JP2637212B2 - 固定値のインダクタンスに対する可変インダクタンスを評価する回路 - Google Patents
固定値のインダクタンスに対する可変インダクタンスを評価する回路Info
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-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R27/00—Arrangements for measuring resistance, reactance, impedance, or electric characteristics derived therefrom
- G01R27/02—Measuring real or complex resistance, reactance, impedance, or other two-pole characteristics derived therefrom, e.g. time constant
- G01R27/26—Measuring inductance or capacitance; Measuring quality factor, e.g. by using the resonance method; Measuring loss factor; Measuring dielectric constants ; Measuring impedance or related variables
- G01R27/2611—Measuring inductance
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Description
【発明の詳細な説明】 本発明は、固定値のインダクタンスに対する可変イン
ダクタンス、特に誘導性変位トランスジューサーの可変
インダクタンス値を相対評価するための回路に関するも
のである。そのようなトランスジューサーに関連する回
路は、例えば西独特許公開第2924093号公報および特開
昭57−194607号の中で開示されている。
ダクタンス、特に誘導性変位トランスジューサーの可変
インダクタンス値を相対評価するための回路に関するも
のである。そのようなトランスジューサーに関連する回
路は、例えば西独特許公開第2924093号公報および特開
昭57−194607号の中で開示されている。
公知の回路においては多数の問題が生じている。例え
ば、望ましくない位相シフトをもたらす低域通過形出力
フィルタが必要である。加えて、そこには安定性の問題
がある。
ば、望ましくない位相シフトをもたらす低域通過形出力
フィルタが必要である。加えて、そこには安定性の問題
がある。
本発明は少なくとも上述の問題の１つを克服あるいは
減少させることを意図したものである。
減少させることを意図したものである。
本発明によれば、固定インダクタンスに直列に接続さ
れている可変インダクタンスを、固定インダクタンスに
対して相対評価するための回路において、 固定周波数および固定振幅を有する第１信号を発生す
る信号発生器が設けられており、 前記固定インダクタンスの自由端に前記第１の信号を
供給する第１線路が設けられており、 前記信号発生器に接続されている制御可能な反転増幅
器が設けられており、該反転増幅器は、前記第１の信号
を、前記固定の周波数と同じ周波数だが反対の位相であ
る第２信号に変換し、 該第２信号を前記可変インダクタンスの自由端に供給
するための第２の給電路が設けられており、 前記固定インダクタンスおよび可変インダクタンスの
共通接続点において生じる第３信号処理するための手段
が設けられており、 前記信号発生器と基準直流電圧源との間に接続されて
おり、前記第１の信号から導出される同期信号を発生す
るための同期段が設けられており、 前記第３の信号を処理するための手段は、 前記共通の接続点に接続されている制御可能な整流手
段と、該整流手段に接続されていて、該整流手段の出力
側における整流された信号を遅延素子を介して平滑化し
た信号を積分して、前記基準直流電圧源からの偏差を表
す信号を生成する積分手段とを含んでおり、 前記偏差を表す信号は前記制御可能な反転増幅器の制
御入力側に供給され、かつ前記偏差を表す信号から、固
定インダクタンスに対する可変インダクタンスの値を表
している出力信号を取り出す手段を備えていることを特
徴とする回路を提供できる。
れている可変インダクタンスを、固定インダクタンスに
対して相対評価するための回路において、 固定周波数および固定振幅を有する第１信号を発生す
る信号発生器が設けられており、 前記固定インダクタンスの自由端に前記第１の信号を
供給する第１線路が設けられており、 前記信号発生器に接続されている制御可能な反転増幅
器が設けられており、該反転増幅器は、前記第１の信号
を、前記固定の周波数と同じ周波数だが反対の位相であ
る第２信号に変換し、 該第２信号を前記可変インダクタンスの自由端に供給
するための第２の給電路が設けられており、 前記固定インダクタンスおよび可変インダクタンスの
共通接続点において生じる第３信号処理するための手段
が設けられており、 前記信号発生器と基準直流電圧源との間に接続されて
おり、前記第１の信号から導出される同期信号を発生す
るための同期段が設けられており、 前記第３の信号を処理するための手段は、 前記共通の接続点に接続されている制御可能な整流手
段と、該整流手段に接続されていて、該整流手段の出力
側における整流された信号を遅延素子を介して平滑化し
た信号を積分して、前記基準直流電圧源からの偏差を表
す信号を生成する積分手段とを含んでおり、 前記偏差を表す信号は前記制御可能な反転増幅器の制
御入力側に供給され、かつ前記偏差を表す信号から、固
定インダクタンスに対する可変インダクタンスの値を表
している出力信号を取り出す手段を備えていることを特
徴とする回路を提供できる。
本発明の回路は数多くの利点を有している。これは低
残留リップルを持つ出力を提供できるために、低周波フ
ィルタの必要がない。安定性に関する問題も生じないの
であって、この回路は位相シフトには感応せず、そして
回路の正確さに影響するいくつかの要素的なサブアセン
ブリーが存在するだけである。
残留リップルを持つ出力を提供できるために、低周波フ
ィルタの必要がない。安定性に関する問題も生じないの
であって、この回路は位相シフトには感応せず、そして
回路の正確さに影響するいくつかの要素的なサブアセン
ブリーが存在するだけである。
誘導性変位トランスジューサーに接続して使用される
時には、高分解能測定が実行できる。変位はトランスジ
ューサーによって、変位に比例するインダクタンス比L/
LOに変換され、そして次に信号処理回路によって、例え
ばアナログ信号２進値またはマーク／スペース比のよう
な、何らかの望ましい形の電気的出力信号に変換され
る。
時には、高分解能測定が実行できる。変位はトランスジ
ューサーによって、変位に比例するインダクタンス比L/
LOに変換され、そして次に信号処理回路によって、例え
ばアナログ信号２進値またはマーク／スペース比のよう
な、何らかの望ましい形の電気的出力信号に変換され
る。
有利な実施例においては、整流手段は、直接的に、あ
るいは反転装置を介して入力信号を受けるための、発振
器段からの好適な同期信号によって切り換えられるスイ
ッチを有することもできる。また、積分手段の出力はサ
ンプル・ホールド回路に供給され、その回路の動作は発
振器段から供給される同期出力を介して制御されるよう
にもできる。
るいは反転装置を介して入力信号を受けるための、発振
器段からの好適な同期信号によって切り換えられるスイ
ッチを有することもできる。また、積分手段の出力はサ
ンプル・ホールド回路に供給され、その回路の動作は発
振器段から供給される同期出力を介して制御されるよう
にもできる。
整流手段、遅延素子、積分手段およびこのサンプル・
ホールド回路から成る増幅度制御回路は、インダクタン
スＬの値の変化に迅速にそして正確に追従し、そして何
らかのエラーが迅速に補正されることを確実にするため
の、全体回路の出力信号UACTおよび制御信号Ｖの両方を
提供する。
ホールド回路から成る増幅度制御回路は、インダクタン
スＬの値の変化に迅速にそして正確に追従し、そして何
らかのエラーが迅速に補正されることを確実にするため
の、全体回路の出力信号UACTおよび制御信号Ｖの両方を
提供する。
有利な実施例においては、共通接続点と増幅度制御回
路との間に、共通接続点における信号を基準の直流電圧
に相応するように調整設定するための回路が接続され
る。この調整設定回路は、差動増幅海路によって構成さ
れることが望ましい。これは、いかなるオフセット電圧
の存在をも補償するという利点を有している。
路との間に、共通接続点における信号を基準の直流電圧
に相応するように調整設定するための回路が接続され
る。この調整設定回路は、差動増幅海路によって構成さ
れることが望ましい。これは、いかなるオフセット電圧
の存在をも補償するという利点を有している。
正弦波発振器と、差動増幅回路の入力の間に分圧器を
接続することもできる。これはケーブルの断線または共
通接続点のグランドへの短絡回路を検出できるという利
点を有している。
接続することもできる。これはケーブルの断線または共
通接続点のグランドへの短絡回路を検出できるという利
点を有している。
次に本発明の有利な実施例を、図面を参照しながら説
明する。その際 第１図は従来技術の装置の回路略図であり、 第２図は本発明による装置の回路略図であり、 第３図は第２図の装置の種々の回路点に生じる信号を
表わした信号線図である。
明する。その際 第１図は従来技術の装置の回路略図であり、 第２図は本発明による装置の回路略図であり、 第３図は第２図の装置の種々の回路点に生じる信号を
表わした信号線図である。
第１図を参照すると、そこには発振器10と、半波整流
器13に同期入力を供給する半波制御装置11と、出力駆動
段14とを含む従来技術回路が示されている。固定インダ
クタンスLOと可変インダクタンスＬの共通接続点は反転
増幅器12に接続されており、その出力は、可変インダク
タンスの値を表わす出力URWを発生させるために半波整
流器13に供給されている。
器13に同期入力を供給する半波制御装置11と、出力駆動
段14とを含む従来技術回路が示されている。固定インダ
クタンスLOと可変インダクタンスＬの共通接続点は反転
増幅器12に接続されており、その出力は、可変インダク
タンスの値を表わす出力URWを発生させるために半波整
流器13に供給されている。
第２図には本発明による装置が示されている。それ
は、正弦波発振器10と同期段とを有する発振器段20を含
んでいる。発振器の出力は第３図のA1に示されている。
この信号は直接的に第１インピーダンス変成器B1に、そ
して次に固定インダクタンスLOの第１端に接続された端
子RWOに、そして間接的に第２インピーダンス変成器B2
に、そしてそれによって可変インダクタンスＬの第１端
に接続されている端子RW2に供給される。インピーダン
ス変成器B1およびB2を介して、インダクタンスに供給さ
れる正弦波振動は低抵抗の、逆作用効果を持たないよう
になる。発振器出力A1はまた、コンパレータＫと不感時
間素子Ｔとを有する上記の同期段にも供給される。信号
A1は、RW1に生じる信号の、RWOおよびRW2に生じる信号
に対する位相シフトを補償するため、不感時間素子Ｔに
よって遅延される。この段の同期信号SYNCは第３図にお
いてA4で示されている。
は、正弦波発振器10と同期段とを有する発振器段20を含
んでいる。発振器の出力は第３図のA1に示されている。
この信号は直接的に第１インピーダンス変成器B1に、そ
して次に固定インダクタンスLOの第１端に接続された端
子RWOに、そして間接的に第２インピーダンス変成器B2
に、そしてそれによって可変インダクタンスＬの第１端
に接続されている端子RW2に供給される。インピーダン
ス変成器B1およびB2を介して、インダクタンスに供給さ
れる正弦波振動は低抵抗の、逆作用効果を持たないよう
になる。発振器出力A1はまた、コンパレータＫと不感時
間素子Ｔとを有する上記の同期段にも供給される。信号
A1は、RW1に生じる信号の、RWOおよびRW2に生じる信号
に対する位相シフトを補償するため、不感時間素子Ｔに
よって遅延される。この段の同期信号SYNCは第３図にお
いてA4で示されている。
発振器出力A1とインピーダンス変成器B2との間の接続
は、制御可能な反転増幅器B3を介して行なわれる。反転
増幅器は乗算器50の部分を形成している。増幅器B3の出
力は第３図のA2に示されている。
は、制御可能な反転増幅器B3を介して行なわれる。反転
増幅器は乗算器50の部分を形成している。増幅器B3の出
力は第３図のA2に示されている。
端子RW1に生じる交流電圧の振幅および位相位置は、
インダクタンスLO/Lの比に依存している。即ち端子RW2
における信号の振幅の、RWOにおける信号の振幅に対す
る比が正確にL/LOに等しくなった時に、平衡となって、
端子RW1における信号振幅は零となる。これは第３図の
中央の欄に示される信号に相応する。もし、URW0/URW2
≠LO/Lであれば、相応する振幅がRW1に表われる（第３
図の左または右欄を参照）。端子RW1に接続されている
差動入力増幅器30によってこの振動の平均値が調節され
る。それは、測定点A3における平均値が内部基準電圧UR
に相応するようにするためである。振幅器30は、加算部
31から送出される電圧の種々異なった信号走行時間を補
償するために該加算部から送出される電圧を遅延する遅
延素子VZ2を有している。増幅器30は更に加算部32を有
しており、そのプラス入力側は端子RW1からの信号を受
け、そのマイナス入力側は遅延素子VZ2からの出力信号
を受けており、遅延素子の入力側もまたRW1に生じる信
号を受けている。加算部32の出力は反転増幅器B5を介し
て測定点A3に供給される。
インダクタンスLO/Lの比に依存している。即ち端子RW2
における信号の振幅の、RWOにおける信号の振幅に対す
る比が正確にL/LOに等しくなった時に、平衡となって、
端子RW1における信号振幅は零となる。これは第３図の
中央の欄に示される信号に相応する。もし、URW0/URW2
≠LO/Lであれば、相応する振幅がRW1に表われる（第３
図の左または右欄を参照）。端子RW1に接続されている
差動入力増幅器30によってこの振動の平均値が調節され
る。それは、測定点A3における平均値が内部基準電圧UR
に相応するようにするためである。振幅器30は、加算部
31から送出される電圧の種々異なった信号走行時間を補
償するために該加算部から送出される電圧を遅延する遅
延素子VZ2を有している。増幅器30は更に加算部32を有
しており、そのプラス入力側は端子RW1からの信号を受
け、そのマイナス入力側は遅延素子VZ2からの出力信号
を受けており、遅延素子の入力側もまたRW1に生じる信
号を受けている。加算部32の出力は反転増幅器B5を介し
て測定点A3に供給される。
測定点A3における交流信号はアナログインバータB4と
アナログスイッチＳとによって、URを基準にして整流さ
れる。同期信号A4は同期化のために働き、そして各ゼロ
クロツシング点で切替わる。スイッチＳの出力は第３図
のA5に表わされている。
アナログスイッチＳとによって、URを基準にして整流さ
れる。同期信号A4は同期化のために働き、そして各ゼロ
クロツシング点で切替わる。スイッチＳの出力は第３図
のA5に表わされている。
A5に現われる整流された信号は次に例えば電子フィル
タとして構成されている遅延素子VZ1によってフィルタ
リングされ（A6）そして基準電圧URを基準にしながらＩ
において積分される。
タとして構成されている遅延素子VZ1によってフィルタ
リングされ（A6）そして基準電圧URを基準にしながらＩ
において積分される。
A6における信号の平均値のURからの偏差は、RW2にお
ける安定化された振幅に対する、RW2におけるその時点
での振幅の差に比例しており、この偏差を積分すること
によってトラッキング制御値が得られることになる。こ
の制御値は、同期信号A4が供給されるモノテーブルトリ
ガーＭによって制御されるサンプル・ホールド回路Ｓ＋
Ｈにより時間的に量子化される。こうして第３図におい
てA7で示されている信号ないし制御電圧Ｖが得られ、こ
の電圧は乗算器50の中のコンバータ51を通して、制御可
能な増幅器B3の増幅度を制御する。それは、インダクタ
ンス比LO/Lが変ったときに増幅器B3の追従制御を行うこ
とができるようにするために、増幅器B3の増幅度を信号
A7に依存して整合してやることが必要だからである。
ける安定化された振幅に対する、RW2におけるその時点
での振幅の差に比例しており、この偏差を積分すること
によってトラッキング制御値が得られることになる。こ
の制御値は、同期信号A4が供給されるモノテーブルトリ
ガーＭによって制御されるサンプル・ホールド回路Ｓ＋
Ｈにより時間的に量子化される。こうして第３図におい
てA7で示されている信号ないし制御電圧Ｖが得られ、こ
の電圧は乗算器50の中のコンバータ51を通して、制御可
能な増幅器B3の増幅度を制御する。それは、インダクタ
ンス比LO/Lが変ったときに増幅器B3の追従制御を行うこ
とができるようにするために、増幅器B3の増幅度を信号
A7に依存して整合してやることが必要だからである。
本発明の回路の出力信号UACTもまた、コンバータ51か
ら得られる。出力信号UACTは求めるべきインダクタンス
Ｌに対する尺度である。ただしコンバータS1が存在しな
い場合、UACTはA7から直接取出すことができる。
ら得られる。出力信号UACTは求めるべきインダクタンス
Ｌに対する尺度である。ただしコンバータS1が存在しな
い場合、UACTはA7から直接取出すことができる。
更に図示の実施例では、ケーブルにおける断線または
RW1における信号のグランドへの短絡を検出するため
に、RW1に生じる信号に加算回路31中で加えられる分圧
された正弦波を供給するために発振器10の出力に接続さ
れた分圧器Ｘが設けられている。
RW1における信号のグランドへの短絡を検出するため
に、RW1に生じる信号に加算回路31中で加えられる分圧
された正弦波を供給するために発振器10の出力に接続さ
れた分圧器Ｘが設けられている。
これまで説明した装置には種々の変更が実施できる。
例えば、コンバータ51と増幅器B3の実現方法は、望まし
い出力信号UACTの形式に、そして望ましい精度に依存し
ている。既述のように、アナログ信号はアナログ乗算器
によって発生される。この乗算器は演算形の相互コンダ
クタンス増幅器を含むこともできる。逆に、デイジタル
的に設定された増幅要素を持つA/Dコンバータ51と増幅
器B3とから、10ビット語の出力を得ることもできる。こ
の出力信号もまた、可変マーク／スペース比を持つ信号
の形式とすることも可能である。望むならば、第２図の
点線で示されるように、出力モノステーブルトリガーＭ
からコンバータ51へのタイミング入力を設けることもで
きる。第２図には、本発明の有利な実施例が示されてい
るが、もし望むなら例えば差動増幅器30、分圧器Ｘおよ
び／またはサンプル・ホールド回路Ｓ＆Ｈおよび／また
は増幅度制御器40のモノステーブルトリガーＭ、および
コンバータ51は省略することができる。
例えば、コンバータ51と増幅器B3の実現方法は、望まし
い出力信号UACTの形式に、そして望ましい精度に依存し
ている。既述のように、アナログ信号はアナログ乗算器
によって発生される。この乗算器は演算形の相互コンダ
クタンス増幅器を含むこともできる。逆に、デイジタル
的に設定された増幅要素を持つA/Dコンバータ51と増幅
器B3とから、10ビット語の出力を得ることもできる。こ
の出力信号もまた、可変マーク／スペース比を持つ信号
の形式とすることも可能である。望むならば、第２図の
点線で示されるように、出力モノステーブルトリガーＭ
からコンバータ51へのタイミング入力を設けることもで
きる。第２図には、本発明の有利な実施例が示されてい
るが、もし望むなら例えば差動増幅器30、分圧器Ｘおよ
び／またはサンプル・ホールド回路Ｓ＆Ｈおよび／また
は増幅度制御器40のモノステーブルトリガーＭ、および
コンバータ51は省略することができる。
制御可能な増幅器B3を、発振器10から固定インダクタ
ンスLOへの経路に接続することも可能である。
ンスLOへの経路に接続することも可能である。
Claims (7)
- 【請求項１】固定インダクタンス（L0）に直列に接続さ
れている可変インダクタンス（Ｌ）を、固定インダクタ
ンスに対して相対評価するための回路において、 固定周波数および固定振幅を有する第１信号（A1）を発
生する信号発生器（10）が設けられており、 前記固定インダクタンスの自由端（RW0）に前記第１の
信号を供給する第１線路が設けられており、 前記信号発生器に接続されている制御可能な反転増幅器
（B3）が設けられており、該反転増幅器は、前記第１の
信号を、前記固定の周波数と同じ周波数だが反対の位相
である第２信号（A2）に変換し、 該第２信号（A2）を前記可変インダクタンスの自由端
（RW2）に供給するための第２の給電路が設けられてお
り、 前記固定インダクタンス（L0）および可変インダクタン
ス（Ｌ）の共通接続点（RW1）において生じる第３信号
（A3）を処理するための手段（40）が設けられており、 前記信号発生器（10）と基準直流電圧源（uR）との間
に、前記第１の信号（A1）から導出される同期信号（A
4）を発生するための同期段（K,T）が設けられており、 前記第３の信号（A3）を処理するための手段は、 前記共通の接続点（RW1）に接続されていて、前記第３
の信号（A3）を直接、または反転装置（B4）を通して受
けるようにし前記同期信号（A4）によって切換可能であ
るスイッチ（Ｓ）を有している整流手段（B4,S）と、該
整流手段に接続されていて、該整流手段の出力側におけ
る整流された信号（A5）を遅延素子（Vz1）を介して平
滑化した信号（A6）を積分して、前記基準直流電圧源
（uR）からの偏差を表す信号（A7,V）を生成する積分手
段（Ｉ）とを含んでおり、 前記偏差を表す信号（A7,V）は前記制御可能な反転増幅
器（B3）の制御入力側に供給され、かつ 前記偏差を表す信号（A7）から、固定インダクタンス
（Ｌ）に対する可変インダクタンスの値（L0）を表して
いる出力信号（UACT）を取り出す手段を備えている ことを特徴とする固定インダクタンスに対する可変イン
ダクタンスの相対評価回路。 - 【請求項２】前記信号発生装置は正弦波発振器であり、
該発振器に後置接続された前記同期段（K,T）とともに
発振器段（20）を構成する請求項１記載の回路。 - 【請求項３】前記積分手段（Ｉ）の出力はサンプル・ホ
ールド回路（Ｓ＋Ｈ）に供給され、その回路の動作は前
記発振器段（20）から供給される同期信号（A4）によっ
て制御され、かつ該サンプル・ホールド回路（Ｓ＋Ｈ）
が前記整流手段（B4,S）、遅延素子（VZ1）、積分器
（Ｉ）とともに前記制御可能な反転増幅器（B3）の増幅
度制御をする請求項２記載の回路。 - 【請求項４】前記共通接続点（RW1）と前記第３の信号
を処理するための手段（40）との間に、共通接続点にお
ける信号の、基準の直流電圧レベル（uR）に対する整合
回路（30）が接続されている請求項１から３までのいづ
れか１項に記載の回路。 - 【請求項５】前記整合回路が差動入力増幅回路（30）で
あり、前記信号発生器（10）の出力側と該差動入力増幅
回路の入力側との間に分圧器（Ｘ）が接続されている請
求項４記載の回路。 - 【請求項６】前記出力信号（UACT）を取り出す手段は前
記制御可能な反転増幅器（B3）に前記偏差を表す信号
（A7）を供給するコンバータ（51）でありかつ該コンバ
ータ（51）および制御可能な反転増幅器は乗算器（50）
を構成する請求項１から５までのいづれか１項に記載の
回路。 - 【請求項７】前記インダクタンス（L,LO）が、誘導性変
位トランスジューサーの部分である請求項１から６まで
のいづれか１項に記載の回路。
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| PCT/EP1988/000376 WO1989011105A1 (en) | 1988-05-05 | 1988-05-05 | Circuit for measuring variable inductance |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02504185A JPH02504185A (ja) | 1990-11-29 |
| JP2637212B2 true JP2637212B2 (ja) | 1997-08-06 |
Family
ID=8165272
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