JP2605628B2 - 空間ダイバーシティ遅延時間差補正装置 - Google Patents
空間ダイバーシティ遅延時間差補正装置Info
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- JP2605628B2 JP2605628B2 JP6155495A JP15549594A JP2605628B2 JP 2605628 B2 JP2605628 B2 JP 2605628B2 JP 6155495 A JP6155495 A JP 6155495A JP 15549594 A JP15549594 A JP 15549594A JP 2605628 B2 JP2605628 B2 JP 2605628B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はダイバーシティ送受信装
置の空間ダイバーシティ装置において、複数のアンテナ
間フィーダー差による遅延時間差の補正装置に関し、特
に適応整合フィルタ（ＡＭＦ）のタップ係数を利用した
補正装置に関する。
置の空間ダイバーシティ装置において、複数のアンテナ
間フィーダー差による遅延時間差の補正装置に関し、特
に適応整合フィルタ（ＡＭＦ）のタップ係数を利用した
補正装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】厳しいマルチパスフェージング回線で
は、マルチパスフェージングによる遅延時間差を解消す
べく、広く空間ダイバーシティが用いられており、従来
から図４に示すようなダイバーシティ受信装置が提案さ
れている。同図において、１００−１〜１００−Ｎはダ
イバーシティアンテナ、１０１−１〜１０１−Ｎは適応
整合フィルタ（ＡＭＦ）、１０２ａ〜１０２ｄは遅延時
間Ｔ／２の遅延素子、１０３ａ〜１０３ｅは複素乗算
器、１０４はこれら複素乗算器の出力を合成する合成
器、１０５はタップ係数修正回路、１０６は各ＡＭＦの
出力を合成する合成器、１０７は判定帰還形等化器（Ｄ
ＦＥ）である。
は、マルチパスフェージングによる遅延時間差を解消す
べく、広く空間ダイバーシティが用いられており、従来
から図４に示すようなダイバーシティ受信装置が提案さ
れている。同図において、１００−１〜１００−Ｎはダ
イバーシティアンテナ、１０１−１〜１０１−Ｎは適応
整合フィルタ（ＡＭＦ）、１０２ａ〜１０２ｄは遅延時
間Ｔ／２の遅延素子、１０３ａ〜１０３ｅは複素乗算
器、１０４はこれら複素乗算器の出力を合成する合成
器、１０５はタップ係数修正回路、１０６は各ＡＭＦの
出力を合成する合成器、１０７は判定帰還形等化器（Ｄ
ＦＥ）である。
【０００３】このダイバーシティ受信装置は、特に対流
圏散乱波伝搬路（見通し外伝搬路）でのデジタル通信に
おいて実用化されている。即ち、ダイバーシティアンテ
ナ１００−１〜１００−Ｎで受信された信号は、マルチ
パスフェージングにより遅延分散した信号を含んだまま
受信装置に送られるが、ＡＭＦ１０１−１〜１０１−Ｎ
は各ダイバーシティブランチにおいてＳ／Ｎ比（ＳＩＧ
ＮＡＬ ＴＯ ＮＯＩＳＥ ＲＡＴＩＯ）を最大化した
後、最大比合成することで信号強化を行う。したがっ
て、前記したようなマルチパスフェージングによる遅延
差は、このフィルタで取り除くことができる。
圏散乱波伝搬路（見通し外伝搬路）でのデジタル通信に
おいて実用化されている。即ち、ダイバーシティアンテ
ナ１００−１〜１００−Ｎで受信された信号は、マルチ
パスフェージングにより遅延分散した信号を含んだまま
受信装置に送られるが、ＡＭＦ１０１−１〜１０１−Ｎ
は各ダイバーシティブランチにおいてＳ／Ｎ比（ＳＩＧ
ＮＡＬ ＴＯ ＮＯＩＳＥ ＲＡＴＩＯ）を最大化した
後、最大比合成することで信号強化を行う。したがっ
て、前記したようなマルチパスフェージングによる遅延
差は、このフィルタで取り除くことができる。
【０００４】即ち、受信信号はＡＭＦ１０１−１〜１０
１−Ｎに送られ、このＡＭＦは５タップの例であるが、
中央のルートＲ0 を基準として、進んでいる信号は奥の
Ｒ+2の方へ、遅れている信号は手前のＲ-2の方へと格納
される。ただし、遅延素子１０２ａ〜１０２ｄの遅延量
がＴ／２と一定であることからもわかるように、格納さ
れるルートは遅延時間により定まる。
１−Ｎに送られ、このＡＭＦは５タップの例であるが、
中央のルートＲ0 を基準として、進んでいる信号は奥の
Ｒ+2の方へ、遅れている信号は手前のＲ-2の方へと格納
される。ただし、遅延素子１０２ａ〜１０２ｄの遅延量
がＴ／２と一定であることからもわかるように、格納さ
れるルートは遅延時間により定まる。
【０００５】各ルートに規則的に分配された信号はそれ
ぞれ乗算器１０３ａ〜１０３ｅを通り合成器１０４によ
って合成される。乗算器１０３ａ〜１０３ｅにおける重
み付けは、タップ係数修正回路１０５の結果を反映して
行われる。前記合成器１０４により合成された信号は、
今度は合成器１０６にてダイバーシティブランチ単位で
合成され、判定帰還形等化器（ＤＦＥ）１０７に送られ
る。ＤＦＥ１０７は、構成要素にフォワードイコライザ
（ＦＥ）及びバックワードイコライザ（ＢＥ）を有して
おり、ＦＥがＰｒｅｃｕｒｓｏｒ（前縁）による未来の
シンボルからの干渉を推定して除去し、ＢＥがＰｏｓｔ
ｃｕｒｓｏｒ（後縁）による過去のシンボルからの干渉
を推定して除去する。つまり、ＡＭＦの出力信号をＤＦ
Ｅに通すことで残留符号間干渉が除去され、信号レベル
の等化が行われる。そして、この結果（判定データ）を
ＡＭＦのタップ係数修正回路１０５にフィードバックし
てやることでＡＭＦはタップ係数を推定するのである。
ぞれ乗算器１０３ａ〜１０３ｅを通り合成器１０４によ
って合成される。乗算器１０３ａ〜１０３ｅにおける重
み付けは、タップ係数修正回路１０５の結果を反映して
行われる。前記合成器１０４により合成された信号は、
今度は合成器１０６にてダイバーシティブランチ単位で
