JP2616464B2 - 高効率電力増幅回路 - Google Patents
高効率電力増幅回路Info
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- JP2616464B2 JP2616464B2 JP6267724A JP26772494A JP2616464B2 JP 2616464 B2 JP2616464 B2 JP 2616464B2 JP 6267724 A JP6267724 A JP 6267724A JP 26772494 A JP26772494 A JP 26772494A JP 2616464 B2 JP2616464 B2 JP 2616464B2
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、高効率電力増幅回路に
係わり、特に高調波を除去できるようにした高効率増幅
回路に関するものである。
係わり、特に高調波を除去できるようにした高効率増幅
回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】一般に、増幅回路の電力効率を向上させ
ることは、システム構築上において非常に重要なことで
ある。特に、電池を電源とする携帯装置や、衛星あるい
は宇宙通信装置にあっては、電力効率を向上させること
の重要性は顕著である。
ることは、システム構築上において非常に重要なことで
ある。特に、電池を電源とする携帯装置や、衛星あるい
は宇宙通信装置にあっては、電力効率を向上させること
の重要性は顕著である。
【０００３】ところで、トランジスタをＢ級バイアスに
して増幅回路を構成したときに、トランジスタの出力電
流には、基本波以外に偶数次高調波成分しか存在しない
ことは周知のとおりである。そこで、このような増幅回
路であって、電圧波形に偶数次高調波成分を含ませない
ようにし、奇数次高調波成分のみを含ませるようにする
と、高調波における電力損失が起こらずに、高効率化で
きることが従来知られている。具体的には、トランジス
タの出力端子であって、偶数次高調波における負荷イン
ピーダンスを零となるようにしてやれば（例えば、特開
平１−２７９６１２号公報参照）、電圧の偶数次高調波
成分は必然的に存在しないことになる。
して増幅回路を構成したときに、トランジスタの出力電
流には、基本波以外に偶数次高調波成分しか存在しない
ことは周知のとおりである。そこで、このような増幅回
路であって、電圧波形に偶数次高調波成分を含ませない
ようにし、奇数次高調波成分のみを含ませるようにする
と、高調波における電力損失が起こらずに、高効率化で
きることが従来知られている。具体的には、トランジス
タの出力端子であって、偶数次高調波における負荷イン
ピーダンスを零となるようにしてやれば（例えば、特開
平１−２７９６１２号公報参照）、電圧の偶数次高調波
成分は必然的に存在しないことになる。
【０００４】また、奇数次高調波高調波のインピーダン
スを無限大として電圧成分を存在させても、もともとの
奇数次の電流成分は存在しないので問題はない。
スを無限大として電圧成分を存在させても、もともとの
奇数次の電流成分は存在しないので問題はない。
【０００５】上記した点を考慮した結果、トランジスタ
増幅回路のインピーダンス整合の条件は、基本波に対し
て整合させ、奇数次高調波に対して開放とさせ、偶数次
高調波に対して短絡とさせるようにすることが、高効率
化に有効である。
増幅回路のインピーダンス整合の条件は、基本波に対し
て整合させ、奇数次高調波に対して開放とさせ、偶数次
高調波に対して短絡とさせるようにすることが、高効率
化に有効である。
【０００６】このような原理に基づいて、特開昭６４−
４４６１１号公報に記載されているような高効率増幅回
路が従来使用されていた。この高効率電力増幅回路の一
例を図４に示す回路図を用いて説明する。
４４６１１号公報に記載されているような高効率増幅回
路が従来使用されていた。この高効率電力増幅回路の一
例を図４に示す回路図を用いて説明する。
【０００７】図４であって、トランジスタ１０１は、そ
のエミッタが接地されており、そのベースには例えばＢ
級バイアスが印加されるとともに高周波信号が入力され
ている。また、トランジスタ１０１の出力端子１０２に
は、線路１０３が接続されている。この線路１０３は、
基本波の波長をλとすると、基本波対して８分の１波長
（λ／８）の線路となる。したがって、トランジスタ１
０１の出力端子１０２に線路１０３を接続したときに
は、第２高調波に対して先端開放の４分の１波長（λ／
４）線路となる。このため、第２高調波短絡が実現され
る。
のエミッタが接地されており、そのベースには例えばＢ
級バイアスが印加されるとともに高周波信号が入力され
ている。また、トランジスタ１０１の出力端子１０２に
は、線路１０３が接続されている。この線路１０３は、
基本波の波長をλとすると、基本波対して８分の１波長
（λ／８）の線路となる。したがって、トランジスタ１
０１の出力端子１０２に線路１０３を接続したときに
は、第２高調波に対して先端開放の４分の１波長（λ／
４）線路となる。このため、第２高調波短絡が実現され
る。
【０００８】しかしながら、基本波における先端開放８
分の１波長線路１０３は容量性スタブとなるため、トラ
ンジスタ１０１の出力インピーダンスは、トランジスタ
本来の値より、さらに低下する。このため、基本波整合
回路１０５を設けることにより、このように低下した出
力インピーダンスを、伝送路１０５の特性インピーダン
スＺｏに整合させている。
分の１波長線路１０３は容量性スタブとなるため、トラ
ンジスタ１０１の出力インピーダンスは、トランジスタ
本来の値より、さらに低下する。このため、基本波整合
回路１０５を設けることにより、このように低下した出
力インピーダンスを、伝送路１０５の特性インピーダン
スＺｏに整合させている。
【０００９】
【課題を解決するための手段】したがって、従来の高効
率電力増幅回路に使用する高出力トランジスタでは、電
流容量を大きくとるために、微小素子を多数並列させて
構成されているので、トランジスタ素子のインピーダン
スは非常に低いものとなる。このような低インピーダン
スな高出力トランジスタに対して、さらにキャパシタを
付加すると、一層低インピーダンス化され、整合回路に
よる損失増大を招くばかりか、広帯域整合を行うことが
できないという欠点があった。
率電力増幅回路に使用する高出力トランジスタでは、電
流容量を大きくとるために、微小素子を多数並列させて
構成されているので、トランジスタ素子のインピーダン
スは非常に低いものとなる。このような低インピーダン
スな高出力トランジスタに対して、さらにキャパシタを
付加すると、一層低インピーダンス化され、整合回路に
よる損失増大を招くばかりか、広帯域整合を行うことが
できないという欠点があった。
【００１０】本発明の目的は、トランジスタ素子近傍の
インピーダンスを低下させることなく、第２次高調波短
絡、第３次高調波開放の条件を満足させる高効率増幅回
路を提供することにある。
インピーダンスを低下させることなく、第２次高調波短
絡、第３次高調波開放の条件を満足させる高効率増幅回
路を提供することにある。
【００１１】また、本発明の他の目的は、トランジスタ
素子近傍のインピーダンスを低下させることなく、任意
のｎ次高調波までを完全に高効率動作条件を満たす高効
率電力増幅回路を提供することにある。
素子近傍のインピーダンスを低下させることなく、任意
のｎ次高調波までを完全に高効率動作条件を満たす高効
率電力増幅回路を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項１記載の発明に係る高効率電力増幅回路は、
Ｂ級バイアスで増幅動作を行う高出力トランジスタから
所定の特性インピーダンスの伝送路にその出力を供給で
きるようにした高効率電力増幅回路であって、高出力ト
ランジスタの出力端子が基本周波数に対して４分の１波
長の線路長のインピーダンス整合回路を介して伝送路に
接続されており、このインピーダンス整合回路および伝
送路の接続点に複数の直列共振器のそれぞれ一端を接続
すると共にこれらの直列共振器の他端をアース電極に接
続し、各直列共振器は、２次以上の高調波の一つに対し
て共振し、かつ基本周波数に対しては伝送路の所定の特
性インピーダンスより十分大きいリアクタンスとなるよ
うにしたことを特徴とするものである。
に、請求項１記載の発明に係る高効率電力増幅回路は、
Ｂ級バイアスで増幅動作を行う高出力トランジスタから
所定の特性インピーダンスの伝送路にその出力を供給で
きるようにした高効率電力増幅回路であって、高出力ト
ランジスタの出力端子が基本周波数に対して４分の１波
長の線路長のインピーダンス整合回路を介して伝送路に
接続されており、このインピーダンス整合回路および伝
送路の接続点に複数の直列共振器のそれぞれ一端を接続
すると共にこれらの直列共振器の他端をアース電極に接
続し、各直列共振器は、２次以上の高調波の一つに対し
て共振し、かつ基本周波数に対しては伝送路の所定の特
性インピーダンスより十分大きいリアクタンスとなるよ
うにしたことを特徴とするものである。
【００１３】請求項２記載の発明では、各直列共振回路
は、インダクタンスＬｎ（ただし、ｎ＝１，２，３，
…）とキャパシタンスＣｎ（ただし、ｎ＝１，２，３，
…）とを直列接続してなり、基本周波数ｆ0 とすると、 （ｎ＋１）ｆ0 ＝１／｛２π（ＬｎＣｎ）1/2 ｝ を満足でき、かつ２πｆ0 Ｌｎが伝送路の特性インピー
ダンスより十分大きくなることを満足できるように、イ
ンダクタンスＬｎおよびキャパシタンスＣｎの値をそれ
ぞれ設定したことを特徴とするものである。
は、インダクタンスＬｎ（ただし、ｎ＝１，２，３，
…）とキャパシタンスＣｎ（ただし、ｎ＝１，２，３，
…）とを直列接続してなり、基本周波数ｆ0 とすると、 （ｎ＋１）ｆ0 ＝１／｛２π（ＬｎＣｎ）1/2 ｝ を満足でき、かつ２πｆ0 Ｌｎが伝送路の特性インピー
ダンスより十分大きくなることを満足できるように、イ
ンダクタンスＬｎおよびキャパシタンスＣｎの値をそれ
ぞれ設定したことを特徴とするものである。
【００１４】請求項３記載の発明では、インピーダンス
整合回路は、伝送路の特性インピーダンスと高出力トラ
ンジスタの素子インピーダンスのかけた値と、この整合
回路の特性インピーダンスの自乗値とが等しくなる特性
インピーダンスを持ち、かつ基本周波数に対して４分の
１波長の長さとなるような整合線路から構成したことを
特徴とするものである。
整合回路は、伝送路の特性インピーダンスと高出力トラ
ンジスタの素子インピーダンスのかけた値と、この整合
回路の特性インピーダンスの自乗値とが等しくなる特性
インピーダンスを持ち、かつ基本周波数に対して４分の
１波長の長さとなるような整合線路から構成したことを
特徴とするものである。
【００１５】上記目的を達成するために、請求項４記載
の発明に係る高効率電力増幅回路は、Ｂ級バイアスで増
幅動作を行う高出力トランジスタから所定の特性インピ
ーダンスの伝送路にその出力を供給できるようにした高
効率電力増幅回路であって、高出力トランジスタの出力
端子がインピーダンス整合回路を介して伝送路に接続さ
れており、このインピーダンス整合回路および伝送路の
接続点に複数の直列共振器のそれぞれ一端を接続すると
共にこれらの直列共振器の他端をアース電極に接続し、
各直列共振器は、インダクタンスＬｎ（ただし、ｎ＝
１，２，３，…）とキャパシタンスＣｎ（ただし、ｎ＝
１，２，３，…）とを直列接続してなり、基本周波数ｆ
0 とすると、 （ｎ＋１）ｆ0 ＝１／｛２π（ＬｎＣｎ）1/2 ｝ を満足でき、かつ２πｆ0 Ｌｎが伝送路の特性インピー
ダンスより十分大きくなることを満足できるように、イ
ンダクタンスＬｎおよびキャパシタンスＣｎの値をそれ
ぞれ設定したことを特徴とするものである。
の発明に係る高効率電力増幅回路は、Ｂ級バイアスで増
幅動作を行う高出力トランジスタから所定の特性インピ
ーダンスの伝送路にその出力を供給できるようにした高
効率電力増幅回路であって、高出力トランジスタの出力
端子がインピーダンス整合回路を介して伝送路に接続さ
れており、このインピーダンス整合回路および伝送路の
接続点に複数の直列共振器のそれぞれ一端を接続すると
共にこれらの直列共振器の他端をアース電極に接続し、
各直列共振器は、インダクタンスＬｎ（ただし、ｎ＝
１，２，３，…）とキャパシタンスＣｎ（ただし、ｎ＝
１，２，３，…）とを直列接続してなり、基本周波数ｆ
0 とすると、 （ｎ＋１）ｆ0 ＝１／｛２π（ＬｎＣｎ）1/2 ｝ を満足でき、かつ２πｆ0 Ｌｎが伝送路の特性インピー
ダンスより十分大きくなることを満足できるように、イ
ンダクタンスＬｎおよびキャパシタンスＣｎの値をそれ
ぞれ設定したことを特徴とするものである。
【００１６】上記目的を達成するために、請求項５記載
の発明に係る高効率電力増幅回路は、Ｂ級バイアスで増
幅動作を行う高出力トランジスタから所定の特性インピ
ーダンスの伝送路にその出力を供給できるようにした高
効率電力増幅回路であって、高出力トランジスタの出力
端子が、伝送路の特性インピーダンスと高出力トランジ
スタの素子インピーダンスのかけた値と、当該回路の特
性インピーダンスの自乗値とが等しくなる特性インピー
ダンスを持ち、かつ基本周波数に対して４分の１波長の
長さとなるような整合線路を介して伝送路に接続されて
おり、このインピーダンス整合回路および伝送路の接続
点に複数の直列共振器のそれぞれ一端を接続すると共に
これらの直列共振器の他端をアース電極に接続し、各直
列共振器は、インダクタンスＬｎ（ただし、ｎ＝１，
２，３，…）とキャパシタンスＣｎ（ただし、ｎ＝１，
２，３，…）とを直列接続してなり、基本周波数ｆ0 と
すると、 （ｎ＋１）ｆ0 ＝１／｛２π（ＬｎＣｎ）1/2 ｝ を満足でき、かつ２πｆ0 Ｌｎが伝送路の特性インピー
ダンスより十分大きくなることを満足できるように、イ
ンダクタンスＬｎおよびキャパシタンスＣｎの値をそれ
ぞれ設定したことを特徴とするものである。
の発明に係る高効率電力増幅回路は、Ｂ級バイアスで増
幅動作を行う高出力トランジスタから所定の特性インピ
ーダンスの伝送路にその出力を供給できるようにした高
効率電力増幅回路であって、高出力トランジスタの出力
端子が、伝送路の特性インピーダンスと高出力トランジ
スタの素子インピーダンスのかけた値と、当該回路の特
性インピーダンスの自乗値とが等しくなる特性インピー
ダンスを持ち、かつ基本周波数に対して４分の１波長の
長さとなるような整合線路を介して伝送路に接続されて
おり、このインピーダンス整合回路および伝送路の接続
点に複数の直列共振器のそれぞれ一端を接続すると共に
これらの直列共振器の他端をアース電極に接続し、各直
列共振器は、インダクタンスＬｎ（ただし、ｎ＝１，
２，３，…）とキャパシタンスＣｎ（ただし、ｎ＝１，
２，３，…）とを直列接続してなり、基本周波数ｆ0 と
すると、 （ｎ＋１）ｆ0 ＝１／｛２π（ＬｎＣｎ）1/2 ｝ を満足でき、かつ２πｆ0 Ｌｎが伝送路の特性インピー
ダンスより十分大きくなることを満足できるように、イ
ンダクタンスＬｎおよびキャパシタンスＣｎの値をそれ
ぞれ設定したことを特徴とするものである。
【００１７】したがって、このように構成された本発明
では、例えばインピーダンス整合回路および伝送路の接
続点に複数の直列共振器のそれぞれ一端を接続すると共
にこれらの直列共振器の他端をアース電極に接続してい
るので、この接続点から見たインピーダンスは、２次高
調波，３次高調波，４次高調波，…に対して零となる。
また、これら直列共振器は、基本波に対して伝送路の特
性インピーダンスより十分に大きな値となる。さらに、
高出力トランジスタの出力端子から見たインピーダンス
は、インピーダンス整合回路の作用により、２次高調
波，４次高調波，…に対して短絡状態になり、３次高調
波，５次高調波，…に対して開放状態になるようになっ
ている。これにより、電力損失を抑えて、高効率な増幅
回路を実現できる。
では、例えばインピーダンス整合回路および伝送路の接
続点に複数の直列共振器のそれぞれ一端を接続すると共
にこれらの直列共振器の他端をアース電極に接続してい
るので、この接続点から見たインピーダンスは、２次高
調波，３次高調波，４次高調波，…に対して零となる。
また、これら直列共振器は、基本波に対して伝送路の特
性インピーダンスより十分に大きな値となる。さらに、
高出力トランジスタの出力端子から見たインピーダンス
は、インピーダンス整合回路の作用により、２次高調
波，４次高調波，…に対して短絡状態になり、３次高調
波，５次高調波，…に対して開放状態になるようになっ
ている。これにより、電力損失を抑えて、高効率な増幅
回路を実現できる。
【００１８】
【実施例】以下実施例につき本発明を詳細に説明する。
【００１９】図１は、本発明に係る高効率電力増幅回路
の実施例を示す回路図である。この図に示す高効率電力
増幅回路１は、トランジスタ２と、インピーダンス整合
回路３と、複数の共振回路５1 ，５2 とを備え、次のよ
うに構成されている。トランジスタ２のエミッタは接地
されており、またトランジスタ２のベースには、図示し
ないが、高周波信号が入力されるとともに、Ｂ級バイア
スが印加されるようになっている。トランジスタ２のコ
レクタ（出力端子）６には、インピーダンス整合回路３
を介して伝送路７が接続されている。このインピーダン
ス整合回路３は、図１に示すように、整合線路３１から
なる。すなわち、整合線路３１は、基本波ｆ0 の波長を
λとすると、この基本波の波長λに対して４分の１波長
（λ／４）の長さをしており、かつその特性インピーダ
ンスＺa は、トランジスタの素子インピーダンスをＺT
とし、伝送路７のインピーダンスをＺ0 （＝５０
〔Ω〕）とすると、Ｚa ≒（ＺT ・Ｚ0 ）1/2 となるよ
うになっている。したがって、インピーダンス整合回路
３の接続状態は、整合線路３１の一端３２にトランジス
タ２の出力端子６を接続し、また整合線路３１の他端３
３に伝送路７を接続することにより実現している。この
インピーダンス整合回路３、すなわち整合線路３１の他
端３３と伝送路７の接続点８には集中定数回路の直列共
振回路５1 ，５2 の一端が接続されている。また、これ
ら直列共振回路５1 ，５2 の他端はアース電極に接続さ
れている。
の実施例を示す回路図である。この図に示す高効率電力
増幅回路１は、トランジスタ２と、インピーダンス整合
回路３と、複数の共振回路５1 ，５2 とを備え、次のよ
うに構成されている。トランジスタ２のエミッタは接地
されており、またトランジスタ２のベースには、図示し
ないが、高周波信号が入力されるとともに、Ｂ級バイア
スが印加されるようになっている。トランジスタ２のコ
レクタ（出力端子）６には、インピーダンス整合回路３
を介して伝送路７が接続されている。このインピーダン
ス整合回路３は、図１に示すように、整合線路３１から
なる。すなわち、整合線路３１は、基本波ｆ0 の波長を
λとすると、この基本波の波長λに対して４分の１波長
（λ／４）の長さをしており、かつその特性インピーダ
ンスＺa は、トランジスタの素子インピーダンスをＺT
とし、伝送路７のインピーダンスをＺ0 （＝５０
〔Ω〕）とすると、Ｚa ≒（ＺT ・Ｚ0 ）1/2 となるよ
うになっている。したがって、インピーダンス整合回路
３の接続状態は、整合線路３１の一端３２にトランジス
タ２の出力端子６を接続し、また整合線路３１の他端３
３に伝送路７を接続することにより実現している。この
インピーダンス整合回路３、すなわち整合線路３１の他
端３３と伝送路７の接続点８には集中定数回路の直列共
振回路５1 ，５2 の一端が接続されている。また、これ
ら直列共振回路５1 ，５2 の他端はアース電極に接続さ
れている。
【００２０】第１共振回路５1 は、インダクタンスＬ1
と、コンデンサＣ1 とを直列接続して構成したものであ
り、基本周波数ｆ0 と、インダクタンスＬ1 およびコン
デンサＣ1 との間に、次の数式１のような関係が満足さ
れるようなパラメータを選択している。
と、コンデンサＣ1 とを直列接続して構成したものであ
り、基本周波数ｆ0 と、インダクタンスＬ1 およびコン
デンサＣ1 との間に、次の数式１のような関係が満足さ
れるようなパラメータを選択している。
【数１】
【００２１】第２共振回路５2 は、インダクタンスＬ2
と、コンデンサＣ2 とを直列接続して構成されており、
基本周波数ｆ0 と、インダクタンスＬ2 およびコンデン
サＣ 2 ときの間に、次の数式２のような関係が満足され
るようなパラメータを選択している。
と、コンデンサＣ2 とを直列接続して構成されており、
基本周波数ｆ0 と、インダクタンスＬ2 およびコンデン
サＣ 2 ときの間に、次の数式２のような関係が満足され
るようなパラメータを選択している。
【数２】
【００２２】また、インダクタンスＬ1 は、
【数３】 を満足するようなパラメータが選択されている。
【００２３】さらに、インダクタンスＬ2 は、
【数４】 を満足するようなパラメータが選択されている。
【００２４】このように構成されているので、二次高調
波（２ｆ0 ）、三次高調波（３ｆ0）においては、接続
点８のインピーダンスは零〔Ω〕になる。
波（２ｆ0 ）、三次高調波（３ｆ0）においては、接続
点８のインピーダンスは零〔Ω〕になる。
【００２５】また、基本波（ｆ0 ）に対して４分の１波
長（λ／４）となっているインピーダンス整合回路３の
作用により、トランジスタ２の出力端子６から負荷側を
見たインピーダンスＺL は、二次高調波（２ｆ0 ）にあ
っては短絡となり、三次高調波（３ｆ0 ）にあっては開
放となることになる。
長（λ／４）となっているインピーダンス整合回路３の
作用により、トランジスタ２の出力端子６から負荷側を
見たインピーダンスＺL は、二次高調波（２ｆ0 ）にあ
っては短絡となり、三次高調波（３ｆ0 ）にあっては開
放となることになる。
【００２６】さらに、２つの共振回路５1 ，５2 のイン
ピーダンスは、数式３，４からも分かるように、基本波
（ｆ0 ）に対して十分に大きくなるので、無視してもよ
い。
ピーダンスは、数式３，４からも分かるように、基本波
（ｆ0 ）に対して十分に大きくなるので、無視してもよ
い。
【００２７】トランジスタ２の基本波における出力イン
ピーダンスＺT は、４分の１波長の整合回路３１（イン
ピーダンス整合回路３）によって、５０〔Ω〕にインピ
ーダンス変換されている。
ピーダンスＺT は、４分の１波長の整合回路３１（イン
ピーダンス整合回路３）によって、５０〔Ω〕にインピ
ーダンス変換されている。
【００２８】図２は、図１の高効率増幅回路の具体的構
成例を示す構成図である。
成例を示す構成図である。
【００２９】図２に示すように、例えば３０〔μｍ〕厚
の半絶縁性ＧａＡｓチップ１１の上に、１〔Ｗ〕級高出
力ヘテロバイポーラトランジスタ（ＨＢＴ）素子１２を
形成させてある。このＨＢＴ素子１２の出力側には、特
性インピーダンスが１３〔Ω〕であって、かつ長さが例
えば２６〔ＧHz〕において４分の１波長となる整合線路
３１を設けてある。ＨＢＴ素子１２の入力側には、特性
インピーダンスが７〔Ω〕であって、かつ例えば２６
〔ＧHz〕において４分の１波長となる整合線路１３が設
けられている。
の半絶縁性ＧａＡｓチップ１１の上に、１〔Ｗ〕級高出
力ヘテロバイポーラトランジスタ（ＨＢＴ）素子１２を
形成させてある。このＨＢＴ素子１２の出力側には、特
性インピーダンスが１３〔Ω〕であって、かつ長さが例
えば２６〔ＧHz〕において４分の１波長となる整合線路
３１を設けてある。ＨＢＴ素子１２の入力側には、特性
インピーダンスが７〔Ω〕であって、かつ例えば２６
〔ＧHz〕において４分の１波長となる整合線路１３が設
けられている。
【００３０】整合線路３１の他端３３は、ボンディング
線１４により、例えば０．２５〔ｍｍ〕厚のアルミナ基
板１５上に設けられて出力回路を構成する伝送路７の一
端に接続されている。この伝送路７とボンディング線１
４との接続点（接続点８）は、ボンデング線５１を介し
てＭＩＭキャパシタ５２に接続されている。このボンデ
ング線５１がインダクタンスＬ1 を構成し、かつＭＩＭ
キャパシタ５２がコンデンサＣ1 を構成する。これらが
直列接続されて第１共振回路５1 となっており、第１共
振回路５1 は、２次高調波（２ｆ0 ）に共振するように
なっている。また、伝送路７とボンディング線１４のと
接続点（接続点８）は、ボンデング線５３を介してＭＩ
Ｍキャ0 シタ５４に接続されている。このボンデング線
５３がインピーダンスＬ2 を構成し、ＭＩＭキャ0 シタ
５４がコンデンサＣ2 を構成している。これらが直列接
続されて第２共振回路５2 が得られることになり、この
第２共振回路５2 は、３次高調波（３ｆ0 ）に共振する
ようになっている。
線１４により、例えば０．２５〔ｍｍ〕厚のアルミナ基
板１５上に設けられて出力回路を構成する伝送路７の一
端に接続されている。この伝送路７とボンディング線１
４との接続点（接続点８）は、ボンデング線５１を介し
てＭＩＭキャパシタ５２に接続されている。このボンデ
ング線５１がインダクタンスＬ1 を構成し、かつＭＩＭ
キャパシタ５２がコンデンサＣ1 を構成する。これらが
直列接続されて第１共振回路５1 となっており、第１共
振回路５1 は、２次高調波（２ｆ0 ）に共振するように
なっている。また、伝送路７とボンディング線１４のと
接続点（接続点８）は、ボンデング線５３を介してＭＩ
Ｍキャ0 シタ５４に接続されている。このボンデング線
５３がインピーダンスＬ2 を構成し、ＭＩＭキャ0 シタ
５４がコンデンサＣ2 を構成している。これらが直列接
続されて第２共振回路５2 が得られることになり、この
第２共振回路５2 は、３次高調波（３ｆ0 ）に共振する
ようになっている。
【００３１】そして、例えば２６〔ＧHz〕帯において
は、インダクタンスＬ1 、Ｌ2 ともにリアクタンスは２
００〔Ω〕以上となり、基本波（ｆ0 ）に大きな影響を
与えないことが分かる。
は、インダクタンスＬ1 、Ｌ2 ともにリアクタンスは２
００〔Ω〕以上となり、基本波（ｆ0 ）に大きな影響を
与えないことが分かる。
【００３２】なお、整合線路１３の他端は、ボンディン
グ線１６により、例えば０．２５〔ｍｍ〕厚のアルミナ
基板１７上に設けられて入力回路を構成する伝送路１８
の一端に接続されている。
グ線１６により、例えば０．２５〔ｍｍ〕厚のアルミナ
基板１７上に設けられて入力回路を構成する伝送路１８
の一端に接続されている。
【００３３】図１に示す高効率電力増幅回路１は、前述
したように各部品を配置することにより実現されること
になる。
したように各部品を配置することにより実現されること
になる。
【００３４】図３は、本発明の他の実施例を示す回路図
である。
である。
【００３５】図３に示す高効率電力増幅回路１ａは、接
続点８とアース電極との間に、第１直列共振回路５1 ，
第２直列共振回路５2 ，第３直列共振回路５3 ，…，第
ｎ直列共振回路５n を接続した点に特徴があり、他の構
成は図１のものと全く同一である。したがって、図１の
実施例と同一構成要素には同一の符号を付して説明を省
略する。
続点８とアース電極との間に、第１直列共振回路５1 ，
第２直列共振回路５2 ，第３直列共振回路５3 ，…，第
ｎ直列共振回路５n を接続した点に特徴があり、他の構
成は図１のものと全く同一である。したがって、図１の
実施例と同一構成要素には同一の符号を付して説明を省
略する。
【００３６】また、第１直列共振回路５1 はインダクタ
ンスＬ1 とキャパシタンスＣ1 とを直列接続して構成さ
れている。第２直列共振回路５2 はインダクタンスＬ2
とキャパシタンスＣ2 とを直列接続して構成されてい
る。第３直列共振回路５3 はインダクタンスＬ3 とキャ
パシタンスＣ3 とを直列接続して構成されており、この
ように次々に構成してゆく。最後に、第ｎ共振回路はイ
ンダクタンスＬn とキャパシタンスＣn とを直列接続し
て構成している。
ンスＬ1 とキャパシタンスＣ1 とを直列接続して構成さ
れている。第２直列共振回路５2 はインダクタンスＬ2
とキャパシタンスＣ2 とを直列接続して構成されてい
る。第３直列共振回路５3 はインダクタンスＬ3 とキャ
パシタンスＣ3 とを直列接続して構成されており、この
ように次々に構成してゆく。最後に、第ｎ共振回路はイ
ンダクタンスＬn とキャパシタンスＣn とを直列接続し
て構成している。
【００３７】このように構成された高効率電力増幅回路
１ａによれば、接続点８におけるインピーダンスは、２
次以上の高調波（２ｆ0 ，３ｆ0 ，４ｆ0 ，５ｆ0 ，
…，ｎｆ0 ）に対して、零〔Ω〕となり、かつ各インダ
クタンスＬ1 ，Ｌ2 ，Ｌ3 ，…，Ｌn の基本波に対する
リアクタンス（２πｆ0 Ｌ1 ，２πｆ0 Ｌ2 ，２πｆ0
Ｌ3 ，…, ２πｆ0 Ｌn ）は、伝送路７の特性インピー
ダンスＺ0 （＝５０〔Ω〕）より十分大きく設定されて
いるため、基本波ｆ0 の整合に対して影響を与えないこ
とになる。
１ａによれば、接続点８におけるインピーダンスは、２
次以上の高調波（２ｆ0 ，３ｆ0 ，４ｆ0 ，５ｆ0 ，
…，ｎｆ0 ）に対して、零〔Ω〕となり、かつ各インダ
クタンスＬ1 ，Ｌ2 ，Ｌ3 ，…，Ｌn の基本波に対する
リアクタンス（２πｆ0 Ｌ1 ，２πｆ0 Ｌ2 ，２πｆ0
Ｌ3 ，…, ２πｆ0 Ｌn ）は、伝送路７の特性インピー
ダンスＺ0 （＝５０〔Ω〕）より十分大きく設定されて
いるため、基本波ｆ0 の整合に対して影響を与えないこ
とになる。
【００３８】さらに、説明すると、インダクタンスＬn
とキャパシタンスＣn との直列共振回路のインピーダン
スＺ（ω）は、ωn ＝１／（Ｌn Ｃn ）1/2 とすると、
数式５に示すようになる。
とキャパシタンスＣn との直列共振回路のインピーダン
スＺ（ω）は、ωn ＝１／（Ｌn Ｃn ）1/2 とすると、
数式５に示すようになる。
【数５】
【００３９】ここで、共振点近傍ω≒ωn におけるイン
ピーダンスＺ（ω）ついて考えると、例えば（ω＋
ωn ）／（ωn ω）≒Ｚ／ωと近似し、さらに、ω−ω
n ＝Δω n ＝２πΔｆn とおくと、インピーダンスＺ
（ω）は数式６のようになる。
ピーダンスＺ（ω）ついて考えると、例えば（ω＋
ωn ）／（ωn ω）≒Ｚ／ωと近似し、さらに、ω−ω
n ＝Δω n ＝２πΔｆn とおくと、インピーダンスＺ
（ω）は数式６のようになる。
【数６】
【００４０】したがって、この数式６からも分かるよう
に、共振点においてはインピーダンスＺ（ω）＝０とな
り、かつ共振点をずれればずれるほどインピーダンスＺ
（ω）の値が大きくなる。
に、共振点においてはインピーダンスＺ（ω）＝０とな
り、かつ共振点をずれればずれるほどインピーダンスＺ
（ω）の値が大きくなる。
【００４１】具体的に数値を入れて検討してみると、共
振周波数（ω0 ）とωが一致しているときには、ω＝ω
0 ＝２πｆ0 とし、ωn ＝２π×２ｆ0 とすると、ω−
ωn＝−２πｆ0 となるから、インピーダンスＺ
（ω0 ）＝−ｊ４πｆ0 Ｌn となることが分かる。
振周波数（ω0 ）とωが一致しているときには、ω＝ω
0 ＝２πｆ0 とし、ωn ＝２π×２ｆ0 とすると、ω−
ωn＝−２πｆ0 となるから、インピーダンスＺ
（ω0 ）＝−ｊ４πｆ0 Ｌn となることが分かる。
【００４２】さらに、ω＝ω0 ＝２πｆ0 とし、ωn ＝
２π×３ｆ0 とすると、ω−ωn ＝−４πｆ0 となるか
ら、インピーダンスＺ（ω）＝−ｊ８πｆ0 Ｌn とな
る。このように｜Ｚ（ω）｜≫５０〔Ω〕を保つために
は、２πｆ0 Ｌn が５０〔Ω〕より十分に大きければよ
いことが、目安であることが分かる。
２π×３ｆ0 とすると、ω−ωn ＝−４πｆ0 となるか
ら、インピーダンスＺ（ω）＝−ｊ８πｆ0 Ｌn とな
る。このように｜Ｚ（ω）｜≫５０〔Ω〕を保つために
は、２πｆ0 Ｌn が５０〔Ω〕より十分に大きければよ
いことが、目安であることが分かる。
【００４３】したがって、各実施例によると、トランジ
スタの出力端子をインピーダンス整合回路を介して伝送
路に接続し、かつインピーダンス接合回路と伝送路の接
続点と、アース電極との間に、複数の直列共振回路を接
続し、これら直列共振回路で二次以上の高調波を除去
し、かつ直列共振回路のインピーダンスが基本波に対し
て十分大きな値を保つようにしてあるので、不用なトラ
ンジスタの低インピーダンス化をさけることができ、導
体損失を減らすことができる。
スタの出力端子をインピーダンス整合回路を介して伝送
路に接続し、かつインピーダンス接合回路と伝送路の接
続点と、アース電極との間に、複数の直列共振回路を接
続し、これら直列共振回路で二次以上の高調波を除去
し、かつ直列共振回路のインピーダンスが基本波に対し
て十分大きな値を保つようにしてあるので、不用なトラ
ンジスタの低インピーダンス化をさけることができ、導
体損失を減らすことができる。
【００４４】また、各実施例によれば、トランジスタの
出力端子から見て、二次高調波で短絡、三次高調波で開
放となるように直列共振回路およびインピーダンス整合
回路のパラメータを選定するようにしたので、高効率動
作が実現できる。
出力端子から見て、二次高調波で短絡、三次高調波で開
放となるように直列共振回路およびインピーダンス整合
回路のパラメータを選定するようにしたので、高効率動
作が実現できる。
【００４５】さらに、各実施例によれば、二次高調波、
三次高調波に限らず、任意にｎ次の高調波まで完全に高
効率動作条件を満たす高効率増幅回路を実現できる。
三次高調波に限らず、任意にｎ次の高調波まで完全に高
効率動作条件を満たす高効率増幅回路を実現できる。
【００４６】加えて、各実施例を具体化する場合には、
ＧａＡｓモノリシックＩＣ（集積回路）により基本波整
合回路までを構成し、各直列共振回路ならびに５０
〔Ω〕伝送線路をアルミナ基板上に構成することも可能
で、微調整の難しいモノリシックＩＣ構成の欠点を補う
回路構成の実現が可能となる。
ＧａＡｓモノリシックＩＣ（集積回路）により基本波整
合回路までを構成し、各直列共振回路ならびに５０
〔Ω〕伝送線路をアルミナ基板上に構成することも可能
で、微調整の難しいモノリシックＩＣ構成の欠点を補う
回路構成の実現が可能となる。
【００４７】
【発明の効果】以上説明したように、請求項１記載の発
明では、Ｂ級バイアスで増幅動作を行う高出力トランジ
スタの出力端子が接続される基本周波数に対して４分の
１波長の線路長のインピーダンス整合回路および伝送路
の接続点に複数の直列共振器のそれぞれ一端を接続する
と共にこれらの直列共振器の他端をアース電極に接続し
たので、共振器の取付位置をそれぞれ調整して取り付け
る従来の回路に比べて取り付けの位置関係が複雑となる
ことがなく、また、これらの取付位置が異なっているこ
のような従来の回路に比べて１つの共振器の取り付けが
他の共振器の共振周波数に影響を与えるといったことが
なく、回路の信頼性を向上させることができる。また、
各直列共振器は、２次以上の高調波の一つに対して共振
し、かつ基本周波数に対しては伝送路の所定の特性イン
ピーダンスより十分大きいリアクタンスとなるようにし
たので、不用なトランジスタの低インピーダンス化をさ
けることができ、導体損失を減らすことができる。
明では、Ｂ級バイアスで増幅動作を行う高出力トランジ
スタの出力端子が接続される基本周波数に対して４分の
１波長の線路長のインピーダンス整合回路および伝送路
の接続点に複数の直列共振器のそれぞれ一端を接続する
と共にこれらの直列共振器の他端をアース電極に接続し
たので、共振器の取付位置をそれぞれ調整して取り付け
る従来の回路に比べて取り付けの位置関係が複雑となる
ことがなく、また、これらの取付位置が異なっているこ
のような従来の回路に比べて１つの共振器の取り付けが
他の共振器の共振周波数に影響を与えるといったことが
なく、回路の信頼性を向上させることができる。また、
各直列共振器は、２次以上の高調波の一つに対して共振
し、かつ基本周波数に対しては伝送路の所定の特性イン
ピーダンスより十分大きいリアクタンスとなるようにし
たので、不用なトランジスタの低インピーダンス化をさ
けることができ、導体損失を減らすことができる。
【００４８】また、請求項１記載の発明では、トランジ
スタの出力端子から見たインピーダンスを、インピーダ
ンス整合回路と複数の直列共振回路との作用により特定
の関係に保てるようにしたので、高効率動作が実現でき
る。
スタの出力端子から見たインピーダンスを、インピーダ
ンス整合回路と複数の直列共振回路との作用により特定
の関係に保てるようにしたので、高効率動作が実現でき
る。
【００４９】請求項２記載の発明では、各直列共振回路
は、インダクタンスとキャパシタンスとを直列接続して
なり、二次以上の高調波の一つに共振し、かつインダク
タンスのリアクタンスが伝送路の特性インピーダンスよ
り十分大きくなるようにしてあるので、各高調波に対し
ては短絡状態になり、かつ基本波に対しては十分大きな
インピーダンスとなり、高調波を除去できるとともに、
基本波に減衰を招かない。
は、インダクタンスとキャパシタンスとを直列接続して
なり、二次以上の高調波の一つに共振し、かつインダク
タンスのリアクタンスが伝送路の特性インピーダンスよ
り十分大きくなるようにしてあるので、各高調波に対し
ては短絡状態になり、かつ基本波に対しては十分大きな
インピーダンスとなり、高調波を除去できるとともに、
基本波に減衰を招かない。
【００５０】請求項３記載の発明では、インピーダンス
整合回路は、伝送路の特性インピーダンスと高出力トラ
ンジスタの素子インピーダンスのかけた値と、この整合
回路の特性インピーダンスの自乗値とが所定の関係にな
るようにしてあり、かつ基本周波数に対して４分の１波
長の長さとなる整合線路から構成したので、各直列共振
回路との作用により、トランジスタの出力端子から見た
インピーダンスを各高調波に対して所定の値にすること
ができる。
整合回路は、伝送路の特性インピーダンスと高出力トラ
ンジスタの素子インピーダンスのかけた値と、この整合
回路の特性インピーダンスの自乗値とが所定の関係にな
るようにしてあり、かつ基本周波数に対して４分の１波
長の長さとなる整合線路から構成したので、各直列共振
回路との作用により、トランジスタの出力端子から見た
インピーダンスを各高調波に対して所定の値にすること
ができる。
【００５１】請求項４記載の発明によれば、Ｂ級バイア
スで増幅動作を行う高出力トランジスタの出力端子が接
続されるインピーダンス整合回路および伝送路の接続点
に複数の直列共振器のそれぞれ一端を接続すると共にこ
れらの直列共振器の他端をアース電極に接続したので、
共振器の取付位置をそれぞれ調整して取り付ける従来の
回路に比べて取り付けの位置関係が複雑となることがな
く、また、これらの取付位置が異なっているこのような
従来の回路に比べて１つの共振器の取り付けが他の共振
器の共振周波数に影響を与えるといったことがなく、回
路の信頼性を向上させることができる。また、各直列共
振器は、インダクタンスとキャパシタンスとを直列接続
してなり、これらと高調波との間に特定の関係が満足で
きるようにし、かつインダクタンスのリアクタンスが伝
送路の特性インピーダンスより十分大きくなるようにし
たので、不用なトランジスタの低インピーダンス化をさ
けることができ、導体損失を減らすことができるととも
に、高効率動作を実現できる。
スで増幅動作を行う高出力トランジスタの出力端子が接
続されるインピーダンス整合回路および伝送路の接続点
に複数の直列共振器のそれぞれ一端を接続すると共にこ
れらの直列共振器の他端をアース電極に接続したので、
共振器の取付位置をそれぞれ調整して取り付ける従来の
回路に比べて取り付けの位置関係が複雑となることがな
く、また、これらの取付位置が異なっているこのような
従来の回路に比べて１つの共振器の取り付けが他の共振
器の共振周波数に影響を与えるといったことがなく、回
路の信頼性を向上させることができる。また、各直列共
振器は、インダクタンスとキャパシタンスとを直列接続
してなり、これらと高調波との間に特定の関係が満足で
きるようにし、かつインダクタンスのリアクタンスが伝
送路の特性インピーダンスより十分大きくなるようにし
たので、不用なトランジスタの低インピーダンス化をさ
けることができ、導体損失を減らすことができるととも
に、高効率動作を実現できる。
【００５２】請求項５記載の発明によれば、Ｂ級バイア
スで増幅動作を行う高出力トランジスタの出力端子が接
続されるインピーダンス整合回路および伝送路の接続点
に複数の直列共振器のそれぞれ一端を接続すると共にこ
れらの直列共振器の他端をアース電極に接続したので、
共振器の取付位置をそれぞれ調整して取り付ける従来の
回路に比べて取り付けの位置関係が複雑となることがな
く、また、これらの取付位置が異なっているこのような
従来の回路に比べて１つの共振器の取り付けが他の共振
器の共振周波数に影響を与えるといったことがなく、回
路の信頼性を向上させることができる。また、各直列共
振器は、インダクタンスとキャパシタンスとを直列接続
してなり、これらと高調波との間に特定の関係が満足で
きるようにし、かつインダクタンスのリアクタンスが伝
送路の特性インピーダンスより十分大きくなるように
し、しかも、伝送路の特性インピーダンスと高出力トラ
ンジスタの素子インピーダンスのかけた値と、当該回路
の特性インピーダンスの自乗値とを特性の関係を満足す
るようにし、かつ基本周波数に対して４分の１波長の長
さとなるような整合線路としてあるので、電力損失を抑
えて、高効率な増幅回路を実現できる。
スで増幅動作を行う高出力トランジスタの出力端子が接
続されるインピーダンス整合回路および伝送路の接続点
に複数の直列共振器のそれぞれ一端を接続すると共にこ
れらの直列共振器の他端をアース電極に接続したので、
共振器の取付位置をそれぞれ調整して取り付ける従来の
回路に比べて取り付けの位置関係が複雑となることがな
く、また、これらの取付位置が異なっているこのような
従来の回路に比べて１つの共振器の取り付けが他の共振
器の共振周波数に影響を与えるといったことがなく、回
路の信頼性を向上させることができる。また、各直列共
振器は、インダクタンスとキャパシタンスとを直列接続
してなり、これらと高調波との間に特定の関係が満足で
きるようにし、かつインダクタンスのリアクタンスが伝
送路の特性インピーダンスより十分大きくなるように
し、しかも、伝送路の特性インピーダンスと高出力トラ
ンジスタの素子インピーダンスのかけた値と、当該回路
の特性インピーダンスの自乗値とを特性の関係を満足す
るようにし、かつ基本周波数に対して４分の１波長の長
さとなるような整合線路としてあるので、電力損失を抑
えて、高効率な増幅回路を実現できる。
【図１】本発明に係る高効率電力増幅回路の実施例を示
す回路図である。
す回路図である。
【図２】同実施例の実装例を示す説明図である。
【図３】同他の実施例を示す回路図である。
【図４】従来の高効率電力増幅回路を示す回路図であ
る。
る。
１ 高効率電力増幅回路 ２ トランジスタ ３ インピーダンス整合回路 ５1 、５2 、５3 〜５n 直列共振回路 ６ 出力端子 ７ 伝送路 ８ 接続点 Ｌ1 、Ｌ2 、Ｌ3 〜Ｌn インダクタンス Ｃ1 、Ｃ2 、Ｃ3 〜Ｃn キャパシタンス
Claims (5)
- 【請求項１】 Ｂ級バイアスで増幅動作を行う高出力ト
ランジスタから所定の特性インピーダンスの伝送路にそ
の出力を供給できるようにした高効率電力増幅回路であ
って、 前記高出力トランジスタの出力端子が基本周波数に対し
て４分の１波長の線路長のインピーダンス整合回路を介
して前記伝送路に接続されており、このインピーダンス
整合回路および伝送路の接続点に複数の直列共振器のそ
れぞれ一端を接続すると共にこれらの直列共振器の他端
をアース電極に接続し、 前記各直列共振器は、２次以上の高調波の一つに対して
共振し、かつ基本周波数に対しては前記伝送路の所定の
特性インピーダンスより十分大きいリアクタンスとなる
ようにしたことを特徴とする高効率電力増幅回路。 - 【請求項２】 前記各直列共振器は、インダクタンスＬ
ｎ（ただし、ｎ＝１，２，３，…）とキャパシタンスＣ
ｎ（ただし、ｎ＝１，２，３，…）とを直列接続してな
り、基本周波数ｆ0 とすると、 （ｎ＋１）ｆ0 ＝１／｛２π（ＬｎＣｎ）1/2 ｝ を満足でき、かつ２πｆ0 Ｌｎが前記伝送路の特性イン
ピーダンスより十分大きくなることを満足できるよう
に、インダクタンスＬｎおよびキャパシタンスＣｎの値
をそれぞれ設定したことを特徴とする請求項１記載の高
効率電力増幅回路。 - 【請求項３】 前記インピーダンス整合回路は、伝送路
の特性インピーダンスと前記高出力トランジスタの素子
インピーダンスのかけた値と、当該回路の特性インピー
ダンスの自乗値とが等しくなる特性インピーダンスを持
ち、かつ基本周波数に対して４分の１波長の長さとなる
ような整合線路から構成したことを特徴とする請求項１
記載の高効率電力増幅回路。 - 【請求項４】 Ｂ級バイアスで増幅動作を行う高出力ト
ランジスタから所定の特性インピーダンスの伝送路にそ
の出力を供給できるようにした高効率電力増幅回路であ
って、 前記高出力トランジスタの出力端子がインピーダンス整
合回路を介して前記伝送路に接続されており、このイン
ピーダンス整合回路および伝送路の接続点に複数の直列
共振器のそれぞれ一端を接続すると共にこれらの直列共
振器の他端をア ース電極に接続し、 前記各直列共振器は、インダクタンスＬｎ（ただし、ｎ
＝１，２，３，…）とキャパシタンスＣｎ（ただし、ｎ
＝１，２，３，…）とを直列接続してなり、基本周波数
ｆ0 とすると、 （ｎ＋１）ｆ0 ＝１／｛２π（ＬｎＣｎ）1/2 ｝ を満足でき、かつ２πｆ0 Ｌｎが前記伝送路の特性イン
ピーダンスより十分大きくなることを満足できるよう
に、インダクタンスＬｎおよびキャパシタンスＣｎの値
をそれぞれ設定したことを特徴とする高効率電力増幅回
路。 - 【請求項５】 Ｂ級バイアスで増幅動作を行う高出力ト
ランジスタから所定の特性インピーダンスの伝送路にそ
の出力を供給できるようにした高効率電力増幅回路であ
って、 前記高出力トランジスタの出力端子が、伝送路の特性イ
ンピーダンスと前記高出力トランジスタの素子インピー
ダンスのかけた値と、当該回路の特性インピーダンスの
自乗値とが等しくなる特性インピーダンスを持ち、かつ
基本周波数に対して４分の１波長の長さとなるような整
合線路を介して前記伝送路に接続されており、このイン
ピーダンス整合線路および伝送路の接続点に複数の直列
共振器のそれぞれ一端を接続すると共にこれらの直列共
振器の他端をアース電極に接続し、 前記各直列共振器は、インダクタンスＬｎ（ただし、ｎ
＝１，２，３，…）とキャパシタンスＣｎ（ただし、ｎ
＝１，２，３，…）とを直列接続してなり、基本周波数
ｆ0 とすると、 （ｎ＋１）ｆ0 ＝１／｛２π（ＬｎＣｎ）1/2 ｝ を満足でき、かつ２πｆ0 Ｌｎが前記伝送路の特性イン
ピーダンスより十分大きくなることを満足できるよう
に、インダクタンスＬｎおよびキャパシタンスＣｎの値
をそれぞれ設定し、 前記伝送路の特性インピーダンスと前記高出力トランジ
スタの素子インピーダンスのかけた値と、当該回路の特
性インピーダンスの自乗値とが等しくなる特性インピー
ダンスを持ち、かつ基本周波数に対して４分の１波長の
長さとなるような整合線路から構成したことを特徴とす
る高効率電力増幅回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6267724A JP2616464B2 (ja) | 1994-10-31 | 1994-10-31 | 高効率電力増幅回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6267724A JP2616464B2 (ja) | 1994-10-31 | 1994-10-31 | 高効率電力増幅回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08130424A JPH08130424A (ja) | 1996-05-21 |
| JP2616464B2 true JP2616464B2 (ja) | 1997-06-04 |
Family
ID=17448690
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6267724A Expired - Fee Related JP2616464B2 (ja) | 1994-10-31 | 1994-10-31 | 高効率電力増幅回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2616464B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6396348B1 (en) | 1999-10-06 | 2002-05-28 | Nec Corporation | Circuit for dealing with higher harmonics and circuit for amplifying power efficiency |
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|---|---|---|---|---|
| JP3888785B2 (ja) | 1998-09-28 | 2007-03-07 | 三菱電機株式会社 | 高周波電力増幅器 |
| JP2001326537A (ja) * | 2000-05-16 | 2001-11-22 | Mitsubishi Electric Corp | 高効率増幅器、当該高効率増幅器を備える無線送信装置および当該高効率増幅器を評価するための測定装置 |
| JP5255744B2 (ja) * | 2000-10-10 | 2013-08-07 | カリフォルニア・インスティテュート・オブ・テクノロジー | Ｅ／ｆ級スイッチング電力増幅器 |
| KR100487708B1 (ko) * | 2002-11-08 | 2005-05-03 | 한국전자통신연구원 | 마이크로스트립 하이브리드를 이용한 고주파 대역용이득조절증폭기 |
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| US9899967B1 (en) * | 2017-02-01 | 2018-02-20 | Infineon Technologies Ag | Embedded harmonic termination on high power RF transistor |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62111A (ja) * | 1985-06-26 | 1987-01-06 | Fujitsu Ltd | マイクロ波電力増幅器 |
-
1994
- 1994-10-31 JP JP6267724A patent/JP2616464B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6396348B1 (en) | 1999-10-06 | 2002-05-28 | Nec Corporation | Circuit for dealing with higher harmonics and circuit for amplifying power efficiency |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
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| JPH08130424A (ja) | 1996-05-21 |
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