JP3568697B2

JP3568697B2 - フライバック型多出力ｄｃ−ｄｃコンバータ

Info

Publication number: JP3568697B2
Application number: JP21159996A
Authority: JP
Inventors: 久浩鎌田
Original assignee: Tohoku Ricoh Co Ltd
Current assignee: Tohoku Ricoh Co Ltd
Priority date: 1996-08-09
Filing date: 1996-08-09
Publication date: 2004-09-22
Anticipated expiration: 2016-08-09
Also published as: JPH1056777A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明はフライバックトランスを用いた多出力ＤＣ−ＤＣコンバータに関り、特に過負荷に起因するトランスの過熱による事故を防止する手段を備えたフライバック型多出力ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
各種の電子機器の電源装置として、電力容量に比べて安価で小型軽量であり、電力変換効率が高いため電力損失とそれに伴う発熱が少なく、定電圧制御機能も備えているＤＣ−ＤＣコンバータが広く用いられている。ここで、ＤＣ−ＤＣコンバータに入力する１次直流電力が、商用の交流電源から独立した電源、例えば太陽電池，燃料電池，蓄電池等から供給されている場合は全く問題がない。
【０００３】
実際問題としては、交流電源から入力する交流電力を整流平滑した１次直流電力が供給される場合が多いため、ＤＣ−ＤＣコンバータは、１次直流電力が入力する１次側と負荷が接続される２次側との間を、トランスによって絶縁しているから、通常ならば誤まってＤＣ−ＤＣコンバータと負荷とを結ぶ接続ケーブルや、負荷の内部回路の絶縁されていない裸の部分に触れても、ショックを受けたり感電等の事故が生じないように配慮されている。
【０００４】
図４は、従来のフライバック型多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの基本的な構成の一例を示す回路図である。
図４に示したＤＣ−ＤＣコンバータ３０は、交流電源７から入力する交流電力をダイオードブリッジ８とコンデンサＣ０とにより整流平滑した１次直流電力を、フライバックトランス（以下単に「トランス」ともいう）３４の１次巻線ＮｐとトランジスタＱとの直列回路に入力し、トランジスタＱにより１次巻線Ｎｐに流れる電流をスイッチングする。
【０００５】
トランス３４は、トランジスタＱがオンの時に励起されて磁気エネルギを蓄積し、トランジスタＱがオフの時に２次巻線Ｎ１〜Ｎ３に誘起される磁気エネルギが再変換された電流を、それぞれ出力回路３１〜３３に供給する。それぞれトランジスタＱがオフの時に電流を流すダイオードと平滑用のコンデンサからなる出力回路３１〜３３は、供給される電流を平滑してコンデンサに充電した２次直流電力を、各正負の出力端子を介して負荷に出力する。
【０００６】
スイッチング制御回路（ＳＷＣ）３５は、フィードバック系の出力回路３１の出力電圧を検出して、その出力電圧が予め設定された電圧になるようにトランジスタＱのスイッチングを制御することにより、出力回路３１を定電圧制御すると共に、出力回路３２，３３もそれぞれ略定電圧になる。
通常のフォーワード型ＤＣ−ＤＣコンバータの基本的構成は、２次巻線Ｎ１〜Ｎ３の巻方向が１次巻線Ｎｐと同方向であり、トランジスタＱがオンの時に出力回路３１〜３３に電力が供給される点が異なる以外は同様である。
【０００７】
しかしながら、フォーワード型でもフライバック型でも、基本的な構成のみからなるＤＣ−ＤＣコンバータは、誤まって出力端子間をショートしたり、内部でショートしている負荷を知らずに接続して過負荷状態になると、定電圧制御を行なっているために、かえってＤＣ−ＤＣコンバータの内部に過大電流が流れて、トランスの過熱により１次２次間の絶縁が破壊されて感電する危険が生じたり、発煙，発火等の重大事故が発生する恐れがあった。
【０００８】
したがって、このような過大電流による事故を防止するため、図４に示した交流電源７とダイオードブリッジ８との間の交流ライン、又はダイオードブリッジ８とコンデンサＣ０の両端子間を結ぶ直流ラインのいずれかに定格出力時の入力電流に応じた電流容量の電源側のヒューズを設けるか、あるいは複数の出力回路３１〜３３毎にその定格出力電流に応じた電流容量の出力側のヒューズを設けて、過大電流が流れた時にその電流を遮断する方法が用いられていた。
【０００９】
あるいは、トランス３４の内部にサーマルヒューズ又は感温素子を設け、過大電流によるトランスの温度の異常上昇を検出して電流を遮断するか、又はスイッチング制御回路３５がトランジスタＱに出力する駆動パルスを抑制して、トランジスタＱのスイッチングを停止させることにより、トランス３４の２次側への電力供給を遮断する等の方法も用いられていた。
【００１０】
さらに温度検出の感度を高めるため、例えば特開昭５２−４０７６４号（特公昭５９−２８９７６号）公報に示されたように、低温軟化絶縁銅線を用いた巻線に温度検知遮断部を直列に設け、過電流によって巻線の内部温度が上昇すると、絶縁が破れてレアショートが発生し、レアショートにより発生する大量の熱によって温度検知遮断部が電流を遮断するという提案があった。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、特開昭５２−４０７６４号公報に示された提案を含めてトランスの温度上昇を検出する方法は、コストアップを招き易いという問題がある。
さらに、電源側に設けたヒューズと同様に、複数の出力回路のうち大容量の出力回路における過負荷に対しては応答し易いが、小容量の出力回路の場合は定格の例えば１０倍以上の過負荷が発生しても応答しないため、その部分でトランスの絶縁が破壊されたり、発煙，発火が発生する恐れがある。
【００１２】
そのため、複数の出力回路毎にその定格出力電流に応じた出力側のヒューズを設ければ、出力回路の容量に関係なく過負荷に応答して電流が遮断されるから、安全性の点では問題がない。しかしながら、ヒューズの数が増えて装置を小型化し難いことと、保守の点から見て多種類のヒューズを用意しなければならず、誤って小容量の出力回路に大容量のヒューズを用いれば、出力回路毎にヒューズを設けた効果はゼロになってしまうという問題がある。
【００１３】
このように、各過大電流防止手段は、それぞれ一長一短があるため、いずれか１つだけでは安全上問題が残るから、実際に用いられるＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、複数の過大電流防止手段を併用して安全性を高めているのが実情である。そのため、安全性を高めれば高めるほど、コストの急激な上昇が避けられないという課題があった。
【００１４】
この発明は上記の点に鑑みてなされたものであり、何等のコストアップを招くことなく安全性をより向上させることを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
この発明は上記の目的を達成するため、互いに絶縁された１次巻線と複数のフライバック巻線からなる２次巻線とを有するフライバックトランスと、該フライバックトランスの複数の２次巻線にそれぞれ接続された複数の出力回路と、フライバックトランスの１次巻線と直列に接続したスイッチング素子とを備え、１次巻線とスイッチング素子との直列回路に１次直流電力を入力し、スイッチング素子をスイッチングすることによりフライバックトランスの複数の２次巻線に誘起される２次交流電力を、それぞれの出力回路が整流平滑して２次直流電力を負荷に出力すると共に、複数の出力回路のうちの１つをフィードバック系出力回路としてその出力電圧を検出し、該出力電圧が予め設定された電圧になるようにスイッチング素子のスイッチングを制御するフライバック型多出力ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、フィードバック系出力回路に接続された２次巻線を除く他の２次巻線のうちの少なくとも最も電力容量の小さい２次巻線をその巻方向が１次巻線の巻方向と同じフォワード巻線にしたものである。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の形態を図面と実施の形態を参照して具体的に説明する。
図１は、この発明の一実施形態であるフライバック型多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの基本的な構成の一例を示す回路図である。
【００１８】
図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータ１０が図４に示したＤＣ−ＤＣコンバータ３０と異なる所は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３０に用いた（フライバック）トランス３４の２次巻線Ｎ１〜Ｎ３がすべてフライバック巻線であるのに対して、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０に用いたトランス１４は、フィードバック系出力回路に接続された２次巻線Ｎ１を除く他の２次巻線のうちの最も電力容量の小さい２次巻線Ｎ３のみを、その巻方向が１次巻線Ｎｐの巻方向と同じフォーワード巻線としたことであり、その他の部分は（符号が異なる点を除いて）全く同様である。
【００１９】
図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、１次巻線Ｎｐとフライバック巻線からなる２次巻線Ｎ１，Ｎ２とフォーワード巻線からなる２次巻線Ｎ３とを有するフライバックトランス１４と、その１次巻線Ｎｐに直列に接続されたスイッチング素子であるトランジスタ（ＦＥＴでもよい）Ｑと、それぞれ整流用のダイオードＤ１〜Ｄ３及び平滑用のコンデンサＣ１〜Ｃ３からなり２次巻線Ｎ１〜Ｎ３に接続された出力回路１〜３と、フィードバック系出力回路である出力回路１の出力電圧を検出してトランジスタＱに駆動パルスを出力するスイッチング制御回路（ＳＷＣ）５とにより構成されている。
【００２０】
トランス１４の１次巻線ＮｐとトランジスタＱとの直列回路には、交流電源７から入力する交流電力をダイオードブリッジ８とコンデンサＣ０とにより全波整流平滑した１次直流電力が入力する。
１次巻線Ｎｐに流れる１次直流電力の電流は、スイッチング制御回路５から入力する駆動パルスに応じてスイッチングするトランジスタＱによりオン・オフされる。
【００２１】
トランジスタＱがオンの時に１次巻線Ｎｐに流れる電流により、その電力の一部は２次巻線Ｎ３に誘起される上端が正である起電力になり、電流Ｉ３はダイオードＤ３を介してコンデンサＣ３を充電し、平滑されて出力回路３の２次直流電力になる。２次巻線Ｎ１，Ｎ２に誘起される起電力は、上端が負になるから電流Ｉ１，Ｉ２はダイオードＤ１，Ｄ２に遮ぎられるため、残りの電力はトランス１４を励起する、すなわち磁気エネルギとして蓄積される。
【００２２】
トランジスタＱがオフになると、２次巻線Ｎ１〜Ｎ３に誘起される起電力の極性がそれぞれ反転するから、２次巻線Ｎ３に誘起された起電力による電流Ｉ３はダイオードＤ３に遮ぎられてコンデンサＣ３に流れず、トランス１４に蓄積された磁気エネルギが再変換された電流は、２次巻線Ｎ１，Ｎ２からそれぞれ電流Ｉ１，Ｉ２となってダイオードＤ１，Ｄ２を介してコンデンサＣ１，Ｃ２に流れ、平滑されて出力回路１，２の２次直流電力として負荷に出力される。
【００２３】
スイッチング制御回路（ＳＷＣ）５は、フィードバック系出力回路である出力回路１の出力電圧（コンデンサＣ１の端子間電圧）を検出して、検出された出力電圧が予め設定された設定電圧より高ければ、トランジスタＱのオン時間を減らすように、設定電圧より低ければオン時間を増すように、それぞれ駆動パルスを出力することにより、交流電源７の電圧変動や負荷変動があっても、出力回路１の出力電圧が設定電圧を保持するように定電圧制御するが、同時に出力回路２，３の出力電圧もそれぞれ略定電圧に維持される。
【００２４】
図２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０のトランス１４（従来例のトランス３４も同様）の起磁力ＥｍとインダクタンスＬとの関係の一例を示す線図である。インダクタンスＬの単位はいうまでもなくヘンリであるが、トランスのコアのサイズによって値が異ってくるから、ここでは相対的な％で示している。起磁力Ｅｍの単位はＡＴ（アンペア・ターン）であり、数１に示すように巻線に流れる電流Ｉと巻線Ｎとの積であり、複数の巻線があれば各巻線毎の積に和になる。
【００２５】
【数１】

【００２６】
図２に示したように、起磁力Ｅｍが小さい間はインダクタンスＬは一定の値すなわち１００％を示しているが、起磁力Ｅｍが或る値を超えるとインダクタンスＬが急に低下する傾向が現われる。
一般に、インダクタンスＬが９０％になった時の起持力Ｅｍを限界値Ｅｍｓとして、それ以下を不飽和領域、限界値Ｅｍｓを超えると飽和領域としている。
【００２７】
図３は、図２に示したコアの飽和の一例を、磁界の強さＨと磁束密度Ｂとの関係で示す線図である。磁界の強さＨは起磁力Ｅｍを磁路の長さで割った値すなわち磁路の単位長当りの起磁力であり、その単位はＡＴ／ｍである。磁束密度Ｂは磁界の強さＨと眞空の透磁率μ_０との積であり、磁束Φを磁路の断面積で割った値でもある。
【００２８】
図３に示したように、磁界の強さＨが小さい間は、磁束密度Ｂが磁界の強さＨに比例して増加してゆくが、磁界の強さＨが或る値Ｈｓを超えると、磁束密度Ｂはそれ以上増えない最大磁束密度Ｂｍになる。すなわち、飽和領域に入ったことにより、このコアを用いたトランスのインダクタンスＬは、図２に示したように急に低下し始める。
【００２９】
図１に示したこの発明の一実施形態であるＤＣ−ＤＣコンバータ１０と、図４に示した従来のＤＣ−ＤＣコンバータ３０とは、それぞれ各部の作用が殆んど同様であり、回路図上ではトランス１４とトランス３４の各２次巻線Ｎ３の巻方向が互いに逆である点が異なるだけである。
【００３０】
しかしながら、トランジスタＱがオンの時にトランス１４の２次巻線Ｎ３に流れる電流Ｉ３をＩｆｗとし、トランジスタＱがオフの時にトランス３４の２次巻線Ｎ３に流れる電流Ｉ３をＩｆｂとすれば、フォーワード巻線に流れる電流Ｉｆｗは、フライバック巻線に流れる電流Ｉｆｂに比べて、そのピーク電流が数倍程度大きくなるから、出力回路３と出力回路３３の出力電圧と出力電流とを同じにするためには、トランス１４とトランス３４の各２次巻線Ｎ３の巻数を変えなければならない。
【００３１】
すなわち、図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータ１０の一実施例として、出力回路１，２の出力容量が共に電圧２４Ｖ，電流４Ａであり、出力回路３の出力容量が電圧１５Ｖ，電流０．１Ａであるとすると、トランス１４の２次巻線Ｎ１，Ｎ２の巻数Ｎ１，Ｎ２が共に１２Ｔ（ターン）、フォーワード２次巻線Ｎ３の巻数Ｎｆｗは３Ｔになる。
【００３２】
一方、図４に示した従来例のＤＣ−ＤＣコンバータ３０の各出力回路３１〜３３の出力容量を、それぞれＤＣ−ＤＣコンバータ１０の各出力回路１〜３の出力容量と同じにするためには、トランス３４の２次巻線Ｎ１，Ｎ２の巻数Ｎ１，Ｎ２は共に１２Ｔと同じでよいが、フライバック２次巻線Ｎ３の巻数Ｎｆｂは９Ｔになって、巻数Ｎｆｗの３倍なければならない。
逆にいえば、実施例に用いたトランス１４は、２次巻線Ｎ３をフォーワード巻線にしたために、巻数は１／３に減少したことになる。
【００３３】
数１に示した起磁力Ｅｍの式において、トランス１４とトランス３４の各２次巻線Ｎ１，Ｎ２に流れる電流Ｉ１，Ｉ２とその巻数Ｎ１，Ｎ２とがそれぞれ同じくＩ１＝Ｉ２＝４Ａ，Ｎ１＝Ｎ２＝１２Ｔであるから、起磁力Ｅｍ全体に占める２次巻線Ｎ１，Ｎ２による部分、すなわち（４Ａ×１２Ｔ）×２＝９６ＡＴは同じであり、それぞれの２次巻線Ｎ３による部分だけが異なることになる。
【００３４】
トランス（インダクタも同様）のコアは、それぞれの形状やサイズ及びギャップがあればその形状やサイズによって決定される固有のインダクション係数Ｋを有するが、トランス１４とトランス３４のコアは互いに同じ形状，サイズからなっていることを前提として、両者のインダクション係数Ｋも同じである。一般にインダクタンスＬは、数２に示すように、インダクション係数Ｋと巻数Ｎとの積になる。
【００３５】
【数２】

【００３６】
トランス１４及びトランス３４における各２次巻線Ｎ３によるインダクタンスＬを、それぞれＬｆｗ及びＬｆｂとすれば、数２に示した巻線ＮにそれぞれＮｆｗ＝３及びＮｆｂ＝９を代入すればよいから、各インダクタンスＬは数３に示すように、Ｌｆｗ＝９Ｋ及びＬｆｂ＝８１Ｋになる。したがって、トランス１４及びトランス３４の各２次巻線Ｎ３にそれぞれ流れる電流Ｉ３のピーク値で比較すると、電流ＩはインダクタンスＬに反比例するから、これも数３に示すように、トランス１４における電流Ｉｆｗがトランス３４における電流Ｉｆｂの９倍になる。
【００３７】
【数３】

【００３８】
トランス１４及びトランス３４の互いに同じ形状，サイズからなるコアの飽和は、各２次巻線Ｎ１，Ｎ２及びＮ３に流れる電流のそれぞれピーク値で考えなければならないから、数３に示したＩｆｂをＩ３ｐとし、電流Ｉ１，Ｉ２のピーク値をそれぞれＩ１ｐ，Ｉ２ｐとすれば、トランス１４における起磁力Ｅｍ（ｆｗ）ｐ及びトランス３４における起磁力Ｅｍ（ｆｂ）ｐは、それぞれ数４に示す式で求めることが出来る。
【００３９】
【数４】

【００４０】
数４から明らかなように、トランス１４における起磁力Ｅｍ（ｆｗ）ｐ及びトランス３４における起磁力Ｅｍ（ｆｂ）ｐは、電流Ｉ１ｐ，Ｉ２ｐによる起磁力Ｅｍは全く同じであるが、電流Ｉ３ｐによる起磁力Ｅｍだけが異なっている。
なお、ピーク電流Ｉ１ｐ〜Ｉ３ｐは、それぞれの巻線Ｎ１〜Ｎ３に流れる電流Ｉ１〜Ｉ３に比例すると考えてよいから、数４に示したＩ１ｐ〜Ｉ３ｐをそれぞれＩ１〜Ｉ３に置き換えた時には、数５に示すように、ピーク電流値でなく普通の電流値Ｉ１〜Ｉ３による起磁力Ｅｍ（ｆｗ）及びＥｍ（ｆｂ）を求める式が得られる。
【００４１】
【数５】

【００４２】
各２次巻線Ｎ１〜Ｎ３にそれぞれ定格電流を流した時の起磁力Ｅｍは、数５に示した式にそれぞれＩ１＝Ｉ２＝４（Ａ），Ｉ３＝０．１（Ａ）を代入すれば、それぞれ実施例のトランス１４ではＥｍ（ｆｗ）＝９８．７ＡＴ、従来例のトランス３４ではＥｍ（ｆｂ）＝９６．９ＡＴになる。
【００４３】
トランス１４及びトランス３４のコアの起磁力の限界値Ｅｍｓを、それぞれ上記の値に設定しておけば、各出力回路１〜３及び３１〜３３が定格電流を出力している時に、いずれかの出力回路が過負荷になって定格電流より大きな過大電流が流れると、コアが飽和領域（図２）に入ってインダクタンスＬが減少するから、１次巻線ＮｐとトランジスタＱとの直列回路には、過大電流を含んだ全出力電流に対応する１次電流よりも遥かに大きな電流が流れる。
【００４４】
そのため、トランス１４又はトランス３４が過大電流によって温度が異常に上昇する前に、その１次側回路すなわち１次巻線ＮｐとトランジスタＱとの直列回路に流れる電流が、トランジスタＱの最大定格電流を遥かに超えて、トランジスタＱが瞬時に破壊されるから、スイッチングが停止してトランスの絶縁破壊による感電や発火等の重大事故を未然に防止することが出来る。
【００４５】
【表１】

【００４６】
実際問題としては、コアの起磁力の限界値Ｅｍｓを、定格電流が流れている時の起磁力Ｅｍ（ｆｗ）又はＥｍ（ｆｂ）よりも余裕をもって高めに設定する。
表１は、例えば起磁力の限界値をＥｍｓ＝１２０ＡＴに設定した場合において、実施例及び従来例の各数値を対比して示す表であり、それぞれ定格電流を流した時の起磁力Ｅｍが９８．７ＡＴ又は９６．９ＡＴである実施例又は従来例の限界値Ｅｍｓに対する起磁力の余裕分は表１に示したように２１．３ＡＴ又は２３．１ＡＴになる。
【００４７】
したがって、出力電流Ｉ１又はＩ２のいずれか、あるいはその和が、それぞれ数５に示した係数１２（Ｔ）によって起磁力の余裕分の１／１２、すなわち実施例又は従来例において定格電流（４Ａあるいは８Ａ）より１．７７５Ａ又は１．９２５Ａだけ超えた時に、設定した限界値Ｅｍｓである１２０ＡＴに達する。定格電流（４Ａ）に対する比率でいえば、それぞれ４４％又は４８％オーバの状態である。
【００４８】
一方、出力電流Ｉ３について同様に計算すると、実施例又は従来例において、それぞれ数５に示した係数２７（Ｔ）又は９（Ｔ）によって起磁力の余裕分の１／２７又は１／９すなわち定格電流（０．１）より０．７８９Ａ又は２．５６７Ａだけ超えた時に限界値Ｅｍｓに達する。これは比率でいえばそれぞれ７９０％又は２５７０％オーバの状態、すなわち定格電流の８．９倍又は２６．７倍の過大電流が流れると、コアが飽和することになる。
【００４９】
このように、定格出力電流（又は電力）の小さい出力回路ほど過大電流の検出感度が低くなる傾向は各出力回路毎にその定格電流に応じた容量のヒューズを設けるという保守上煩雑な手段以外には、交流電源入力側にヒューズを設けるにしても、トランスの温度の異常上昇を検出して回路を遮断するにしても、避けられない問題である。
【００５０】
しかしながら、図１に示したこの発明の一実施形態であるＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、そのトランス１４の最も電力容量の小さい２次巻線Ｎ３の巻方向を、従来ＤＣ−ＤＣコンバータ３０（図４）のトランス３４のフライバック巻線からなる２次巻線Ｎ３とは逆に、１次巻線Ｎｐと同方向のフォーワード巻線としたことにより、実施例の出力回路３と従来例の出力回路３３とを同一出力容量（１５Ｖ，０．１Ａ）にした場合に２次巻線Ｎ３の巻数が、それぞれ３Ｔと９Ｔになった。
【００５１】
すなわち、実施例の巻数は従来例に比べて１／３である。その結果、数１に示したように、従来例では出力電流Ｉ３が定格電流（０．１Ａ）の２７倍を超える過大電流が流れた時にトランジスタＱが破壊されてスイッチングが停止し、重大事故を防止するのに対して、実施例では過大電流が９倍を超えるとスイッチングが停止するから、過大電流検出感度は略３倍に改善されたことになる。
【００５２】
一般に、２次巻線をフライバック巻線からフォーワード巻線に変えた時に巻数が１／Ｍになったとすれば、それぞれ数３に示したように、インダクタンスＬは１／Ｍ^２に減少し、インダクタンスＬに反比例する電流ＩはＭ^２倍になる。
数４及び数５に示した起磁力Ｅｍの式のピーク電流Ｉ３ｐ又は電流Ｉ３の係数は、電流と巻数との積であるから、フォーワード巻線の場合の係数はフライバック巻線に比べてＭ倍になる。
【００５３】
したがって、表１に示した定格時の起磁力Ｅｍの僅かな違い（１．８ＡＴ）を無視して、起磁力Ｅｍの余裕分が同じであるとすれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０のトランス１４のコアは、ＤＣ−ＤＣコンバータ３０のトランス３４のコアに比べて、電流Ｉ３の定格電流に対する超過分が１／Ｍで飽和に達するから、検出感度はＭ倍になり、それだけ過大電流による重大事故に対する安全性が向上している。
【００５４】
以上説明した効果は、フライバック型多出力ＤＣ−ＤＣコンバータのフィードバック系出力回路１以外の他のいずれかの出力回路に接続する２次巻線に適用してもある程度得られるが、上述したＤＣ−ＤＣコンバータ１０のように他の２次巻線のうち最も電力容量の小さい（通常は最も電流容量の小さい）２次巻線Ｎ３に適用することによって大きな効果が得られる。
【００５５】
もし、２次巻線Ｎ３より電力容量の遥かに大きい２次巻線Ｎ２に適用すると、表１からも容易に推定できるように、過大電流の検出感度が上がり過ぎて、僅かな過大電流でもトランジスタＱが破壊してしまい、実用上問題である。
しかしながら、出力回路の数がもっと多いＤＣ−ＤＣコンバータの場合は、フォーワード巻線に変換する２次巻線は１個に限定されるものではなく、電力容量の小さい出力回路から順に２個以上の２次巻線をフォーワード巻線にしてもよいことはいうまでもない。
【００５６】
あるいは、出力回路の数がもっと多いＤＣ−ＤＣコンバータであって、その各出力回路の電力容量（又は電流容量）が同じである場合には、過大電流の検出感度が上がり過ぎない範囲で出力回路の数に応じて１個又はそれ以上の２次巻線をフォーワード巻線に変換することも可能である。
【００５７】
【発明の効果】
以上説明したように、この発明によるフライバック型多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、何等のコストアップを招くことなく、安全性を向上させることが出来る。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の一実施形態であるフライバック型多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの構成の一例を示す回路図である。
【図２】ＤＣ−ＤＣコンバータに使用されるフライバックトランスの起磁力とインダクタンスとの関係の一例を示す線図である。
【図３】ＤＣ−ＤＣコンバータに使用されるフライバックトランスの磁界の強さと磁束密度との関係の一例を示す線図である。
【図４】従来のフライバック型多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの構成の一例を示す回路図である。
【符号の説明】
１：出力回路（フィードバック系出力回路）
２，３：出力回路５：スイッチング制御回路
１０：ＤＣ−ＤＣコンバータ
１４：トランス（フライバックトランス）
Ｎ１〜Ｎ３：２次巻線Ｎｐ：１次巻線
Ｑ：トランジスタ（スイッチング素子）

Claims

互いに絶縁された１次巻線と複数のフライバック巻線からなる２次巻線とを有するフライバックトランスと、該フライバックトランスの複数の２次巻線にそれぞれ接続された複数の出力回路と、前記フライバックトランスの１次巻線と直列に接続したスイッチング素子とを備え、
前記１次巻線とスイッチング素子との直列回路に１次直流電力を入力し、前記スイッチング素子をスイッチングすることにより前記フライバックトランスの複数の２次巻線に誘起される２次交流電力を、それぞれ前記複数の出力回路が整流平滑して２次直流電力を負荷に出力すると共に、前記複数の出力回路のうちの１つをフィードバック系出力回路としてその出力電圧を検出し、該出力電圧が予め設定された電圧になるように前記スイッチング素子のスイッチングを制御するフライバック型多出力ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記フィードバック系出力回路に接続された２次巻線を除く他の２次巻線のうちの少なくとも最も電力容量の小さい２次巻線をその巻方向が前記１次巻線の巻方向と同じフォーワード巻線にしたことを特徴とするフライバック型多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ。