JP2637644B2 - 情報変換方法及びパイロット信号生成方法及び回転磁気ヘッド装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明はディジタルデータを記
録または伝送する際にその記録系または伝送系に適した
信号に当該ディジタルデータを変換する情報変換方法
と、磁気記録再生装置、例えば、ディジタルＶＴＲ装置
等においてトラッキングエラー信号を得るための該情報
変換方法を使用したパイロット信号生成方法と、該磁気
記録再生装置において使用するための回転磁気ヘッド装
置とに関する。

【０００２】

【従来の技術】従来の情報変換方式としては、例えばTH
E DAT CONFERENCE STANDARD （１９８７年６月発行）に
示された８／１０変調方式を用いたものがあった。

【０００３】８／１０変調方式とは、ディジタルデータ
を８ビット単位の情報語に区切り、これを１０ビットの
符号語に変換する情報変換方式であり、図３１は動作を
説明する回路構成図、図３２は情報変換表であり、図３
３は動作を補足説明するための図である。図３１におい
て、１は８ビットのディジタルデータ（ａ）と１ビット
のテーブル選択信号（Ｑ´）を入力とし、１０ビットの
符号語（ｂ）と次の符号語のテーブルを選択する信号
（Ｑ）の合計１１ビットを出力する符号器、２は符号語
のテーブル選択信号を１情報語分ディレーするためのフ
リップフロップである。なお、符号器１には図３２に示
した情報変換表の内容が例えばＲＯＭ（Read Only Memo
ry）等にて格納されており、１６進表現で“００”から
“ＦＦ”までの２５６の情報語に対して、ＣＤＳ（Code
Word Digital Sum ）＝０の符号語は情報語と１対１で
対応づけ、ＣＤＳ≠０の符号語に対してはＣＤＳが＋２
と−２の符号語をペアとして１情報語に対応づけられて
おり、テーブルＱ´＝−１の方はＣＤＳ＝＋２，テーブ
ルＱ´＝＋１の方はＣＤＳ＝−２の符号語で構成されて
いる。またテーブルを選択する信号（Ｑ）は符号語列に
おける電荷の発散を抑圧する方向のＣＤＳ（テーブル）
選択を行うものである。また図３３の（ａ），（ｂ），
（Ｑ）の信号は図３１の（ａ），（ｂ），（Ｑ）のポイ
ントの信号に対応し、（ｃ）は符号語を直列データに変
換した後、データ“１”で反転がくり返されるＮＲＺＩ
変調後の信号であり、（ｄ）は前記ＮＲＺＩの変調後の
各符号語終端でのＤＳＶ（Digital Sum Value ）値を示
したものである。

【０００４】次に動作について説明する。まず、符号語
１に入力されたＦＦなる８ビットの情報語（ａ）はテー
ブル選択信号（Ｑ´）が−１であり、Ｑ´＝−１のＦＦ
に対応したＣＤＳ＝＋２なる１１１１１０１０１０の１
０ビットの符号語１が出力される。また、同時に、次に
符号語のテーブルを選択する信号Ｑが−１で出力され
る。なお、前記１０ビットの信号は１０ビットの並列信
号から直列信号に変換された後、ＮＲＺＩ変調される。
その結果、符号語終端におけるＤＳＶ値は＋２となる。

【０００５】次に符号語１に００が入力されると符号語
の出力は前記直前に出力されたＱの−１が１シンボルデ
ィレーしたＱ´＝−１の信号により、Ｑ´＝−１の００
に対応したＣＤＳ＝０なる０１０１０１０１０１の１０
ビットの信号とＱが１で出力される。その結果、ＮＲＺ
Ｉの変調後の符号語終端におけるＤＳＶ値は＋２のまま
となる。

【０００６】次に符号器１に１１が入力されると、符号
器の出力はＱ´＝１の１１に対応したＣＤＳ＝−２の１
０ビット信号とＱが−１で出力される。その結果、ＮＲ
ＺＩ変調後の符号語終端におけるＤＳＶ値は０となる。
以下、同様の手段により、符号器１に入力された８ビッ
トの情報語は、直前に出力されたテーブル選択信号に基
づき、各情報語に対応したＱ´＝−１ｏｒＱ´＝１のい
ずれかのテーブルの符号語が選択されて出力される。そ
の結果、ＮＲＺＩ変調後の各符号語終端におけるＤＳＶ
値は０もしくは±２の値に限定される。このことはＤＳ
Ｖの発散が抑圧されていることを示すものであり、結果
として、直流成分を含まないＤＣフリーの情報変換が実
現されている。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】従来の情報変換方式は
以上のようにＣＤＳ＝０とＣＤＳ＝±２の符号語により
構成されているので、ＤＳＶの抑圧コントロールをアク
ティブに制御することが不可能であり、比較的低周波ま
でスペクトラムが存在したものとなる。さらに、ＤＳＶ
制御回路を新たに設け、ＤＳＶ値を１つの情報として使
用する場合、符号語単位毎においても任意のＤＳＶ値に
制御できないなどの問題点があった。

【０００８】一方、図３４は、例えば特開昭５９−６８
８６２号公報に開示された従来の磁気記録再生装置にお
けるトラッキングエラー生成用のパイロット信号生成回
路及びトラッキングエラー検出回路のブロック図であ
り、同図において、１０１は基準発振器（以下、ＯＳＣ
と称する）、１０２はプリセッタブルカウンタ、１０３
はフリップフロップ、１０４はフィルタ、１０５はミキ
サで、上記フィルタ１０４から出力された正弦波の参照
信号１０６と映像やオーディオ等の情報信号１０７を加
算する。１０８は記録再生切換スイッチ、１０９は記録
媒体となる磁気テープ１２２に記録再生を行う磁気ヘッ
ド、１１０は分周比制御回路で、トラック切換信号１１
１と記録再生切換信号１１２により、上記プリセッタブ
ルカウンタ１０２の分周比を制御する。

【０００９】１１３は再生信号１１４を入力するローパ
スフィルタ、１１５はミキサで、上記参照信号１０６と
ローパスフィルタ１１３から出力される再生パイロット
信号とを加算する。１１６はアンプ、１１７は分割回
路、１１８ａ，１１８ｂはバンドパスフィルタ、１１９
ａ，１１９ｂはエンベロープ検波回路、１２０は上記両
エンベロープ検波回路１１９ａ，１１９ｂの出力を比較
してトラッキング制御信号１２１を出力する差動増幅器
である。図３５は上記従来の磁気記録再生装置における
磁気媒体１２２上の磁気ヘッド１０９と記録トラック１
２３の関係を示す図である。

【００１０】次に、上記構成の動作について説明する。
磁気記録媒体としての磁気テープ１２２上への記録時に
おいては、トラック切換信号１１１にもとづいて分周比
制御回路１１０によりプリセッタブルカウンタ１０２の
分周比を切換え、このプリセッタブルカウンタ１０２の
出力をフリップフロップ１０３でさらに分周した後、フ
ィルタ１０４で正弦波の参照信号（パイロット信号）１
０６にした後、情報信号１０７とミキサ１０５で加算
し、記録再生切換スイッチ１０８を介して磁気ヘッド１
０９により磁気テープ１２２上に記録する。

【００１１】記録トラック１２３が変わるたびにトラッ
ク切換信号１１１を切換えるため、例えば図３５のよう
なｆ１〜ｆ４の４種類のパイロット信号を記録すること
ができる。このとき、パイロット信号の周波数は上記情
報信号１０７を再生し、パイロット信号を抽出するにあ
たって、情報信号１０７が損なわれないような周波数に
設定する必要があるため、例えば数十ｋＨｚ〜数百ｋＨ
ｚに選定される。

【００１２】図３５におけるｆ１〜ｆ４のパイロット信
号の周波数を民生用８ｍｍビデオテープレコーダ（ＶＴ
Ｒ）の４周波パイロット方式の場合で考えて、 ｆ1 ＋ｆＡ＝ｆ2 ，ｆ2 ＋ｆＢ＝ｆ3 ……（１） ｆ4 ＋ｆＡ＝ｆ3 ，ｆ1 ＋ｆＢ＝ｆ4 ……（２） のように設定すると、再生時は図３４における磁気ヘッ
ド１０９により磁気テープ１２２から記録信号を再生す
る際、情報信号１０７に混って記録したパイロット信号
も再生される。このパイロット信号はローパスフィルタ
１１３にて抽出されるが、このとき、走査しているパイ
ロット信号の他に隣接トラック（両隣り）のパイロット
信号もクロストークとして取り出される。

【００１３】上記隣接トラックのパイロット信号は周波
数が映像信号等に比べて十分に低いため、たとえばアジ
マス記録であっても、アジマス効果がほとんどなく、大
きなクロストーク量として再生される。以上のように再
生されたパイロット信号にミキサ１１５にて走査トラッ
クに書き込まれている参照信号１０６のパイロット周波
数を加算すると、両隣りからのクロストークによるパイ
ロット信号と参照信号１０６との間にビートが生じ、上
記（１）式におけるｆＡおよびｆＢのビート周波数が得
られる。

【００１４】例えば図３５において、ｆ2 のパイロット
信号が書かれているトラック１２３を再生する際には、
クロストークとしてｆ1 及びｆ3 のパイロット信号も得
られ、これをミキサ１１５で加算する際に、上記
（１），（２）式よりｆ2 −ｆ1 ＝ｆＡ，ｆ2 −ｆ3 ＝
−ｆＢとなることからビート信号ｆＡ、ｆＢが得られ
る。

【００１５】次に、これをアンプ１１６、分割回路１１
７を介してバンドパスフィルタ１１８ａ，１１８ｂで抽
出した後、エンベロープ検波回路１１９ａ，１１９ｂで
検波すると、図３５の磁気ヘッド１０９がｆ2 上をオン
トラックしている場合、少しでもｆ1 側にずれると、ビ
ート信号ｆＡが増大し、逆の場合はビート信号ｆＢが増
大するため、差動増幅器２０の出力としてトラッキング
制御信号１２１が取り出される。

【００１６】従来の磁気記録再生装置は以上のように高
密度な記録再生を行うため、極めて狭いトラックのトラ
ッキングシステムを構成している。この場合、高精度に
トラックずれを検出する手段が必要であり、一般的には
上記のように低周波のパイロット信号を記録することに
より、トラックずれを検出している。ところが、ディジ
タル磁気記録の場合、一般的な記録・再生信号におい
て、直流に近い成分から最高記録周波数にいたるまでの
広範囲にパワースペクトラムを有しているため、従来の
アナログＦＭ記録のようにキャリア及びその周辺の帯域
外にいわゆる周波数アロケーション上の隙間を生じさせ
ることができない。特に、現行アナログ８ｍｍＶＴＲの
場合のように、トラッキング用の低周波のパイロット信
号を周波数アロケーション上の隙間に挿入することは、
ディジタル記録において困難である。

【００１７】ディジタル記録の場合でも、トラッキング
用パイロット信号の周波数域において記録されるパイロ
ット信号のパワーレベルがディジタル情報を変調して得
られる記録信号のパワーレベルよりも十分に大きけれ
ば、再生時に上記トラッキング用パイロット信号を、従
来の場合と同じように、バンドパスフィルタ等で抜き出
すことが可能である。

【００１８】しかし、上記のようにパイロット信号のパ
ワーレベルを、映像やオーディオの情報である記録・再
生信号に足して大きくしすぎると、再生時に復調した場
合、波形ひずみが大きくなり、ディジタルデータの誤り
率の増加が発生する。特に、記録時に記録アンプの手前
で、上記変調後のディジタルデータとトラッキング用パ
イロット信号をアナログ的に加算して記録する場合、上
記ディジタルデータとパイロット信号との間になんらの
相関関係もないため、互いに信号は単なる外乱信号とな
る。

【００１９】つまり、ディジタル信号により記録再生さ
れるディジタルオーディオレコーダやディジタルレコー
ダなどの情報記録機器の場合、記録再生信号の周波数ス
ペクトラムがディジタル記録の特徴から低域成分を多く
含むため、低周波のトラッキング用パイロット信号を上
記記録再生信号に加算して記録するとなると、上記ディ
ジタルに変調された信号を復調する際に上記記録再生信
号と上記パイロット信号の間に全く相関がないため、波
形ひずみが生じて、データの誤り率が増大する。

【００２０】そこで、復調時の波形ひずみを少なくする
ためにパイロット信号のパワーレベルを下げると、サー
ボ（トラッキング）検出信号の必要Ｓ／Ｎが得られず、
サーボをかけることができなくなり、磁気テープにおけ
るトラッキング方向の記録密度がかせげなくなる等の問
題点があった。

【００２１】図３６は例えば特開昭５８−４７３８３号
公報に示された従来の回転磁気ヘッド装置の平面図であ
り、図３７には図３６の装置により媒体に記録されたト
ラックパターンを示す図である。図３７には、隣接トラ
ックのアジマス各が異なるガードバンドレス記録されて
いる様子が示されている。図３６において、２０１は回
転ドラム、２０２は回転ドラム２０１に取り付けられア
ジマス角が異なるＨＬ，ＨＨヘッドを一対としたダブル
アジマスヘッドであり、回転ドラム２０１の中心を軸と
して１８０°対向した位置関係で２組設けられている。
ＨＬヘッドとＨＨヘッドは間隔が６Ｈ（Ｈは水平走査期
間）の時間に相当する距離に設定されている。２０３は
信号を記録再生するための媒体である。

【００２２】次に動作について説明する。記録時にはま
ず、輝度信号と色信号が多重されている複合カラー信号
を、輝度成分を示す信号を含む低域の信号ＳＬと色信号
成分（搬送色信号）と高域輝度信号成分の双方を含む高
域の信号ＳＨの２系統に分割し、各々ＦＭ変調が行われ
た後回転ドラム２０１に取りつけられたダブルアジマス
ヘッド２０２に各々入力し、媒体２０３に２チャンネル
記録する。なお分割した両者は別々の系を通るため、再
生時、遅延時間が相違する場合があり、時間軸調整が必
要となる。よって、時間軸調整用の基準信号として、低
域信号ＳＬにはバースト信号、高域信号ＳＨには水平同
期パルス（ＰＨ）が用いられる。なお、ＰＨ信号はアジ
マス効果が少ない低周波信号である。その結果、ヘッド
間隔を６Ｈとすることにより媒体２０３に記録されるト
ラックパターンは図３７のようにＨアライメントがとれ
たものとなり、ミストラッキングによりＰＨの部分でク
ロストークが増えても、その区間は水平ブラッキング期
間に対応しており、クロストークによる画質劣化が生じ
ない。

【００２３】従来の回転ヘッド装置は以上のように構成
されているが、ディジタル記録に適用する場合は、水平
同期信号に相当する信号がなくダブルアジマスヘッドに
おけるヘッド間隔の新規な設定が必要となる。

【００２４】また、この発明の目的は上記のような問題
点を解消するためになされたもので、符号語単位毎にお
けるＤＳＶ値の制御が任意にできるとともに、比較的低
周波においてスペクトラムの低いＤＣフリーの情報変換
方法を得ることである。

【００２５】この発明の他の目的は上記のような問題点
を解消するためになされたもので、パイロット信号の情
報信号に対する多重において、ディジタル復調する際の
波形のひずみをできるだけ最小限におさえるとともに、
サーボ検出信号の必要Ｓ／Ｎを大きく取れ、トラックピ
ッチを狭めて記録再生の高密度化を図ることがてきるト
ラッキングエラー生成のためのパイロット信号生成方法
を提供することである。

【００２６】そして、この発明のさらに他の目的は、ダ
イブルアジマスヘッドを用いてディジタル信号を記録再
生する装置において、狭トラック化による高密度記録を
実現する際に良好なトラッキングエラー信号を得る回転
ヘッド装置を提供すること、特に最適なヘッド間隔の設
定条件を得ることである。

【００２７】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項１記載の発明は、ｍビットの情報語をｎビッ
ト（ｍ＜ｎ）の符号語に変換する情報変換方法であっ
て、ｍビットの情報語を（ｎ−１）ビットの符号語とし
て生成する工程と、前記（ｎ−１）ビットの符号語の先
頭に１ビットを付加して生成されるｎビット符号のＣＤ
Ｓ（Codeword Digital Sum) 値を示す信号を生成する工
程と、前記ｎビットの符号化に関わる直前に符号化され
た最終ビットの状態を示す信号を生成する工程と、所望
の周期で変動するＤＳＶ（Digital Sum Variation)制御
信号を生成する工程と、前記ｎビット符号のＣＤＳ値
と、前記直前に符号化された最終ビットの状態を示す信
号と、前記ＤＳＶ制御信号とにより、前記ｎビット符号
の先頭１ビットを“０”又は“１”に選択的にセットす
る工程を備え、変換されたｎビット符号語列のＤＳＶが
前記所望の周期に同期して変動し、前記ＤＳＶ制御信号
の変動周期に対応した周波数に強いスペクトラムが得ら
れるようにしたことを特徴とする。

【００２８】また、請求項２に記載の発明は、請求項１
記載の情報変換方法において、ｍ＝１２の情報語をｎ＝
１５の符号語に情報変換するに際し、１５ビットの各符
号語の符号列においてビット“１”と次のビット“１”
の間のビット“０”の数を４個以下に制限し、且つＣＤ
Ｓ値が＋１と−１である２つの符号を一対として１２ビ
ットの情報語に対応させたことを特徴とする。

【００２９】また、請求項３に記載の発明は、請求項２
記載の情報変換方法において、各符号語の符号列におい
てＭＳＢ端側とＬＳＢ端側でビット“０”の連続する個
数が２以下に制限されていることを特徴とする。

【００３０】また、請求項４に記載の発明は、回転ドラ
ムに設けられた回転ヘッドによりディジタル信号を磁気
媒体に記録する際に、請求項１記載の情報変換方法を用
いてＤＳＶ制御信号の変動周期に対応した周波数に得ら
れる強いスペクトラムを、トラッキングエラー信号を得
るためのパイロット信号として上記ディジタル信号に多
重するパイロット信号生成方法であって、記録時にｍビ
ットの２値のディジタル信号をｎビット（ｍ＜ｎ）の符
号語に変換する際、＋１と−１の２つの符号のＣＤＳに
対応する一対のグループのｎビットの符号語をｍビット
のディジタル信号に対応させ、前記回転ドラムの位相制
御に用いられるドラムＰＧ信号に同期した信号によって
初期位相がプリセットされるＤＳＶ制御信号に従い前記
２つの符号＋１と−１のいずれかを選択的に使用してデ
ィジタル信号のＤＳＶを制御することを特徴とする。

【００３１】このように、請求項４に記載の発明は、請
求項１に記載の情報変換方法を用いたパイロット信号の
生成方法である。また、請求項５に記載の発明は、この
パイロット信号の生成方法を利用した回転磁気ヘッド装
置についての発明である。

【００３２】また、請求項５に記載の発明は、請求項４
記載のパイロット信号生成方法を用いてディジタル信号
にパイロット信号が多重された２チャンネル信号を記録
再生するための、互いにアジマス角の異なる２個の磁気
ヘッドを含む回転磁気ヘッド装置において、前記２個の
磁気ヘッドの間隔がほぼ前記パイロット信号の半波長の
整数倍に設定されていることを特徴とする。

【００３３】

【作用】このように、請求項１ないし請求項３記載の発
明によれば、ｍビットの情報語に対してＭＳＢが“０”
又は“１”でＣＤＳ値の異なる２つのｎビットの符号語
を対応させることにより、ＤＳＶの制御が符号語単位毎
に行え、もって、ＤＳＶ制御信号に符号語列のＤＳＶ変
動が沿うよう符号語を選択することにより比較的低域に
おけるスペクトルの抑圧をＤＳＶ変動周期に強いエネル
ギーが生成できる情報変換を実現することができる。

【００３４】また、請求項４記載の発明によれば、ＣＤ
Ｓが＋１もしくは−１の符号語のみを用い、ＤＳＶ制御
信号に従ってＣＤＳの極性を任意にコントロールするこ
とによりディジタルデータのパワースペクトラムが急峻
に減衰した低周波の帯域に両隣接トラックで同一周波数
で位相が１８０度異なったディジタルデータに同期した
ＤＳＶ変動周期のパイロット信号を生成することがで
き、通常再生時に両隣接トラックからのパイロット信号
が打ち消されて再生時におけるパイロット信号が外乱と
なることによるデータ誤り率の劣化が改善される。

【００３５】特に、請求項４に記載の発明では、請求項
１に記載の情報変換方法を用いてＤＳＶ制御信号の変動
周期に対応した周波数に得られる強いスペクトラムを有
するパイロット信号を得るため、ディジタルデータに同
期したパイロット信号を効果的に得ることができる。

【００３６】また、請求項５記載の発明によれば、一方
の磁気ヘッドより再生されるパイロット信号を同期検波
する信号として他方の磁気ヘッドより再生されるパイロ
ット信号を直接用いることが可能となる。

【００３７】

【実施例】以下、この発明の一実施例を図について説明
する。いま、情報語長ｍ＝１２、符号語長ｎ＝１５、Ｔ
max ／Ｔmin ＝５となる符号を構成するとする。この
時、ｄ（すなわち、任意の“１”と次の“１”の間の最
小の“０”の個数）＝０、ｋ（すなわち、任意の“１”
と次の“１”の間の最大の“０”の個数）＝４とする。
但し、符号はＮＲＺＩ（Ｆ）則を用いる。よって、各符
号語においてはｋ＝４を満たすために、各符号語の
“０”の連続の最大数をＭＳＢ端側及びＬＳＢ端側では
最大２とし、符号語内では最大４とする。このとき、Ｍ
ＳＢが“０”で始まる符号語において、“０”ランレン
グス条件を満たす符号語数は図２に表す個数が得られ
る。

【００３８】この実施例では、情報語長ｍと符号語長ｎ
（ｎ＞ｍ）は各々１２と１５を選択したが、本発明はこ
の値に限定されるものではなく、勿論、本発明の範囲内
においていずれの数も使用できる。

【００３９】ここでＤＣフリーとなる符号を構成するた
めには、ＣＤＳの極性の異なる符号語をペアとして２¹²
組（４０９６組）あれば良い。なお、図２に表わされて
いる符号語数はＭＳＢが“０”の符号のみであり、ＭＳ
Ｂを“１”に変換することにより、“０”ランレングス
を満たした条件でＣＤＳの極性が反転したものが得られ
る。よって、上記、ＣＤＳが±１の符号語のみで情報語
数＝２ ¹²（４０９６＜符号語数＝４６１６）が得られて
おり、ＭＳＢが“０”でＣＤＳが±１の符号語のみを用
いて、ＭＳＢを“０”または“１”にコントロールする
ことにより、ＤＳＶの発散を抑圧することが可能とな
る。なお、ＭＳＢのコントロールはＤＳＶの制御信号指
令に基づき、直前に変換された符号語のＣＤＳ情報（＋
１で“１”、−１で“０”）とＮＲＺＩ変調後の符号語
の終端レベル（ハイレベルで“１”、ローレベルで
“０”）情報を照らし合せてセットされる。このように
して構成された符号変換表を図３〜図１０に示す。なお
図３〜図１０は値は２値のディジタル信号を１６進で示
しており、１２ビットの入力情報語に対して、符号語の
ＭＳＢを“０”とした時のＣＤＳ情報を１ビット、ま
た、符号語のＭＳＢを“０”としシリアル変換データを
ＮＲＺＩ変調した後の符号語の終端でのレベル情報（以
後Ｑで示し、符号語の始端が０レベルからスタートした
とする。）を１ビット、残り１４ビットが符号語のＬＳ
Ｂから１４ビット目に対応する。

【００４０】図１は以上の本発明を実現するための回路
構成の一例を示した図であり、３は１２ビットのディジ
タルデータ（情報語）を前記図３〜図１０に示した１６
ビットのディジタルデータに変換する符号器、４は変換
しようとする符号語のＣＤＳ及びＱ（符号器３からの信
号）とＤＶＳの制御信号指令により符号語のＭＳＢレベ
ルを出力するＭＳＢコントローラであり、４個のＥＸＯ
Ｒ回路Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄと１シンボル（符号語）ディレー
回路４ａより成る、５は１５ビットの並列データを１本
の直列データ列に変換するパラレル／シリアル変換器、
６は直列データに変換された符号語を“１”レベル毎に
反転をくり返すよう処理するＮＲＺＩ変調器である。図
１１は図１の動作を補足説明するための図であり、図
中、（ ）内記号は図１（ ）内の記号のポイントにお
ける信号であることを示す。

【００４１】以下に一実施例の回路の動作について説明
する。

【００４２】まず、初期セット状態において、ＭＳＢコ
ントローラ４の１シンボルディレーの出力（ｉ´）及び
ＮＲＺＩ変調器６の出力をいずれも“０”レベルにリセ
ットする。この状態でＦＤＦの情報語が符号器３に入力
されるとその出力はＬＳＢから１４ビット目までの符号
語と、符号語のＣＤＳ信号１ビットとＱ信号１ビットの
合計１６ビットの信号が３ＦＣ９と出力される。なお、
信号の内訳は３の００１１の４ビットの内、ＭＳＢビッ
トが符号語のＱ信号であり、符号語のＭＳＢを“０”と
した時の符号語終端におけるＮＲＺＩ変調後のレベルを
示しており、“０”はローレベル、“１”はハイレベル
である（但しＮＲＺＩ変調において符号語の始端はロー
レベルから開始したとする）。さらに３の００１１のＭ
ＳＢから２ビット目が符号語のＣＤＳ信号であり、符号
語のＭＳＢを“０”としたときのＣＤＳ値を示してお
り、“０”は−１、“１”は＋１である。つぎに３の０
０１１の下位２ビットが符号語の１４ビット目と１３ビ
ット目に相当し、以下Ｆの１１１１が符号語の１２ビッ
ト目（ＭＳＢ側）から９ビット目（ＬＳＢ側）に、Ｃの
１１００が符号語の８ビット目（ＭＳＢ側）から５ビッ
ト目（ＬＳＢ側）に、９の１００１が符号語の４ビット
目（ＭＳＢ側）からＬＳＢ（ＬＳＢ側）に相当する。次
にこのような形態で出力された信号の内、Ｑ信号、ＣＤ
Ｓ信号はＤＳＶ制御信号指令（ｆ）とともにＭＳＢコン
トローラ４に入力され、以下の動作により符号語のＭＳ
Ｂが決定され、（Ｙ）信号としてＭＳＢコントローラ４
より出力される。

【００４３】なお、ＤＳＶ制御信号指令（ｆ）はＤＳＶ
の発散を＋方向にしたい場合、“１”（ハイレベル）、
一方向に発散させたい場合“０”（ローレベル）にセッ
トする。まず、本実施例においては図１１に示したよう
に情報語ＦＤＦはＤＳＶが一方向に発散するようＤＳＶ
制御指令（ｆ）が出力されており、符号語は符号列にお
いてＣＤＳが−になるようコントロールする必要があ
る。そこでＭＳＢコントローラ４では１符号語前のＮＲ
ＺＩ変調後の終端レベルがローレベルの時は“０”、ハ
イレベルのときは“１”を示す１シンボルディレー４ａ
の出力（ｉ´）を参照しながら、まず、現在出力する符
号語のＭＳＢが“０”とした時のＣＤＳとＤＳＶの発散
方向が一致しているかをＥＸＯＲ回路Ａでチェックし、
一致していればＥＸＯＲ回路Ａの出力は“０”、不一致
であれば“１”が出力され、符号語のＭＳＢがローレベ
ルからＮＲＺＩ変調された時に符号語のＣＤＳがＤＳＶ
の発散方向指令と一致するよう動作させる。さらにＥＸ
ＯＲ回路Ａの出力は、前記出力（ｉ´）とともにＥＸＯ
Ｒ回路Ｂに入力され、出力（ｉ´）が“０”（すなわ
ち、直前の符号語の終端がＮＲＺＩ変調後ローレベルで
終っている）であればＥＸＯＲ回路Ａの出力がそのまま
ＥＸＯＲ回路Ｂから出力され符号語のＭＳＢ信号（Ｙ）
となる。一方、出力（ｉ´）が“１”（すなわち、直前
の符号語の終端がＮＲＺＩ変調後ハイレベルで終ってい
る）であれば符号語がＮＲＺＩ変調過程において符号語
のＣＤＳの極性が反転するため、ＥＸＯＲ回路Ａの出力
を反転してＥＸＯＲ回路Ｂから出力し、符号語のＭＳＢ
信号（Ｙ）とする。

【００４４】以上の動作を一実施例にあてはめると図１
１からわかるように、情報語ＦＤＦが符号器３に入力さ
れた時、ＤＳＶ制御信号指令（ｆ）が“０”、ＣＤＳ
（ｇ）が“０”でありＥＸＯＲ回路Ａの出力も“０”と
なり、さらに出力（ｉ´）が“０”でありＥＸＯＲ回路
Ｂの出力も“０”として符号語のＭＳＢが出力される。
以上の動作で１２ビットの情報語をＤＳＶの発散方向指
令に従った１５ビットの符号語として変換されるが、さ
らに、先ほど説明したＮＲＺＩ変調した後の符号語の終
端レベルをチェックしておく必要があり、以下の動作で
行っている。

【００４５】ＭＳＢコントローラ４のＥＸＯＲ回路Ｃに
符号語のＭＳＢを“０”とした時のＱ信号（ｈ）と符号
語のＭＳＢ信号（Ｙ）が入力されており、符号語のＭＳ
Ｂが“０”の場合は前記Ｑ信号がそのままＥＸＯＲ回路
Ｃから出力され、ＭＳＢが“１”の場合は符号語がＮＲ
ＺＩ変調過程において反転を増すために前記Ｑ信号を反
転してＥＸＯＲ回路Ｃから出力する。さらに前記ＥＸＯ
Ｒ回路Ｃからの出力は直前の符号語の終端におけるＮＲ
ＺＩ変調後のレベルを示す出力（ｉ´）とともにＥＸＯ
Ｒ回路Ｄに入力され、出力（ｉ´）が“０”（すなわ
ち、直前の符号語の終端におけるＮＲＺＩ変調後のレベ
ルがロー）の場合は、現在、変換しようとしている符号
語が直前の符号語と連続した場合、その終端におけるＮ
ＲＺＩ変調後のレベルはＥＸＯＲ回路Ｃの出力レベルと
なる。

【００４６】よって前記ＥＸＯＲ回路Ｃの出力がそのま
まＥＸＯＲ回路Ｄから出力され、直後の符号変換に対す
る直前の符号語をＮＲＺＩ変調した後の終端レベル信号
として使用するため１シンボルディレー４ａに入力され
る。一方、出力（ｉ´）が“１”（すなわち、直前の符
号語の終端におけるＮＲＺＩ変調後のレベルがハイ）の
場合は、現在変換しようとしている符号語が直前の符号
語と連続した場合、その終端におけるＮＲＺＩ変調後の
レベルはローレベルから開始したとして出力されている
ＥＸＯＲ回路Ｃの出力をハイレベルから開始したものに
変換する必要がある。よって反転してＥＸＯＲ回路Ｄよ
り出力し、直後の符号変換に対する直前の符号語をＮＲ
ＺＩ変調した後の終端レベル信号として使用するため１
シンボルディレーに入力される。以上の動作を一実施例
で示すと、情報語ＦＤＦが符号器３に入力された時、出
力（ｉ´）は“０”であり、符号器３からのＱ信号
（ｈ）とＥＸＯＲ回路Ｂの出力（Ｙ）がともに“０”で
あり、ＥＸＯＲ回路Ｃの出力も“０”となる。さらに前
記出力（ｉ´）が“０”であり、ＥＸＯＲ回路Ｄの出力
は“０”となり、変換された符号語のＮＲＺＩ変調後の
終端のレベルがローレベルになっているのと一致する。

【００４７】以上の動作を符号語変換毎にくり返し、１
シンボルディレーしていけば、連続した符号語列おいて
も符号列の終端レベルチエックが正しく行える。

【００４８】このようにして得られた１５ビットの符号
語はパラレル／シリアル変換器５に入力された後１本の
シリアル信号に変換され、さらにＮＲＺＩ変調器６に入
力され、信号“１”毎に反転をくり返す信号（図１１
（ｋ））として出力される。

【００４９】以下、同様の動作により入力情報語“００
０”，“０１１”，“０１５”，“ＦＦＣ”，“００
３”，“００５”，……はＤＳＶ制御信号指令（ｆ）に
従ってＤＳＶの制御が行われつつ、図１１（（ｙ）＋
（ｊ））に示す符号に変換され、よって、ＮＲＺＩ変調
器６の出力（ｋ）における符号語終端でのＤＳＶ値は図
１１（Ｉ）に示すように４符号語周期で±１の変動幅と
なり、前記ＤＳＶ制御信号指令に同期した信号として得
られる。

【００５０】なお、上記実施例では符号器３より出力さ
れる符号語はＬＳＢから１４ビット目までとし、ＭＳＢ
はＭＳＢコントローラにより決定することにより１２ビ
ットの情報語を１５ビットの符号語に変換していたが、
あらかじめ±でペアとなる１５ビットの符号語を２組準
備しておき、ＤＳＶ制御信号指令（ｆ）と直前に変換さ
れた符号語のＮＲＺＩ変調後の終端レベル信号により２
組の一方を選択して１５ビットの符号語を直接出力して
もよい。

【００５１】また、上記実施例では符号語をさらにＮＲ
ＺＩ変調して出力する場合について説明したが、符号語
をパラレル／シリアル変換し、１本の直列信号に変換し
た後、そのまま出力する場合においては、符号語とし
て、ＭＳＢ側で同一レベルが２（３）ビット連続まで、
ＬＳＢ側で同一レベルが３（２）ビット連続まで、符号
語内においては同一レベルが５ビット連続までのランレ
ンクズ符号であり、かつ、“１”レベルは＋１、“０”
レベルは−１として求めたＣＤＳ値が＋１もしくは−１
の符号語のみ用いて、ＣＤＳの極性の異なる符号語をペ
アで１情報語に対応付けておき、前記ＤＶＳ制御信号指
令（ｆ）に従っていずれか一方の符号語を選択的に用い
ても上記実施例と同様の効果を奏する。

【００５２】以上のように本発明によれば符号語として
ＮＲＺＩ変調後同一レベルの連続が５以下であり、かつ
ＣＤＳが±１の符号語のみを用いて、ＤＳＶ制御信号指
令に従ってＤＳＶの発散を抑圧すべくＣＤＳ値をコント
ロールしながら符号化しているので、従来の情報変換方
式に比べ比較的低域におけるスペクトラムの抑圧効果が
大きい情報変換方式が得られる。

【００５３】この発明においては、１情報語に対して＋
１及び−１のＣＤＳを有する２つの符号語をペアで対応
付けることにより、ＤＳＶの制御が符号語単位毎におい
て任意に行えるため、比較的低域におけるスペクトラム
の抑圧が実現できる。

【００５４】図１２及び図１３は本発明の一実施例に基
づき回路を構成して、Ｘ²³＋Ｘ⁵ ＋１にて示されるＭ系
列のランダム信号を１２ビット毎に区分して入力し、得
られたパワースペクトラムの図である。図１２はＯＨｚ
からＮＲＺＩ変調データを伝送する周波数までの帯域の
スペクトラムであり、０．０５×ｆ_CH（伝送周波数）以
下のスペクトラムが急激に減衰しておりＤＣフリー変調
になっていることがわかる。

【００５５】さらに図１３はＯＨｚから０．１×ｆｃＨ
までのスペクトラムであり、ＤＣフリーを実現しつつ、
ＤＳＶ制御信号指令周期の周波数のみに強いスペクトラ
ムが得られていることがわかる。

【００５６】なお、前記ＤＳＶ制御信号指令周期の信号
はバンドパスフィルタにて抽出することが可能であり、
もって本信号をディジタル信号に同期した第２の信号と
して使用することが可能となり、たとえば回転ドラムを
用いて、磁気テープにディジタル信号を記録し、再生す
る装置の情報変換器として適用した場合、再生時に記録
トラック上をヘッドが正しく走査するためにパイロット
信号として使用できるなどの効果が得られる。

【００５７】次に、この発明によるパイロット信号生成
方式を実現するためのパイロット信号回路の一実施例を
図１４〜図２３を参照して詳細に説明する。この場合、
データ変換は図１〜図１３を参照した上記記載と同様の
方法で行われる。

【００５８】図１４は、この発明の一実施例によるパイ
ロット信号生成方法を実現するための回路を示すブロッ
ク図であり、同図において、１２４は符号器で、１，
０，の２値で表されるパラレルの１２ビットを単位とす
るディジタル入力信号をパラレルの１５ビットの符号に
変換するものであり、符号語内における電荷の蓄積（Ｃ
ＤＳ）が−１と＋１の極性の異なる符号語をペアとして
１入力信号に対応づけている。１２５はフリップフロッ
プで、上記符号器１２４より出力する符号のＣＤＳ値を
設定するためのＤＳＶ制御信号を出力する。１２６は符
号変換周期（以下、ＳＹＣＫと称す）でカウントアップ
するカウンタであり、カウント値をプリセットするため
のロード端子、３ビットのセット入力端子及びカウント
値が７のとき１レベルを出力するＣＹ出力端子を有す
る。１２７は並直列変換器（以下、Ｐ／Ｓ変換器と称
す）で、上記１５ビットのパラレル符号を直列データ伝
送周波数（ｆｃＨ）で伝送される直列の符号に変換す
る。１２８は記録アンプで、低負荷でも一定の電流を供
給する。１０９は回転ドラム１３４内に取り付けられた
アジマス角が互いに異なるＡとＢのダブルアジマス磁気
ヘッド、１３０は上記磁気ヘッド１０９により上記直列
の符号を記録する磁気テープである。

【００５９】１３１は初期位相調整回路で、上記回転ド
ラム１３４の回転に同期しており、１回転に１パルスを
発生するドラムＰＧ信号（以下、ＤＰＧ信号と称す）と
ＳＹＣＫを入力して、ドラム１回転毎に記録開始ポイン
トにおけるパイロット信号の初期位相を設定する。１３
２はセレクで、上記カウンタ１２６のセット入力端子及
びロード端子に信号を選択して出力する。１３３は周期
セットで、３ビットの信号が上記セレクタ１３２の一方
の端子に接続されており、上記カウンタ１２６の周期を
設定する。なお、以上の各構成はＡＣＨの回路部１３５
Ａを構成するものであり、ＢＣＨの回路部１３５Ｂも同
一の構成のため、図示及び説明を省略する。

【００６０】図１５〜図２３は図１４の動作を補足説明
するための図であり、図１５はこの発明のパイロット信
号生成方法に用いる符号器１２４の符号語の一例、図１
６及び図１７は上記符号語における符号始端の電荷蓄積
を零とした時の符号語終端までのＤＳＶ変動図、図１８
は図１４の動作説明の一例、図１９は上記符号列により
生成されるパワースペクトラムを表す図、図２０はこの
発明の方法により記録されたＡ，Ｂ両磁気ヘッド１０９
と記録トラックの関係を示す図、図２１はパイロット信
号のエラー信号生成を示すための説明図、図２２はこの
発明の方法により生成された隣々接トラックのパイロッ
ト信号の位相関係図、図２３は図１４の動作を説明する
信号の波形図である。

【００６１】次に、動作について説明する。図１４にお
いて、１２ビットよりなる入力信号は符号器１２４によ
り、フリップフロップ１２５の出力に従って、図１５に
示す変換表に従ったＣＤＳが−１、もしくは＋１のいず
れか一方の１５ビットの符号に変換される。図１６は、
たとえば入力信号が００１（以後パラレル信号における
０１２…ＥＦは同一の表現であることを示す）であり、
フリップフロップ１２５の出力であるＤＳＶ制御信号が
０レベル時の符号器１２４から出力された符号列の電荷
の蓄積を示す図であり、符号終端における電荷の蓄積が
−１になることがわかる。

【００６２】また、図１７は、入力信号が００１であ
り、フリップフロップ１２５の出力が１レベル時の符号
器１２４から出力された符号列の電荷の蓄積を示す図で
あり、符号終端における電荷の蓄積が＋１になることが
わかる。なお、上記符号内における電荷の蓄積は図１５
に示したように、すべての符号に対して−１もしくは＋
１であり、フリップフロップ１２５の出力レベルにより
符号の終端において、ＣＤＳは−１もしくは＋１に任意
にコントロールされる。よって、たとえば図１８のタイ
ミング図で示したように、ＳＹＣＫ毎にカウントアップ
するカウンタ１２６のカウンタプリセット値を３にセッ
トし、カウント値７で出力されるＣＹ出力で、上記プリ
セット値がくり返しロードされるように構成されたカウ
ンタ１２６のＣＹ出力をフリップフロップ１２５により
（１／２）分周し、この（１／２）分周の信号により、
符号のＣＤＳをコントロールすることにより、ＳＹＣＫ
の１０倍を周期とし、符号語終端におけるＤＳＶ変動が
５となる符号列が得られる。

【００６３】なお、１，０の２値のディジタル信号にお
けるパワースペクトラムは状態遷移の出現確率によって
決定され、たとえばＭ系列のランダムなディジタル信号
の場合、そのパワースペクトラムはＤＣから伝送クロッ
ク周波数の範囲でほぼ平坦なスペクトラムとなる。一
方、この発明のように、一定周期でＤＳＶが規則正しく
変動する符号列においては、ＤＳＶが有限なことも相俟
って、直流成分を有さず、かつＤＳＶ変動周波数に強い
スペクトラムを有する信号が得られる。図１９は符号の
ＣＤＳコントロール周期を符号変換周期の１０倍とした
条件において、符号器１２４より出力された１５ビット
のパラレル信号をＰ／Ｓ変換器１２７により直列データ
に変換し、符号変換周期の（１／１５）の周期で上記直
列データを伝送し、記録アンプ１２８を介して回転ドラ
ム１３４に取り付けられた磁気ヘッド１２９に流れるパ
ワースペクトラムを求めたものであり、ＤＳＶ変動周期
（直列データ伝送周波数ｆｃＨの１／１５０）に強いス
ペクトラムが得られていることが確認できる。よって、
このような信号を磁気テープ１３０に記録することによ
り、従来と同様に低周波のパイロット信号をディジタル
信号に同期して記録することができる。

【００６４】次に、本方式で生成したパイロット信号の
記録方法について具体的に説明する。図２０において、
Ａ0 ，Ａ1 ，Ａ2 のチャンネルトラックには記録アンプ
１２８より出力された信号がＡの磁気ヘッド１０９によ
り記録され、Ｂ0 ，Ｂ1 ，Ｂ2 トラックには、上記と同
一の方法で符号化され、ＤＳＶ変動周期が異なる信号が
Ｂの磁気ヘッド１０９により記録される。なお、Ａの磁
気ヘッド１０９とＢの磁気ヘッド１０９とのヘッド間距
離Ｌは４００〜１０００μｍであり、Ａのヘッド１０９
がＢのヘッド１２９よりパイロット波長の整数倍だけ先
行している。

【００６５】ここで、注目すべきことは、再生時にトラ
ック制御を行うためのエラー信号を検出するＢのヘッド
の両隣接のＡ1 とＡ2 トラッキングのパイロット信号位
相が１８０°ずれていることにある。このようなパイロ
ット信号を記録することにより、図２１に示すように、
Ｂのヘッドにより再生される両隣接のパイロット信号
は、ＢのヘッドがＢ1 トラックのセンターにオントラッ
クしていれば零となり、Ａ1 トラック方向にオフトラッ
クしていると、先行しているＡのヘッドから再生される
パイロット信号と同一位相となり、Ａ2 トラック方向に
オフトラックしていると、Ａのヘッドから再生されるパ
イロット信号と逆相となる。従って、Ｂのヘッドより再
生されたパイロット信号を、Ａのヘッドより再生された
パイロット信号を用いて同期検波することにより、オン
トラックにおいては零、Ａ1 トラック方向へのオフトラ
ックに対しては＋方向のトラッキングエラー信号、Ａ2
方向のオフトラックに対しては−方向のトラッキングエ
ラー信号が生成される。このようにして得られたトラッ
キングエラー信号を用いて、従来と同様の方法により再
生時のトラッキング制御が可能となる。

【００６６】以上の説明でわかるように、本方式におい
ては、両隣接のパイロット信号の位相を１８０°反転し
て記録することにより、オントラック時にパイロット信
号のクロストークがなくなる方式であり、ディジタル信
号の再生時の外乱がなくなる。

【００６７】以下、本方式で生成したパイロット信号を
上記の条件にて記録する方法について説明する。図２０
において、Ｂのヘッドがパイロット信号を拾う両隣接の
Ａ1，Ａ2 トラックは、トラック傾斜角θ、トラックピ
ッチをＴＰとした場合、ＬＴに（２Ｔp ／ｔａｎθ）だ
けトラック段差が生じた信号を再生することになる。そ
れゆえに、記録時、Ａ2 トラックはＡ1 トラックに対し
て記録開始ポイントから（２Ｔp ／ｔａｎθ）の位置に
おいてパイロット信号がＡ1 トラックとは逆相となるよ
うに、ＤＳＶ変動位相をコントロールする必要がある。

【００６８】一方、パイロット信号の波長λ（ＰＩＬＯ
Ｔ）はヘッドとテープの相対速度をＶｈとした場合、λ
（ＰＩＬＯＴ）＝（Ｖｈ／ＤＳＶ）変動周期で示され、
位相制御の分解能は（３６０°／ＤＳＶ）変動周期符号
化ブロック数Ｘとなる。なお、ＤＳＶ変動周期は上期し
たＣＤＳコントロール周期と同一であることは言うまで
もない。

【００６９】従って、Ｂのヘッドに対してＡ1 トラック
とＡ2 トラックのパイロット信号の位相差を１８０°と
するには、まずＬＴ＞λ（ＰＩＬＯＴ）×Ｐ（Ｐは整
数）の条件でトラック段差により発生するパイロットの
位相差Δφ１を求める。

【００７０】Δφ１＝｛ＬＴ−（λ×Ｐ）／λ｝×３６
０° 次に、位相差を１８０°とするための位相コントロール
量Δφ２を求めると、Δφ２＝Δφ１−１８０°とな
る。

【００７１】一方、本方式の場合、パイロット信号の位
相制御の分解能は上述したように、（３６０°／ＤＳ
Ｖ）変動周期符号化ブロック数Ｘであり、｜Δφ２−
｛（３６０／Ｘ）×Ｙ｝｜が最も小さくなるＹの値だけ
ＤＳＶ制御信号の位相をシフトすればよい。ただし、Ｙ
≦（Ｘ／２）の整数である。

【００７２】次に、位相制御の具体的な動作について、
理解を容易にするために、図２２及び各パラメータに具
体的数を代入して説明する。いま、Ｖｈを９．４ｍ／ｓ
ｅｃ、符号化周波数を２．２８ＭＨｚ，ＤＳＶ変動周期
を１０符号化ブロックとした場合、ＤＳＶ変動周波数、
つまり、パイロット周波数は２．７４ＭＨｚ／１０＝２
２８ＫＨｚとなり、波長λ（ＰＩＬＯＴ）＝（９．４／
２２８×１０³ ）＝４１．２３μｍとなる。また、トラ
ックピッチＴＰを６．１μｍ、トラック傾斜角をθを
４．６９°とした場合、Ａ1 とＡ2 のトラック段差ＬＴ
は、２×６．１μｍ／ｔａｎ４．６９°＝１４８．７１
μｍとなる。

【００７３】よって、トラック段差により発生するパイ
ロット位相差Δφ１は、上式より２１８．４６°とな
り、位相コントロール量Δφ２は２１８．４６°−１８
０°＝３８．４６°となる。一方、ＤＳＶ制御の位相コ
ントロール分解能は、（３６０°／１０）ブロック＝３
６°であり、｜Δφ２−｛（３６０／Ｘ）×Ｙ｝｜が最
も小さくなるＹとして１が求まる。

【００７４】もって、Ａ1 トラックの記録開始において
パイロット信号のＤＳＶ初期位相信号が０からであれ
ば、Ａ2 トラックにおいて１からスタートすれば、Ｂの
ヘッドに対して、Ａ1 トラックとＡ2 トラックのパイロ
ット信号位相が逆相で記録できる。以下、Ａ3 トラック
からＡn トラックに対しても同様に直前のＤＳＶ初期位
相信号値＋１した条件で記録すればよい。

【００７５】従って、具体的な回路動作としては、図２
３のタイミング図でわかるように、ドラム回転に同期し
ており、１回転に１パルスを発生するＤＰＧ信号により
初期位相調整回路１３１内に設けられたカウンタをＹ、
つまり＋１だけカウントアップし、記録開始直前にセレ
クタ１３２を切り換えてカウンタ１２６に初期位相値を
プリセットする。たとえば、Ａ1 トラックの記録時は０
＋３（３はカウンタ１２６が７でＣＹを出力するための
オフセット値である。）の３が初期位相調整回路１３１
よりカウンタ１２６に出力され、Ａ2 トラックの記録時
は４が出力される。以下同様に、ドラム回転毎に初期位
相調整回路１３１内のカウンタが（Ｘ／２）進でＹずつ
カウントアップされる。なお、カウントのけた上げ信号
毎に、ＤＳＶ変動の初期極性を決定するフリップフロッ
プ１２５をセット・リセットする必要があり、初期極性
セット信号により切り換える。

【００７６】次に、カウンタ１２６は初期位相値がロー
ドされた後、符号変換レートのクロック（ＳＹＣＫ）に
よりカウントアップし、７でＣＹが出力され、上記ＣＹ
の一方がフリップフロップ１２５に入力され、立下りエ
ッジでＤＳＶ制御信号が０から１もしくは１から０に反
転する。なお、セレクタ１３２は初期位相値がカウンタ
１２６にロードされたのちは、ＤＳＶ変動周期を決定す
る周期セット１３３とＣＹ信号がカウンタ１２６に入力
されるよう切り換えられている。従って、カウンタ１２
６はＣＹ信号により周期セット値が入力されることによ
り（８−周期セット値）のリングカウンタが構成され、
カウンタ値７が出力される毎にＣＹが出力される。もっ
て、ＣＹ出力の立下りエッジにより反転を繰り返すＤＳ
Ｖ制御信号は初期位相値が初期位相調整回路１３１によ
り決定され、以後、周期が（８−同期セット値）×２符
号化ブロック数であり、デューティ５０％となる。よっ
て、本信号を用いて符号器１２４より出力される符号の
ＣＤＳをコントロールすることにより、トラック位置に
対するＤＳＶ変動位相を任意にコントロールでき、隣々
接トラック間で１８０°位相の異なるパイロット信号を
生成することができる。

【００７７】図２４はこの発明の他の実施例によるトラ
ッキングエラー生成用のパイロット信号生成される及び
トラッキングエラー検出回路のブロック図である。同図
において、１２４，１２７，１０９，１３０，１３４は
図１４に示す実施例と同一のため、該当部分に同一の符
号を付して、それらの説明を省略する。また、再生系の
構成である１０８，１１３，１１４，１１６〜１２１は
図３４に示す従来例と同一のため、該当部分に同一の符
号を付して、それらの説明を省略する。

【００７８】図２４において、１３６Ａ，１３６ＢはＳ
ＹＣＫでカウントアップし、ＳＹＣＫの偶数分の１、デ
ューティ比５０％の各々異なった周波数のクロック（Ｄ
ＳＶ制御信号）を出力する第１及び第２のカウンタ、１
３７は上記第１及び第２のカウンタ１３６Ａ，１３６Ｂ
より出力された２種類のＤＳＶ制御信号のうちの一方
を、ドラムＰＧ信号に従って選択するセレクタである。

【００７９】図２５は図２４の動作を補足説明するため
の図であり、パイロット信号生成方式に用いる符号器１
２４の符号語の一例は図１５のとおりであり、また、上
記符号語対により生成されるパワースペクトラムは図１
９に示すとおりである。また、図２６は、この実施例に
より記録された記録トラック１２３と磁気ヘッド１０９
の関係を示した図である。

【００８０】次に、動作について図１５，１９，２４，
２５，２６を参照して説明する。磁気記録媒体としての
磁気テープ１３０上への記録時においては第１のカウン
タ１３６ＡでＳＹＣＫをカウントし、デューティ比５０
％、ＳＹＣＫの偶数分の１の周波数のクロック（ＤＳＶ
制御信号）を出力する。同様に、第２のカウンタ１３６
Ｂでも第１のカウンタ１３６Ａと周波数の違うＤＳＶ制
御信号を出力する。ついで、セレクタ１３７において、
上記第１のカウンタ１３６Ａおび第２のカウンタ１３６
Ｂより出力される２つのＤＳＶ制御信号のうちの１つを
ドラムＰＧ信号により選択し、符号器１２４に出力す
る。１２ビットよりなるパラレル入力信号は符号器１２
４により、上記セレクタ１３７の出力に従って、図１５
に示した変換表に基づいてＣＤＳが−１もしくは＋１の
いずれか一方の１５ビットのパラレル符号に変換され
る。このようにして符号のＣＤＳをコントロールするこ
とにより、符号変換周期の２ｉ（ｉは整数）倍を周期と
し、符号語終端におけるＤＳＶ変動がｉとなる符号語列
がえられる。このように変換された１５ビットのパラレ
ル符号はＳＹＳＫの１５分１の周期のクロック（ｆｃ
Ｈ）ので直列データに変換され、記録再生切換スイッチ
１０８及び記録アンプ（図示せず）を介してヘッド１２
９により磁気テープ１３０に記録される。図２５はＤＳ
Ｖ制御信号の周期をＳＹＣＫの１０分の１とした場合の
入力信号・ＤＳＶ制御信号・記録符号のＤＳＶ変動を示
した図であり、記録符号の１０シンボル毎にＤＳＶが必
ず０になる。すなわち、ＳＹＣＫの１０分の１の周波数
パイロット信号が記録されることがわかる。

【００８１】なお、１，０の２値のディジタル信号にお
けるパワースペクトラムは状態遷移の出現確率によって
決定され、例えばＭ系列のランダムなディジタル信号の
場合、そのパワースペクトラムはＤＣから伝送クロック
周波数の範囲でほぼ平坦なスペクトラムとなる。一方、
本実施例のように、一定周期でＤＳＶが規則正しく変動
する符号列においては、ＤＳＶが有限なことも相俟っ
て、直流成分を有さず、かつＤＳＶ変動周波数に強いス
ペクトラムを有する信号が得られる。図１９は符号のＤ
ＳＶ制御信号の周期を符号変換周期の１０倍とした条件
において、Ｐ／Ｓ変換器１２７の出力、すなわち、記録
信号のパワースペクトラムを求めたものであり、ＤＳＶ
変動周期（直列データ伝送周波数ｆｃＨの１５０分の
１）に強いスペクトラムが得られていることが確認でき
る。よって、このような信号を磁気テープ１３０に記録
することにより、従来と同様に低周波のパイロット信号
がディジタル信号に同期して記録できる。図２６はこの
ようにして記録された記録トラック１２３と磁気ヘッド
１０９の関係を示した図であり、同図において、ｆ1 は
第１のカウンタ１３６Ａによって設定されたパイロット
信号の周波数、ｆ2 は第２のカウンタ１３６Ｂによって
設定されたパイロット信号の周波数であり、２つの周波
数は異なる。

【００８２】次に、再生時は図１４における磁気ヘッド
１０９により磁気テープ１３０から記録信号を再び再生
する際、パイロット信号を含んだ情報信号が再生され
る。このパイロット信号は情報信号に比べて周波数が十
分に低いため、たとえアジマス記録であっても、アジマ
ス効果がほとんどなく隣接トラックのパイロット信号も
クロストークとして取り出される。従って、上記対とな
った２つのヘッド１０９のうち、パイロット信号を記録
しない方のヘッドを用いて上記情報信号を再生し、バン
ドパスフィルタ１１８ａ，１１８ｂにより上記２つのパ
イロット信号を抽出する。上記バンドパスフィルタ１１
８ａ，１１８ｂにより抽出された２つのパイロット信号
は各々エンベロープ検波回路１１９ａ，１１９ｂ及び差
動増幅器１２０によりその大小が比較され、トラッキン
グがｆ1 側にずれた場合は負の信号が、トラッキングが
ｆ2 側にずれた場合は正の信号がトラッキング制御信号
２１として出力される。ただし、この時のバンドパスフ
ィルタ１１８ａ，１１８ｂの中心周波数をそれぞれ、ｆ
1 ，ｆ2 とする。

【００８３】以上のように、この発明によれば、トラッ
キング制御に必要なパイロット信号の記録信号をディジ
タル信号のＤＳＶ変動より生成し、このＤＳＶ変動の位
相を任意にコントロールできるようにしているので、デ
ィジタル信号の外乱にならない状態で精度の高いパイロ
ット信号を得ることができ、しかも、全てをディジタル
信号処理とすることで、システムの低コスト化を図り得
る。

【００８４】また、この発明によれば、変調時に、パイ
ロット信号を記録情報信号の一部として生成し記録する
ため、ディジタル復調する際の波形ひずみが小さく、サ
ーボ検出信号のＳ／Ｎを大きく取れ、トラックピッチを
狭めて記録再生の高密度化を図ることができるトラッキ
ングエラー生成のためのパイロット信号を生成すること
ができるという効果がある。また、この請求項２の発明
によれば、パイロット信号を変調と同時に生成するた
め、記録時にパイロット信号発生回路やミキサが必要な
く、装置が簡単になるという効果も有している。

【００８５】この発明によれば、ＣＤＳが＋１もしくは
−１の符号語のみを用いて、ＤＳＶ制御信号に従って、
ＣＤＳの極性を任意にコントロールすることにより、デ
ィジタルデータのパワースペクトラムが急峻に減衰した
低周波の帯域にディジタルデータに同期したＤＳＶ変動
周期のパイロット信号を生成することができ、これによ
り、再生時におけるパイロット信号によるデータの誤り
率の劣化が改善される。また、隣接トラックからのパイ
ロット信号のクロストークによる低減ノイズの問題も改
善される。

【００８６】また、この発明によれば、ＣＤＳが＋１、
もくしは−１の符号語のみを用いて、パイロット信号選
択信号に従って、２種類の周波数のパイロット信号を含
んだディジタル変調信号を記録することにより、ディジ
タルデータのパワースペクトラムが急峻に減衰した低周
波の帯域にディジタルデータに同期したＤＳＶ変動周期
のパイロット信号が生成できるので、再生時におけるパ
イロット信号によるデータの誤り率の劣化が改善され
る。

【００８７】図２７に、本発明による磁気記録再生装置
に使用するための回転磁気ヘッド装置の一実施例が示さ
れている。勿論、この回転磁気ヘッド装置は図１４及び
図２４に示されたシステムに好適に使用することができ
る。

【００８８】図２７において、２０４は回転ドラム２０
１に取り付けられ、アジマス角が異なるＡ，Ｂヘッドを
間隔（ＬＨ）がパイロット信号周期に相当する距離の整
数倍になるよう設定し一対としたダブルアジマスヘッド
である。

【００８９】図２８〜図３０は図２７の動作を補足説明
するための図であり、図２８はダブルアジマスヘッド２
０４と記録トラックの関係を示す図、図２９はパイロッ
ト信号の再生波形図、図３０は同期検波回路図である。

【００９０】次に本発明の動作を説明するにあたり、そ
の有効性の理解を容易とするため、本発明の装置を用い
て実現できる高密度磁気記録再生方式の技術について簡
単に説明する。

【００９１】まず、高密度磁気記録を実現するには、短
波長化のみならず、狭トラック化が必要である。たとえ
ば、１μｍ² ／ｂｉｔにも達する高画密度記録の割り振
りは線密度が１００ＫＢＰＩで記録トラック幅（ピッ
チ）が４μｍの狭トラックになるものと予測される。

【００９２】このような狭トラック記録を実現するには
再生時、トラック曲りに再生ヘッドが追従するＤＴＦ
（Dynamic Track Following ）制御が必須であり、記録
トラック上にＤＴＦ制御エラー信号を生成するためのパ
イロット信号を記録しておく必要がある。

【００９３】なお、パイロット信号の記録は映像や音響
などの情報を記録帯域に比べ十分低く、かつアジマスヘ
ッドのアジマス効果に伴う振幅低下が発生しない波長
（周波数）に設定される。

【００９４】また、ディジタル記録に関しては、媒体に
記録されるディジタル変調後のスペクトラムが極低域ま
で存在するため、パイロット信号をディジタル変調され
た情報に加算して記録すると、再生時、ディジタル変調
された情報を元の信号に復調する際パイロット信号が外
乱となり、符号誤りが増加する。これを避けるべく、記
録時のディジタル変調においてＤＳＶ（Digital Sum Va
riation)をコントロールしてディジタルデータに同期し
たパイロット信号を記録する方法が特開平１−３１７２
８０号“ディジタル情報信号を記録するデバイス”に開
示されている。上記方法によれば自トラックのパイロッ
ト信号は外乱とならないが、隣接トラックからのパイロ
ット信号のクロストークは外乱となり、復調符号誤りの
原因となる。そこでパイロット信号を図２８に示すよう
に隣々接で位相が１８０°ずつ異なるフォーマットで記
録することより、両隣接からのクロストークがオントラ
ック時相殺され、０となることにより、ディジタル変調
された情報を復調する際、パイロット信号の影響を受け
ず良好な復調が可能となる。

【００９５】本発明はこのような記録再生方式の装置に
適用されるものであり、以下に動作を説明する。図２８
は媒体２０３に本発明の回転ヘッド装置を用いてパイロ
ット信号を記録再生する条件を説明するためのものであ
る。Ａ0 ，Ａ1 ，Ａ2 はダブルアジマスヘッド２０４の
Ａヘッドにより記録されたトラックであり、先ほど説明
したディジタル変調された情報とともに、周波数ｆ（Ｐ
ＩＬＯＴ）のパイロット信号がＤＳＶをコントロールす
ることにより多重記録されている。また、Ｂ0，Ｂ1 ，
Ｂ2 はダブルアジマスヘッド２０４のＢヘッドにより記
録されたトラックであり、パイロット信号は記録されず
にディジタル変調された情報のみが記録されている。な
お、Ａトラックに記録されているパイロット信号は図２
８のポイントＸにおけるＡ1 とＡ2 の関係を見ればわか
るようにＡトラックにＢヘッドが重なる両隣接位相が１
８０°異なるように記録されている。

【００９６】このようなパイロット信号を記録すること
により、図２９においてうにダブルアジマスヘッド２０
４のＢヘッドにより再生される両隣接のパイロット信号
はＢヘッドがＢ1 トラックのセンターにオントラックし
ていれば、両隣接トラックからの位相が１８０°異なっ
たクロストーク量が等しく０となる。一方、Ａ1 トラッ
ク方向にオフトラックしていると、Ａ1 トラックに記録
されたパイロット信号位相の信号が出力され、Ａ2 トラ
ック方向にオフトラックしているとＡ2 トラックに記録
されたパイロット信号位相の信号が出力される。

【００９７】このようにしてトラックずれを検出してい
ため、オントラック時はクロストークがなくなりディジ
タル変調された情報を復調する際、パイロット信号が外
乱にならないメリットがあるが、トラックずれ方向を検
出したパイロット信号の値から直接得ることはできず、
サーボをかけるためのエラー信号生成ができない。そこ
でトラックずれ方向を検出する情報として、Ａヘッドか
ら再生されるパイロット信号を用いる方法を考える。

【００９８】図２８のポイントＸにおいてＢヘッドはＡ
1 トラックとＡ2 トラックのパイロット位相が１８０°
異なることによりＡ1 トラックの＋から−レベルに変化
する位相信号とＡ2 トラックの−から＋レベルに変化す
る位相の信号のうち、Ｂヘッドがクロストラックしてい
る方の多いトラックの位相でもってパイロット信号が出
力される。一方、ＡヘッドはＡ1 トラック上を走査して
おり、ダブルアジマスヘッド２０４において、Ａヘッド
をＢヘッドよりｆ（ＰＩＬＯＴ）／Ｖｈ（但しＶｈはヘ
ッドと媒体の相対速度）の整数倍に対応する先の位置に
取り付ければ、Ａヘッドより再生される信号は図２９に
示すようにＢヘッドがＡ1 方向にずれた信号と同相の信
号が得られる。その結果、以下に示す簡単な方法でサー
ボ用エラー信号が生成できる。

【００９９】まず、図３０に示す同期検波回路（ａ）入
力にＢヘッドより再生されたパイロット信号を入力し、
差動アンプ２０５より、正反転２相の信号として正転信
号をアナログＳＷ６のＨ入力に、反転信号をアナログＳ
ＷのＬ入力に入力する。一方（ｂ）入力にはＡヘッドよ
り再生されたパイロット信号を入力し、コンパレータ２
０７によりＨｉｇｈ，Ｌｏｗのディジルタ信号に変換し
た後、アナログＳＷのＳＷ６として用いる。よってアナ
ログＳＷ６の出力には、図２９に示すように、Ｂヘッド
がＡ1 方向にずれている時は＋レベルの同期検波出力が
得られ、Ａ2 方向にずれている時は−レベルの同期検波
出力が得られる。以上の結果、トラックずれの方向と量
は同期検出出力において、極性がずれ方向、振幅がずれ
量として取り出すことができ、この信号をトラッキング
エラー信号として用いてトラッキングサーボやＤＴＦ制
御をかけることができる。

【０１００】なお、ＡとＢヘッドの間隔が上記条件から
ずれている場合はコンパレータ２０７より出力される信
号でＰＬＬクロックを生成した後、さらに位相をコント
ロールして、Ｂヘッドより再生されるパイロット信号と
同相、もしくは逆相のクロックにする必要があり、回路
規模の増大を覚悟しなければならない。

【０１０１】なお、上記実施例では、ＡとＢのヘッド間
隔ＬＨをパイロット信号波長（ｆ（ＰＩＬＯＴ）／Ｖ
ｈ）の整数倍としたが、トラックずれ方向に対して同期
検波の極性は＋，−逆であっても方式上問題はなく、ヘ
ッド間隔ＬＨは略２×ｆは略２×ｆ（ＰＩＬＯＴ）／Ｖ
ｈ）の整数倍に設定すれば良い。

【０１０２】以上のように、この発明によれば、ヘッド
の間隔ＬＨｆ（ＰＩＬＯＴ）／Ｖｈの整数倍に設定した
ので、パイロットエラー信号を同期検波する際、再生信
号のみにて信号処理が可能となり、装置が安価にでき、
また、精度の高いものが得られる。

【０１０３】この発明においては、パイロットエラー信
号を生成する際、一方のヘッドより再生されるパイロッ
ト検出信号を同期検出する信号として他方のヘッドより
再生されるパイロット信号を直接用いることが可能とな
る。

【０１０４】

【発明の効果】以上説明したように、請求項１ないし請
求項３記載の情報変換方法によれば、符号語としてＮＲ
ＺＩ変調後同一レベルの連続が５以下であり、かつＭＳ
Ｂを“０”又は“１”として選択的に用いることにより
ＣＤＳが＋１、−１の符号語のみを用いてＤＳＶ制御信
号指令に従ってＤＳＶの発散を抑制すべくＣＤＳ値をコ
ントロールしながら符号化しているので、従来の情報変
換方式に比べて比較的低域におけるスペクトラムの抑圧
効果が大きく、且つディジタルデータに同期したＤＳＶ
変動周期のパイロット信号が生成できる情報変換方法が
得られる効果がある。

【０１０５】また、請求項４記載のパイロット信号生成
方法によれば、トラッキング制御に必要なパイロット信
号の記録信号をディジタル信号のＤＳＶ変動により生成
し、このＤＳＶ変動の位相を任意にコントロールできる
ようにしているので、ディジタル信号の外乱にならない
状態で精度の高いパイロット信号を得ることができ、し
かもすべてをディジタル信号処理とすることでシステム
の低コスト化を図ることができる。

【０１０６】特に、請求項４に記載の発明では、請求項
１に記載の情報変換方法を用いてＤＳＶ制御信号の変動
周期に対応した周波数に得られる強いスペクトラムを有
するパイロット信号を得るため、ディジタルデータに同
期したパイロット信号を効果的に得ることができる。

【０１０７】さらに、請求項５記載の回転磁気ヘッド装
置によれば、パイロットエラー信号を同期検波する際、
再生信号のみにて信号処理が可能となり、装置が安価に
でき、また精度の高いものが得られる効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の一実施例による回路構成図である。

【図２】上記実施例の符号語を導出するための符号語の
個数を示す図である。

【図３】上記実施例の符号変換図表である。

【図４】上記実施例の符号変換図表である。

【図５】上記実施例の符号変換図表である。

【図６】上記実施例の符号変換図表である。

【図７】上記実施例の符号変換図表である。

【図８】上記実施例の符号変換図表である。

【図９】上記実施例の符号変換図表である。

【図１０】上記実施例の符号変換図表である。

【図１１】上記実施例の動作を補足説明する図である。

【図１２】上記実施例の効果を示すためのパワースペク
トラム図である。

【図１３】上記実施例の効果を示すためのパワースペク
トラム図である。

【図１４】この発明の一実施例によるトラッキングエラ
ー生成用のパイロット信号生成回路のブロック図であ
る。

【図１５】この発明の一実施例による符号語における元
データ及び変調符号を示した図である。

【図１６】符号語における符号始端の電荷蓄積を零とし
た時の符号終端までのＤＳＶ変動図である。

【図１７】図１６と同様なＤＳＶ変動図である。

【図１８】図１の動作を説明する図である。

【図１９】符号列により生成されるパワースペクトラム
を示す図である。

【図２０】この発明の方法により記録された磁気ヘッド
と記録トラックとの関係を示す図である。

【図２１】パイロット信号のエラー信号生成を示す説明
図である。

【図２２】この発明の方法により生成された隣々接トラ
ックのパイロット信号の位相関係を示す説明図である。

【図２３】図１の動作を説明する信号波形図である。

【図２４】この発明の他の実施例によるトラッキングエ
ラー生成用のパイロット信号生成回路及びトラッキング
エラー検出回路のブロック図である。

【図２５】図２４の動作を補足説明するための図であ
る。

【図２６】この実施例により記録された記録トラック及
びヘッドの関係を示す図である。

【図２７】この発明の一実施例による回転磁気ヘッド装
置である。

【図２８】回転磁気ヘッドと記録トラックパターンの関
係を示した図である。

【図２９】パイロット信号の波形を示す図である。

【図３０】パイロット信号の同期検波回路図である。

【図３１】従来の情報変換方式の回路構成例を説明する
ための図である。

【図３２】従来の情報変換表を補足説明するための図で
ある。

【図３３】従来の情報変換方式の動作を補足説明するた
めの図である。

【図３４】従来の磁気記録再生装置におけるトラッキン
グエラー生成用のパイロット信号生成回路及びトラッキ
ングエラー検出回路のブロック図である。

【図３５】従来の磁気記録再生装置におけるヘッドと記
録トラックの関係を示す図である。

【図３６】従来の回転磁気ヘッド装置を示す図である。

【図３７】従来の回転磁気ヘッドと装置と記録トラック
パターンの関係を示した図である。

【符号の説明】

１００ ダブルアジマス磁気ヘッド １２４ 符号器 １２５ フリップフロップ １２６ カウンタ １２７ Ｐ／Ｓ変換器 １２８ 記録アンプ １３０ 磁気テープ １３４ 回転ドラム

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ｍビットの情報語をｎビット（ｍ＜ｎ）
   の符号語に変換する情報変換方法であって、ｍビットの情報語を（ｎ−１）ビットの符号語として生
   成する工程と、 前記（ｎ−１）ビットの符号語の先頭に１ビットを付加
   して生成されるｎビット符号のＣＤＳ（Codeword Digit
   al Sum) 値を示す信号を生成する工程と、 前記ｎビットの符号化に関わる直前に符号化された最終
   ビットの状態を示す信号を生成する工程と、 所望の周期で変動するＤＳＶ（Digital Sum Variation)
   制御信号を生成する工程と、 前記ｎビット符号のＣＤＳ値と、前記直前に符号化され
   た最終ビットの状態を示す信号と、前記ＤＳＶ制御信号
   とにより、前記ｎビット符号の先頭１ビットを“０”又
   は“１”に選択的にセットする工程を備え、 変換されたｎビット符号語列のＤＳＶが前記所望の周期
   に同期して変動し、前記ＤＳＶ制御信号の変動周期に対
   応した周波数に強いスペクトラムが得られるようにした
   ことを特徴とする情報変換方法。
2. 【請求項２】 請求項１記載の情報変換方法において、
   ｍ＝１２の情報語をｎ＝１５の符号語に情報変換するに
   際し、１５ビットの各符号語の符号列においてビット
   “１”と次のビット“１”の間のビット“０”の数を４
   個以下に制限し、且つＣＤＳ値が＋１と−１である２つ
   の符号を一対として１２ビットの情報語に対応させたこ
   とを特徴とする情報変換方法。
3. 【請求項３】 請求項２記載の情報変換方法において、
   各符号語の符号列においてＭＳＢ端側とＬＳＢ端側でビ
   ット“０”の連続する個数が２以下に制限されているこ
   とを特徴とする情報変換方法。
4. 【請求項４】 回転ドラムに設けられた回転ヘッドによ
   りディジタル信号を磁気媒体に記録する際に、請求項１
   記載の情報変換方法を用いてＤＳＶ制御信号の変動周期
   に対応した周波数に得られる強いスペクトラムを、トラ
   ッキングエラー信号を得るためのパイロット信号として
   上記ディジタル信号に多重するパイロット信号生成方法
   であって、 記録時にｍビットの２値のディジタル信号をｎビット
   （ｍ＜ｎ）の符号語に変換する際、＋１と−１の２つの
   符号のＣＤＳに対応する一対のグループのｎビットの符
   号語をｍビットのディジタル信号に対応させ、 前記回転ドラムの位相制御に用いられるドラムＰＧ信号
   に同期した信号によって初期位相がプリセットされるＤ
   ＳＶ制御信号に従い前記２つの符号＋１と−１のいずれ
   かを選択的に使用してディジタル信号のＤＳＶを制御す
   ることを特徴とするパイロット信号生成方法。 【請求項５】 請求項４記載のパイロット信号生成方法
   を用いてディジタル信号にパイロット信号が多重された
   ２チャンネル信号を記録再生するための、互いにアジマ
   ス角の異なる２個の磁気ヘッドを含む回転磁気ヘッド装
   置において、前記２個の磁気ヘッドの間隔がほぼ前記パ
   イロット信号の半波長の整数倍に設定されていることを
   特徴とする回転磁気ヘッド装置。