave driving mode, and the brushless motor is further decelerated.
[0044]
When the brushless motor is decelerated, the PWM control circuit (1) is switched from the sine wave drive mode to the rectangular wave drive mode with a second threshold value that is larger than the first threshold value during acceleration for reasons described later.
When the rotational speed of the brushless motor is low, the time interval between the edges of the three position signals (Hu, Hv, Hw) is long, and it takes a long time until the two edges are aligned. It takes time, and a large difference is generated between the rotational speed detected by the rotational speed detection circuit (14) and the actual rotational speed at that time.
The rotational speed ω detected when the brushless motor is decelerated is larger than the actual rotational speed at that time. Therefore, the PWM control circuit (1) switches from the sine wave drive mode to the rectangular wave drive mode at a rotational speed that is significantly lower than the threshold value. When the rotational speed of the brushless motor is low, the position signal switching cycle is long, and the rotational angle derived based on the signal changes in level with a coarse step size. When a rotation angle that changes sinusoidally is derived, a change in the rotation angle involves a large error. Therefore, when the voltage command signal is generated based on the rotation angle with such a large error and the PWM control is performed, the control accuracy is low. Therefore, when the brushless motor is decelerated, the threshold value is set to a value larger than the optimum rotational speed at which the PWM control circuit (1) should switch from the sine wave drive mode to the rectangular wave drive mode.
[0045]
On the other hand, the rotational speed ω detected during acceleration of the brushless motor is smaller than the actual rotational speed at that time. Therefore, the PWM control circuit (1) is switched from the rectangular wave driving mode to the sine wave driving mode at a rotational speed significantly exceeding the threshold value. Even if a rotation angle that changes in a rectangular wave shape when the rotation speed of the brushless motor is high is derived, there is no reduction in control accuracy due to a change in the rotation angle. Therefore, at the time of acceleration of the brushless motor, a value equal to or smaller than the optimum rotation speed is set as the threshold value.
For the above-described reason, when the brushless motor is decelerated, the PWM control circuit (1) is switched from the sine wave drive mode to the rectangular wave drive mode with a second threshold value larger than the first threshold value during acceleration.
[0046]
In the brushless motor control apparatus, the brushless motor is rotationally driven by always controlling the rotational speed ω of the brushless motor. Therefore, regardless of the load weight, it is possible to always set the time from the start of deceleration of the brushless motor to the time when the rotation speed of the brushless motor becomes zero, which makes it constant regardless of the load weight. The brushless motor can be switched between forward and reverse at a period of.
Further, the brushless motor is switched from forward rotation to reverse rotation in a state where the PWM control circuit (1) is set to the rectangular wave drive mode. In this way, when the brushless motor is switched from forward rotation to reverse rotation, the mode of the PWM control circuit (1) is not changed, so that the switching is performed smoothly.
[0047]
In the brushless motor control apparatus, the level changes with a coarse step size (60 °) based on the control of the rectangular wave drive mode, that is, the phase difference between the three position signals (Hu, Hv, Hw). A rectangular wave-shaped rotation angle ω is derived, a voltage command signal is generated based on the rotation angle ω, and a sine wave drive mode control, that is, a phase difference between three position signals (Hu, Hv, Hw). Based on the rotation angle, the rotation angle is derived, and the rotation angle is interpolated to derive a sinusoidal rotation angle whose level changes with a small step size (for example, 1 °), and the voltage command signal is based on the rotation angle ω. The phase control circuit (12a) of the sine wave / rectangular wave drive control circuit (12) can be switched in accordance with the rotational speed of the permanent magnet motor (2). Calculation using the common sine wave function shown in
Further, the PWM signal generation circuit (12b) of the sine wave / rectangular wave drive control circuit (12) generates an PWM signal from the voltage command signal and supplies it to the inverter in any mode. There is no change in operation with switching between drive mode and sine wave drive mode.
Therefore, like the conventional inverter control circuit (7) shown in FIG. 7, two switching signal generation circuits (73) and (74) and two rotation speed control circuits (71) and (72) are provided so that the 120-degree conduction mode and the sine Compared with the method of switching the wave drive mode circuit system, the control switching between the rectangular wave drive mode and the sine wave drive mode is performed smoothly. Moreover, the configuration is simplified.
[0048]
Further, in the phase control circuit (12a) of the sine wave / rectangular wave drive control circuit (12) shown in FIG. 2, the phase advance angle ψ defined in the sine wave function of
[0049]
In addition, each part structure of this invention is not restricted to the said embodiment, A various deformation | transformation is possible within the technical scope as described in a claim.
For example, in the embodiment described above, the mode switching control circuit (15) shown in FIG. 2 performs either the rectangular wave driving mode or the sine wave driving mode based on the rotational speed ω detected by the rotational speed detection circuit (14). However, instead of this, it is also possible to adopt a configuration in which the mode is determined based on the voltage amplitude command Va obtained from the rotation speed control circuit (11).
In the above embodiment, the brushless motor (2) is provided with three position sensors (3), (3) and (3). However, any number of position sensors can be provided regardless of this. It is. When the brushless motor (2) is provided with two position sensors, a rotation angle θ that changes in a rectangular wave shape with a step size of 90 ° is obtained.
Furthermore, in the above-described embodiment, a configuration in which the voltage command signal is calculated based on the sine wave function expressed by the
[0050]
[Expression 2]
Vu * = Va · {cos (θ + ψ) − (1/6) · cos3θ}
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing the overall configuration of a brushless motor control device according to the present invention.
FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of a PWM control circuit constituting the control device.
FIG. 3 is a waveform diagram of various signals created in the rectangular wave drive mode in the PWM control circuit.
FIG. 4 is a waveform diagram of various signals created in a sine wave drive mode in the PWM control circuit.
FIG. 5 is a graph showing a change in rotational speed of a brushless motor and a mode change in a PWM control circuit during a washing operation of the washing machine of the present invention.
FIG. 6 is a block diagram showing an overall configuration of a conventional brushless motor control device.
FIG. 7 is a block diagram showing a conventional inverter control circuit.
FIG. 8 is a graph showing a change in rotational speed of a brushless motor and a change in mode of an inverter control circuit during a washing operation of a conventional washing machine.
[Explanation of symbols]
(1) PWM control circuit
(2) Brushless motor
(3) Position sensor
(4) Commercial power supply
(5) Rectifier circuit
(6) Inverter
(11) Speed control circuit
(12) Sine wave / rectangular wave drive control circuit
(12a) Phase control circuit
(12b) PWM signal generation circuit
(13) Position calculation circuit
(14) Speed detection circuit
(15) Mode switching control circuit
Claims (4)
前記位置信号に基づいてブラシレスモータの回転速度を検出する速度検出手段と、
前記検出された回転速度に基づいて、ブラシレスモータの回転速度を制御する速度制御手段と、
前記位置信号に基づいて電圧指令信号を生成する演算処理手段と、
前記生成された電圧指令信号に基づいてＰＷＭ信号を作成し、該ＰＷＭ信号をインバータに供給するＰＷＭ信号作成手段
とを具え、前記演算処理手段は、
正弦波状に変化する電圧指令信号を生成する正弦波駆動モードと矩形波状に変化する電圧指令信号を生成する矩形波駆動モードとの間で切換え設定が可能な電圧指令生成手段と、
前記速度制御手段の動作によりブラシレスモータの回転速度を上昇させる過程で、前記検出された回転速度が第１の閾値を上回ったときに前記電圧指令生成手段を矩形波駆動モードから正弦波駆動モードに切り換えると共に、前記速度制御手段の動作によりブラシレスモータの回転速度を低下させる過程で、前記検出された回転速度が第２の閾値を下回ったときに前記電圧指令生成手段を正弦波駆動モードから矩形波駆動モードに切り換えるモード切換え制御手段
とを具え、前記第２の閾値は、前記電圧指令生成手段が正弦波駆動モードから矩形波駆動モードに切り替わるべき回転速度よりも大きく、前記第１の閾値よりも大きな値に設定されていることを特徴とするブラシレスモータの制御装置。An inverter that supplies AC power to the brushless motor to drive the brushless motor to rotate forward and backward, a position sensor that outputs a position signal composed of a rectangular wave having a fixed phase relationship with the rotation angle of the brushless motor, and In a brushless motor control device comprising a PWM control circuit for controlling the inverter based on a position signal obtained from a position sensor, the PWM control circuit comprises:
Speed detecting means for detecting the rotational speed of the brushless motor based on the position signal;
Speed control means for controlling the rotational speed of the brushless motor based on the detected rotational speed;
Arithmetic processing means for generating a voltage command signal based on the position signal;
PWM signal generating means for generating a PWM signal based on the generated voltage command signal and supplying the PWM signal to an inverter, the arithmetic processing means,
A voltage command generating means capable of switching setting between a sine wave drive mode for generating a voltage command signal changing in a sine wave shape and a rectangular wave drive mode for generating a voltage command signal changing in a rectangular wave shape;
In the process of increasing the rotational speed of the brushless motor by the operation of the speed control means, the voltage command generating means is changed from the rectangular wave driving mode to the sine wave driving mode when the detected rotational speed exceeds a first threshold value. In the process of switching and reducing the rotational speed of the brushless motor by the operation of the speed control means, the voltage command generating means is changed from the sine wave drive mode to the rectangular wave when the detected rotational speed falls below a second threshold value. Mode switching control means for switching to a drive mode , wherein the second threshold value is greater than a rotational speed at which the voltage command generating means should switch from the sine wave drive mode to the rectangular wave drive mode, and is greater than the first threshold value. A control device for a brushless motor, characterized by being set to a large value .
矩形波駆動モードでは、前記位置信号の位相に基づいて、矩形波状に変化する回転角度を導出する一方、正弦波駆動モードでは、前記位置信号の位相に基づいて回転角度を導出すると共に、導出された回転角度に対して正弦波に基づく補間を施して、正弦波状に変化する回転角度を導出する回転角度導出手段と、
ブラシレスモータの回転角度を変数として電圧指令信号の変化を表わす正弦波関数、若しくはブラシレスモータの回転角度と電圧指令信号の関係を表わすテーブルに基づき、前記導出された回転角度から電圧指令信号を生成する信号演算手段
とを具えている請求項１に記載の制御装置。The voltage command generating means of the arithmetic processing means is
In the rectangular wave driving mode, the rotation angle that changes in a rectangular wave shape is derived based on the phase of the position signal, while in the sine wave driving mode, the rotation angle is derived and derived based on the phase of the position signal. Rotation angle deriving means for deriving a rotation angle that changes into a sine wave shape by performing interpolation based on a sine wave with respect to the rotation angle.
A voltage command signal is generated from the derived rotation angle based on a sine wave function representing a change in the voltage command signal with the rotation angle of the brushless motor as a variable, or a table representing the relationship between the rotation angle of the brushless motor and the voltage command signal. The control device according to claim 1, further comprising signal calculation means.
前記位置信号に基づいてブラシレスモータの回転速度を検出する速度検出手段と、Speed detecting means for detecting the rotational speed of the brushless motor based on the position signal;
前記検出された回転速度に基づいて電圧振幅指令値を導出する速度制御手段と、Speed control means for deriving a voltage amplitude command value based on the detected rotational speed;
前記位置信号及び前記導出された電圧振幅指令値に基づいて電圧指令信号を生成する演算処理手段と、Arithmetic processing means for generating a voltage command signal based on the position signal and the derived voltage amplitude command value;
前記生成された電圧指令信号に基づいてＰＷＭ信号を作成し、該ＰＷＭ信号をインバータに供給するＰＷＭ信号作成手段PWM signal generating means for generating a PWM signal based on the generated voltage command signal and supplying the PWM signal to the inverter
とを具え、前記演算処理手段は、The arithmetic processing means comprises:
正弦波状に変化する電圧指令信号を生成する正弦波駆動モードと矩形波状に変化する電圧指令信号を生成する矩形波駆動モードとの間で切換え設定が可能な電圧指令生成手段と、A voltage command generating means capable of switching setting between a sine wave drive mode for generating a voltage command signal changing in a sine wave shape and a rectangular wave drive mode for generating a voltage command signal changing in a rectangular wave shape;
前記速度制御手段の動作によりブラシレスモータの回転速度を上昇させる過程で、前記導出された電圧振幅指令値が第１の閾値を上回ったときに前記電圧指令生成手段を矩形波駆動モードから正弦波駆動モードに切り換えると共に、前記速度制御手段の動作によりブラシレスモータの回転速度を低下させる過程で、前記導出された電圧振幅指令値が第２の閾値を下回ったときに前記電圧指令生成手段を正弦波駆動モードから矩形波駆動モードに切り換えるモード切換え制御手段In the process of increasing the rotational speed of the brushless motor by the operation of the speed control means, the voltage command generation means is driven from the rectangular wave drive mode to a sine wave when the derived voltage amplitude command value exceeds a first threshold value. In the process of switching to the mode and reducing the rotational speed of the brushless motor by the operation of the speed control means, the voltage command generation means is driven in a sine wave when the derived voltage amplitude command value falls below a second threshold value. Mode switching control means for switching from mode to rectangular wave drive mode
とを具え、前記第２の閾値は、前記電圧指令生成手段が正弦波駆動モードから矩形波駆動モードに切り替わるべき電圧振幅指令値よりも大きく、前記第１の閾値よりも大きな値に設定されていることを特徴とするブラシレスモータの制御装置。And the second threshold value is set to a value larger than the voltage amplitude command value that the voltage command generation means should switch from the sine wave drive mode to the rectangular wave drive mode, and larger than the first threshold value. A control device for a brushless motor.
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