合成され、判定帰還形等化器（ＤＦＥ）１０７に送られ
る。ＤＦＥ１０７は、構成要素にフォワードイコライザ
（ＦＥ）及びバックワードイコライザ（ＢＥ）を有して
おり、ＦＥがＰｒｅｃｕｒｓｏｒ（前縁）による未来の
シンボルからの干渉を推定して除去し、ＢＥがＰｏｓｔ
ｃｕｒｓｏｒ（後縁）による過去のシンボルからの干渉
を推定して除去する。つまり、ＡＭＦの出力信号をＤＦ
Ｅに通すことで残留符号間干渉が除去され、信号レベル
の等化が行われる。そして、この結果（判定データ）を
ＡＭＦのタップ係数修正回路１０５にフィードバックし
てやることでＡＭＦはタップ係数を推定するのである。
【０００６】ここで、ＡＭＦにおける動作範囲は、機能
しているタップ数Ｎ（Ｎは奇数）に依存しており、 ±（Ｎ−１）×Ｔ／２ （Ｔ：変調シンボル時間幅） となる。例えばタップ数７のＡＭＦの場合、最も進んで
いる信号と最も遅れている信号とで３Ｔ以上の差があれ
ば、ＡＭＦは追随不可能となる。しかし、実際には、Ａ
ＭＦの安定な動作を望むため、理想的な遅延時間差はさ
らに狭くなり、±Ｔ／２つまり約Ｔ以内となる。したが
って、前式からみると、ＡＭＦのタップ幅がＡＭＦの動
作範囲となっていることが判る。したがって、遅延時間
差が大きくなると、格納されるルートが存在しなくな
り、ＡＭＦが適切に動作しなくなることが判る。
しているタップ数Ｎ（Ｎは奇数）に依存しており、 ±（Ｎ−１）×Ｔ／２ （Ｔ：変調シンボル時間幅） となる。例えばタップ数７のＡＭＦの場合、最も進んで
いる信号と最も遅れている信号とで３Ｔ以上の差があれ
ば、ＡＭＦは追随不可能となる。しかし、実際には、Ａ
ＭＦの安定な動作を望むため、理想的な遅延時間差はさ
らに狭くなり、±Ｔ／２つまり約Ｔ以内となる。したが
って、前式からみると、ＡＭＦのタップ幅がＡＭＦの動
作範囲となっていることが判る。したがって、遅延時間
差が大きくなると、格納されるルートが存在しなくな
り、ＡＭＦが適切に動作しなくなることが判る。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】ところで、この種の空
間ダイバーシティ方式では、複数のアンテナは無相関関
係となる距離だけ離して設置される。この時、各アンテ
ナと受信装置との距離が等しければ、それらを結ぶＲＦ
フィーダー長も等しくでき、各アンテナと受信装置との
間の信号の伝搬に時間差は生じない。しかし実際には、
地形などの制約により、アンテナと受信局舎の設置場所
の関係から必ずしもフィーダー長が等しくなるとは限ら
ない。むしろ等しくならない方が多い。
間ダイバーシティ方式では、複数のアンテナは無相関関
係となる距離だけ離して設置される。この時、各アンテ
ナと受信装置との距離が等しければ、それらを結ぶＲＦ
フィーダー長も等しくでき、各アンテナと受信装置との
間の信号の伝搬に時間差は生じない。しかし実際には、
地形などの制約により、アンテナと受信局舎の設置場所
の関係から必ずしもフィーダー長が等しくなるとは限ら
ない。むしろ等しくならない方が多い。
【０００８】このため、各受信装置では、ＲＦフィーダ
ー長の相違による置換時間差を補正する必要が生じるこ
とになる。しかしながら、前記したようにＡＭＦは各ダ
イバーシティ受信の時間変動を吸収する機能を有する
が、安定に動作するためには許容時間幅が±Ｔ／２でな
くてはならず、その遅延分散幅は約Ｔ以内である必要が
あり、その遅延時間差を補正する範囲に限界がある。そ
して、ＲＦフィーダー長の差による遅延時間差がかかる
ＡＭＦの動作範囲を超えた場合には、この遅延時間差を
補正することは不可能になる。
ー長の相違による置換時間差を補正する必要が生じるこ
とになる。しかしながら、前記したようにＡＭＦは各ダ
イバーシティ受信の時間変動を吸収する機能を有する
が、安定に動作するためには許容時間幅が±Ｔ／２でな
くてはならず、その遅延分散幅は約Ｔ以内である必要が
あり、その遅延時間差を補正する範囲に限界がある。そ
して、ＲＦフィーダー長の差による遅延時間差がかかる
ＡＭＦの動作範囲を超えた場合には、この遅延時間差を
補正することは不可能になる。
【０００９】そこで、従来では、このようなＲＦフィー
ダー差に起因する遅延時間差を補正するために、相対的
に短いＲＦフィーダー側にそれに見合う分の余分なフィ
ーダーを追加することで対処していた。例えば、図４の
例では、アンテナ１００−１とＡＭＦ１０１−１を結ぶ
ＲＦフィーダーの途中に補正用フィーダー１０８を挿入
し、この補正用フィーダー１０８により各アンテナとＡ
ＭＦとの間のＲＦフィーダー長を全て等しい長さとし、
前記したＲＦフィーダー差に起因する遅延時間差の補正
を行っている。
ダー差に起因する遅延時間差を補正するために、相対的
に短いＲＦフィーダー側にそれに見合う分の余分なフィ
ーダーを追加することで対処していた。例えば、図４の
例では、アンテナ１００−１とＡＭＦ１０１−１を結ぶ
ＲＦフィーダーの途中に補正用フィーダー１０８を挿入
し、この補正用フィーダー１０８により各アンテナとＡ
ＭＦとの間のＲＦフィーダー長を全て等しい長さとし、
前記したＲＦフィーダー差に起因する遅延時間差の補正
を行っている。
【００１０】しかしながら、このような補正用フィーダ
ーを追加することは、個別に現地で調査，調整を行なっ
た上でその挿入作業を行う必要があり、かつそのための
余分なフィーダーの資材，工事費及び設置場所が必要に
なるという問題があった。特に、ダイバーシティアンテ
ナを用いた固定マイクロ波回線（見通し外通信など）は
場所の制約を受けるので、前記差を可能な限り抑えるの
はもちろんのこと、設置場所の検討等、ＲＦフィーダー
差を考慮した場合の様々な見積もりにはかなりの時間を
要する。そのため、考慮しない場合と比べてかかる費用
の差額は無視できないものになるという問題が生じる。
ーを追加することは、個別に現地で調査，調整を行なっ
た上でその挿入作業を行う必要があり、かつそのための
余分なフィーダーの資材，工事費及び設置場所が必要に
なるという問題があった。特に、ダイバーシティアンテ
ナを用いた固定マイクロ波回線（見通し外通信など）は
場所の制約を受けるので、前記差を可能な限り抑えるの
はもちろんのこと、設置場所の検討等、ＲＦフィーダー
差を考慮した場合の様々な見積もりにはかなりの時間を
要する。そのため、考慮しない場合と比べてかかる費用
の差額は無視できないものになるという問題が生じる。
【００１１】
【発明の目的】本発明の目的は、補正用のＲＦフィーダ
ーを用いることなく、複数のアンテナと受信装置とを結
ぶＲＦフィーダー長の相違による遅延時間差を適切に補
正することを可能にした遅延時間差補正装置を提供する
ことにある。
ーを用いることなく、複数のアンテナと受信装置とを結
ぶＲＦフィーダー長の相違による遅延時間差を適切に補
正することを可能にした遅延時間差補正装置を提供する
ことにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明は、ＡＭＦにおい
て得られるタップ係数を利用して、複数のダイバーシテ
ィアンテナとＡＭＦで構成される複数のダイバーシティ
ブランチ間におけるＲＦフィーダー長の差を補正するた
めのフィーダー差補正回路を備えており、このフィーダ
ー差補正回路は、ＡＭＦにおいて得られるタップ係数に
基づいて自己のダイバーシティブランチの遅延状態を判
別し、この判別結果に基づいてＡＭＦに入力される信号
の遅延量を制御するように構成する。
て得られるタップ係数を利用して、複数のダイバーシテ
ィアンテナとＡＭＦで構成される複数のダイバーシティ
ブランチ間におけるＲＦフィーダー長の差を補正するた
めのフィーダー差補正回路を備えており、このフィーダ
ー差補正回路は、ＡＭＦにおいて得られるタップ係数に
基づいて自己のダイバーシティブランチの遅延状態を判
別し、この判別結果に基づいてＡＭＦに入力される信号
の遅延量を制御するように構成する。
【００１３】即ち、フィーダー差補正回路は、ダイバー
シティ受信信号を複数のルートに分岐する分岐手段と、
分岐された各ルートに挿入された複素乗算器と、前記各
ルートのそれぞれに異なる遅延を生じさせる遅延素子
と、前記各ルートを通された信号を合成してＡＭＦに入
力させる合成手段と、前記ＡＭＦにおいて推定されるタ
ップ係数を検波する手段と、検波されたタップ係数の振
幅値を閾値判定する手段と、閾値判定結果を保持する手
段とを備え、この保持された閾値判定結果を前記各ルー
トの各複素乗算器にフィードバックして前記受信信号に
乗算し、前記各ルートのいずれかを選択させるように構
成する。
シティ受信信号を複数のルートに分岐する分岐手段と、
分岐された各ルートに挿入された複素乗算器と、前記各
ルートのそれぞれに異なる遅延を生じさせる遅延素子
と、前記各ルートを通された信号を合成してＡＭＦに入
力させる合成手段と、前記ＡＭＦにおいて推定されるタ
ップ係数を検波する手段と、検波されたタップ係数の振
幅値を閾値判定する手段と、閾値判定結果を保持する手
段とを備え、この保持された閾値判定結果を前記各ルー
トの各複素乗算器にフィードバックして前記受信信号に
乗算し、前記各ルートのいずれかを選択させるように構
成する。
【００１４】ここで、複数のルートは、ＡＭＦのタップ
係数の個数と同数設けられ、各タップ係数と各ルートは
１対１に対応される。また、閾値判定手段は検波された
タップ係数の最大値を判定し、保持手段はこの最大値と
なるタップ係数に対応する値を保持し、複素乗算器は最
大値となるタップ係数に対応するルートを選択して信号
を通すように構成される。
係数の個数と同数設けられ、各タップ係数と各ルートは
１対１に対応される。また、閾値判定手段は検波された
タップ係数の最大値を判定し、保持手段はこの最大値と
なるタップ係数に対応する値を保持し、複素乗算器は最
大値となるタップ係数に対応するルートを選択して信号
を通すように構成される。
【００１５】
【作用】ＡＭＦで得られたタップ係数を検波し、その振
幅の最大値を判別し、かつこの最大値を保持する。そし
て、この最大値のタップ係数に対応するルートの複素乗
算器に保持した値を供給することで、そのルートを通し
てのみ受信信号がＡＭＦに入力され、そのルートに設定
された遅延量だけ受信信号が遅延され、複数のダイバー
シティブランチ間の遅延時間差が解消される。
幅の最大値を判別し、かつこの最大値を保持する。そし
て、この最大値のタップ係数に対応するルートの複素乗
算器に保持した値を供給することで、そのルートを通し
てのみ受信信号がＡＭＦに入力され、そのルートに設定
された遅延量だけ受信信号が遅延され、複数のダイバー
シティブランチ間の遅延時間差が解消される。
【００１６】
【実施例】次に、本発明の実施例を図面を参照して説明
する。先ず、本発明の遅延時間差補正装置は前記したＡ
ＭＦのタップ係数を利用しているため、本発明の実施例
を説明するに先立って図４に示したＡＭＦの基本動作に
ついて説明する。ＡＭＦは、時間軸に分散した信号の集
束化とタイミング制御の２つの役割を担っている。前者
は、文字通り時間領域において、遅延等により分散して
いる信号を集束して基準時間における信号レベルを強化
することで、「判定データ信号による相関法」を用いて
受信入力信号よりタップ係数を推定、再度受信入力信号
と掛け合わせて重み付けした後に、ダイバーシティブラ
ンチ間で合成を行い信号を集束する。ここで、前記した
「判定データ信号による相関法」とは、次のようなもの
である。
する。先ず、本発明の遅延時間差補正装置は前記したＡ
ＭＦのタップ係数を利用しているため、本発明の実施例
を説明するに先立って図４に示したＡＭＦの基本動作に
ついて説明する。ＡＭＦは、時間軸に分散した信号の集
束化とタイミング制御の２つの役割を担っている。前者
は、文字通り時間領域において、遅延等により分散して
いる信号を集束して基準時間における信号レベルを強化
することで、「判定データ信号による相関法」を用いて
受信入力信号よりタップ係数を推定、再度受信入力信号
と掛け合わせて重み付けした後に、ダイバーシティブラ
ンチ間で合成を行い信号を集束する。ここで、前記した
「判定データ信号による相関法」とは、次のようなもの
である。
【００１７】即ち、送信側にて、送信シンボル系列｛Ｓ
n ｝を、…，Ｓ-2，Ｓ-1，Ｓ0 ，Ｓ+1，Ｓ+2，…の順で
Ｔ周期毎に送信し、一方、伝送路応答｛ｈ1 ｝を、…，
ｈ-2，ｈ-1，ｈ0 ，ｈ+1，ｈ+2，…の順でＴ／２間隔に
とるとすると、受信信号は送信シンボル系列と伝送路応
答との畳み込み演算で与えられる。この時、ＡＭＦ４０
１−１の各タップ上の受信信号ｒ-2，ｒ-1，ｒ0 ，
ｒ+1，ｒ+2は次式のようになる。
n ｝を、…，Ｓ-2，Ｓ-1，Ｓ0 ，Ｓ+1，Ｓ+2，…の順で
Ｔ周期毎に送信し、一方、伝送路応答｛ｈ1 ｝を、…，
ｈ-2，ｈ-1，ｈ0 ，ｈ+1，ｈ+2，…の順でＴ／２間隔に
とるとすると、受信信号は送信シンボル系列と伝送路応
答との畳み込み演算で与えられる。この時、ＡＭＦ４０
１−１の各タップ上の受信信号ｒ-2，ｒ-1，ｒ0 ，
ｒ+1，ｒ+2は次式のようになる。
【００１８】 ｒ-2＝…ｈ+2・Ｓ0 ＋ｈ+1・Ｓ+1＋ｈ-2・Ｓ+2… （１） ｒ-1＝…ｈ+3・Ｓ-1＋ｈ+1・Ｓ0 ＋ｈ-1・Ｓ+1… （２） ｒ0 ＝…ｈ+2・Ｓ-1＋ｈ0 ・Ｓ0 ＋ｈ-2・Ｓ+1… （３） ｒ+1＝…ｈ+1・Ｓ-1＋ｈ-1・Ｓ0 ＋ｈ-3・Ｓ+1… （４） ｒ+2＝…ｈ+2・Ｓ-2＋ｈ0 ・Ｓ-1＋ｈ-2・Ｓ0 … （５）
【００１９】タップ係数修正回路４０６は、ＡＭＦ４０
１−１の各タップ上の受信信号ｒ1（ｉ＝−２，−１，
０，＋１，＋２）とＤＦＥ４０８の出力判定データ信号
Ｓとの相関演算を行い、その結果を該当するタップの係
数とする。即ち、ｉ番目のタップ係数をＷ1 とすると、 Ｗ1 ＝Ｅ［ｒ1 * ・Ｓ］ （６） となる。ここで、Ｅ［ ］は期待値を表し、“ *”は複
素共役を表す。以上が「判定データ信号による相関法」
によるタップ係数の決定方法である。
１−１の各タップ上の受信信号ｒ1（ｉ＝−２，−１，
０，＋１，＋２）とＤＦＥ４０８の出力判定データ信号
Ｓとの相関演算を行い、その結果を該当するタップの係
数とする。即ち、ｉ番目のタップ係数をＷ1 とすると、 Ｗ1 ＝Ｅ［ｒ1 * ・Ｓ］ （６） となる。ここで、Ｅ［ ］は期待値を表し、“ *”は複
素共役を表す。以上が「判定データ信号による相関法」
によるタップ係数の決定方法である。
【００２０】次に後者のタイミング制御についてである
が、これは伝搬路で変動を受けた受信信号タイミングを
受信機のクロックタイミングに合わせることを言う。送
信した信号はそれぞれ独立なダイバーシティブランチを
伝搬しており、各ブランチの伝搬経路が時間変動してい
るため、遅延時間も同様に時間変動する。その結果、各
ダイバーシティ受信信号の受信タイミングは一致しなく
なり、そのままダイバーシティ合成したのでは、マルチ
パスによる遅延分散だけでなくタイミングずれによる分
散まで含まれてしまうことになる。先にタップ係数が
「判定データ信号による相関法」により求められること
を述べたが、この相関法では、ＤＦＥの出力判定データ
信号を利用している。このデータ信号のタイミングは、
ＤＦＥに内蔵されているクロック再生回路のタイミング
に基づいているため、ＡＭＦの相関処理はすべてこの受
信クロックタイミングに支配されることになる。よって
タイミングずれを吸収する必要があり、これはＡＭＦを
遅延素子４０３ａ〜４０３ｄにより“Ｔ／２”毎に分数
間隔にすることで実現される。
が、これは伝搬路で変動を受けた受信信号タイミングを
受信機のクロックタイミングに合わせることを言う。送
信した信号はそれぞれ独立なダイバーシティブランチを
伝搬しており、各ブランチの伝搬経路が時間変動してい
るため、遅延時間も同様に時間変動する。その結果、各
ダイバーシティ受信信号の受信タイミングは一致しなく
なり、そのままダイバーシティ合成したのでは、マルチ
パスによる遅延分散だけでなくタイミングずれによる分
散まで含まれてしまうことになる。先にタップ係数が
「判定データ信号による相関法」により求められること
を述べたが、この相関法では、ＤＦＥの出力判定データ
信号を利用している。このデータ信号のタイミングは、
ＤＦＥに内蔵されているクロック再生回路のタイミング
に基づいているため、ＡＭＦの相関処理はすべてこの受
信クロックタイミングに支配されることになる。よって
タイミングずれを吸収する必要があり、これはＡＭＦを
遅延素子４０３ａ〜４０３ｄにより“Ｔ／２”毎に分数
間隔にすることで実現される。
【００２１】このことを図３を用いて説明する。同図に
おいて、（ａ）は伝送路インパルス応答の一例、（ｂ）
は（ａ）とＤＦＥの出力判定データ信号との相関値の一
例、（ｃ）は適応整合フィルタ出力におけるインパルス
応答の一例である。なお、１０２ａ〜１０２ｄは遅延時
間Ｔ／２の遅延素子、１０３ａ〜１０３ｅは複素乗算
器、１０４は合成器であり、図４に示したようなＡＭＦ
を構成する。
おいて、（ａ）は伝送路インパルス応答の一例、（ｂ）
は（ａ）とＤＦＥの出力判定データ信号との相関値の一
例、（ｃ）は適応整合フィルタ出力におけるインパルス
応答の一例である。なお、１０２ａ〜１０２ｄは遅延時
間Ｔ／２の遅延素子、１０３ａ〜１０３ｅは複素乗算
器、１０４は合成器であり、図４に示したようなＡＭＦ
を構成する。
【００２２】伝送路インパルス応答が（ａ）であるとす
ると、ＡＭＦは、伝送路インパルス応答（ａ）の時間反
転複素共役な応答（ｂ）を推定する。ここで、インパル
ス応答（ａ）のＴ／２間隔のサンプリング値をｕ-2，ｕ
-1，ｕ0 ，ｕ+1，ｕ+2とし、同様に、ＡＭＦ応答の
（ｂ）のＴ／２間隔サンプリング値をｖ-2，ｖ-1，
ｖ0 ，ｖ+!，ｖ+2とした場合、ＡＭＦの時間反転複素共
役の応答は次式のようになる。
ると、ＡＭＦは、伝送路インパルス応答（ａ）の時間反
転複素共役な応答（ｂ）を推定する。ここで、インパル
ス応答（ａ）のＴ／２間隔のサンプリング値をｕ-2，ｕ
-1，ｕ0 ，ｕ+1，ｕ+2とし、同様に、ＡＭＦ応答の
（ｂ）のＴ／２間隔サンプリング値をｖ-2，ｖ-1，
ｖ0 ，ｖ+!，ｖ+2とした場合、ＡＭＦの時間反転複素共
役の応答は次式のようになる。
【００２３】ｖ-2＝ｕ+2 * ｖ-1＝ｕ+1 * ｖ0 ＝ｕ0 * ｖ+1＝ｕ-1 * ｖ+2＝ｕ-2 * ここで、“ *”は複素共役を示す。
【００２４】また、伝送路インパルス応答（ａ）の主応
答はｕ0 であり、エネルギーが最大となっている。これ
に該当するＡＭＦ応答は（ｂ）のｖ0 であり、これはタ
ップ係数として中央の複素乗算器１０３ｃに乗じられ
る。この中央のタップはインパルス応答の基準タイミン
グとなるため、基準タップと呼ばれる。他のルートも同
様で、上記のように入力のインパルス応答（ａ）に時間
反転複素共役な応答（ｂ）を畳み込むことを整合フィル
タリングと呼ぶ。前記受信クロックの立ち上がりタイミ
ングは、（ｂ）のｔ＝０に対応し、またこれを中心とし
てＴ／３間隔に配列された各タップによる整合フィルタ
リングから、ＡＭＦ出力の主応答は（ｃ）のようにｔ＝
０の基準タイミングに位置するようになり、ほぼ対称な
形状となる。すなわち、時間分散した応答（ａ）が基準
時刻に集束し信号強化が行われる。これがＡＭＦによる
Ｓ／Ｎ比の最大動作であり、タイミング制御機能なので
ある。
答はｕ0 であり、エネルギーが最大となっている。これ
に該当するＡＭＦ応答は（ｂ）のｖ0 であり、これはタ
ップ係数として中央の複素乗算器１０３ｃに乗じられ
る。この中央のタップはインパルス応答の基準タイミン
グとなるため、基準タップと呼ばれる。他のルートも同
様で、上記のように入力のインパルス応答（ａ）に時間
反転複素共役な応答（ｂ）を畳み込むことを整合フィル
タリングと呼ぶ。前記受信クロックの立ち上がりタイミ
ングは、（ｂ）のｔ＝０に対応し、またこれを中心とし
てＴ／３間隔に配列された各タップによる整合フィルタ
リングから、ＡＭＦ出力の主応答は（ｃ）のようにｔ＝
０の基準タイミングに位置するようになり、ほぼ対称な
形状となる。すなわち、時間分散した応答（ａ）が基準
時刻に集束し信号強化が行われる。これがＡＭＦによる
Ｓ／Ｎ比の最大動作であり、タイミング制御機能なので
ある。
【００２５】図１は本発明の一実施例のブロック構成を
示しており、図４に示したダイバーシティ受信装置と等
価な部分には同一符号を付してある。また、鎖線で囲ま
れたＲＦフィーダー差補正回路１１０−１〜１１０−Ｎ
が本発明において特徴とされるものである。なお、ここ
ではダイバーシティブランチの１ルートにおいて説明す
る。同図において、１１０−１〜１１０−ＮはＲＦフィ
ーダー差補正回路、１０１−１〜１０１−ＮはＡＭＦ、
１０６は合成器、１０７はＤＦＥである。なお、ここで
はＡＭＦはタップ数が３の場合を示している。
示しており、図４に示したダイバーシティ受信装置と等
価な部分には同一符号を付してある。また、鎖線で囲ま
れたＲＦフィーダー差補正回路１１０−１〜１１０−Ｎ
が本発明において特徴とされるものである。なお、ここ
ではダイバーシティブランチの１ルートにおいて説明す
る。同図において、１１０−１〜１１０−ＮはＲＦフィ
ーダー差補正回路、１０１−１〜１０１−ＮはＡＭＦ、
１０６は合成器、１０７はＤＦＥである。なお、ここで
はＡＭＦはタップ数が３の場合を示している。
【００２６】前記ＲＦフィーダー差補正回路101 −１
は、ＲＦフィーダーを複数のルート（このルート数はＡ
ＭＦのタップ数に等しく一対一で対応される。ここでは
３つのルート）に分配するためのハイブリッド（ＨＹ
Ｂ）１１１と、各ルートにそれぞれ挿入される複素乗算
器１１２ａ〜１１２ｃと、各ルート間に遅延が生じるよ
うに設けられた遅延素子、ここではルートＲ+1を除くル
ートＲ0 ，Ｒ-1にそれぞれτ，２τの遅延を生じる遅延
素子１１３ｂ，１１３ｃと、これらルートを合成する合
成器１１４と、ＡＭＦの各タップに対応して設けられた
３個の検波器１１５ａ〜１１５と、各検波にそれぞれ接
続されたリミッタ（ＬＩＭＩＴ）１１６ａ〜１１６ｃ
と、フリップフロップ（Ｆ／Ｆ）１１７ａ〜１１７ｃと
を備えている。そして、各フリップフロップは前記各ル
ートのそれぞれの複素乗算器１１２ａ〜１１２ｃに乗算
値を入力させるように構成されている。
は、ＲＦフィーダーを複数のルート（このルート数はＡ
ＭＦのタップ数に等しく一対一で対応される。ここでは
３つのルート）に分配するためのハイブリッド（ＨＹ
Ｂ）１１１と、各ルートにそれぞれ挿入される複素乗算
器１１２ａ〜１１２ｃと、各ルート間に遅延が生じるよ
うに設けられた遅延素子、ここではルートＲ+1を除くル
ートＲ0 ，Ｒ-1にそれぞれτ，２τの遅延を生じる遅延
素子１１３ｂ，１１３ｃと、これらルートを合成する合
成器１１４と、ＡＭＦの各タップに対応して設けられた
３個の検波器１１５ａ〜１１５と、各検波にそれぞれ接
続されたリミッタ（ＬＩＭＩＴ）１１６ａ〜１１６ｃ
と、フリップフロップ（Ｆ／Ｆ）１１７ａ〜１１７ｃと
を備えている。そして、各フリップフロップは前記各ル
ートのそれぞれの複素乗算器１１２ａ〜１１２ｃに乗算
値を入力させるように構成されている。
【００２７】このＲＦフィーダー差補正回路では、ま
ず、ハイブリッド１１１において、ＲＦフィーダー差や
マルチパスにより時間領域で遅延・分散した信号を含む
受信信号が、３本のルートＲ+1，Ｒ0 ，Ｒ-1に分配され
る。そして、初期設定にて、複素乗算器１１２ａ，１１
２ｃを“０（ＲＥＳＥＴ）”、１１２ｂを“１（ＴＨＲ
ＯＵＧＨ）”とし受信信号が中央のルートＲ0 のみを通
過するようにする。
ず、ハイブリッド１１１において、ＲＦフィーダー差や
マルチパスにより時間領域で遅延・分散した信号を含む
受信信号が、３本のルートＲ+1，Ｒ0 ，Ｒ-1に分配され
る。そして、初期設定にて、複素乗算器１１２ａ，１１
２ｃを“０（ＲＥＳＥＴ）”、１１２ｂを“１（ＴＨＲ
ＯＵＧＨ）”とし受信信号が中央のルートＲ0 のみを通
過するようにする。
【００２８】基準となるルートを中央のルートに取る理
由としては、本発明の回路が追随できる時間領域を広げ
るといった意味を持つ。つまり、Ｎタップの場合、基準
ルートを中心に±（Ｎ−１）×Ｔ／２（Ｔ：変調シンボ
ル時間幅）の領域に対応できるので、基準ルートを端の
ルートＲ+1もしくはＲ-1に設定するよりも中央のルート
Ｒ0 に設定した方が、少ないタップ数でより広い時間領
域に追随できるわけである。
由としては、本発明の回路が追随できる時間領域を広げ
るといった意味を持つ。つまり、Ｎタップの場合、基準
ルートを中心に±（Ｎ−１）×Ｔ／２（Ｔ：変調シンボ
ル時間幅）の領域に対応できるので、基準ルートを端の
ルートＲ+1もしくはＲ-1に設定するよりも中央のルート
Ｒ0 に設定した方が、少ないタップ数でより広い時間領
域に追随できるわけである。
【００２９】ルートＲ0 を通されて遅延時間τだけ遅れ
た受信信号は、合成器１１４を通りＡＭＦ１０１−１に
入る。前述したように、ＡＭＦ１０１−１のタップ係数
はインパルス応答とＤＦＥの出力判定データ信号との相
関値となっており、Ｗ0 を基準とした際、Ｗ+1が最大で
あれば伝搬遅延時間が小であり、Ｗ-1が最大であれば伝
搬遅延時間が大であることを示す。これを視覚的に表し
たものが図２である。
た受信信号は、合成器１１４を通りＡＭＦ１０１−１に
入る。前述したように、ＡＭＦ１０１−１のタップ係数
はインパルス応答とＤＦＥの出力判定データ信号との相
関値となっており、Ｗ0 を基準とした際、Ｗ+1が最大で
あれば伝搬遅延時間が小であり、Ｗ-1が最大であれば伝
搬遅延時間が大であることを示す。これを視覚的に表し
たものが図２である。
【００３０】図２において、図１と等価な部分には同一
符号を付してある。ここで、図示された円についてはＡ
ＭＦ１０１−１〜１０１−Ｎ（Ｎ＝４）のものも含めて
示した。この円は各タップの受信信号（図３における
（ａ））と判定データ信号との相関値（図３の
（ｂ））、つまりタップ係数を表しており、その値の大
きさが円の半径となる。これは、図３の（ｂ）で言えば
各点（ｖ-2〜ｖ+2）におけるＹ−座標の値である。ま
た、円となる理由は、送信側と受信側とのローカルビー
ト周波数差が、相関値に重畳されるからである。
符号を付してある。ここで、図示された円についてはＡ
ＭＦ１０１−１〜１０１−Ｎ（Ｎ＝４）のものも含めて
示した。この円は各タップの受信信号（図３における
（ａ））と判定データ信号との相関値（図３の
（ｂ））、つまりタップ係数を表しており、その値の大
きさが円の半径となる。これは、図３の（ｂ）で言えば
各点（ｖ-2〜ｖ+2）におけるＹ−座標の値である。ま
た、円となる理由は、送信側と受信側とのローカルビー
ト周波数差が、相関値に重畳されるからである。
【００３１】この図２において、円の縦一列が一つのＡ
ＭＦルートに対応しており、縦一列中どの円が最も大き
いかで各ＡＭＦルート間での遅延時間の関係がわかる。
この例では、ＡＭＦ１０１−２と１０１−３の円が共に
中央のルートで最大となっており、このことから中央の
ルートが基準であると見なせる。ＡＭＦ１０１−１は、
それらより上のルートの円が最大であるので、遅れてい
ると見なすことができ、ＡＭＦ１０１−２についてはそ
の逆となるので進んでいると考えられる。
ＭＦルートに対応しており、縦一列中どの円が最も大き
いかで各ＡＭＦルート間での遅延時間の関係がわかる。
この例では、ＡＭＦ１０１−２と１０１−３の円が共に
中央のルートで最大となっており、このことから中央の
ルートが基準であると見なせる。ＡＭＦ１０１−１は、
それらより上のルートの円が最大であるので、遅れてい
ると見なすことができ、ＡＭＦ１０１−２についてはそ
の逆となるので進んでいると考えられる。
【００３２】次いで、ＡＭＦより抽出した前記相関値い
わゆるタップ係数は、検波器１１５ａ〜１１５ｃにてそ
れぞれ検波される。検波器がタップ係数の大きさを電圧
値に置き換えてリミッタ１１６ａ〜１１６ｃに送る。リ
ミッタにおいて、閾値を基準に判別し、前記電圧値が最
大となるルートのみ“１”を返し、残りの全ルートを
“０”とする。この返された値をフリップフロップ（Ｆ
／Ｆ）１１７ａ〜１１７ｃが保持して、それぞれ複素乗
算器１１２ａ〜１１２ｃに渡す。各複素乗算器は、渡さ
れた値が“１”のときにはルートを通し、“０”のとき
にはルートを遮断することで、基準Ｗ0 より進んでいれ
ばより遅延させるルートが通され、遅れていれば遅延の
軽いもしくは遅延のないルートが一つだけ選択して通さ
れることになる。
わゆるタップ係数は、検波器１１５ａ〜１１５ｃにてそ
れぞれ検波される。検波器がタップ係数の大きさを電圧
値に置き換えてリミッタ１１６ａ〜１１６ｃに送る。リ
ミッタにおいて、閾値を基準に判別し、前記電圧値が最
大となるルートのみ“１”を返し、残りの全ルートを
“０”とする。この返された値をフリップフロップ（Ｆ
／Ｆ）１１７ａ〜１１７ｃが保持して、それぞれ複素乗
算器１１２ａ〜１１２ｃに渡す。各複素乗算器は、渡さ
れた値が“１”のときにはルートを通し、“０”のとき
にはルートを遮断することで、基準Ｗ0 より進んでいれ
ばより遅延させるルートが通され、遅れていれば遅延の
軽いもしくは遅延のないルートが一つだけ選択して通さ
れることになる。
【００３３】実際は、このようになるようにＡＭＦのタ
ップルートとハイブリッド１１１により分岐されるルー
トを対応させておき、また遅延素子１１３ｂ及び１１３
ｃの遅延量をそれぞれＡＭＦの１タップ間及び２タップ
間の遅延量と等しくなるように設定しておく。
ップルートとハイブリッド１１１により分岐されるルー
トを対応させておき、また遅延素子１１３ｂ及び１１３
ｃの遅延量をそれぞれＡＭＦの１タップ間及び２タップ
間の遅延量と等しくなるように設定しておく。
【００３４】以上の動作を図２におけるＡＭＦ１の例
（ｉ＝１）の場合で見てみると、一番上のルートである
Ｗ-1の円が最大であるので、基準である中央のルートＷ
0 よりＴ／２遅れていることがわかる。そこで、リミッ
タ１１６ａ〜１１６ｃはＷ-1のルートのみ“１”を、他
の全ルートＷ0 及びＷ+1には“０”の値を返す。各ルー
トのフリップフロップによって保持されたその値は、そ
れぞれの複素乗算器１１２ａ〜１１２ｃに取り込まれ
る。ＡＭＦ１０１−１について基準との遅延差をなくす
にはＴ／２だけ遅延を抜いてばればよい。すなわち、τ
＝Ｔ／２とすれば結果的に基準ルートの遅延差と等しく
なったことになる。
（ｉ＝１）の場合で見てみると、一番上のルートである
Ｗ-1の円が最大であるので、基準である中央のルートＷ
0 よりＴ／２遅れていることがわかる。そこで、リミッ
タ１１６ａ〜１１６ｃはＷ-1のルートのみ“１”を、他
の全ルートＷ0 及びＷ+1には“０”の値を返す。各ルー
トのフリップフロップによって保持されたその値は、そ
れぞれの複素乗算器１１２ａ〜１１２ｃに取り込まれ
る。ＡＭＦ１０１−１について基準との遅延差をなくす
にはＴ／２だけ遅延を抜いてばればよい。すなわち、τ
＝Ｔ／２とすれば結果的に基準ルートの遅延差と等しく
なったことになる。
【００３５】以上のように、各ＡＭＦで共通の基準とな
るタップを設けてそのタップの信号レベルが最大となる
よう動作することで、ＲＦフィーダーの長さの相違によ
る遅延時間差が補正されることになる。したがって、複
数のアンテナと受信装置を結ぶ各ＲＦフィーダーの長さ
が相違する場合でも、各受信装置ではＲＦフィーダー長
の差による伝搬遅延時間差を自動的に補正することが可
能となる。これにより、従来のように、補正用ＲＦフィ
ーダーをＲＦフィーダーに挿入する必要がなくなり、工
事の簡略化、や経済化を図ることが可能となる。
るタップを設けてそのタップの信号レベルが最大となる
よう動作することで、ＲＦフィーダーの長さの相違によ
る遅延時間差が補正されることになる。したがって、複
数のアンテナと受信装置を結ぶ各ＲＦフィーダーの長さ
が相違する場合でも、各受信装置ではＲＦフィーダー長
の差による伝搬遅延時間差を自動的に補正することが可
能となる。これにより、従来のように、補正用ＲＦフィ
ーダーをＲＦフィーダーに挿入する必要がなくなり、工
事の簡略化、や経済化を図ることが可能となる。
【００３６】なお、前記実施例ではＡＭＦにおけるタッ
プ数が３つの場合を示しているが、図４に示したような
５タップの場合や、それ以上の場合にも本発明を同様に
適用することができるのは言うまでもない。
プ数が３つの場合を示しているが、図４に示したような
５タップの場合や、それ以上の場合にも本発明を同様に
適用することができるのは言うまでもない。
【００３７】
【発明の効果】以上説明したように本発明におけるフィ
ーダ差補正回路は、ＡＭＦにおいて得られるタップ係数
を利用して自己のダイバーシティブランチの遅延状態を
判別し、この判別結果に基づいてＡＭＦに入力される信
号の遅延量を制御するように構成しているので、各ダイ
バーシティブランチにおける遅延時間補正用フィーダー
を不要とすることができる。これにより、遅延時間補正
用フィーダーを設置する際に生じている問題を解消で
き、かつ余分なフィーダーの資材費や工事費等の経済的
な効果も得ることができる。
ーダ差補正回路は、ＡＭＦにおいて得られるタップ係数
を利用して自己のダイバーシティブランチの遅延状態を
判別し、この判別結果に基づいてＡＭＦに入力される信
号の遅延量を制御するように構成しているので、各ダイ
バーシティブランチにおける遅延時間補正用フィーダー
を不要とすることができる。これにより、遅延時間補正
用フィーダーを設置する際に生じている問題を解消で
き、かつ余分なフィーダーの資材費や工事費等の経済的
な効果も得ることができる。
【００３８】また、フィーダー差補正回路は、ダイバー
シティ受信信号をＮ本のルートに分岐する分岐手段と、
分岐された各ルートに挿入された複素乗算器と、各ルー
トのそれぞれに異なる遅延を生じさせる遅延素子と、各
ルートを通された信号を合成してＡＭＦに入力させる合
成手段と、ＡＭＦにおいて推定されるタップ係数を検波
する手段と、検波されたタップ係数の振幅値を閾値判定
する手段と、閾値判定結果を保持する手段とを備え、こ
の保持された閾値判定結果を各ルートの各複素乗算器に
フィードバックして受信信号に乗算し、前記各ルートの
いずれかを選択させるように構成しているので、ＡＭＦ
で得られたタップ係数を利用して自己のダイバーシティ
ブランチにおける遅延状態を検波値に基づいて得ること
ができ、この検波値を利用して遅延を解消するのに適切
な遅延量のルートを選択して受信信号をＡＭＦに入力さ
せることができ、これによりフィーダー長の相違による
複数のダイバーシティブランチ間の遅延時間差を適切に
解消することができる。
シティ受信信号をＮ本のルートに分岐する分岐手段と、
分岐された各ルートに挿入された複素乗算器と、各ルー
トのそれぞれに異なる遅延を生じさせる遅延素子と、各
ルートを通された信号を合成してＡＭＦに入力させる合
成手段と、ＡＭＦにおいて推定されるタップ係数を検波
する手段と、検波されたタップ係数の振幅値を閾値判定
する手段と、閾値判定結果を保持する手段とを備え、こ
の保持された閾値判定結果を各ルートの各複素乗算器に
フィードバックして受信信号に乗算し、前記各ルートの
いずれかを選択させるように構成しているので、ＡＭＦ
で得られたタップ係数を利用して自己のダイバーシティ
ブランチにおける遅延状態を検波値に基づいて得ること
ができ、この検波値を利用して遅延を解消するのに適切
な遅延量のルートを選択して受信信号をＡＭＦに入力さ
せることができ、これによりフィーダー長の相違による
複数のダイバーシティブランチ間の遅延時間差を適切に
解消することができる。
【図１】本発明の一実施例のブロック構成図である。
【図２】図１の実施例における各ルートの推定インパル
ス応答を視覚的に示した図である。
ス応答を視覚的に示した図である。
【図３】ＡＭＦの動作を説明するための図である。
【図４】一般に採用されているＡＭＦを用いた空間ダイ
バーシティ遅延時間差補正回路のブロック構成図であ
る。
バーシティ遅延時間差補正回路のブロック構成図であ
る。
１００−１〜１００−Ｎ ダイバシティーアンテナ １０１−１〜１０１−Ｎ 適応整合フィルタ（ＡＭＦ） １０２ａ〜１０２ｄ 遅延素子 １０３ａ〜１０３ｅ 複素乗算器 １０４ 合成器 １０５ タップ係数修正回路 １０６ 合成器 １０７ 判定帰還型等化器（ＤＦＥ） １１０−１〜１１０−Ｎ フィーダー差補正回路 １１１ ハイブリッド １１２ａ〜１１２ｃ 複素乗算器 １１３ｂ，１１３ｃ 遅延素子 １１４ 合成器 １１５ａ〜１１５ｃ 検波器 １１６ａ〜１１６ｃ リミター １１７ａ〜１１７ｃ フリップフロップ
Claims (3)
- 【請求項１】 複数のダイバーシティアンテナと、各ダ
イバーシティアンテナにそれぞれ接続されたＡＭＦ（適
応整合フィルタ）と、前記各ＡＭＦの出力を合成する合
成手段と、合成された信号を等化するＤＦＥ（判定帰還
型等化器）とを備え、このＤＦＥの出力信号を前記ＡＭ
Ｆに帰還させ、前記ＡＭＦにおいて前記出力信号に基づ
いて得られるタップ係数を利用して受信信号の集束、強
化を行うようにした空間ダイバーシティ遅延時間差補正
装置において、前記複数のダイバーシティアンテナとＡ
ＭＦで構成される複数のダイバーシティブランチ間にお
けるＲＦフィーダー長の差を補正するためのフィーダー
差補正回路を備えており、このフィーダー差補正回路
は、ダイバーシティ受信信号を複数のルートに分岐する
分岐手段と、分岐された各ルートに挿入された複素乗算
器と、前記各ルートのそれぞれに異なる遅延を生じさせ
る遅延素子と、前記各ルートを通された信号を合成して
ＡＭＦに入力させる合成手段と、前記ＡＭＦにおいて推
定されるタップ係数を検波する手段と、検波されたタッ
プ係数の振幅値を閾値判定する手段と、閾値判定結果を
保持する手段とを備え、この保持された閾値判定結果を
前記各ルートの各複素乗算器にフィードバックして前記
受信信号に乗算し、前記各ルートのいずれかを選択する
ように構成し、このフィーダ差補正回路によって前記タ
ップ係数に基づいて自己のダイバーシティブランチの遅
延状態を判別し、この判別結果に基づいて前記ＡＭＦに
入力される信号の遅延量を制御するように構成したこと
を特徴とする空間ダイバーシティ遅延時間差補正装置。 - 【請求項２】 複数のルートは、ＡＭＦのタップ係数の
個数と同数設けられ、各タップ係数と各ルートは１対１
に対応してなる請求項１の空間ダイバーシティ遅延時間
差補正装置。 - 【請求項３】 閾値判定手段は検波されたタップ係数の
最大値を判定し、保持手段はこの最大値となるタップ係
数に対応する値を保持し、複素乗算器は最大値となるタ
ップ係数に対応するルートを選択して信号を通すように
構成される請求項１または２の空間ダイバーシティ遅延
時間差補正装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6155495A JP2605628B2 (ja) | 1994-06-15 | 1994-06-15 | 空間ダイバーシティ遅延時間差補正装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6155495A JP2605628B2 (ja) | 1994-06-15 | 1994-06-15 | 空間ダイバーシティ遅延時間差補正装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH088634A JPH088634A (ja) | 1996-01-12 |
| JP2605628B2 true JP2605628B2 (ja) | 1997-04-30 |
Family
ID=15607305
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6155495A Expired - Lifetime JP2605628B2 (ja) | 1994-06-15 | 1994-06-15 | 空間ダイバーシティ遅延時間差補正装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2605628B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3544644B2 (ja) * | 2000-09-29 | 2004-07-21 | 松下電器産業株式会社 | 無線受信装置及び無線受信装置におけるブランチ間遅延差検出方法 |
| US10791725B2 (en) * | 2017-08-08 | 2020-10-06 | Mario Castillo | Rod holding assembly |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS56120202A (en) * | 1980-02-27 | 1981-09-21 | Toshiba Corp | Phase scanning type phased array antenna |
| JPH0693568B2 (ja) * | 1985-10-17 | 1994-11-16 | 三菱電機株式会社 | 直列給電回路 |
-
1994
- 1994-06-15 JP JP6155495A patent/JP2605628B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH088634A (ja) | 1996-01-12 |
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