JP2579461B2 - 無制御形ｄｃ−ｄｃコンバ−タ - Google Patents
無制御形ｄｃ−ｄｃコンバ−タInfo
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- JP2579461B2 JP2579461B2 JP61001372A JP137286A JP2579461B2 JP 2579461 B2 JP2579461 B2 JP 2579461B2 JP 61001372 A JP61001372 A JP 61001372A JP 137286 A JP137286 A JP 137286A JP 2579461 B2 JP2579461 B2 JP 2579461B2
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Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、入力電力が定電流である無制御形DC−DCコ
ンバータの入力過電流保護回路に関するものである。
ンバータの入力過電流保護回路に関するものである。
（従来の技術） 受電した直流電力を異る直流電力形式に効率良く変換
するための回路としては、DC−DCコンバータがある。一
般的なDC−DCコンバータの入力直流電力は定電圧である
が、通信の分野で伝送路を介して相手側装置に電力を供
給する場合には定電流給電方式を用いることも多い。こ
の場合、受電側装置に置かれるDC−DCコンバータの入力
電力は定電流である。装置間で給電を行う場合には供給
側装置の能力、伝送路での電力消費、線間電圧等の制約
により受電側装置の許容消費電力への制限が厳しくな
り、DC−DCコンバータの電力交換効率を極力高くする必
要がある。また、発振回路に帰還をかけてDC−DCコンバ
ータの特性や動作を安定化もしくは操作する制御形DC−
DCコンバータも一般に実施されているが、帰還制御回路
での電力消費や部分点数増加の問題から、前記のごとき
通信分野では、スイッチング周波数およびパルス占有率
を一定に保つ無制御形DC−DCコンバータもよく用いられ
る。以下、、無制御形DC−DCコンバータについて述べ
る。第３図はこのような用途に用いられる無制御形DC−
DCコンバータの従来回路構成例である。第３図に従って
従来回路の動作を説明する。
するための回路としては、DC−DCコンバータがある。一
般的なDC−DCコンバータの入力直流電力は定電圧である
が、通信の分野で伝送路を介して相手側装置に電力を供
給する場合には定電流給電方式を用いることも多い。こ
の場合、受電側装置に置かれるDC−DCコンバータの入力
電力は定電流である。装置間で給電を行う場合には供給
側装置の能力、伝送路での電力消費、線間電圧等の制約
により受電側装置の許容消費電力への制限が厳しくな
り、DC−DCコンバータの電力交換効率を極力高くする必
要がある。また、発振回路に帰還をかけてDC−DCコンバ
ータの特性や動作を安定化もしくは操作する制御形DC−
DCコンバータも一般に実施されているが、帰還制御回路
での電力消費や部分点数増加の問題から、前記のごとき
通信分野では、スイッチング周波数およびパルス占有率
を一定に保つ無制御形DC−DCコンバータもよく用いられ
る。以下、、無制御形DC−DCコンバータについて述べ
る。第３図はこのような用途に用いられる無制御形DC−
DCコンバータの従来回路構成例である。第３図に従って
従来回路の動作を説明する。
DC−DCコンバータの１次側にある入力端子L1およびL2
から入力した定電流電力Iinはトランス02とスイッチン
グ素子SW01に印加される。SW01は発振回路01からの制御
信号で開閉している。SW01が閉じている時には２次側の
整流平滑回路03が非導通になるような構成にしておく
と、SW01が閉じた時にトランス02の１次巻線に電流が流
れてエネルギが蓄積される。次に発振回路01の制御でス
イッチング素子SW01が開放になるとトランス02の次巻線
の電流はゼロになり、２次巻線には逆起電力が生じる。
この状態のときは整流平滑回路03が導通する構成にして
おくと、SW01が開いた時に１次巻線に蓄えられていたエ
ネルギが移り、２次側に電力として取り出される。この
電力を整流平滑回路03で直流に変換することにより、２
次側出力端子L3,L4から直流電力が得られる。無制御形D
C−DCコンバータにおいては２次側の負荷抵抗が一定な
らば、２次側出力端子L3,L4間の出力電圧Voutが給電電
流すなわち１次側入力電流Iinに比例することから、定
電流給電のもとでは２次側出力電圧Voutは定電圧にな
る。
から入力した定電流電力Iinはトランス02とスイッチン
グ素子SW01に印加される。SW01は発振回路01からの制御
信号で開閉している。SW01が閉じている時には２次側の
整流平滑回路03が非導通になるような構成にしておく
と、SW01が閉じた時にトランス02の１次巻線に電流が流
れてエネルギが蓄積される。次に発振回路01の制御でス
イッチング素子SW01が開放になるとトランス02の次巻線
の電流はゼロになり、２次巻線には逆起電力が生じる。
この状態のときは整流平滑回路03が導通する構成にして
おくと、SW01が開いた時に１次巻線に蓄えられていたエ
ネルギが移り、２次側に電力として取り出される。この
電力を整流平滑回路03で直流に変換することにより、２
次側出力端子L3,L4から直流電力が得られる。無制御形D
C−DCコンバータにおいては２次側の負荷抵抗が一定な
らば、２次側出力端子L3,L4間の出力電圧Voutが給電電
流すなわち１次側入力電流Iinに比例することから、定
電流給電のもとでは２次側出力電圧Voutは定電圧にな
る。
一方、給電装置側の障害や電力線混触が発生すると受
電側装置のDC−DCコンバータの入力に大電流が流入する
場合がある。IinとVoutが比例することから、大電流流
入によりVoutが大電圧となり、２次側付加回路の素子が
障害を生ずることがある。この問題については、出力電
圧安定化回路等の挿入により付加回路を保護しうるが、
１次側回路に大電流が流れる問題は解決されておらず、
１次側回路素子に発熱や焼損等の障害が発生することが
あった。
電側装置のDC−DCコンバータの入力に大電流が流入する
場合がある。IinとVoutが比例することから、大電流流
入によりVoutが大電圧となり、２次側付加回路の素子が
障害を生ずることがある。この問題については、出力電
圧安定化回路等の挿入により付加回路を保護しうるが、
１次側回路に大電流が流れる問題は解決されておらず、
１次側回路素子に発熱や焼損等の障害が発生することが
あった。
（発明が解決しようとする問題点） 定電圧給電時の入力異常監視であれば入力端子間電圧
を監視するので、監視回路の追加による電力消費は少な
くできる。一方、定電流給電の場合には電流量の監視と
なり、一般的には第３図に説明するように入力過電流監
視回路04は電流経路に直列に抵抗05を挿入して抵抗での
電圧降下量を監視する方法がとられる。しかしこの方法
では抵抗に常時電流が流れて電力を消費するので、DC−
DCコンバータの電力変換効率が大幅に低下してしまうと
いう欠点があった。
を監視するので、監視回路の追加による電力消費は少な
くできる。一方、定電流給電の場合には電流量の監視と
なり、一般的には第３図に説明するように入力過電流監
視回路04は電流経路に直列に抵抗05を挿入して抵抗での
電圧降下量を監視する方法がとられる。しかしこの方法
では抵抗に常時電流が流れて電力を消費するので、DC−
DCコンバータの電力変換効率が大幅に低下してしまうと
いう欠点があった。
この発明は、以上述べた過電流流入時における２次側
出力電圧の大幅な上昇と１次側回路素子の劣化や焼損と
いう問題を除去し、正常時には高い電力変換効率が得ら
れ、かつ入力異常時にも安全性の優れた無制御形DC−DC
コンバータを提供することを目的としている。
出力電圧の大幅な上昇と１次側回路素子の劣化や焼損と
いう問題を除去し、正常時には高い電力変換効率が得ら
れ、かつ入力異常時にも安全性の優れた無制御形DC−DC
コンバータを提供することを目的としている。
（問題点を解決するための手段） 上述の目的は、本発明によれば、トランスの１次側の
入力端子に印加される直流定電流をスイッチングし、ト
ランスの２次側に得られた出力を整流平滑して定抵抗負
荷に出力する定電流入力式の無制御形DC−DCコンバータ
であって、１次側の入力端子の電位差を検出する電位差
検出回路と電位差検出回路の出力及び基準電圧を比較す
る電圧比較回路とからなる監視手段と、監視手段から得
られた結果に従って入力端子間の電位差が所定の値より
高いときにスイッチングを停止させる手段とを有する無
制御形DC−DCコンバータによって達成される。
入力端子に印加される直流定電流をスイッチングし、ト
ランスの２次側に得られた出力を整流平滑して定抵抗負
荷に出力する定電流入力式の無制御形DC−DCコンバータ
であって、１次側の入力端子の電位差を検出する電位差
検出回路と電位差検出回路の出力及び基準電圧を比較す
る電圧比較回路とからなる監視手段と、監視手段から得
られた結果に従って入力端子間の電位差が所定の値より
高いときにスイッチングを停止させる手段とを有する無
制御形DC−DCコンバータによって達成される。
（作用） 無制御形DC−DCコンバータでは入力電流と入力端子間
電圧が比例することが本発明者による解析により確認さ
れた。従って、入力端子間電圧を監視することにより、
実質的に入力電流の監視を行ない、該入力電流が所定値
より大のときはスイッチングを停止することによりコン
バータ回路自身及び負荷を過電圧及び過電流から保護す
ることができる。入力電流測定のために抵抗の挿入を行
なわないで抵抗による電力消費がなく、従って本発明に
より電力変換効率が低下することはない。
電圧が比例することが本発明者による解析により確認さ
れた。従って、入力端子間電圧を監視することにより、
実質的に入力電流の監視を行ない、該入力電流が所定値
より大のときはスイッチングを停止することによりコン
バータ回路自身及び負荷を過電圧及び過電流から保護す
ることができる。入力電流測定のために抵抗の挿入を行
なわないで抵抗による電力消費がなく、従って本発明に
より電力変換効率が低下することはない。
（実施例） 第１図はこの発明の原理を説明するためのブロック図
であり、14は入力過電圧監視回路である。また、入力端
子L11,L12,発振回路11,スイッチング素子SW10,トランス
12,整流平滑回路13,出力端子L13,L14はそれぞれ第３図
の従来の構成例におけるL1,L2,01,SW01,02,03,L3,L4に
対応している。
であり、14は入力過電圧監視回路である。また、入力端
子L11,L12,発振回路11,スイッチング素子SW10,トランス
12,整流平滑回路13,出力端子L13,L14はそれぞれ第３図
の従来の構成例におけるL1,L2,01,SW01,02,03,L3,L4に
対応している。
今、第１図に示すごとく、入力電流をIin,2次側出力
電圧をVout,入力端子L11,L12間電圧をVinとする。DC−D
Cコンバータの電力変換効率ｅがかなり良い場合には、V
inとVoutは比例する。入力電力をPin,2次側出力電力をP
out,出力端子L13,L14に接続される負荷回路の直流抵抗
値をRLで示すと、以下の関係を導くことができる。すな
わち、 Pout＝（Vout）2/RL （１） ここでVinとVoutが比例するので、 Pout∝（Vin）2/RL （２） となる。一方、入力電力PinをIin,Vinで表すと、 Pin＝Iin×Vin （３） となる。電力変換効率ｅを用いると、 Pout＝Pin×ｅ （４） なので、（４）式に（２）式，（３）式を代入すると次
式が得られる。
電圧をVout,入力端子L11,L12間電圧をVinとする。DC−D
Cコンバータの電力変換効率ｅがかなり良い場合には、V
inとVoutは比例する。入力電力をPin,2次側出力電力をP
out,出力端子L13,L14に接続される負荷回路の直流抵抗
値をRLで示すと、以下の関係を導くことができる。すな
わち、 Pout＝（Vout）2/RL （１） ここでVinとVoutが比例するので、 Pout∝（Vin）2/RL （２） となる。一方、入力電力PinをIin,Vinで表すと、 Pin＝Iin×Vin （３） となる。電力変換効率ｅを用いると、 Pout＝Pin×ｅ （４） なので、（４）式に（２）式，（３）式を代入すると次
式が得られる。
（Vin）2/RL∝Iin×Vin×ｅ （５） ｅおよびRLが定数であることから（５）式は最終的に
は、 Iin∝Vin （６） の形で示される。（６）式の意味するところは、無制御
形DC−DCコンバータにおいては入力電流と入力端子間電
圧が比例する、すなわち、入力端子間電圧監視を行なう
ことは入力電流監視を行なうことと等価であるというこ
とである。
は、 Iin∝Vin （６） の形で示される。（６）式の意味するところは、無制御
形DC−DCコンバータにおいては入力電流と入力端子間電
圧が比例する、すなわち、入力端子間電圧監視を行なう
ことは入力電流監視を行なうことと等価であるというこ
とである。
この関係を用いることにより、定電流給電を受ける無
制御形DC−DCコンバータの入力過電流監視回路04を入力
過電圧監視回路14に置き替えることができる。
制御形DC−DCコンバータの入力過電流監視回路04を入力
過電圧監視回路14に置き替えることができる。
第２図はこの原理に基づく入力過電流保護機能を有す
る入力過電圧監視回路14の実施例である。本図は第３図
に示した従来からの無制御形DC−DCコンバータにおける
１次側回路のみを示したものに、新たに本発明に基づく
回路を追加した様子を示したものである。以下、図を用
いて動作および効果を説明する。
る入力過電圧監視回路14の実施例である。本図は第３図
に示した従来からの無制御形DC−DCコンバータにおける
１次側回路のみを示したものに、新たに本発明に基づく
回路を追加した様子を示したものである。以下、図を用
いて動作および効果を説明する。
第２図の入力端子L1,L2間の端子間電圧Vinはそのモニ
タ回路である電位差検出回路21でモニタされ、入力電圧
Vinに比例した出力電圧Vin′が得られる。電圧比較回路
22ではこのVin′と基準電圧Vrを比較してその結果Ｃを
発振回路01に供給している。正常な範囲の入力電流であ
ればVrがVin′よりも高くなるように設定されている。
大電流が流入するとVin′がVrよりも高くなるので、電
圧比較回路22の出力Ｃが反転し、それによって発振回路
01が制御されてスイッチングのための発振が停止し、ス
イッチング素子SW01は開放状態になる。SW01が開放状態
になると入力端子L1,L2からDC−DCコンバータ内部を見
込んだ等価抵抗が著しく高くなり、過電流は流入しな
い。
タ回路である電位差検出回路21でモニタされ、入力電圧
Vinに比例した出力電圧Vin′が得られる。電圧比較回路
22ではこのVin′と基準電圧Vrを比較してその結果Ｃを
発振回路01に供給している。正常な範囲の入力電流であ
ればVrがVin′よりも高くなるように設定されている。
大電流が流入するとVin′がVrよりも高くなるので、電
圧比較回路22の出力Ｃが反転し、それによって発振回路
01が制御されてスイッチングのための発振が停止し、ス
イッチング素子SW01は開放状態になる。SW01が開放状態
になると入力端子L1,L2からDC−DCコンバータ内部を見
込んだ等価抵抗が著しく高くなり、過電流は流入しな
い。
（発明の効果） 以上、詳細に説明したように、本発明では、定電流の
印加されるDC−DCコンバータにおいて、そのコンバータ
の構成を無制御形とし、入力電流値を監視するために入
力端子間の電位差を検出する電位差検出回路とこの電位
差検出回路の出力及び基準電圧を比較する電圧比較回路
とからなる監視手段を設けている。無制御形DC−DCコン
バータにおいては、入力から見込んだコンバータのイン
ピーダンスが一定であるから入力端子間電圧が入力電流
値に比例することとなり、従って入力端子間電圧を監視
すれば入力電流を監視したことと等価となる。このよう
に、入力電圧によって入力電流を等価的に監視するよう
に構成すれば、電流経路に抵抗等を直列に挿入する必要
がないため、正常時におけるこの抵抗による電力消費を
ほぼゼロにすることができるからDC−DCコンバータの電
力変換効率が大幅に向上する。
印加されるDC−DCコンバータにおいて、そのコンバータ
の構成を無制御形とし、入力電流値を監視するために入
力端子間の電位差を検出する電位差検出回路とこの電位
差検出回路の出力及び基準電圧を比較する電圧比較回路
とからなる監視手段を設けている。無制御形DC−DCコン
バータにおいては、入力から見込んだコンバータのイン
ピーダンスが一定であるから入力端子間電圧が入力電流
値に比例することとなり、従って入力端子間電圧を監視
すれば入力電流を監視したことと等価となる。このよう
に、入力電圧によって入力電流を等価的に監視するよう
に構成すれば、電流経路に抵抗等を直列に挿入する必要
がないため、正常時におけるこの抵抗による電力消費を
ほぼゼロにすることができるからDC−DCコンバータの電
力変換効率が大幅に向上する。
第１図は本発明による無制御形DC−DCコンバータの簡単
なブロック図、第２図は本発明による無制御形DC−DCコ
ンバータの詳細なブロック図、第３図は従来の無制御形
DC−DCコンバータのブロック図である。L1,L2とL11,L12
は入力端子、01と11は発振回路、SW01とSW10はスイッチ
ング素子、02と12はトランス、03と13は整流平滑回路、
L3,L4とL13,L14は出力端子、04は入力電流監視回路、05
は抵抗、14は入力電圧監視回路、21は電位差検出回路、
22は電圧比較回路である。
なブロック図、第２図は本発明による無制御形DC−DCコ
ンバータの詳細なブロック図、第３図は従来の無制御形
DC−DCコンバータのブロック図である。L1,L2とL11,L12
は入力端子、01と11は発振回路、SW01とSW10はスイッチ
ング素子、02と12はトランス、03と13は整流平滑回路、
L3,L4とL13,L14は出力端子、04は入力電流監視回路、05
は抵抗、14は入力電圧監視回路、21は電位差検出回路、
22は電圧比較回路である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 小森 篤 東京都港区虎ノ門１丁目７番12号 沖電 気工業株式会社内 (72)発明者 小嶋 定雄 東京都港区虎ノ門１丁目７番12号 沖電 気工業株式会社内 (72)発明者 山野 誠一 武蔵野市緑町３丁目９番11号 日本電信 電話株式会社通信網第一研究所内 (72)発明者 下澤 清 東京都中央区日本橋１丁目13番１号 テ イーデイーケイ株式会社内 (72)発明者 勢古口 博 東京都中央区日本橋１丁目13番１号 テ イーデイーケイ株式会社内 (56)参考文献 特開 昭50−108523（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−99959（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−151871（ＪＰ，Ａ) 実開 昭57−15689（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭57−18889（ＪＰ，Ｕ)
Claims (1)
- 【請求項１】トランスの１次側の入力端子に印加される
直流定電流をスイッチングし、該トランスの２次側に得
られた出力を整流平滑して定抵抗負荷に出力する定電流
入力式の無制御形DC−DCコンバータであって、前記１次
側の入力端子の電位差を検出する電位差検出回路と該電
位差検出回路の出力及び基準電圧を比較する電圧比較回
路とからなる監視手段と、該監視手段から得られた結果
に従って前記入力端子間の電位差が所定の値より高いと
きに前記スイッチングを停止させる手段とを有すること
を特徴とする無制御形DC−DCコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61001372A JP2579461B2 (ja) | 1986-01-09 | 1986-01-09 | 無制御形ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61001372A JP2579461B2 (ja) | 1986-01-09 | 1986-01-09 | 無制御形ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62160072A JPS62160072A (ja) | 1987-07-16 |
| JP2579461B2 true JP2579461B2 (ja) | 1997-02-05 |
Family
ID=11499663
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61001372A Expired - Lifetime JP2579461B2 (ja) | 1986-01-09 | 1986-01-09 | 無制御形ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2579461B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3629912B2 (ja) * | 1997-08-26 | 2005-03-16 | ローム株式会社 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ及びそれを用いた通信装置 |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS50108523A (ja) * | 1974-02-04 | 1975-08-27 | ||
| JPS5715689U (ja) * | 1980-06-27 | 1982-01-27 | ||
| JPS5718889U (ja) * | 1980-07-03 | 1982-01-30 | ||
| DE3242023A1 (de) * | 1982-11-12 | 1984-05-17 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Schaltungsanordnung zur speisung von elektrischen verbrauchern mit einer gleichspannung |
| JPS58151871A (ja) * | 1983-01-25 | 1983-09-09 | Sony Corp | スイツチング方式の電源回路 |
-
1986
- 1986-01-09 JP JP61001372A patent/JP2579461B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62160072A (ja) | 1987-07-16 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |