JP2639995B2 - ミキサ回路 - Google Patents
ミキサ回路Info
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- JP2639995B2 JP2639995B2 JP1008122A JP812289A JP2639995B2 JP 2639995 B2 JP2639995 B2 JP 2639995B2 JP 1008122 A JP1008122 A JP 1008122A JP 812289 A JP812289 A JP 812289A JP 2639995 B2 JP2639995 B2 JP 2639995B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔概要〕 例えば、移動無線装置に使用するミキサ回路、特に送
信ミキサ回路に関し、性能を劣化させることなく回路規
模を小さくすることを目的とし、周波数fMの第１の入力
信号と周波数fLの第２の入力信号を非線形素子で混合し
て希望周波数の出力信号を得る際に、非線形素子の第１
の入力電極側に、入力信号中の不要周波数成分を抑圧し
第１の入力信号の周波数fMに対してインピーダンス整合
を取る同調整合部分と、第２の入力電極へ入力する周波
数fLに直列共振する直列共振回路とからなる入力側整合
手段を設け、又第２の入力信号fLの周波数に同調し、不
要周波数成分を抑圧し、かつ周波数fLに対しインピーダ
ンス整合を取る同調整合部分を第２の入力信号側に設
け、さらに非線形素子の出力電極側に希望出力周波数に
対してインピーダンス整合を取り、出力信号中の不要周
波数成分を抑圧する出力側整合手段を設ける様に構成す
る。
信ミキサ回路に関し、性能を劣化させることなく回路規
模を小さくすることを目的とし、周波数fMの第１の入力
信号と周波数fLの第２の入力信号を非線形素子で混合し
て希望周波数の出力信号を得る際に、非線形素子の第１
の入力電極側に、入力信号中の不要周波数成分を抑圧し
第１の入力信号の周波数fMに対してインピーダンス整合
を取る同調整合部分と、第２の入力電極へ入力する周波
数fLに直列共振する直列共振回路とからなる入力側整合
手段を設け、又第２の入力信号fLの周波数に同調し、不
要周波数成分を抑圧し、かつ周波数fLに対しインピーダ
ンス整合を取る同調整合部分を第２の入力信号側に設
け、さらに非線形素子の出力電極側に希望出力周波数に
対してインピーダンス整合を取り、出力信号中の不要周
波数成分を抑圧する出力側整合手段を設ける様に構成す
る。
本発明は、例えば移動無線装置に使用するミキサ回
路、特に送信ミキサ回路に関するものである。
路、特に送信ミキサ回路に関するものである。
第３図は送信ミキサ回路適用例説明図で、自動車電話
の場合である。
の場合である。
通常、自動車電話では周波数帯としては受信用が865
〜890MHZ、送信用が920〜945MHZが使用され、ここでは
受信周波数890MHZ,送信周波数945MHZとして第３図の動
作を説明する。
〜890MHZ、送信用が920〜945MHZが使用され、ここでは
受信周波数890MHZ,送信周波数945MHZとして第３図の動
作を説明する。
まず、890MHZの受信信号が入力すると電圧制御発振器
VCO14から800MHZを送出して90MHzの中間周波帯の信号に
変換する。
VCO14から800MHZを送出して90MHzの中間周波帯の信号に
変換する。
一方、VCO26は145MHZの変調信号を送出し、送信ミキ
サ回路５でVCO1からの800MHZと混合して945MHZの送信信
号を生成する。尚、VCO2から出力される145MHZの局発信
号は、例えば72.5MHZを２倍して生成する為に72.5MHZ間
隔で不要周波数成分（以下、不要波成分と省略する）が
含まれるとする。
サ回路５でVCO1からの800MHZと混合して945MHZの送信信
号を生成する。尚、VCO2から出力される145MHZの局発信
号は、例えば72.5MHZを２倍して生成する為に72.5MHZ間
隔で不要周波数成分（以下、不要波成分と省略する）が
含まれるとする。
この時、送信ミキサ回路としては性能を劣化させるこ
となく回路規模を小さくすることが必要である。
となく回路規模を小さくすることが必要である。
第４図は従来例の回路図を示す。以下局発信号は800M
HZ、入力信号は145MHZとして図の動作を説明する。
HZ、入力信号は145MHZとして図の動作を説明する。
先ず、145MHZの入力信号はハイプリッドトランスT
1で、位相が180度異なる２つの信号に分配される。この
２つの信号は、分布定数形の線輪（以下、線路と言う）
L1とコンデンサC2、またC4を介して加えられた800MHZの
局発信号と合成され、抵抗R1,R2を介してそれぞれトラ
ンジスタQ1,Q2のベースに加えられる。
1で、位相が180度異なる２つの信号に分配される。この
２つの信号は、分布定数形の線輪（以下、線路と言う）
L1とコンデンサC2、またC4を介して加えられた800MHZの
局発信号と合成され、抵抗R1,R2を介してそれぞれトラ
ンジスタQ1,Q2のベースに加えられる。
そこで、トランジスタQ1,Q2の非線形動作により局発
信号と入力信号とは混合されてコレクタ側に800MHZ、
（800±145）MHZ等の周波数成分が得られるが、このト
ランジスタのコレクタは局発信号に対して1/2波長の線
路L2で接続されているので、トランジスタQ1のコレクタ
では漏洩した800MHZの局発信号が抑圧される。
信号と入力信号とは混合されてコレクタ側に800MHZ、
（800±145）MHZ等の周波数成分が得られるが、このト
ランジスタのコレクタは局発信号に対して1/2波長の線
路L2で接続されているので、トランジスタQ1のコレクタ
では漏洩した800MHZの局発信号が抑圧される。
次に、線路L3,L4,コンデンサC6,C7で（800＋145）MHZ
に整合を取って945MHZの出力信号を取り出し、他の周波
数の信号（不要波）は反射させる。尚、C1,C3,C5,C8は
コンデンサ、R3〜R7は抵抗を示す。
に整合を取って945MHZの出力信号を取り出し、他の周波
数の信号（不要波）は反射させる。尚、C1,C3,C5,C8は
コンデンサ、R3〜R7は抵抗を示す。
しかし、第４図に示す回路は入力側のハイブリッドト
ランスT1,出力側の1/2波長の線路L2および２個のトラン
ジスタQ1,Q2等が必要となり、回路規模が大きくなると
言う問題がある。
ランスT1,出力側の1/2波長の線路L2および２個のトラン
ジスタQ1,Q2等が必要となり、回路規模が大きくなると
言う問題がある。
本発明は性能を劣化させることなく回路規模を小さく
することを目的とする。
することを目的とする。
上記目的は本発明により第１図の本発明の原理ブロッ
ク図に示すように、非線形素子の第１の入力電極側に第
１の入力信号fMを、第２の入力電極側に第２の入力信号
fLを入力し、出力側である第３電極側から、第1,第２の
入力信号の混合された希望周波数の出力信号を得るミキ
サ回路において、 非線形素子の第１の入力電極側には、入力信号中の不
要周波数成分を抑圧し第１の入力信号の周波数fMに対し
てインピーダンス整合を取る同調整合部分（11）と第２
の入力電極側への第２の入力信号の周波数fLで直列共振
する第１の入力電極側−地気間の直列共振回路（12）と
からなる入力側整合手段（１）を設け、また第２の入力
電極側には、入力信号中の不要周波数成分を抑圧し、第
２の入力信号の周波数fLに対しインピーダンス整合を取
る同調整合部分（13）を備え、さらに非線形素子の出力
側である第３電極側には希望出力周波数に対してインピ
ーダンス整合を取り、出力信号の不要周波数成分を抑圧
する出力側整合手段（３）を設けることを特徴とするミ
キサ回路によって構成される。
ク図に示すように、非線形素子の第１の入力電極側に第
１の入力信号fMを、第２の入力電極側に第２の入力信号
fLを入力し、出力側である第３電極側から、第1,第２の
入力信号の混合された希望周波数の出力信号を得るミキ
サ回路において、 非線形素子の第１の入力電極側には、入力信号中の不
要周波数成分を抑圧し第１の入力信号の周波数fMに対し
てインピーダンス整合を取る同調整合部分（11）と第２
の入力電極側への第２の入力信号の周波数fLで直列共振
する第１の入力電極側−地気間の直列共振回路（12）と
からなる入力側整合手段（１）を設け、また第２の入力
電極側には、入力信号中の不要周波数成分を抑圧し、第
２の入力信号の周波数fLに対しインピーダンス整合を取
る同調整合部分（13）を備え、さらに非線形素子の出力
側である第３電極側には希望出力周波数に対してインピ
ーダンス整合を取り、出力信号の不要周波数成分を抑圧
する出力側整合手段（３）を設けることを特徴とするミ
キサ回路によって構成される。
本発明はシングルミキサ方式を用いて非線形素子を１
個に減らす。
個に減らす。
この場合非線形素子の第１の入力電極側には第１の入
力信号に対して同調整合を取る同調整合部分11と、第２
の入力電極側への第２の入力信号周波数に共振する直列
共振回路12とからなる入力側整合手段１を設ける。
力信号に対して同調整合を取る同調整合部分11と、第２
の入力電極側への第２の入力信号周波数に共振する直列
共振回路12とからなる入力側整合手段１を設ける。
そして同調整合部分11によって入力信号中の不要周波
数成分は除去され、かつこの第１の入力信号fMに対する
回路のインピーダンスの整合がとられる。
数成分は除去され、かつこの第１の入力信号fMに対する
回路のインピーダンスの整合がとられる。
また第１の入力電極側−地気間の直列共振回路12は、
第２の入力電極側への第２の入力信号周波数fLに対する
インピーダンスが極めて小となるので、周波数fLによる
第１の入力電極側への漏洩は確実に防止され、第１の入
力信号周波数fMは効率良く非線形素子の第１の入力電極
に入力される。さらに第２入力電極側に設けられた同調
整合部分13は第２の入力信号の周波数fLに同調し、不要
周波数成分を抑圧し、かつ周波数fLに対するインピーダ
ンス整合を取る。
第２の入力電極側への第２の入力信号周波数fLに対する
インピーダンスが極めて小となるので、周波数fLによる
第１の入力電極側への漏洩は確実に防止され、第１の入
力信号周波数fMは効率良く非線形素子の第１の入力電極
に入力される。さらに第２入力電極側に設けられた同調
整合部分13は第２の入力信号の周波数fLに同調し、不要
周波数成分を抑圧し、かつ周波数fLに対するインピーダ
ンス整合を取る。
また、非線形素子の出力側としての第３電極側には希
望周波数に対して同調整合を取り、帯域外の不要波成分
を抑圧する出力側整合手段を設ける。
望周波数に対して同調整合を取り、帯域外の不要波成分
を抑圧する出力側整合手段を設ける。
即ちミキサ回路では、混合すべき２個の周波数が非線
形素子における非直線特性の所定部分で、それぞれ必要
とするレベルで混合されねばならないが、周波数変換利
得を最大にするためには、不要周波数成分を含むことな
く、かつインピーダンス整合された状態で所定のレベル
で非線形素子に入力されることが必要となる。
形素子における非直線特性の所定部分で、それぞれ必要
とするレベルで混合されねばならないが、周波数変換利
得を最大にするためには、不要周波数成分を含むことな
く、かつインピーダンス整合された状態で所定のレベル
で非線形素子に入力されることが必要となる。
そして本発明によるミキサ回路では非線形素子におけ
る対応する入力に、第1,第２の入力信号はそれぞれ互い
に干渉されることなく入力され、出力側には希望周波数
の出力信号は効率よく取り出され、最大の周波数変換利
得が得られることになり、従って性能を劣化させること
なく、回路規模を小さくすることが可能となる。
る対応する入力に、第1,第２の入力信号はそれぞれ互い
に干渉されることなく入力され、出力側には希望周波数
の出力信号は効率よく取り出され、最大の周波数変換利
得が得られることになり、従って性能を劣化させること
なく、回路規模を小さくすることが可能となる。
第２図は本発明の実施例の回路図を示す。
ここで、コンデンサC8〜C10,線輪L5は同調整合部分11
の構成部分、トランジスタQ3は非線形素子２の構成部
分、分布定数型の線輪（以下線路という）L6,コンデン
サC11は直列共振回路12の構成部分、コンデンサC15,
C16,線路L9,L10が同調整合部分13の構成部分、線路L8,
コンデンサC12,C13は出力側整合手段３の構成部分を示
す。
の構成部分、トランジスタQ3は非線形素子２の構成部
分、分布定数型の線輪（以下線路という）L6,コンデン
サC11は直列共振回路12の構成部分、コンデンサC15,
C16,線路L9,L10が同調整合部分13の構成部分、線路L8,
コンデンサC12,C13は出力側整合手段３の構成部分を示
す。
以下、従来例と同様に第１の入力信号fMは145MHZ、第
２の入力信号fLとしての局発信号は800MHZとして図の動
作を説明する。
２の入力信号fLとしての局発信号は800MHZとして図の動
作を説明する。
先ず、コンデンサC8〜C10,線輪L5が145MHZに同調し、
コンデンサC8,C9の値を選択して整合を取る。そこで、
不要波成分が抑圧された第１の入力信号fMが線路L7を介
してトランジスタQ3の第１の入力電極としてのベースに
加えられる。
コンデンサC8,C9の値を選択して整合を取る。そこで、
不要波成分が抑圧された第１の入力信号fMが線路L7を介
してトランジスタQ3の第１の入力電極としてのベースに
加えられる。
また、線路L6とコンデンサC11で構成された800MHZ直
列共振回路をトランジスタQ3の第１の入力電極としての
ベース側と地気間に接続する。そしてこの直列共振回路
は第２の入力電極としてのエミッタへの第２の入力信号
fLの周波数800MHZに対し直列共振するので、そのインピ
ーダンスは極めて小となり、第２の入力信号による第１
の入力電極側への漏洩と、それによる第１の入力信号へ
の干渉は確実に防止される。
列共振回路をトランジスタQ3の第１の入力電極としての
ベース側と地気間に接続する。そしてこの直列共振回路
は第２の入力電極としてのエミッタへの第２の入力信号
fLの周波数800MHZに対し直列共振するので、そのインピ
ーダンスは極めて小となり、第２の入力信号による第１
の入力電極側への漏洩と、それによる第１の入力信号へ
の干渉は確実に防止される。
また第２の入力信号fLの入力側である第２の入力電極
としてのエミッタ側では周波数800MHZに対し、コンデン
サC15,C16、線路L9,L10からなる同調整合部分が設けら
れているので、周波数同調が得られ、不要周波数成分は
除去され、かつ第２の入力信号に対する回路のインピー
ダンス整合が行われ、従って第２の入力信号である800M
HZは効率良く非線形素子の第２の入力電極としてのエミ
ッタ入力され、非線形素子での第１の入力電極としての
ベースへの第１の入力信号と第２の入力電極としてのエ
ミッタへの第２の入力信号との混合での周波数変換利得
が大となる。
としてのエミッタ側では周波数800MHZに対し、コンデン
サC15,C16、線路L9,L10からなる同調整合部分が設けら
れているので、周波数同調が得られ、不要周波数成分は
除去され、かつ第２の入力信号に対する回路のインピー
ダンス整合が行われ、従って第２の入力信号である800M
HZは効率良く非線形素子の第２の入力電極としてのエミ
ッタ入力され、非線形素子での第１の入力電極としての
ベースへの第１の入力信号と第２の入力電極としてのエ
ミッタへの第２の入力信号との混合での周波数変換利得
が大となる。
さらに、トランジスタQ3の出力である第３電極として
のコレクタに設けられた線路L8,コンデンサC12,C1 13は
（800＋145）MHZの同調整合回路で、トランジスタQ3の
コレクタ側に表れた不要波成分を抑圧し、945MHZの出力
を取り出す。また、R8〜R11は抵抗、C14,C17はコンデン
サを示す。
のコレクタに設けられた線路L8,コンデンサC12,C1 13は
（800＋145）MHZの同調整合回路で、トランジスタQ3の
コレクタ側に表れた不要波成分を抑圧し、945MHZの出力
を取り出す。また、R8〜R11は抵抗、C14,C17はコンデン
サを示す。
これにより、性能を劣化させることなく回路規模を小
さくすることができる。
さくすることができる。
上記の如く、第１の入力電極、第２の入力電極側の入
力側整合手段及び出力側の出力側整合手段によって、第
1,第２の入力信号及び希望周波数の出力信号に対し、不
要周波数成分の抑圧とインピーダンスの整合とが十分に
行なわれ、また入力側整合手段中の直列共振回路によっ
て、第２の入力電極側から第１の入力電極側への第２の
入力信号の周波数の漏洩が防止され、非線形素子での周
波数変換利得が大となる。
力側整合手段及び出力側の出力側整合手段によって、第
1,第２の入力信号及び希望周波数の出力信号に対し、不
要周波数成分の抑圧とインピーダンスの整合とが十分に
行なわれ、また入力側整合手段中の直列共振回路によっ
て、第２の入力電極側から第１の入力電極側への第２の
入力信号の周波数の漏洩が防止され、非線形素子での周
波数変換利得が大となる。
第１図は本発明の原理ブロック図、 第２図は本発明の実施例の回路図、 第３図は送信ミキサ回路適用例説明図、 第４図は従来例の回路を示す。 図において、 １は入力側整合手段、 ２は非線形素子、 ３は出力側整合手段を示す。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭61−224506（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−154908（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−138107（ＪＰ，Ａ) 特公 昭51−809（ＪＰ，Ｂ１)
Claims (1)
- 【請求項１】非線形素子の第１の入力電極側に第１の入
力信号fMを、第２の入力電極側に第２の入力信号fLを入
力し、出力側である第３電極側から、第1,第２の入力信
号の混合された希望周波数の出力信号を得るミキサ回路
において、 非線形素子の第１の入力電極側には、入力信号中の不要
周波数成分を抑圧し第１の入力信号周波数fMに対してイ
ンピーダンス整合を取る同調整合部分（11）と、第２の
入力電極側への第２の入力信号の周波数fLで直列共振す
る第１の入力電極側−地気間の直列共振回路（12）とか
らなる入力側整合手段（１）を設け、また第２の入力電
極側には、入力信号中の不要周波数成分を抑圧し、第２
の入力信号の周波数fLに対しインピーダンス整合を取る
同調整合部分（13）を備え、さらに非線形素子の出力側
である第３電極側には希望出力周波数に対してインピー
ダンス整合を取り、出力信号中の不要周波数成分を抑圧
する出力側整合手段（３）を設けることを特徴とするミ
キサ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1008122A JP2639995B2 (ja) | 1989-01-17 | 1989-01-17 | ミキサ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1008122A JP2639995B2 (ja) | 1989-01-17 | 1989-01-17 | ミキサ回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02188008A JPH02188008A (ja) | 1990-07-24 |
| JP2639995B2 true JP2639995B2 (ja) | 1997-08-13 |
Family
ID=11684485
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1008122A Expired - Fee Related JP2639995B2 (ja) | 1989-01-17 | 1989-01-17 | ミキサ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2639995B2 (ja) |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5535501A (en) * | 1978-09-05 | 1980-03-12 | Oki Electric Ind Co Ltd | Transmission frequency convertor |
| JPS61224506A (ja) * | 1985-03-28 | 1986-10-06 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 電界効果トランジスタ回路 |
| JPS62154908A (ja) * | 1985-12-27 | 1987-07-09 | Fujitsu Ltd | ミキサ−回路 |
-
1989
- 1989-01-17 JP JP1008122A patent/JP2639995B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02188008A (ja) | 1990-07-24 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |