JP2661180B2 - Flyback type DC-DC converter - Google Patents

Flyback type DC-DC converter

Info

Publication number
JP2661180B2
JP2661180B2 JP63225043A JP22504388A JP2661180B2 JP 2661180 B2 JP2661180 B2 JP 2661180B2 JP 63225043 A JP63225043 A JP 63225043A JP 22504388 A JP22504388 A JP 22504388A JP 2661180 B2 JP2661180 B2 JP 2661180B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
transformer
winding
saturable reactor
power supply
current
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
JP63225043A
Other languages
Japanese (ja)
Other versions
JPH0274156A (en
Inventor
清光 小沢
慶三 夏目
恭文 山田
康隆 中森
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Denso Corp
Original Assignee
Denso Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Denso Corp filed Critical Denso Corp
Priority to JP63225043A priority Critical patent/JP2661180B2/en
Publication of JPH0274156A publication Critical patent/JPH0274156A/en
Application granted granted Critical
Publication of JP2661180B2 publication Critical patent/JP2661180B2/en
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Landscapes

  • Dc-Dc Converters (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 [産業上の利用分野] 本発明は、直流電圧を所定電圧を昇圧(又は降圧)す
るフライバック型の直流−直流変換器に関する。
Description: BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a flyback type DC-DC converter that raises (or lowers) a DC voltage by a predetermined voltage.

[従来の技術] 従来、直流−直流変換器では、二次巻線に接続された
整流回路のダイオードがターンオフするとき、ダイオー
ドのキャリアの移動によって一時的に逆回復電流が流
れ、キャリアの移動完了後、ダイオードに逆電圧阻止機
能が働き、ダイオードに加わる逆電圧が急激に上昇し
て、スパイクノイズが発生するといったことがあり、ダ
イオードにコンデンサと抵抗器との直列回路(CRスナ
バ)を並列接続することにより、スパイクノイズを抑制
することが行われている。
[Related Art] Conventionally, in a DC-DC converter, when a diode of a rectifier circuit connected to a secondary winding is turned off, a reverse recovery current temporarily flows due to movement of a carrier of the diode, and the movement of the carrier is completed. Later, the reverse voltage blocking function works on the diode, the reverse voltage applied to the diode rises sharply, and spike noise may occur. A series circuit (CR snubber) of a capacitor and a resistor is connected in parallel to the diode. By doing so, spike noise is suppressed.

ところが、こうしたCRTスナバは、上記スイッチング
周波数が低い場合には、ある程度効果が得られるもの
の、電力損失、発熱及び能率の点で問題があり、スイッ
チング周波数が高い場合にはCRスナバの装着は不可能で
あった。
However, these CRT snubbers have some effect when the above switching frequency is low, but have problems in terms of power loss, heat generation and efficiency, and when the switching frequency is high, it is not possible to mount a CR snubber. Met.

そこで近年では、スイッチング周波数が高い場合であ
っても充分なスパイクノイズの抑制効果が得られるよう
にするため、電気学会研究会資料MAG−87−129に開示さ
れているように、ダイオードに直列に磁気スナバとして
の可飽和リアクトルを設けることが考えられている。
Therefore, in recent years, in order to obtain a sufficient spike noise suppression effect even when the switching frequency is high, as disclosed in the Institute of Electrical Engineers of Japan research group material MAG-87-129, it is connected in series with a diode. It has been considered to provide a saturable reactor as a magnetic snubber.

[発明が解決しようとする課題] しかし上記のようにダイオード等の整流素子に可飽和
リアクトルを直列接続した場合、フォワード型コンバー
タ、或はプッシュプルコンバータ等のように、変圧器の
一次巻線通電時に二次巻線側の整流回路が作動する所謂
オン/オフ式の直流−直流変換器においては、整流素子
に逆回復電流が流れるのを抑制してスパイクノイズの発
生を良好に抑制することができるようになるのである
が、変圧器の一次巻線非通電時に二次巻線側の整流回路
が作動するフライバック型(所謂オン/オフ式)の直流
−直流変換器では良好な効果が得られないといった問題
があった。
[Problems to be Solved by the Invention] However, when a saturable reactor is connected in series to a rectifying element such as a diode as described above, the primary winding of a transformer is energized as in a forward converter or a push-pull converter. In a so-called on / off type DC-DC converter in which a rectifier circuit on the secondary winding side sometimes operates, it is possible to suppress the occurrence of spike noise by suppressing the reverse recovery current from flowing through the rectifying element. However, a flyback type (so-called on / off type) DC-DC converter in which the rectifier circuit on the secondary winding operates when the primary winding of the transformer is de-energized has a good effect. There was a problem that can not be.

これはフライバック型の直流−直流変換器では、一次
巻線の通電を遮断したときに可飽和リアクトルが二次側
の負荷となり、フライバック電圧を異常に上昇して、一
次側のスイッチング素子に異常が生じる可能性があるた
めである。
This is because in a flyback type DC-DC converter, the saturable reactor becomes a load on the secondary side when the power supply to the primary winding is cut off, and the flyback voltage rises abnormally, and the primary side switching element This is because abnormalities may occur.

従って従来のフライバック型の直流−直流変換器にお
いては、特開昭62−262659号公報に記載の如く、二次側
の整流素子(ダイオード)に流れる逆電流を抑制するた
めのスナバは何も装着していないのが現状である。
Therefore, in a conventional flyback type DC-DC converter, as disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 62-262659, there is no snubber for suppressing a reverse current flowing through a rectifying element (diode) on the secondary side. It is currently not fitted.

そこで本発明は、フライバック型直流−直流変換器に
おいても、可飽和リアクトルによる磁気スナバの効果が
得られるようにすることを目的としてなされた。
Therefore, an object of the present invention is to make it possible to obtain the effect of a magnetic snubber by a saturable reactor even in a flyback type DC-DC converter.

[課題を解決するための手段] 即ち上記目的を達成するためになされた請求項1に記
載の発明は、変圧器と、該変圧器の一次巻線と直流電源
との接続を断続するスイッチング素子と、上記変圧器の
二次巻線に接続され、上記スイッチング素子が変圧器の
一次巻線と直流電源との接続を遮断したとき、上記変圧
器に蓄えられた磁気エネルギにより電流を流してコンデ
ンサを充電する整流素子と、を備えたフライバック型の
直流−直流変換器において、 上記整流素子に対して直列に可飽和リアクトルの主巻
線を設けると共に、上記変圧器の二次巻線に対して並列
に、上記スイッチング素子が変圧器の一次巻線と直流電
源とを接続しているときに該二次巻線を介して上記可飽
和リアクトルの制御巻線に電流を流し、上記可飽和リア
クトルを磁気飽和させる通電回路、を設けたことを特徴
とする。
[Means for Solving the Problems] In order to achieve the above object, the invention according to claim 1 is a switching element for interrupting connection between a transformer and a primary winding of the transformer and a DC power supply. And, connected to the secondary winding of the transformer, when the switching element cuts off the connection between the primary winding of the transformer and the DC power supply, the current flows by the magnetic energy stored in the transformer, and the capacitor A flyback type DC-DC converter comprising: a main winding of a saturable reactor in series with the rectifier, and a secondary winding of the transformer. In parallel, when the switching element connects the primary winding of the transformer and the DC power supply, a current flows through the control winding of the saturable reactor through the secondary winding, and the saturable reactor The magnetic Energizing circuit which is characterized in that the provided.

また請求項2に記載の発明は、同じくフライバック型
の直流−直流変換器において、上記整流素子に対して直
列に可飽和リアクトルの主巻線を設けると共に、上記変
圧器の一次巻線又は直流電源に対して並列に、上記スイ
ッチング素子が変圧器の一次巻線と直流電源とを接続し
ているときに上記直流電源から上記可飽和リアクトルの
制御巻線に電流を流し、上記可飽和リアクトルを磁気飽
和させる通電回路、を設けたことを特徴とする。
In a second aspect of the present invention, in a flyback type DC-DC converter, a main winding of a saturable reactor is provided in series with the rectifying element, and a primary winding or a DC of the transformer is provided. In parallel with the power supply, when the switching element connects the primary winding of the transformer and the DC power supply, a current flows from the DC power supply to the control winding of the saturable reactor, and the saturable reactor is An energizing circuit for magnetic saturation is provided.

[作用] 以上のように構成された本発明(請求項1,請求項2)
のフライバック型直流−直流変換器においては、スイッ
チング素子がオンして変圧器の一次巻線が通電されてい
るとき、変圧器のギャップに磁気エネルギが蓄えられ、
その後スイッチング素子がオフして一次巻線の通電が遮
断されると、ギャップに蓄えられた磁気エネルギにより
整流素子を介して電流が流れ、コンデンサが充電され
る。
[Operation] The present invention configured as described above (claims 1 and 2)
In the flyback type DC-DC converter, when the switching element is turned on and the primary winding of the transformer is energized, magnetic energy is stored in the gap of the transformer,
Thereafter, when the switching element is turned off and the energization of the primary winding is cut off, a current flows through the rectifying element due to the magnetic energy stored in the gap, and the capacitor is charged.

また本発明では、整流素子に直列に可飽和リアクトル
の主巻線が設けられているが、可飽和リアクトルは、ス
イッチング素子オン時に、通電回路により磁気飽和され
る。
Further, in the present invention, the main winding of the saturable reactor is provided in series with the rectifying element, but the saturable reactor is magnetically saturated by the energizing circuit when the switching element is turned on.

即ち、請求項1に記載の直流−直流変換器において
は、変圧器の二次巻線に並列接続された通電回路が、ス
イッチング素子のオン時に、二次巻線を介して可飽和リ
アクトルの制御巻線に電流を流すことにより、可飽和リ
アクトルを磁気飽和させ、請求項2に記載の直流−直流
変換器においては、変圧器の一次巻線又は直流電源に並
列接続された通電回路が、スイッチング素子のオン時
に、直流電源から可飽和リアクトルの制御巻線に電流を
流すことにより、可飽和リアクトルを磁気飽和させる。
That is, in the DC-DC converter according to the first aspect, the energizing circuit connected in parallel to the secondary winding of the transformer controls the saturable reactor via the secondary winding when the switching element is turned on. The saturable reactor is magnetically saturated by passing a current through the winding, and in the DC-DC converter according to claim 2, an energizing circuit connected in parallel to the primary winding of the transformer or the DC power supply is switched. When the element is turned on, a current flows from the DC power supply to the control winding of the saturable reactor, thereby magnetically saturating the saturable reactor.

このため、本発明では、スイッチング素子がオフさ
れ、整流素子が作動する際には主巻線は負荷とならず、
整流素子には可飽和リアクトルのない従来装置と同様に
電流が流れ、コンデンサが充電される。
Therefore, in the present invention, when the switching element is turned off and the rectifying element operates, the main winding does not become a load,
A current flows through the rectifier in the same manner as in a conventional device having no saturable reactor, and the capacitor is charged.

一方コンデンサの充電終了後、整流素子がターンオフ
する際には、整流素子内部のキャリア移動によって整流
素子に逆回復電流が流れようとするが、可飽和リアクト
ルの主巻線はこの逆回復電流に対しては大きなインダク
タンスをもったリアクトルとなるので、この逆電流は抑
制される。
On the other hand, when the rectifier turns off after the capacitor is charged, reverse recovery current tends to flow through the rectifier due to carrier movement inside the rectifier, but the main winding of the saturable reactor reacts to this reverse recovery current. Therefore, the reverse current is suppressed because the reactor has a large inductance.

従って本発明によれば、整流素子がターンオフする際
に流れる逆回復電流を抑制することができ、整流素子両
端に異常な逆電圧が発生してスパイクノイズとなるのを
防止できる。
Therefore, according to the present invention, the reverse recovery current flowing when the rectifying element is turned off can be suppressed, and the occurrence of an abnormal reverse voltage across the rectifying element and spike noise can be prevented.

[実施例] 以下に本発明の一実施例を図面と共に説明する。Embodiment An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings.

第1図に示す如く、本実施例のフライバック型直流−
直流変換器には、従来と同様、変圧器2と、変圧器2の
一次巻線L1と直流電源4との接続を断続して、一次巻線
L1の通電・非通電を切り替える、スイッチング素子とし
てのトランジスタTRと、トランジスタTRがオンからオフ
に切り替わったときに変圧器2の二次巻線L2に発生する
電圧に対して順方向となるよう、変圧器2の二次巻線L2
に設けられた整流素子としてのダイオードD1と、ダイオ
ードD1を介して二次巻線L2に発生した高電圧が充電され
るコンデンサC1と、が備えられている。
As shown in FIG. 1, the flyback type DC-
As in the conventional DC converter, the connection between the transformer 2 and the primary winding L1 of the transformer 2 and the DC power supply 4 is interrupted and connected to the primary winding.
A transistor TR as a switching element for switching between energization and non-energization of L1, and a forward direction with respect to a voltage generated in the secondary winding L2 of the transformer 2 when the transistor TR is switched from on to off, Secondary winding L2 of transformer 2
And a capacitor C1 that is charged with a high voltage generated in the secondary winding L2 via the diode D1.

また本実施例では、第2図に示すように、アモルファ
ス,フェライト等からなるトロイダルコアTCに、主巻線
l1及び制御巻線l2を巻き付けることにより形成され、第
3図に示す如き磁気特性(B−H特性)を有する可飽和
リアクトル6が備えられており、第1図に示す如く、そ
の主巻線l1がダイオードD1とコンデンサC1との間に直列
接続され、制御巻線l2がダイオードD2,抵抗器R1を介し
て変圧器2の二次巻線L2に並列に接続されている。
Further, in this embodiment, as shown in FIG. 2, a main winding is attached to a toroidal core TC made of amorphous, ferrite or the like.
A saturable reactor 6 formed by winding the control winding l1 and the control winding l2 and having magnetic characteristics (BH characteristics) as shown in FIG. 3 is provided, and as shown in FIG. l1 is connected in series between the diode D1 and the capacitor C1, and the control winding l2 is connected in parallel to the secondary winding L2 of the transformer 2 via the diode D2 and the resistor R1.

尚このダイオードD2は、スイッチング素子TRのオン状
態で変圧器2の二次巻線L2に発生する電圧に対して順方
向に設けられ、一次巻線L1通電時に制御巻線l2を通電し
て、可飽和リアクトル6を磁気飽和させることができる
ようにされている。また制御巻線l2の通電方向は、可飽
和リアクトル6の磁気飽和によって、ダイオードD1の順
方向電流に対して主巻線l1のインダクタンスが低下する
方向に設定されている。
The diode D2 is provided in the forward direction with respect to the voltage generated in the secondary winding L2 of the transformer 2 when the switching element TR is on, and the control winding l2 is energized when the primary winding L1 is energized. The saturable reactor 6 can be magnetically saturated. The direction in which the control winding l2 is energized is set so that the inductance of the main winding l1 decreases with respect to the forward current of the diode D1 due to the magnetic saturation of the saturable reactor 6.

このように構成された本実施例のフライバック型直流
−直流変換器では、第4図に示す如く、まずトランジス
タTRがオンして、変圧器2の一次巻線L1と直流電源4と
が接続されると、一次巻線L1に一次電流I1が流れ、変圧
器2のギャップに磁気エネルギを蓄積する。するとこの
磁気エネルギの一部は、変圧器2の二次巻線L2、ダイオ
ードD2、抵抗器R1を介した電流として、可飽和リアクト
ル6の制御巻線l2に流れる。このとき可飽和リアクトル
の動作点は、第3図に示す磁気特性のa点に移行し、可
飽和リアクトル6が磁気飽和される。
In the flyback type DC-DC converter of the present embodiment configured as described above, as shown in FIG. 4, first, the transistor TR is turned on, and the primary winding L1 of the transformer 2 is connected to the DC power supply 4. Then, the primary current I1 flows through the primary winding L1 and accumulates magnetic energy in the gap of the transformer 2. Then, a part of the magnetic energy flows as a current through the secondary winding L2 of the transformer 2, the diode D2, and the resistor R1 to the control winding l2 of the saturable reactor 6. At this time, the operating point of the saturable reactor shifts to a point a of the magnetic characteristic shown in FIG. 3, and the saturable reactor 6 is magnetically saturated.

次にトランジスタTRがオンからオフに切り替えられる
と、変圧器2のギャップに蓄積された磁気エネルギによ
り二次巻線L2に二次電流I2が流れ始める。このとき可飽
和リアクトル6は既に磁気飽和され、主巻線l1のインダ
クタンスは充分小さくなっているため、主巻線l1は負荷
とならず、可飽和リアクトルを備えていない従来装置と
同様、ダイオードD1を介してコンデンサC1が充電され
る。またこのとき制御巻線l2の電流は遮断されるが、主
巻線l1に二次電流I2が流れるので、可飽和リアクトル6
の動作点は第3図のb点の方へ移動する。
Next, when the transistor TR is switched from on to off, the secondary current I2 starts to flow through the secondary winding L2 due to the magnetic energy stored in the gap of the transformer 2. At this time, the saturable reactor 6 is already magnetically saturated, and the inductance of the main winding l1 is sufficiently small. Therefore, the main winding l1 does not become a load, and the diode D1 as in the conventional device having no saturable reactor. Is charged via the capacitor C1. At this time, the current of the control winding l2 is cut off, but the secondary current I2 flows through the main winding l1.
Move to the point b in FIG.

このように二次巻線L2に流れ始めた電流は、磁気エネ
ルギの低下にともない徐々に減少し、可飽和リアクトル
6の動作点は再び第3図に示すa点に移行し、その後二
次電流I2がわずかに負の値(Io)になった時点でc点へ
と移行する。このとき、可飽和リアクトルを備えていな
い従来装置では、第4図に点線で示す如く、ダイオード
D1の逆回復電流が流れて、その復帰時にスパイクノイズ
が発生するようになるのであるが、本実施例では、可飽
和リアクトル6が備えられているため、可飽和リアクト
ルの動作点が第3図に示すc点からe点に達するまでの
間、その逆回復電流が大幅に緩和され、従って逆回復電
流による損失、及びノイズの発生を抑制できるようにな
る。
The current that has begun to flow through the secondary winding L2 gradually decreases as the magnetic energy decreases, and the operating point of the saturable reactor 6 shifts to the point a shown in FIG. 3 again. When I2 becomes a slightly negative value (Io), it shifts to the point c. At this time, in the conventional device having no saturable reactor, as shown by a dotted line in FIG.
The reverse recovery current of D1 flows, and spike noise is generated at the time of the recovery. In this embodiment, since the saturable reactor 6 is provided, the operating point of the saturable reactor is set as shown in FIG. In the period from point c to point e, the reverse recovery current is greatly relaxed, so that the loss due to the reverse recovery current and the generation of noise can be suppressed.

ここでダイオードD1の逆回復電流を第4図に示す如く
時間Toの間抑制するには、可飽和リアクトル6の動作点
が第3図に示すc点からe点に移行するまでの時間(保
持時間)TをTo以上にする必要があり、このためには、
第3図に示す保磁力Ho及び飽和磁束密度Boと、主巻線l1
の巻数Nmとを決定しなければならない。
Here, in order to suppress the reverse recovery current of the diode D1 for the time To as shown in FIG. 4, the time (holding time) until the operating point of the saturable reactor 6 shifts from the point c to the point e shown in FIG. Time) T must be greater than or equal to To
The coercive force Ho and the saturation magnetic flux density Bo shown in FIG.
Must be determined.

まず保磁力Ho及び飽和磁束密度Boは、トロイダルコア
TCの特性から決定される。
First, the coercive force Ho and the saturation magnetic flux density Bo
Determined from TC characteristics.

また可飽和リアクトル6の動作点が第3図のc点から
e点に移行する際に主巻線l1に流れる逆電流Ioと保磁力
Hoとの関係は次式(1)で与えられ、 Ho<Io+Nm/l ……(1) (但し、l:トロイダルコアTCの平均磁路長)また可飽和
リアクトルの飽和磁束密度Boと保持時間Tの関係は次式
(2)で与えられる。
Further, when the operating point of the saturable reactor 6 shifts from point c to point e in FIG. 3, the reverse current Io flowing through the main winding l1 and the coercive force
The relationship with Ho is given by the following equation (1): Ho <Io + Nm / l (1) (where l is the average magnetic path length of the toroidal core TC) and the saturation magnetic flux density Bo of the saturable reactor and the holding time The relationship of T is given by the following equation (2).

E+T<2+Nm+Bo+A ……(2) (但し、E:印加電圧,A:トロイダルコアTCの断面積) そこで本実施例では、上記(1)及び(2)式に所定
の条件を加えることで、主巻線l1の巻数Nm、トロイダル
コアTCの平均磁路長l及び断面積Aを決定し、これによ
ってダイオードD1の逆回復電流を完全に抑制できるよう
に(即ちT≧Toとなるように)されている。
E + T <2 + Nm + Bo + A (2) (where, E: applied voltage, A: cross-sectional area of toroidal core TC) Therefore, in this embodiment, by adding predetermined conditions to the above equations (1) and (2), The number of turns Nm of the winding l1, the average magnetic path length l of the toroidal core TC and the cross-sectional area A are determined so that the reverse recovery current of the diode D1 can be completely suppressed (that is, T ≧ To). ing.

また次にトランジスタTRがオンしている間に制御巻線
l2を通電して可飽和リアクトルを磁気飽和させるために
は、次式(3)及び(4)を満足させる必要があり、 Es+Ts≦2+Ns+Bo+A ……(3) Ho<Is+Ns/l ……(4) (但し、Es:トランジスタTRオン時に二次巻線に誘起さ
れる電圧,Ts:トランジスタTRオン時間,Is:制御巻線の通
電電流,Ns:制御巻線l2の巻数) これら(3)及び(4)式より、次式(5)が得られ
る。
Next, while the transistor TR is on, the control winding
To energize l2 and magnetically saturate the saturable reactor, the following equations (3) and (4) must be satisfied: Es + Ts ≦ 2 + Ns + Bo + A (3) Ho <Is + Ns / l (4) (However, Es: voltage induced in the secondary winding when the transistor TR is on, Ts: transistor TR on time, Is: energizing current of the control winding, Ns: number of turns of the control winding l2) These (3) and ( From equation (4), the following equation (5) is obtained.

Es+Ts/2+Bo+A ≧Ns>Ho+l/Is ……(5) 一方通電電流Isは、抵抗器R1の抵抗値をRs、制御巻線
l2のインダクタンスをLsとすると、次式(6)の如く記
述できる。
Es + Ts / 2 + Bo + A ≧ Ns> Ho + 1 / Is (5) On the other hand, the conduction current Is is obtained by setting the resistance value of the resistor R1 to Rs and the control winding.
Assuming that the inductance of l2 is Ls, it can be described as the following equation (6).

この通電電流Isは、可飽和リアクトルを飽和させるた
めの消費電流を考慮すると、できるだけ小さな値にする
ことが望ましい。
It is desirable that the conduction current Is be as small as possible in consideration of the current consumption for saturating the saturable reactor.

そこで本実施例では、まず制御巻線l2の巻数Nsを、上
記(5)式を満足する範囲内で最も大きくなるよう設定
し、その後Isを正確な値に設定したのち、(6)式によ
り抵抗器R1の抵抗値Rsを決定するといった手順で、制御
巻線l2の巻数Ns及び抵抗器R1が設定されている。
Therefore, in the present embodiment, first, the number of turns Ns of the control winding l2 is set to be the largest within a range satisfying the above equation (5), and then Is is set to an accurate value. The number of turns Ns of the control winding l2 and the resistor R1 are set by a procedure such as determining the resistance value Rs of the resistor R1.

以上説明したように、本実施例においては、トランジ
スタTRオン時に可飽和リアクトルを磁気飽和させている
ため、フライバック型の直流−直流変換器に磁気スナバ
を応用することが可能となり、ダイオードD1の逆回復電
流を大幅に緩和し、整流素子の損失の低減、スパイクノ
イズの低減を図ることが可能となる。
As described above, in the present embodiment, since the saturable reactor is magnetically saturated when the transistor TR is turned on, a magnetic snubber can be applied to a flyback type DC-DC converter, and the diode D1 can be used. The reverse recovery current can be greatly reduced, and the loss of the rectifying element and the spike noise can be reduced.

ここで上記実施例では、可飽和リアクトル6の制御巻
線l2,ダイオードD2,及び抵抗器R1からなる通電回路を、
変圧器2の二次巻線L2に並列に接続し、トランジスタTR
のオン時に変圧器2の二次巻線L2に流れる電流によって
可飽和リアクトル6を磁気飽和させるもの(つまり請求
項1を適用したもの)について説明したが、例えば、第
5図に示す如く、請求項2を適用し、制御巻線l2,ダイ
オードD2,及び抵抗器R1からなる通電回路を、変圧器2
の一次巻線L1に並列に接続することにより、トランジス
タTRのオン時に直流電源4から可飽和リアクトル6の制
御巻線l2に直接電流を流し、可飽和リアクトル6を磁気
飽和させるようにしてもよい。この場合、制御巻線l2
は、直流電源4から直接電源供給されることとなるの
で、電源電圧を昇圧する直流−直流変換器においては、
抵抗器に耐圧の小さいものを使用することが可能とな
り、より安価に作成できる。
Here, in the above embodiment, an energizing circuit including the control winding l2 of the saturable reactor 6, the diode D2, and the resistor R1 is
Connected in parallel with the secondary winding L2 of the transformer 2, the transistor TR
In the above description, the saturable reactor 6 is magnetically saturated by the current flowing through the secondary winding L2 of the transformer 2 when the power supply is turned on (that is, the saturable reactor 6 is applied). For example, as shown in FIG. Item 2 is applied, and an energizing circuit including the control winding l2, the diode D2, and the resistor R1 is connected to the transformer 2
May be connected in parallel to the primary winding L1 to flow a current directly from the DC power supply 4 to the control winding l2 of the saturable reactor 6 when the transistor TR is on, thereby magnetically saturating the saturable reactor 6. . In this case, the control winding l2
Is supplied directly from the DC power supply 4. Therefore, in a DC-DC converter for boosting the power supply voltage,
It is possible to use a resistor having a small withstand voltage as the resistor, and it is possible to produce the resistor at a lower cost.

またこの他、例えば第6図に示す如く、可飽和リアク
トル6の制御巻線l2を、抵抗器R1及びトランジスタTRx
を介して、直流電源4に直接接続するようにしてもよ
い。この場合には、制御巻線l2の通電制御をより効率的
に行うことができる。
In addition, as shown in FIG. 6, for example, the control winding l2 of the saturable reactor 6 is connected to a resistor R1 and a transistor TRx.
May be directly connected to the DC power supply 4 via the. In this case, the energization control of the control winding l2 can be performed more efficiently.

[発明の効果] 以上詳述したように本発明のフライバック型直流−直
流変換器においては、整流素子に直列に可飽和リアクト
ルの主巻線が設けられ、スイッチング素子オン時にこの
可飽和リアクトルを磁気飽和させるように構成されてい
るため、スイッチング素子がオフした際に整流素子をそ
のまま作動させ、整流素子がターンオフする際に流れる
逆回復電流を抑制することができる。この結果本発明に
よれば、フライバック型の直流−直流変換器に磁気スナ
バを応用することが可能となり、ダイオードD1の逆回復
電流を大幅に緩和して、整流素子の損失の低減、スパイ
クノイズの低減を図ることが可能となる。
[Effects of the Invention] As described in detail above, in the flyback type DC-DC converter of the present invention, the main winding of the saturable reactor is provided in series with the rectifying element, and the saturable reactor is turned on when the switching element is turned on. Since it is configured to be magnetically saturated, it is possible to operate the rectifier as it is when the switching element is turned off, and to suppress the reverse recovery current flowing when the rectifier is turned off. As a result, according to the present invention, a magnetic snubber can be applied to a flyback type DC-DC converter, the reverse recovery current of the diode D1 is greatly reduced, the loss of the rectifying element is reduced, and spike noise is reduced. Can be reduced.

また本発明では、可飽和リアクトルを磁気飽和させる
ための通電回路を変圧器の二次巻線に対して並列に接続
することにより、スイッチング素子のオン時に、二次巻
線を介して、可飽和リアクトルの制御巻線に電流を流す
か(請求項1)、或いは、通電回路を変圧器の一次巻線
又は直流電源に対して並列に接続することにより、スイ
ッチング素子のオン時に、直流電源から可飽和リアクト
ルの制御巻線に直接電流を流すようにしている(請求項
2)。このため、可飽和リアクトルを磁気飽和させるた
めの通電回路としては、例えば、上記実施例で説明した
ように、スイッチング素子のオン時に可飽和リアクトル
の制御巻線に一方向に電流を流すダイオード,トランジ
スタ等の整流素子と電流制限用の抵抗とを用いることに
より、極めて簡単に構成できる。
Further, in the present invention, by connecting an energizing circuit for magnetically saturating the saturable reactor in parallel with the secondary winding of the transformer, the saturable state is established via the secondary winding when the switching element is turned on. By supplying a current to the control winding of the reactor (Claim 1) or by connecting an energizing circuit in parallel with the primary winding of the transformer or the DC power supply, the DC power supply can be used when the switching element is turned on. The current is caused to flow directly to the control winding of the saturation reactor (claim 2). For this reason, as an energizing circuit for magnetically saturating the saturable reactor, for example, as described in the above embodiment, a diode or a transistor that allows current to flow in one direction through the control winding of the saturable reactor when the switching element is turned on. By using a rectifying element such as described above and a current limiting resistor, the configuration can be made extremely simple.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

第1図は実施例のフライバック型直流−直流変換器全体
の構成を表す電気回路図、第2図は可飽和リアクトルの
構成を表す説明図、第3図は可飽和リアクトルの磁気特
性を表す線図、第4図は実施例の動作を説明するタイム
チャート、第5図及び第6図は夫々フライバック型直流
直流変換器の他の構成例を表す電気回路図、である。 2……変圧器、4……直流電源 6……可飽和リアクトル、L1……一次巻線 L2……二次巻線、l1……主巻線 l2……制御巻線、C1……コンデンサ D1……ダイオード(整流素子) D2……ダイオード、R1……抵抗器 TR……トランジスタ
FIG. 1 is an electric circuit diagram showing the entire configuration of a flyback type DC-DC converter according to an embodiment, FIG. 2 is an explanatory diagram showing the configuration of a saturable reactor, and FIG. 3 shows the magnetic characteristics of the saturable reactor. FIG. 4 is a time chart for explaining the operation of the embodiment, and FIGS. 5 and 6 are electric circuit diagrams each showing another configuration example of the flyback type DC / DC converter. 2 Transformer 4 DC power supply 6 Saturable reactor L1 Primary winding L2 Secondary winding l1 Main winding l2 Control winding C1 Capacitor D1 …… Diode (rectifier) D2 …… Diode, R1… Resistor TR …… Transistor

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 中森 康隆 愛知県刈谷市昭和町1丁目1番地 日本 電装株式会社内 (56)参考文献 特開 平1−303056(JP,A) ────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (72) Inventor Yasutaka Nakamori 1-1-1 Showa-cho, Kariya-shi, Aichi Japan Inside Denso Co., Ltd. (56) References JP-A-1-303056 (JP, A)

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項1】変圧器と、該変圧器の一次巻線と直流電源
との接続を断続するスイッチング素子と、上記変圧器の
二次巻線に接続され、上記スイッチング素子が変圧器の
一次巻線と直流電源との接続を遮断したとき、上記変圧
器に蓄えられた磁気エネルギにより電流を流してコンデ
ンサを充電する整流素子と、を備えたフライバック型の
直流−直流変換器において、 上記整流素子に対して直列に可飽和リアクトルの主巻線
を設けると共に、 上記変圧器の二次巻線に対して並列に、 上記スイッチング素子が変圧器の一次巻線と直流電源と
を接続しているときに該二次巻線を介して上記可飽和リ
アクトルの制御巻線に電流を流し、上記可飽和リアクト
ルを磁気飽和させる通電回路、 を設けたことを特徴とするフライバック型直流−直流変
換器。
1. A transformer, a switching element for interrupting connection between a primary winding of the transformer and a DC power supply, and a secondary winding of the transformer, wherein the switching element is connected to a primary winding of the transformer. A rectifying element that supplies a current by magnetic energy stored in the transformer to charge a capacitor when the connection between the line and the DC power supply is interrupted. The main winding of the saturable reactor is provided in series with the element, and the switching element connects the primary winding of the transformer and the DC power supply in parallel with the secondary winding of the transformer. A current flowing through the control winding of the saturable reactor through the secondary winding to magnetically saturate the saturable reactor. .
【請求項2】変圧器と、該変圧器の一次巻線と直流電源
との接続を断続するスイッチング素子と、上記変圧器の
二次巻線に接続され、上記スイッチング素子が変圧器の
一次巻線と直流電源との接続を遮断したとき、上記変圧
器に蓄えられた磁気エネルギにより電流を流してコンデ
ンサを充電する整流素子と、を備えたフライバック型の
直流−直流変換器において、 上記整流素子に対して直列に可飽和リアクトルの主巻線
を設けると共に、 上記変圧器の一次巻線又は直流電源に対して並列に、 上記スイッチング素子が変圧器の一次巻線と直流電源と
を接続しているときに上記直流電源から上記可飽和リア
クトルの制御巻線に電流を流し、上記可飽和リアクトル
を磁気飽和させる通電回路、 を設けたことを特徴とするフライバック型直流−直流変
換器。
2. A transformer, a switching element for interrupting connection between a primary winding of the transformer and a DC power supply, and a secondary winding of the transformer, wherein the switching element is connected to a primary winding of the transformer. A rectifying element that supplies a current by magnetic energy stored in the transformer to charge a capacitor when the connection between the line and the DC power supply is interrupted. The main winding of the saturable reactor is provided in series with the element, and the switching element connects the primary winding of the transformer and the DC power supply in parallel with the primary winding of the transformer or the DC power supply. A current flowing from the DC power supply to the control winding of the saturable reactor to magnetically saturate the saturable reactor, and a flyback type DC-DC converter.
JP63225043A 1988-09-08 1988-09-08 Flyback type DC-DC converter Expired - Fee Related JP2661180B2 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP63225043A JP2661180B2 (en) 1988-09-08 1988-09-08 Flyback type DC-DC converter

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP63225043A JP2661180B2 (en) 1988-09-08 1988-09-08 Flyback type DC-DC converter

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPH0274156A JPH0274156A (en) 1990-03-14
JP2661180B2 true JP2661180B2 (en) 1997-10-08

Family

ID=16823146

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP63225043A Expired - Fee Related JP2661180B2 (en) 1988-09-08 1988-09-08 Flyback type DC-DC converter

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP2661180B2 (en)

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2515640B2 (en) * 1991-08-05 1996-07-10 株式会社ユタカ電機製作所 Switching power supply circuit
KR100531772B1 (en) * 1998-10-24 2006-01-27 엘지전자 주식회사 Noise Canceling Device for DC / DC Converter in PSM Mode
JP2007124879A (en) * 2005-09-27 2007-05-17 Mitsumi Electric Co Ltd Power supply device

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH01303056A (en) * 1988-05-30 1989-12-06 Fujitsu Ltd Dc/dc converter

Also Published As

Publication number Publication date
JPH0274156A (en) 1990-03-14

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP0336725B1 (en) Switching power supply
EP0765022B1 (en) Uninterrupted switching regulator
JP6526546B2 (en) Resonant type power supply
US20030048644A1 (en) DC-DC converter
US7505289B2 (en) Flyback DC/DC converter using clamp diode
EP0058401B1 (en) High frequency switching circuit
JP2661180B2 (en) Flyback type DC-DC converter
JP2000152627A (en) Ringing choke converter
KR101141374B1 (en) Boost converter
US7057906B2 (en) Insulating switching DC/DC converter
KR102569566B1 (en) Low voltage dc-dc converter and driving method thereof
JPS627368A (en) Power source circuit
JPS6219104Y2 (en)
JP3429203B2 (en) Switching power supply snubber circuit
JPS61147777A (en) Switching power source circuit
EP0949751A2 (en) Generator for arc welding machines with forward topology and active clamp
JPH01311779A (en) Television receiver electric source
JP3010903B2 (en) Voltage resonant switching power supply
JPS6213432Y2 (en)
JPH03164066A (en) Dc/dc converter
JPS589514Y2 (en) switching regulator
JPS61185069A (en) Dc/dc converter
JPH11196573A (en) Snubber circuit of switching power supply
KR19990003562U (en) Inrush Current Prevention Circuit in Monitor Power Supply Circuit
JP2004282868A (en) Switching power supply circuit

Legal Events

Date Code Title Description
LAPS Cancellation because of no payment of annual fees