JP2571761B2 - 暗号デジタル信号送受信装置及び方法 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、暗号デジタル信号送受信装置および副帯域
信号処理方法に関するものである。

〔従来の技術およびその問題点〕

種々の形式の副帯域符号器、および多くの種類の量子
化されたデジタル信号符号化／復号化アルゴリズムが良
く知られている。たとえば、適応パルス符号変調（APC
M）およびブロツク圧伸されたパルス符号変調（BCPCM）
の論文を含む、レーレー・フエージング・チヤネルのた
めの副帯域符号器の設計技術が、プロシーデイングス・
オブ・ザ・アイ・イー・イー・イー国際通信会議（Proc
eedings of the IEEE International Conference on Co
mmunications）1984年５月３巻、1163〜1168ページ所載
のジンサー（Zinser）、シルバースタイン（Silverstei
n）、アンダーソン（Anderson）による「レーレー・フ
エージング・チヤネルのための頑丈な9.6Kb/s副帯域符
号器設計（A Robust 9.6Kb/s Subband Coder Design fo
r the Rayleigh Fading Channel）」において論じられ
ている。その論文には副帯域符号器設計に関連する諸文
献が記載されており、それらの文献（番号１〜10）、お
よび別の関連する文献（番号11〜15）を以下に列挙す
る。

1.クロチーレ他「副帯域における音声のデジタル符号
化」、ベルシステム・テクニカル・ジヤーナル、55（19
76年10月号）、1069〜1085ページ。

2.クロチーレ「低ビツト速度音声通信用副帯域符号器の
設計について」ベルシステム・テクニカル・ジヤーナ
ル、56（1977年５〜６月号）、747〜770ページ。

3.クロチーレ「デジタル信号処理装置：副帯域符号化」
ベルシステム・テクニカル・ジヤーナル、60（1981年９
月号）、1633〜1653ページ。

4.エステバン他「分割帯域音声符号化技術への直角ミラ
ーフイルタの応用」、音響、音声および信号処理に関す
る1977年国際会議（ハートフオード、CT）（1977年５
月）会議録、191〜195ページ。

5.カミスキー他「音声の差動PCM符号化における適応量
子化」ベルシステム・テクニカル・ジヤーナル、52（19
73年９月号）、1105〜1118ページ。

6.グツドマン他「頑丈な適応量子化器」アイ・イー・イ
ー・イー議事録、通信、COM−23（1975年11月）、1362
〜1365ページ。

7.クロイジヤー「PCMおよびデルタ変調における進歩：
音声信号のブロツク圧伸された符号化」、1974年国際チ
ユーリツヒ・セミナー会議録。

8.ジヨンストン「直角ミラーフイルタ・バンクに使用す
るために設計されたフイルタ・フアミリー」、音響、音
声および信号処理に関する1980年国際会議、デンバー、
CO（1980年４月）会議録、291〜294ページ）。

9.マツクス「歪を最少にした量子化」アイ・アール・イ
ー、情報理論議事録、IT−６（1960年３月）、７〜12ペ
ージ。

10.ジエイクス「マイクロ波移動通信」、ジヨン・ワイ
リー・アンド・サンズ（Jakes,W.C.“Microwave Mobile
Communications",John Wiley＆Sons,New York（197
4））。

11.ボツデイ他「適応差動パルス符号変調符号化」、ベ
ルシステム・テクニカル・ジヤーナル、第60巻第７号、
1981年９月、1547〜1561ページ。

12.クロチーレ他「9.6Kb/s DSP 音声符号器」、ベルシ
ステム・テクニカル・ジヤーナル、61巻、第９号、1982
年11月、2263〜2288ページ。

13.スミス他「樹木構造副帯域符号器用の正確な再構成
フイルタ・バンクを設計する手順」1984年３月、音響、
音声および信号処理に関するアイ・イー・イー・イー国
際会議会議録、第２巻、27.1.1〜27.1.4。

14.バーンウエル他「TMS 32010 を用いた実時間音声副
帯域符号器」（Barnwell.T.P.et al.“A Real Time Spe
ech Subband Codcr Using the TMS 32010"）。15.フジ
ヤルブラント他「主ブロツク長が短い音声信号ATC装置
およびマイクロプロセツサを用いたそれの構成」，・・
・・357〜363ページ。

それらの文献に全体的に記述されているような実時間
副帯域ボコーダの応用においては、量子化および符号化
のために、（ａ）適応パルス符号変調（APCM）すなわち
密接に関連する適応差動パルス符号変調（ADPCM）およ
び（ｂ）ブロツク圧伸されたパルス符号変調（BCPCM）
との少くとも２種類の一般的な技術がある。それらの一
般的な副帯域符号化技術は共に前記ジンサー他の論文に
詳しく記述されている。その論文においては、比較的複
雑なBCPCM符号化／復号化アルゴリズムを用いる副帯域
符号器と、あまり複雑ではないAPCM符号化／復号化アル
ゴリズムを用いる副帯域符号器について記述し、両者を
比較している。その比較により、APCM副帯域符号器はBC
PCM副帯域符号器よりも主観的な品質が低く、かつチヤ
ネル誤差の許容度が低いことが判明している。このこと
からわかるように、あまり複雑ではないAPCMアルゴリズ
ムは、より複雑なBCPCMアルゴリズムが必要とするメモ
リよりも少容量のメモリを（たとえばデジタル信号処理
装置において）必要とする。

その結果、BCPCM副帯域符号器を使用する方が好まし
いであろうと結論されるかもしれない。しかし、BCPCM
アルゴリズムのためのメモリの容量に対する大きな要求
は、いくつかの利用できるデジタル信号処理（DSP）集
積回路の利用可能なRAM容量を超えることが判明してい
る（たとえば、NEC7720集積回路がその一例で、それのR
AMの容量はたつた128×26ビツトである）。

〔問題点を解決するための手段〕 しかし、本発明に従つて、必要とするデジタルメモリ
の容量を最小にし、しかも全体のS/N比が、従来の全APC
M副帯域符号器と比較して1dbまたはそれ以上改善された
（そして、おそらくは主観的な音声の品質が良い）ハイ
ブリツド副帯域APCM/BCPCMアルゴリズムを使用すること
が可能であることを本発明の発明者は見出した。

従来は、種々の符号化／復号化アルゴリズムが時に縦
続にされていた（たとえば、クロチーレ（Crochiere）
他の論文「9.6Kb/s DSP 音声符号器（A9.6−Kb/s DSP S
peech Coder）」を参照されたい。この論文に記載され
ているDSP音声符号器は、各副帯域においてADPCMを使用
する副帯域符号化アルゴリズムに先立つて時間領域高調
波スケーリング回路網を使用している。）副帯域符号器
の種々の副帯域に種々の符号化／復号化アルゴリズムを
使用することは新規な技術であると信ぜられる。限られ
たデジタルメモリ容量を有するデジタル信号処理装置
（DSP）の集積回路実現に関して、そのような新規なハ
イブリツド副帯域符号化技術は大きな利点をもたらすも
のであることが見出されている。

たとえば、本発明の好適な実施例においては、180〜2
900Hzの音声信号帯域幅が４オクターブに分割される。
おそらくそれらのオクターブ副帯域のうちのただ１つを
より複雑なBCPCMアルゴリズムで取扱うことができるも
のとすると、最高音域（たとえば1450〜2900Hz）をBCPC
M符号化のための好適な含帯域として選択する。その実
施例においては、１秒間当り9244ビツトの全出力速度を
達成するように、その最高音域の副帯域を約１標本当り
１−1/3ビツトをこえないようにして符号化せねばなら
ない。したがつて、その実施例においては、実時間デジ
タル信号処理装置は、利得の大きなデータの16符号ビツ
トと５ビツトで16標本ブロツクを符号化することにより
BCPCMを実現する。この結果として、１標本当り21/16す
なわち1.3125ビツトの出力速度となる。更に、そのよう
な技術は16ビツト・アーキテクチヤにおいてはコンピユ
ータ・メモリのただ２語を必要とする。すなわち、符号
ビツトのための１つの16ビツトFIFOバツフアおよび１つ
の16ビツトバツフアである。そのバツフアには利得の大
きさを累積する。

そのようなハイブリツド副帯域符号器が典型的な音声
信号に適用された時に、類似の全APCM副帯域符号器（例
えば、最高音域副帯域に対して１標本当り１−1/3ビツ
トを使用する符号器）と比較して、このハイブリツド技
術は約1db良いS/N比（たとえば、4db対3dbおよびおそら
くはそれより良い）を生ずる。

非対称直角ミラーフイルタ（QMF）ツリーを用いる副
帯域符号器も良く知られている。たとえば、副帯域符号
化／復号化技術に関連して、デジタル化された音声信号
を４オクターブ帯に分離するために用いられるそのよう
なQMFフイルタ・ツリー（およびそれらのオクターブ帯
域を受信器において１つの帯域にまとめるための逆QMF
ツリー）が前記ジンサー他の論文において論じられてい
る。

周知のように、非対称的なQMFフイルタ・ツリーは、
デジタル化された入力信号を、信号成分の種々の周波数
副帯域を表すデジタル信号の副帯域チヤネルに効率的に
分割するのに最も適する。そのようなQMFフイルタ・ツ
リーは、信号処理アルゴリズムを物理適に実現するため
にプログラムされたデジタル信号処理装置が採用される
場合に、とくに有利である。

そのようなQMFフイルタ・バンクの非対称的な樹木構
造のために、種々の帯域が異なる数のフイルタ素子を有
し、したがつて種々の副帯域チヤネルに種々の波処理
時間を含ませるものであることも良く知られている。装
置内をほぼ時間同期して伝わる種々の周波数成分を表す
デジタル信号を保持するように、種々の副帯域チヤネル
中に補償遅延時間を含むことが従来の慣例である。各チ
ヤネルにおいて補償遅延時間の求められている長さを計
算する式が前記ジンサー他の論文に明確に与えられてい
る。

しかし、従来の副帯域信号処理においては、そのよう
な遅延時間補償は、QMF波機能自体の一部として、ま
たはそれに隣接するものとして従来行われていた。QMF
フイルタツリーにそのように密接に関連する場合には、
遅延時間補償のために必要とされるデジタルメモリは、
それに含まれる比較的高いビツト速度のためにかなり大
型となることがある。

しかし、本発明の発明者は、副帯域チヤネル内の帯域
圧縮された符号化されたデジタル信号に対して所要の遅
延時間補償をうまく行うことができ、それによつてその
遅延時間補償を行うために必要なメモリの容量を大幅に
小さくできる。

たとえば、送信機側では、適当な符号化アルゴリズム
によりデジタル帯域幅圧縮が行われて後まで遅延時間補
償は導入されない（たとえば、適応パルス符号変調、適
応差動パルス符号変調、ブロツク圧伸されたパルス符号
変調等）。受信機側では、逆QMFフイルタツリーに関連
する類似の求められる遅延時間補償を復号段階より先に
行うことができる（希望によつては、与えられた任意の
チヤネルに対する希望の全副帯域遅延を送信機側での
み、または受信機側でのみ、あるいは希望する任意のや
り方で送信機側と受信機側の間で分けて行うことができ
る。） この実施例においては、符号化の前および符号化の後
で装置を通る１秒間当りのビツト数の比は約4.7対１で
ある。したがつて、装置内の信号が最低ビツト速度に圧
縮される点において求められている遅延時間補償を行う
ことにより、その遅延を実現するために求められるデジ
タルメモリの容量を大幅に小さくできる。この実施例に
おいては、従来求められているRAM（たとえば、ジンサ
ー他の前記論文において計算された遅延時間補償を実現
するために）は49語の16ビツト語であるが、本発明によ
ると必要なRAMの容量は僅かに５語の16ビツト語であ
る。

本発明は副帯域符号器／復号器（たとえば、多重帯域
データ圧縮波形符号器／復号器）において遅延等化を効
率的に行う技術を含む。その技術により音声帯域幅圧縮
アルゴリズムを（デジタルメモリの必要な容量を最小に
するという面で）とくに効率的に実現できる。また、そ
の技術は、装置内のある点においてより少い１秒間当り
のビツト数の伝送を求めるようにデジタル信号の帯域幅
が圧縮されるような、より一般化された波形符号器／復
号器アルゴリズムを効率的に実現するためにもちろん使
用できる。

とくに、個々の副帯域内の処理された信号が多重化さ
れて共通の通信チヤネルを通じて送られる前か、少くと
もその信号が復号されて適切な時間同期に再び組合され
る（すなわち、「同相」）前かの少くとも一方の動作が
行われる前に、その信号を互いに同期させるように、フ
イルタ素子のために（またはそのことなら他のどんな素
子のためにも）遅延等化が効率的に実現される。現在利
用できるいくつかのDSP（デジタル信号処理器）は限ら
れたオンチツプメモリ容量を有するだけであるから、本
発明のより効率的な遅延時間補償技術により、求められ
ている全ての信号処理機能を１枚のDSP集積回路チツプ
上に実現できる。

無線通信チヤネルを通じてのデジタル制御およびメツ
セージ・データ信号の送受信も周知である。たとえば、
米国特許第4,027,243号には無線通信装置においてデジ
タル制御される無線送信機および受信機のためのある態
様のデジタルメツセージ発生器が記述されている。無線
局の間で伝送される安定した各デジタル指令メツセージ
列においてビツト同期および語同期（補足された態様お
よび補足されない態様でのアドレス情報の多重伝送を含
む）を行うための備えがされる。フレーム同期のための
三者択二で決定されるバーカー（Barker）符号同期語を
検出できるモデム回路がスタツクハウス（Stackhouse）
他の装置に含まれる。

デジタル化された音声信号の暗号符号化も知られてい
る。たとえば、本発明のこの好適な実施例において利用
されるデータ暗号化規格（DES）自体は周知であり下記
の出版物に詳しく記述されている。

「連邦情報処理規格」、出版番号46、データ暗号化規
格，米国商務省NTIS、22161バージニア州、スプリング
フイールド、ポート・ロイヤル通り5285。

「連邦規格1027 GSA、電気通信、DESを使用する機器
のための一般的な安全要求」、NTISまたは米国印刷局か
ら入手できる。

「連邦情報処理規格、出版番号81、DES動作モード」
（「出力帰還モード」が本発明のこの実施例において利
用される）、NTISまたは米国印刷局から入手できる。

典型的には、DESにおけるように、符号化されたデジ
タル音声信号は、逐次変化する暗号化「ベクトル」とと
もに一定寸法のブロツクすなわち「フレーム」で送られ
る。そのベクトルは、適切な秘密「キー」デジタルデー
タに組合された時に、デジタル化されたデータ（または
他の任意の形式のデジタルデータ）を符号化または復号
化するために使用できる。

種々の形式の無線通信回路網内で自動選択を信号する
ことも知られている。時には、希望の選択信号機能を
（たとえば、利用できる通信チヤネルの選択および装置
内に受けられるメツセージの希望の幅セツトの選択）行
うために別の「制御」チヤネルが利用される。

しかし、種々の理由から、デジタル化されて暗号符号
化された音声データ信号を利用する従来の音声秘匿装置
においては、真の自動選択的信号性能をこれまでに利用
できたとは信ぜられない。しかし、そのような選択的信
号性能を有することは多くの無線通信環境において極め
て望ましい。たとえば、そのように暗号化されたデジタ
ル音声メツセージを発生または中継する与えられた送受
信機の範囲内にあるかもしれない複数の中継局の１局を
選択的にアドレスするために非常に有用なことがある。

また、真の選択的信号性能を有するデジタル音声秘匿
無線通信装置に関連して、遅いエントリイと同期回復
（語および暗号同期回復）の少くとも一方を行えるよう
にすることが極めて望ましいことであると信ぜられる。

スタツクハウス他の論文に記述されているように、無
線周波数通信チヤネルには雑音が比較的多く、時にはあ
まり信頼度が高くない通信チヤネルである。衝撃性の雑
音、多重通路妨害および信号フエージングは、うまく解
決せねばならない予測される諸問題の典型的なものであ
る。

本発明は、無線周波数通信チヤネルに関連してとくに
良好である前記諸特長を与える独特の制御形式および符
号化された音声デジタル信号を利用するものである。も
ちろん、この同じ独特の制御形式は、たとえば従来の電
話チヤネルすなわち有線（おそらく、チヤネルの各末端
に付加される従来のモデムも使用する）のようなあまり
面倒ではない他の任意の種類の通信チヤネルに対しても
有利である。

〔実施例〕

以下、図面を参照して本発明を詳しく説明する。

第１図に示す送受信機は通常の無線周波数送信機10と
無線周波数受信機12（または、通常の有線モデムの送信
線および受信線のような他の任意の通信チヤネル送信機
および受信機）を含む。第１図に示すように、この送受
信機は無線周波数または他の態様の通しチヤネルを介し
て１つまたはそれ以上の中継局または他の送受信機ある
いは基地局と通信できる。この送受信機を通常の「平
文」モードまたは暗号化すなわち「秘匿」モードで動作
させることができるように、平文／秘匿スイツチS1,S2
（典型的には、デジタルスイツチ信号の制御の下にアナ
ログ信号を切換えるために使用される通常の固体制御MU
Xスイツチとして実現される）を設けることができる。
たとえば、それらのスイツチが第１図に示すように「平
文」モードにあると、マイクロホンから来て送られる音
声入力が送信機10に単に直結され、受信機12の出力は通
常の受信機音声出力回路に直結される。

スイツチS1,S2が「秘匿」モード位置へ動かされる
と、第１図に示されている回路のうちマイクロプロセツ
サにより制御される残りの部分が、通常の受信機音声入
力回路／出力回路と通常の無線周波数送信機回路10と無
線周波数受信機回路12の間の動作に切換えられる。とく
に、マイクロプロセツサにより制御される回路は通常の
音声入力信号（たとえば、マイクロホンまたは音声増幅
器などから）それらの入力信号をスイツチS1において暗
号符号化されたデジタル信号列に変換し、それを送信機
10の変調器へ与える。受信機側では、デジタル信号列は
受信機12の検出器出力端子を経て到達し、最終的に復号
されてスイツチS2の下側接点においてアナログ音声信号
に変換されてから、通常の受信機音声出力回路（たとえ
ば音声増幅器、スピーカ等）へ送られる。

本発明の好適な実施例においては、受信信号を常に監
視できるように、受信機12の検出器出力端子は「秘匿」
デジタル復号回路へ常時接続される（第１図）。送信機
側において「平文」モードから「秘匿」モードへの切換
えが予期しないのに行われたとすると（たとえば、送信
中のメツセージの最初または中間部で）、受信機の「秘
匿」回路が所要の復号動作を自動的に開始し、復号した
音声信号を受信機の音声出力回路へ自動的に切換える。
この回路構成により、入来デジタル信号がうまく復号さ
れた場合には、受信機を「秘匿」モードに自動的に切換
えさせることが可能とされる。実際には、それは本発明
の好適な実施例のために考えられたものである。

第１図に示されているマイクロプロセツサ制御回路の
全体の構成は全体として通常のものである。とくに、こ
の送受信機の心臓部は制御マイクロプロセツサ14（たと
えばインテル8031集積回路チツプ）である。デジタル回
路の残りの部分交信は通常のデータバス16と制御バス18
を介して行われる。希望によつては、通常のプツシユト
ーク（PTT）スイツチ20を制御バス18中の１本の線と考
えることができる。送信される音声のモードを選択する
ために用いられる手動平文／秘匿モードスイツチ、希望
によつては、制御バス18中の１本の線とすることができ
る。前記したように、自動受信モード切換えが行われる
時は、手動平文／秘匿モードスイツチは不要であること
がわかるであろう。音声信号を既知のデジタル化アルゴ
リズムおよび処理アルゴリズムに従つてデジタル形態か
らアナログ形態にし、アナログ形態からデジタル形態に
変換するために、この送受信機は通常のコーデツク（た
とえばインテル2949集積回路）と、適当にプログラムさ
れたデジタル信号プロセツサ（DSP）の態様の通常の音
声符号化回路24とを含む。

この実施例においては、音声周波数帯180〜2900Hzが
４オクターブに分割される。最高の周波数帯1450〜2900
Hzは従来のブロツク圧伸されたパルス復号変調（BCPC
M）をされ、低い方の３つの副帯域は従来の適応パルス
符号変調（APCM）デジタル帯域幅圧縮技術により処理さ
れる。これに新規な遅延時間補償技術を組合せることに
より、１つのDSPチツプ24を用いて音声符号化を行うこ
とができる。

データ暗号化基準が従来のDES回路26（たとえばMC685
9集積回路）と従来のDESキーメモリ28（たとえば64バイ
トRAM）により実現される。第１図に示されているよう
に、本発明に関するプログラム制御構造を物理的に実現
するために適当な従来のROM回路30（たとえば4Kバイ
ト）も設けられる。

送信／受信インターフエイス回路32は「モデム」回路
と呼ばれることがあり、かつそのインターフエイス回路
は従来の構造とすることができる。それらのインターフ
エイス回路は米国特許第4,382,298号に記述されている
種類のビツト回復回路をなるべく含むようにする。従来
のクロツク回復回路およびアツプ／ダウン・カウンタ回
路を本発明に採用できるが、本願出願人が米国特許を受
ける権利を所有する1983年８月29日付の未決の米国特許
出願第527,471号および第527,470号にそれぞれ記述され
ているクロツク回復回路と、アツプ／ダウン・カウンタ
回路を使用するとよい。送信機10および受信機12のよう
な無線周波数送信機および無線周波数送信機に使用する
のに適当なデジタル送信／受信モデム・インターフエイ
ス回路と、物理的に結像されて構成されたバーカー（Ba
rker）符号同期語検出器とについては米国特許第4,027,
243号を参照されたい。ここで説明している実施例にお
いては、インターフエイス32を「同期探索」モードに置
くことができる。このモードにおいてはそのバーカー符
号同期語検出器が作動させられて、その同期語が検出さ
れた時に優先割込信号を出力してマイクロプロセツサ14
を制御する。

従来のガウス最小シフトキー（Gaussian Minimum Shi
ft Key）（GMSK）フイルタ34（たとえば、3dB点におい
て測定された約7KHzの遮断周波数を有する第４次低域ベ
ツセル（Bessel）フイルタ）をなるべく含ませ、デジタ
ル出力信号流を処理してから、そのデジタル出力信号流
を送信機10の変調器へ送る。

受信機12の出力（たとえばfm弁別器からの）も従来の
振幅制限回路36を介して送り、受信機の弁別器の出力中
に存在することがある直流バイアス効果を無くす。たと
えば、振幅制限回路36は、受信機12からの瞬時入来信号
を、先立つ比較的短い期間にわたる平均値と比較する。

送信／受信インターフエイス32は、たとえば送信すべ
きデジタル２進信号の直列流を発生するための従来の並
列−直列シフトレジスタを送信側に有することができ
る。受信側では、送信／受信インターフエイス32は、ビ
ツト同期をとるためのデジタル・フエーズロツクループ
と、語同期をとるために使用できる所定のバーカー符号
を認識する物理的に結線された相関器とを典型的に利用
できる。

この好適な実施例において使用されるデータ書式につ
いて以下に説明する。同様に、QMFバンクとともに使用
される遅延時間補償を符号化段階（送信中）の後で、か
つ復号段階（受信中）の前になるべく挿入する。こうす
ることによりそのような遅延を行うために必要とするメ
モリの容量が最小となり、したがつて、限られた記憶容
量の１つのDSPを用いて実現できるようにするのに有用
である。

いまは最近のDSPを利用できることを当業者は理解さ
れるであろう。希望の波機能、遅延機能、符号化／復
号化機能（たとえばADPCM/BCPCM）、多重化機能、デマ
ルチプレツクス機能等を行えるように、そのDSP回路は
適切にプログラム（たとえば、マイクロコード化）でき
る。実際に、ここで説明している実施例においては、第
１図に示されているNEC7720デジタル信号プロセツサ（D
SP）24がそのようにプログラムされる。しかし、種々の
デジタル信号処理段階の機能的な重要性をより良く理解
し、したがつて適切なプログラミングによりそれらの機
能の実現を容易にするためには、第２〜４図および第８
〜10図に示されている種類の機能ブロツク図を利用する
ことが普通である。必要な機能が機能ブロツク図の形で
ひとたび定められると、それらの機能を実現するために
適切なデジタル信号プロセツサ（DSP）をどのようにプ
ログラムするかを当業者は容易に理解するであろう。そ
れらの機能は、任意に与えられたブロツクにおいて通常
のものであつて、周知のデジタル信号処理機能である。

ハイブリツド副帯域符号化／復号化アルゴリズムを使
用することは、記憶容量が限られている１個のDSP集積
回路チツプ（たとえばNEC7720）上で音声符号化を希望
によりなぜ行うことができるかの大きな理由である。ま
た、メモリの使用を更に節約するために、ここで説明し
ている実施例は、符号化段階（送信機能における）の前
で、復号段階（受信機能における）の後に必要な遅延時
間補償を行う。符号化機能と復号化機能の間、その間に
おいては信号が最も圧縮されている（たとえば、１秒間
当りのビツトの数が最少）、必要な遅延時間補償を行う
ことにより、その遅延時間補償を行うために必要なメモ
リの容量は、いまわかつたように、最小である。

もちろん、メモリに対する制約があまり厳しくない他
のデジタル信号処理装置もある。そのような信号処理装
置は本発明のハイブリツド副帯域符号化／復号化機能を
行うために使用できる。それは、たとえば、装置の信号
処理装置として主フレーム処理装置を使用することによ
り使用できる。また、本発明のハイブリツド副帯域符号
化を行うために複数のDSPチツプを利用することもでき
る。したがつて、メモリに対する制約はあまり厳しくな
いが、他の同様な制約（たとえば通信チヤネルの帯域幅
が制限されている）が存在している場合には、S/N比を
大幅に改善し、かつその他の利点を得るために、本発明
のハイブリツド副帯域符号化／復号化技術を利用でき
る。

第２図の機能ブロツク図においては、入力端子100に
おける入力信号は入力アナログ音声信号が既にデジタル
化されたものである。たとえば、その入力信号は、第１
図のコーデツク22から第１図のDSP24の入力バツフアレ
ジスタへ入力される直列ビツト系列とすることができ
る。入力端子100に存在する信号は典型的には成分の周
波数帯（例えば約180〜2900Hz）を有する入力電気信号
を表す。

第２図の４バンド直角ミラーフイルタ（QMF）バンク1
02において、周知のQMFバンク（たとえば、このような
実時間応用のためのコンピュータに対する諸要求を簡単
にしたり、最少限にしたりする従来の非対称的な樹木構
造）が利用される。QMFフイルタは周波数範囲の種々の
副帯域中の音声信号成分を表す複数のデジタル信号をチ
ヤネルに入力信号を分離する。たとえば、第２図に示す
ように、帯域１〜４は180〜2900Hzの入力帯域幅の４オ
クターブ分割を表す。

典型的には、周知のQMF樹木構造が利用され、入来デ
ジタル信号を倍音関係にある帯域に分離するために、he
とhoのフイルタ対が非対称的な樹木構造において利用さ
れる。各フイルタ対は基本的にはタツプ付のデジタル遅
延線を有する。第１のフイルタ対はたとえば最高の周波
数帯域４の出力を生じ、第２のフイルタ対へその出力を
与える。第２のフイルタ対の出力は周波数帯域３で、第
３のフイルタ対へ与えられる。第３のフイルタ対は周波
数帯域２の出力を生じ、その出力は第４のフイルタ対へ
与えられる。その第４のフイルタ対は周波数帯域１の出
力を生ずる（第４のフイルタ対の第２の出力は単に使用
されない）。

以上の説明からわかるように、周波数帯域2,3,4の信
号路に含まれるフイルタ素子の数は少く、したがつて装
置内の種々の帯域内の対応する信号成分の伝播における
時間同期を維持するように、各帯域内で適当な遅延時間
を加えなければならない。したがつて、必要な遅延時間
補償は送信側または受信側において、あるいは送信側と
受信側の間で希望に応じた割合で行うことができる。た
とえば、使用される四対のQMFフイルタが32,16,16,16点
フイルタであるとすると、帯域4,3,2に対する対応する
遅延時間補償はそれぞれ49,21,7フイルタ処理時間であ
る。必要な遅延時間補償の正確な値は各フイルタ対にお
いて使用される点の数に依存する。たとえば、32,16,1
2,8点フイルタ対が使用されるものとすると、必要な遅
延時間単位は帯域4,3,2に対してそれぞれ28,11,3であ
る。そのような遅延時間補償値を計算するための全般的
な考慮および式は前記したジンサー他の論文に記述され
ている。

その遅延時間補償は従来はQMF波の直後に行われて
いたが、デジタル信号処理装置におけるデジタルメモリ
に対する諸要求を最大限に抑えたい場合には、後の帯域
幅圧縮ADPCM/BCPCM符号化段階の後で行うことができ
る。

また、第２図に示すように、QMFフイルタバンク102の
帯域１出力は従来の３ビツトADPCM符号器104へ与えられ
る。帯域２の出力は従来の２ビツトADPCM符号器106によ
り処理される。QMFフイルタ102の帯域３出力は従来の２
ビツトADPCM符号器108により処理される。しかし、QMF
フイルタ102からの帯域４出力はBCPCM符号器110へ与え
られて、副帯域符号器をハイブリツドADPCM/BCPCM型に
する。後で詳しく説明するように、APCMは単にADPCMの
特殊な場合であるから、符号器104,106,108にいずれの
技術も使用できる。

第２図に示されている多重化機能112は符号器104,10
6,108,110からの直列ビツト系列を受け、それを１つの
直列出力ビツト系列に変換してから、デジタル通信チヤ
ネルを介して送る。典型的には、符号化処理装置104〜1
10からの直列出力を単に緩衝し、それからそれらの出力
を１つの直列ビツト系列として出力するために所定の順
序でまとめることにより、多重化機能112はDSP24におい
て実現される。

第２図には示されていないが、送られるビツト系列を
暗号化したい場合には、多重化機能112からの直列ビツ
ト系列をDES暗号化アルゴリズムに従つて符号化するた
めに、その直列ビツト系列はDES回路26へ送られ、それ
により符号化されたデータバイトが緩衝され、パツクさ
れてから、ビツト並列形式からビツト直列形式に変換さ
れてフイルタ34を通つて送信機の変調器へ送られる。マ
イクロホンから変調器までのこの全体の送信動作が第５
図に機能的に示されている。

DESにより暗号化されるか否かを問わず、第２図に示
されている受信機部は、多重化機能112によりもともと
発生された直列ビツト系列に類似する直列ビツト系列を
最終的に受ける。たとえば、第６図に示すように、受信
機の弁別器から来た直列ビツト系列は振幅制限回路36を
通つて振幅制限されてから、ビツト並列形式に変換さ
れ、緩衝され、アンパツクされてから、DES回路26によ
り処理して入来データを平文に戻し、その平文にされた
直列ビツト系列を干渉し、アンパツクして（すなわち、
第２図の機能114により示されているようにデマルチプ
レツクスされる）、復号すべき帯域１〜４の各帯域に対
して適切な直列ビツト系列を発生する。

もちろん、第２図に示すように、帯域１〜３は従来AD
PCM復号アルゴリズムにより復号され、帯域４は従来のB
CPCM復号アルゴリズムに従つて復号される。帯域１〜４
に対してこのようにして復号された４つのビツト直列復
号された信号系列は従来の４帯域QMF逆フイルタバンク1
16へ与えられ、そこでそれらの信号はビツト直列出力系
列に組合される。最後に、第６図に示されているよう
に、副帯域復号器のビツト直列出力は従来のデジタル−
アナログ変換器（たとえばコーデツク22）によりアナロ
グ形式に変換されて、従来の受信機音声出力回路により
処理するのに適する音声アナログ信号となる。

ADPCMおよびBCPCM符号化／復号化機能はそれ自体周知
のもの（プログラム可能なデジタル信号処理装置でそれ
らの機能を直線的に実現するように）ではあるが、容易
に参照できるようにするために、それらの機能を第３図
と第４図に再び示している。

たとえば、第３図はADPCM符号器／復号器の典型的な
機能図を示す。量子化器／符号器300のデジタル出力が
それの現在の範囲の外側のレベルにあるものとすると、
ステツプの大きさ適応ロジツク302がその事実を検出
し、量子化器300により使用されるステツプの大きさを
大きくする。一方、量子化器300が現在の範囲の内側レ
ベルでのみ出力していることを検出されたとすると、ス
テツプの大きさが小さくなる。量子化器300とステツプ
の大きさ適応ロジツク302だけが用いられるものとする
と、この装置は実際にはAPCM符号器である。復号器304
と、第３図に示されている１タツプ予測器ループの残り
の部分（加算点を含む）を付加すると、この符号器は適
応作動PCM符号器とされる。利得βを０に等しくしたと
すると、ADPCMは再びAPCM符号器となる。この明細書で
使用する用語APCMおよびADPCMは同意語と考えられる。

第３図の受信機におけるステツプの大きさ適応ロジツ
ク302′は、送信機におけるロジツク302と同様に、集行
中のビツト系列値を基にしてほぼ同じ論理である。しか
し、チヤネル中に生ずる伝送誤差は受信機において正し
くない適応をさせることができるから、そのような誤差
を小さくするように、送信機ロジツク302と受信機ロジ
ツク302′に指数関数的な減衰係数をなるべく使用する
ようにする。その指数関数的な減衰については前記ジン
サー他の論文に詳しく記述されている。要約すると、ロ
ジツク302,302′により使用される適応式は下記のよう
な形をとることができる。

ｄ（ｎ）＝0.98〔ｄ（ｎ−１）〕＋ｍ〔Ｉ（ｎ）〕（式
１） ここに、ｄ（ｎ）はステツプの大きさの表のポイン
タ、Ｉ（ｎ）は量子化器のレベル、ｍ〔Ｉ（ｎ）〕はレ
ベルの関数として更新されるステツプの大きさのポイン
タである。

変数ｄ（ｎ）は典型的には値１と64の間に制約され
る。時刻ｎにおけるステツプの大きさ〔△（ｎ）〕は、
探索表の索引としてｄ（ｎ）の整数値を使用することに
より見出される。探索表は、装置の希望するダイナミツ
クレンジにまたがる64個の指数関数的に隔てられたステ
ツプの大きさを含む。

３ビツト量子化器のための典型的なｍ〔Ｉ（ｎ）〕表
は次の通りである。

（この明細書の初めに記載した参考文献11番にはこの技
術についてのより多くの情報を見出すことができる。） また、逆予測器ループが単に省かれるとすると、それ
はAPCM復号器に残される。それが所定の場所にあると、
当業者には明らかなように、それはADPCM復号器を有す
る。

BCPCM符号器／復号器の典型的な機能ブロツク図が第
４図に示されている。第４図において、QMFフイルタか
ら標本化された帯域４は１ビツト量子化器400により量
子化されて単なる直列ビツト系列を発生する。そのビツ
ト系列中の各ビツトは正または負の符号をつけられたス
テツプを表す。16標本の各ブロツクのために使用される
ステツプの大きさはそれら16個の標本の平均絶対値を機
能部404A,404Bで計算することにより得られる。利得の
計算中はFIFOバツフア402が16個の標本を保持する。こ
うすることにより、符号化された標本と利得は受信機に
同期して確実に受信されるようになる。そのバツフア・
レジスタは帯域４のための遅延時間補償バツフアの一部
として使用することもできる。利得補償の結果は量子化
器406において（たとえば４または５ビツト等を用い
て）量子化されそれから、ビツト直列系列を発生するよ
うにマルチプレクサ408で多重化されてからフレーム・
マルチプレクサ112（第２図）へ出力される。

チヤネルおよびデマルチプレクサ114を通つた後で、
帯域４の信号はデマルチプレクサ410においてチヤネル4
12における直列符号ビツトの系列と、チヤネル414にお
ける多ビツト量子化された利得信号に分けられる。その
信号は復号器416において復号されて希望のステツプの
大きさを復号器418内にセツトする。第４図に示すよう
に、出力を受信機のQMF逆フイルタバンク116（第２図）
へ与えるように、復号されたステツプの大きさを用いる
増分が、引き続く符号ビツトが復号器418において復号
されるにつれて、逐次加えられたり、差し引かれたりす
る。

当業者ならばわかるであろうが、各帯域の効果的な標
本化は、その帯域内の最高周波数成分に対するナイキス
ト（Nyquist）周波数に等しくなければならない。その
結果得られるデータ速度は標本化速度の関数のみでな
く、音声信号の各標本を表すために使用されるビツトの
数の関数でもある。たとえば、全標本化速度として約58
00Hzを使用すると、下記の表２は、通信チヤネルにおけ
る１秒間当り9600ビツトの全データ速度を得るための１
つの可能な構成例を示す。第２図の機能図の引き続く各
点において構成される帯域幅圧縮は、ハイブリツド幅帯
域符号化を用いて達成できる全帯域幅圧縮の種類を示す
ものである。

以上の説明からわかるように、同期信号およびおそら
くは他の「オーバヘツド」情報も典型的には送信される
直列流に多重化されるから、差し引きは表２に対して同
じに行われる。

この実施例においては比較的粗い量子化ステツプが利
用されるから、副帯域が実際には重なり合わない方が好
ましいと信ぜられる。したがつて、副帯域の間の接続部
は、装置全体の全周波数応答特性のくぼみに実際はあ
る。たとえば、第７図に示すように、装置の全周波数応
答内の副帯域の間の接続部は、ピーク帯域内帯域通過レ
ベル以下のデシベル数である点に生ずることがある。

先に述べたように、プログラムされたデジタル信号処
理装置を用いての副帯域符号器／復号器実現の数がこれ
までに既に論じられている。しかし、非対称的なQMF樹
木構造を用いるものは、第８図に示すように、QMF機能
に時間的に直接隣接する遅延時間補償を常に行うようで
ある。第８図において、入力端子800における時間的に
標本化された入力信号が帯域1,2,3,4における多重副帯
域デジタル信号に分割される。各帯域におけるデジタル
信号は元の信号の特定の周波数帯を表す。したがつて、
元の入力波形の周波数スペクトラム（たとえば、コーデ
ツクへのアナログ音声信号入力は入力端子800にデジタ
ル化された直列ビツト流を生ずる）は、四対の従来の直
角ミラーフイルタを用いて４つの副帯域に分割される。
QMFフイルタ対機能は周知のものであるから、第８図に
はそれを簡略化して示してある。

先行技術に従つて、帯域幅圧縮を行うある技術を用い
てデジタル信号の各副帯域チヤネルが符号化される。た
とえば、適応作動パルス符号変調（ADPCM）または単に
適応パルス符号変調（APCM）、あるいはブロツク圧伸さ
れたパルス符号変調（BCPCM）等である。第８図には、
圧縮されたデジタル信号がマルチプレクサ810において
多重化される（たとえば、与えられた順序で緩衝され、
パツクされる）前に、デジタル帯域幅符号器１〜４がそ
れぞれの副帯域チヤネルを処理して、元の波形の個々の
時間セグメントを表すデジタル信号のビツト直列系列を
与えるものとして示されている。第８図に概略示されて
いるように、適切な同期化ビツトおよび他のヘツダビツ
トすなわち「付加」ビツトも典型的に多重化され、出力
チヤネルに通される。

第８図には典型的な代表的ビツト速度が重畳されてい
る。それらのビツト速度は回路内の種々の点に含ませる
ことができる。たとえば、入力端子800に１秒間当り46,
400ビツトのオーダが存在することがあり、全部で４つ
の副帯域における組合されたQMFフイルタの出力は１秒
間当り約43,500ビツトにできる。ビツト速度の4.7対１
という大幅な低下は符号器の後で起る。その時には４つ
の副帯域チヤネルは全部で１秒間当り9,244ビツトを備
える。付加同期ビツトおよびヘツダビツトが加えられる
と、出力チヤネルは典型的には１秒間当り9,600ビツト
を備えることができる。

いずれにしても、帯域幅圧縮の前に遅延時間補償が起
われるものとすると、種々の副帯域チヤネルにおいて希
望の遅延時間補償を起うように、大幅に多くのビツトを
希望の遅延時間にわたつて格納せねばならないことに注
意されたい。

一方、第９図に示すようにデジタル帯域幅圧縮の後に
遅延時間補償がコーダー２〜４により行われるものとす
ると（副帯域１はそれの余分の波機能のために他の副
帯域よりも長く既に遅延させられているから、副帯域１
においては遅延時間補償は実際には不要である）、必要
な遅延時間の間に大幅に少いビツトを格納する必要があ
る。とくに、ここで説明している実施例においては、デ
ジタル的に帯域幅圧縮される情報流に対して遅延時間補
償を起うことにより、第８図に示されている従来の技術
よりもメモリの容量に対する要求を約10.4対１に改善で
きる。たとえば、必要な副帯域遅延の計算のためのジン
サー他による式を用いて、この実施例における従来のや
り方はDSP集積回路チツプ上の33＋13＋３＝49個の16ビ
ツト語のRAM語を使用することを典型的に必要とする。
これは、他の必要とするDSP機能のために有利に採用で
きる、オンチツプDSP遅延メモリの容量に対する諸要求
の最も大きい10.4対１の減少である。

受信機において元の信号を適切に再構成するためには
（第10図の機能図を見よ）、種々の副帯域信号が互いに
適切に時間同期してそれぞれの復号器１〜４に到達する
ことが絶対に必要である。

副帯域符号化の直線的な基本的実現においては、同程
度の簡単な帯域フイルタ（たとえば、それぞれ同数の遅
延段を導入する）を、全ての副帯域信号が時間的に同期
されたままであるように、対称的なやり方で使用でき
る。しかし、このやり方は面倒で、軸時間信号処理のた
めには効率が低い。効率がはるかに高いやり方は、第８
〜10図に示すように、帯域分割直角ミラーフイルタツリ
ーを実現するための効率的な多相構造である。ここで
は、デシメーシヨン（decimation）（h_eとh_oの区間の間
でフイルタ入力を交互に標本化することにより）はもち
ろん、帯域分割機能が同時に得られる。この実現はコン
ピユータによる処理の面では一層効率的であるが、波
ステツプの数が少い種々の副帯域に補償遅延時間が導入
されなければ、種々の副帯域内の信号は時間同期されな
い。必要な遅延段の数はフイルタの次数に依存するが、
典型的には50またはそれ以上の遅延段を４つの副帯域符
号器実現のために要求できる。信号がまだあまり大きく
帯域幅圧縮されていない点において第８図に示されてい
る先行技術におけるようなやり方で遅延時間補償が行わ
れるものとすると、比較的多数のビツトを求められてい
る遅延時間に対して格納せねばならない（たとえば、16
ビツトアーキテクチヤに対して50×16＝800）。

しかし、第９図に示すように本発明を用いると、遅延
時間補償を行うために要するデジタルメモリの容量は大
幅に小さくなる。これは、大幅なデジタル帯域幅圧縮を
行つて、DSP（または希望により他の特殊化されたハー
ドウエア）において利用できるデジタルメモリの個々の
語長にデータを一層効率的にパツクできるようにした後
でのみ、遅延時間補償を行うことによつて行われる。符
号器１〜４は、元の入力信号の各標本を表すために使用
されるビツトの数を単に減少させることにより、帯域幅
圧縮を行う。それらの減少させられたビツト数は従来の
DSP集積回路チツプ上のRAM内に桁送りされてきつくパツ
クされるから、遅延等化のために必要とするメモリの容
量を大幅に小さくできる。

第９図に示されているように、必要な遅延時間補償は
送信機が動作している間にもつぱら行われるが、第10図
に示すように、遅延時間補償を受信機の動作中に全面的
に、または部分的に行うこともできる。たとえば、第10
図に示すように、信号処理機能中の、希望する遅延時間
補償を行うために比較的少数のビツトを格納する必要が
ある点において遅延時間補償が再び行われる。とくに、
遅延時間補償は、第９図に示されている送信機の符号器
１〜４の間のどこか、または第10図に示されている受信
機の復号器１〜４のどこかで行われる。

以上の説明からわかるように、再構成されたデジタル
出力信号流は、コーデツク22への入力に対して求められ
る書式に応じてビツト直列またはビツト並列（すなわ
ち、バイト）書式とすることができる。

送信機10により送信され、または受信機12により受さ
れるデジタル信号の好適な時間順序を第11図に示す。デ
ジタル信号のこの書式すなわち時間順序はマイクロプロ
セツサ14のプログラム制御の下に送信するために発生さ
れ、受信モードにおいては、デジタル信号の同じ時間順
序すなわち書式を適切に検出および復号するように制御
マイクロプロセツサ14は更に（たとえばROM30を介し
て）プログラムされる。この独特な書式により最初のお
よび集行中のフレーム同期と、中継器アドレツシング
と、略号化同期と、選択的合図とを行える。全部で４種
類の情報が減衰防護（たとえば、無線周波数通信チヤネ
ルで通常予測される通常のレーレー・フエージング）の
ために比較的長いプリアンブル部で繰返し送信され、ま
た、暗号化された音声データ流内の一定の間隔で全部で
４種類の情報が繰返し送信される。多重繰返し、および
その他の技術の少くとも一方によるプリアンブルの減衰
防護により、正確な最初の同期化機能およびアドレツシ
ング機能の確立が非常に高くなる。音声データ流内の全
部で４種類の情報を反復することにより、遅れたエント
リイ（プリアンブルが失われたか、うまく復号できなか
つた場合）、および同期の回復（プリアンブルから最初
に得た同期が、与えられたメツセージが終る前に失われ
る場合）の少くとも一方を行うことができる。

第１図の送受信装置が「秘匿」モードにあり、PTTス
イツチが作動させられた時は、第11図に示されている書
式のプリアンブル部は、ビツト同期、語またはフレーム
同期、暗号化同期、およびアドレツシング（たとえば中
継器と他の選択的合図の少くとも一方）が行えるよう
に、最初に送信される。深いフエージング（たとえば45
ミリ秒まで）に対するフエード保護は、同期化動作の多
数回の繰返しおよび初期化ベクトル（IV）信号と選択的
合図（SS）信号により適切に行われる。なお、本実施例
では、IV信号は暗号同期をとるための64ビツト初期化ベ
クトルであり、SS信号は群または個々の合図機能のため
の16ビツト選択的合図アドレスである。

最初の「ドツテイング（dotting）」系列はビツト同
期のためのデジタル信号の１と０の単なる交番パターン
（たとえば101010・・・）であり、「送信機覚醒時間」
（たとえば25ミリ秒）の間続けられる。この最初の「ド
ツテイング」時間中に、受信機回路はビツト同期を迅速
に得ることができる。たとえば、入来するデジタル信号
の直列流とに対してビツト同期を自動的にとり、かつそ
の同期状態を維持するように、従来の物理的に結線され
たビツト同期回路を送信／受信インターフエイス32にお
いて利用できる。この明細書では論理１と０は単に２つ
の２進レベルを示すだけで、電圧の極性や大きさを示す
ものではないから、この明細書における説明を通じて論
理１と０を入れ換えて用いることができることを当業者
はわかるであろう。

次に、同期化シーケンスが、（ａ）予測される最長フ
エード持続時間と、（ｂ）99％の同期化獲得のために必
要とするビツト持続時間と、（ｃ）中継器を動作させる
ために必要な典型的な時間と、の和に等しい時間だけ起
る。同期化シーケンスの一例は48ビツト同期化群の12回
の繰返しを含む。各同期化群は16ビツト同期化語Ｓ（11
100010010のような11ビツト・バーカー符号と５ビツト
の一杯すなわちドツテイング）と、第２の16ビツト・フ
イールドを完成するためにコンプルメントされた形で１
回反復される８ビツトの「外部アドレス」（OA）（これ
は、２回反復される５ビツト中継器アドレス、プラスフ
イーラー（filler）のような他の内部データ構成を備え
ることができる）と、３回反復される５ビツト同期数
（SN）（２回目の反復はコンプルメントされた形で）
と、与えられた48ビツト群中の第３の16ビツト・フイー
ルドを完成するように奇数パリテイの最後の１ビツトと
を加えたものを含む。9600ボーにおいては、第11図のプ
リアンブル中の同期化シーケンスの576ビツトの全てを
送信するためには約60ミリ秒（（48×12）/9600）を要
する。

正しい同期化語Ｓが復号されると、次のOAフイールド
とSNフイールドを、各フイールド内の全てのベクトル
（OAフイールド内が２、SNフイールド内が３）が一致し
て適切なフイールド同期をとること、および十分に誤り
のない受信が行われることの少くとも一方を求めること
により認めることができる。（OAフイールドの書式によ
り、遅いエントリイをプリアンブル・エントリイから区
別できる。）３個の５ビツトベクトル・フイールドにお
いて三者択二を行うことにより、適切な同期化数SNを再
構成できる。同期化数SNのデータは同期化シーケンスの
現在の位置または瞬時位置を定めることを助けるととも
に、第11図に示すように、同期シーケンスと次のIVおよ
びSS信号シーケンスの間で正しい境界が識別されるよう
にすることを助ける。

IVフイールドとSSフイールドは第11図のプリアンブル
中の同期化シーケンスに従う。この第２の制御データシ
ーケンスは64ビツトガードバンド（GB）と、64ビツト初
期化ベクトル（IV）と、第11図に示されている1296ビツ
トの全体のIVおよびSSシーケンスにおいて９回反復され
る16ビツト選択的合図アドレス（SS）とを含む。64ビツ
トガードバンドGBは減衰防護を行い、64ビツトIVフイー
ルドは従来のDESに従つて暗号同期化を行うために使用
される。16ビツト選択的合図フイールド（SS）は無線通
信回路網に群および個々の選択的合図性能を与える。

IVおよびSSシーケンスは、（ａ）初期化ベクトルIVを
送信するために要する時間と、（ｂ）選択的合図送信機
SSのために要する時間と、（ｃ）SS/IV制御データフイ
ールドのために望ましい減衰防護の程度との和に等しい
時間だけ持続する。ここで説明している実施例において
は、1296ビツトのIVおよびSSシーケンスにおいて約45ミ
リ秒のフエード・マージンが与えられる。

選択的合図ベクトルSSは、同じDES暗号キーを用いて
個人または群を選択的に呼出すために用いられる。した
がつて、暗号通信回路網において選択的合図の性能が与
えられる。16ビツトSSフイールドは、同じ暗号キーを有
するユーザーがそれでも、それの特定の回路網内のサブ
セツトまたは個々の送受信装置に対して呼を分割する性
能を有するように、たとえば個々のアドレスを有する。
たとえば、DESキーを有するユーザー群内の選択的合図
を容易にするため、しかも異なるキーを有するユーザー
には情報を与えないようにするために、SSフイールドも
暗号化できる。

希望によつては付加メツセージを送り、または合図を
行えるようにするためにガードバンドGBを使用できる
が、ここで説明している実施例においては、それは単に
ドツテイング・パターンで充されるだけである約45ミリ
秒の減衰マージンを得るように64ビツトのドツテイング
が選択された。

DES初期化ベクトルIVは従来は64ビツトを含み、かつ
それは暗号流発生を初期化するために従来のDES暗号化
アルゴリズムにより使用される擬似ランダムに発生され
る初期化ベクトルである。

９回繰返されたIV/SSデータシーケンスを解析するた
めに「九者択五」が利用される。たとえば、受信機にお
いては、９つの逐次GB/IV/SSデータフイールドの各デー
タフイールドは少くとも九者択五を基にしてビツトごと
に選ばれる。選ばれた結果は、暗号化同期と選択的合図
の目的のために正しいIV/SSベクトルとして格納され
る。

第11図のフレーム書式は、約３％までのビツト誤差率
（BER）を有する無線周波数通信チヤネルにおいて99％
の正しい受信確率を得るように選択される。この解析に
おいては、フエージングは別々のプロセスとして取扱わ
れ、かつ第11図に示すように、反復される臨界同期化デ
ータとともに、冗長データを間にはさむ（または全部１
または全部０、任意のパターンあるいは単にドツトされ
たガードバンドを用いることにより「開かれた」ままに
される）ことにより取扱われる。たとえば、第11図に示
されている書式は、無線周波数通信チヤネルに約45ミリ
秒までのフエージングが起きたとしても、データが失わ
れることがないように構成される。そうすると、求めて
いる情報を正しく受信する確率は個々のフイールドの確
率の積となる。

したがつて、Pchを正確なプリアンプル受信の確率と
すると、 Pch＝（Pcs＊Pcoa＊Pcsn）＊Pcss＊Pciv （式２） となる。ここに、 Pcsは正しい同期Ｓ受信の確率、 Pcoaは正しいOA受信の確率、 Pcsnは正しい同期数SN受信の確率、 Pcssは正しい選択的合図SSアドレス受信の確率、 Pcivは正しい初期化ベクトルIV受信の確率である。

BERが３％であると仮定すると、第11図の書式では、 （ａ）中継器用受信機または移動用受信機に対しては、 Pes＊Pcoa＊Pcsh＝0.98694 （式３） （ｂ）移動用受信機に対しては（中継器はIVととSSを必
要としないことがある）、 Pcss＊Pciv＝0.99978 （式４） （ｃ）中継器に対しては正しい獲得の確率は、 Pcra＝0.98694 （式５） （ｄ）移動に対しては、プリアンプル受信の確率は、 Pcma＝0.98964＊0.99978 （式６） Pcma＝0.98854 （式７） 第11図の書式は典型的には次のものを与える。

− 約250ミリ秒の最初のエントリイ時間、 − 再エントリイ（同期が一時的に失われた場合）、 − 遅れたエントリイ性能、 − チヤネルBERが３％の場合にヘツダを正しく受信す
る確率 99％より大、 − 約50ミリ秒まで持続する減衰（フエード）に対する
防護、 − １週間当り約１回より少い誤り率。

DESアルゴリズムの動作の出力帰還モードは、フレー
ム周期ごとに64ビツトベクトルを送ることを必要とす
る。このベクトルは各送信ごとに異なるから、2⁶⁴個の
うちから１個の可能なベクトルが得られる。そのベクト
ルは初期化ベクトルIVと呼ばれる。

再構成されたSSベクトルとIVベクトルは、前記したよ
うに９個のベクトルの利用できる群に対して少くとも九
者択五の選択を行つた結果である。入来データ流に対す
る少くも九者択五の選択を行うことにより、チヤネルの
実効ビツト誤り率（BER）が低くなるという効果が得ら
れる。与えられたチヤネル誤り率Peに対して、IVとSSを
正しく受信する確率がPciv・Pcssである場合の正しい受
信の確率は次式から計算できる。

Pe＝0.03％であれば、Pciv＊Pcssは0.99978、すなわ
ち、正しい受信確率は99.98％である。

同期Ｓ（11ビツトのバーカー符号）の正しい受信は、
バーカー符号の11ビツトを反復し、５ビツトを有限の期
間にわたつて常に充すことにより確実に行われる。その
有限の期間は、予測される最悪の場合の減衰の持続時間
と、正しい受信の確率が３％BERにおいて少くとも99％
であるように同期パターンを反復するために要する時間
との和として選択された。

３％BERにおいて27ビツトが正しい確率は単に（１−
0.03）²⁷すなわち0.439である。すなわち、同期が正し
くない確率は（１−0.439）＝0.561である。したがっ
て、ある列において同期がｎ回失われる確率は（0.56
1）^ｎである、いいかえれば、そのような条件の下にお
ける正しい同期の確率は１−（0.561）^ｎである。これ
は、この実施例において少くとも0.99であることを求め
られる。上の式を満すｎの値は少くとも８である（この
実施例では12が用いられ、したがつてそれは十分すぎる
ほどである）。正しい同期ＳとOAの確率は0.99902であ
る。

それらの条件の下における正しいプリアンプル受信の
確率は、 Pch＝Pcs＊Pcsiv ＝0.99902＊0.99＊0.99978 ＝0.989＝〜0.99 である。

第11図に示されているプリアンブルにはデータフレー
ムが続く。各データフレームは112ビツトのヘツダ部と2
040ビツトの暗号化された音声データが含まれる。ヘツ
ダは同期語Ｓと、外部アドレスOAと、初期化ベクトルIV
と、選択的合図アドレスSSとの単一の反復を含む。デー
タフレームの全体の長さをできるだけ短く（たとえば22
5ミリ秒台）し、かつ必要とするデータ処理オーバーヘ
ツド時間を、入来音声データを復号その他の目的のため
に処理するために必要な最短時間にするために、同期カ
ウント数SNは設けられず、また、多くの回数の反復も行
われない。

しかし、そのようなヘツダを各データフレーム中に挿
入することにより、出てゆくメツセージまたは会話へ遅
れたエントリイを許すように、あるいは失われたフレー
ムまたは暗号同期（たとえば、典型的な無線周波数通信
チヤネルにおける信号の一時的な喪失、または多重送信
等から起るような）を元に戻すように、十分な情報が定
期的に与えられる。したがつて、受信機における同期維
持制御機能は出力される受信したデータフレーム・ヘツ
ダを監視できる。誤つたヘツダが時に検出されたとして
も、同期維持制御機能はある量の「フリーホイーリン
グ」を行えるようにする。その理由は、臨界暗号初期化
ベクトルIVを前に受信した（正しい）IVから予測できる
からである。暗号同期がひとたび完全に失われると、こ
こで説明している実施例においては、適切な暗号同期が
再びとられるために２つの有効な受信されたIV（連続し
たデータフレームにおいて）を検出することを求める。

また第11図に示されているように、メツセージ送信の
終り（すなわち、PTTスイツチ20開放時）にメツセージ
の終り（EOM）信号が送信される。このEOM信号は本実施
例では約50ミリ秒持続し、これによつて受信信号中に比
較的長いフエードすなわち減衰が存在しても差し支えな
く、なおかつEOMが適切に復号されるようにする。

第11図に示す書式においては、同期語Ｓ以外のフイー
ルド（たとえばOA,IV,SS）を検出する前にフレーム同期
を獲得できるようにするために、同期語Ｓはなるべく他
の関連するフイールドに先行しなければならない。しか
し、残りのフイールトOA,IV,SSの正確な順序はとくにな
く、選択の問題である。

第11図に示されている時間順序に従つてデータ流を構
成し、かつそれを送るために求められるマイクロプロセ
ツサ14のための送信制御プログラムは、当業者なら容易
に作成でき、しかし、受信処理制御は多少とも一層複雑
であるから、第１図に示されているマイクロプロセツサ
制御装置に第11図に示されている時間シーケンスを適切
に受信および復号させるための適当なコンピユータ・サ
ブルーチンが第12図乃至第14図に示されている。

第11図のデジタル信号書式により求められる受信制御
機能は２つの主なコンピユータ・プログラム・サブルー
チン、すなわち、（ａ）第12図に示されている同期獲得
サブルーチンと、（ｂ）第13図に示されている同期維持
サブルーチン、に分けることができる。第17図に示され
ている下位レベルの「後のエントリイ」サブルーチン
は、現在行われている会話へ後からうまく加わることが
できるようにするために、第12図および第13図の他のプ
ログラムとともに利用される。

秘匿モード状態と平文モード状態のいずれにあるかと
は無関係に、送信／受信インターフエイス32内に11ビツ
トのバーカー符号が存在するか否かについてワードワイ
ヤードテストが繰返し行われて、DES符号化されたデジ
タル音声の自動受信、または通常のアナログ音声送信を
可能にする。それから、復号された音声が存在する時
は、制御マイクロプロセツサ14自体がスイツチS2を「秘
匿」受信モードへ常に自動的に切換える。この自動的に
得られた「秘匿」モードの適当な光学的指示器またはそ
の他の指示器も制御マイクロプロセツサにより作動させ
られる。（希望によつては、スイツチS1,S2の送信部分
も任意の戻り送信に備えて「秘匿」モードへ自動的に切
換えることができる。）先に述べたように、適切なバー
カー符号語を自動的に認め、マイクロプロセツサ14のた
めの特有の再選割込信号を発生するように、第１図に示
されている送信／受信インターフエイス32をなるべく構
成する。優先割込信号を受けた制御マイクロプロセツサ
14は制御を同期獲得サブルーチンのエントリイ点へ急に
切換える。

あるいは、送信／受信インターフエイス32は、それを
入来ビツト流が通る単なる多ビツトレジスタとなること
もできる。そのレジスタはマイクロプロセツサ14により
定期的に標本化される（ブロツク1202）。適切なバーカ
ー符号語がまだ受信されていないとすると、入来ヒツト
流をインターフエイス・バツフアにおいて１ビツトまた
はそれ以上のビツトだけ進ませることができ（ブロツク
1204）、バーカー符号に対して別のテストがブロツク12
02において行われる。ここで説明している実施例におい
ては、ブロツク1202において行われるテストは、適切な
バーカー符号同期語が存在するということを常に単に確
かめるべきである。というのは、バーカー符号同期語が
存在することが、制御がエントリイ点へ進ませられる条
件だからである。バーカー符号同期語が存在しなけれ
ば、インターフエイス32同期探索モードに置かれ、他の
適切な同期語Ｓが検出されたことを示す次の優先割込信
号がインターフエイス32により発生されるまで、マイク
ロプロセツサ14の制御はより高位のレベルのブロツクへ
戻される。このことから、同期探索モードにインターフ
エイス32が再び置かれるまでは、後の優先割込信号の発
生を禁止するようにインターフエイス32をなるべく構成
する。さもないと、入来同期語Ｓが生ずるたびに優先割
込信号が常に発生されることになる。また、ビツト同期
は送信／受信インターフエイス32内の従来の固定された
ハードウエアにより取扱われるのが普通であることを思
い起すべきである。

正しいバーカー符号同期語Ｓがブロツク1202において
検出されると、制御はブロツク1206へ進み、そのブロツ
クにおいては外部アドレスOAが正しいか否かについての
判定が行われる。いいかえると、問題にしている特定の
送受信装置の側に対してそのOAが正しいか否かの判定が
行われる。もし正しくなければ、制御は待機ループブロ
ツク1208へ進まされる。このブロツクにおいてはマイク
ロプロセツサ14は、ブロツク1202において再び判定され
る次の同期語Ｓを待つ。

妥当な同期語Ｓと妥当な外部アドレスOAがブロツク12
02,1206においてそれぞれ検出されると、ちようど受信
した同期語Ｓと外部アドレスOAが第11図のプリアンブル
とデータフレームヘツダのいずれから来たのかについて
の判定が行われる。データフレームヘツダから来たので
あれば、それは、進行中のメツセージに対して後からエ
ントリイが試みられていることを示す。先に述べたよう
に、OAフイールドは２つの８ビツトベクトルを含む。プ
リアンブルにおいては、第２のベクトルは第１のベクト
ルの論理的な補数である。しかし、データフレームヘツ
ダにおいては、第２のベクトルは第１のベクトルの単な
る直線的繰返しにすぎない。

したがつて、ちょうど受信したOAフイールド中の第２
のベクトルが反転されているかどうかについての判定が
ブロツク1210において行われる。もし反転されておれ
ば、制御は第14図に示す後のエントリイ・サブルーチン
へ進まされる。また、反転されていなければ、プリアン
ブルからの正常な同期獲得が指示され、制御はブロツク
1212へ進まされる。ブロツク1212においては、同期数SN
が妥当な数であるか否かについての判定が行われる（た
とえば、３個の５ビツトベクトルと奇数パリテイ符号ビ
ツトを互いに照合し、もし妥当であればその指示されて
いる同期数が12より小さいか、等しいかについての判定
が行われる）。同期数SNが妥当でないとすると、制御は
待機ループ1214を通つてブロツク1202へ進ませられ、次
の妥当なバーカー符号同期語Ｓを待つ。

しかし、ブロツク1212において妥当な同期数SNが検出
された時は、制御はブロツク1216へ進ませられ、そこで
プリアンブル内のデータフイールドの境界が定められる
（たとえば、12の繰返されたS/OA/SNフイールドのどの
１つがうまく検出され、それがインターフエイス・バツ
フア・レジスタのどこにあるかをいまは知つているから
である）。プリアンブルのIVおよびSSシーケンス内の９
回繰返されたGB/IV/SSフレームが次に受けられ、IV/SS
データフイールドの９回の繰返し間での選択が行われ
る。ここで説明している実施例においては、マイクロプ
ロセツサ14で後で使用するための最後のIVおよびSSのフ
イールド値を決定するために、簡単な多数決投票すなわ
ち選択（たとえば少く九者択五）がビツトごとに行われ
る。

選択されたSSフイールドを利用できることになつた後
で、制御はブロツク1218へ進まされ、そこでそのSSフイ
ールドがこの特定の送受信装置／場所に対して正しいも
のかどうかを確かめるためにSSフイールドが試験され
る。もし正しくなければ、制御はブロツク1220へ進ませ
られる。そのブロツクにおいてはインターフエイス32に
おける受信モデムが同期探索モードに再び置かれ、次の
正しいバーカー符号語の探索が行われる。

最後に、第12図に示されている同期獲得サブルーチン
の全てが終つたら、ブロツク1218から制御は出されて、
受信機の音声出力回路を駆動するように、後に続くデー
タフレームの実際の復号が開始される。しかし、この実
施例における各データフレームの第１と部分はS/OA/IV/
SSフイールドを繰返すヘツダ部分であるから、第12図の
サブルーチンから出ることは、希望によつては第13図に
示されている同期維持サブルーチンを単に行うことがで
きるだけである。その同期繊維サブルーチンでは、マイ
クロプロセツサ14の制御は一連のデータフレームの受信
中はいずれにしても通常のように行われる。

第13図の同期維持サブルーチンへブロツク1300から入
つた制御はブロツク1302へ進められる。このブロツクに
おいては、現在受けられているデータフレーム・ヘツダ
からのIVフイールドとSSフイールドがバツフア・レジス
タへ読込まれ、ちようど受信された暗号初期化ベクトル
IVが予測された次のIVと比較される。当業者ならわかる
であろうように、従来のDESアルゴリズムを用いると、
前のIVを基にして次のIVを予測できる。１番初めのIVに
対しては、ヘツダ中のIVは既に受けられてプリアンブル
から選択されたIVと同じでなければならない。したがつ
て、最初のデータフレームを受け容れるように、最初の
ハウスキーピング・オペレーシヨンを行う（たとえば、
予測された次のIVをプリアンブルの選択されたIVに等し
く最初にセツトするように同期獲得サブルーチンへ戻
る）。

また、ブロツク1302はメツセージの終りキヤラクタEO
Mについての試験を含むことができる。その理由は、こ
の試験を行うためにブロツク1302が都合の良い場所を占
めるからである。そのキヤラクタEOMが検出されたら、
インターフエイス32は同期探索モードに再び置かれ、マ
イクロプロセツサ14の制御はより高いレベルのプログラ
ムへ戻される。

現在受けられているIVと予測された次のIVとの実際の
比較は第13図のブロツク1304に示されている。両者が一
致しないと、IVが失われたということが指示され、制御
はブロツク1306へ進まされる。そのブロツクにおいて
は、後のエントリイフラツグが既にセツトされているか
どうかを調べるための試験が行われる（後で説明する後
のエントリイ・サブルーチンにより）。後のエントリイ
フラツグがセツトされていたとすると、制御はブロツク
1308へ出され、そこでは予測されるIVを得るために現在
受けられているIVを用い、それから制御はブロツク1302
へ進ませられる。

一方、後のエントリイフラツグがセツトされなかつた
とすると、制御はブロツク1306からブロツク1310へ進め
られる。そのブロツクでは「IVの喪失」カウンタのカウ
ント値が増される。次に、1312においてそのカウンタの
カウントがある希望の最大値より小さいか、等しいかに
ついての判定が行われる。この実施例においては、その
最大値は10までの値にできる。「IVの喪失」カウンタが
まだその最大値をこえていないとすると、制御はブロツ
ク1314へ出される。そのブロツクでは現在受けられてい
る暗号化されている音声データフイールドが従来のDES
アルゴリズムを用いて復号される。復号された結果はコ
ーテツク22へも送られる。そうするとコーデツクはアナ
ログ受信機音声出力回路を駆動する。制御はブロツク13
14から同期維持サブルーチンのブロツク1302へ戻され
て、入来メツセージの次のデータフレームを処理するた
めに備える。

「IVの喪失」カウンタのカウント値が前記最大値を超
えていることがブロツク1312における試験で判明する
と、それは同期が失われたことを示すから、その結果と
してインターフエイス32は同期探索モードに再び置か
れ、制御はブロツク1316で示されているようにより高い
レベルのプログラムへ進められる。

正常な状況においては、ブロツク1304においてIVの喪
失がないことが判明すると、制御はブロツク1318へ進め
られ、そのブロツクでは後のエントリイフラツクについ
ての試験が行われる。後のエントリイフラツクがセツト
されていないと、制御はブロツク1320へ直接進められ、
そこにおいて「IV喪失」カウンタがクリヤされ（そのカ
ウンタにいくつかのカウントがある場合）、制御はブロ
ツク1314へ進められて、前記のように暗号化された音声
データフイールドが復号される。一方、後のエントリイ
フラグがセツトされていることがブロツク1318における
試験で判明すると、良い後のエントリイ同期獲得を指示
するように、後のエントリイフラツグはブロツク1322に
おいてリセツトされる。以上の説明からわかるように、
正常なメツセージ受信中は、マイクロプロセツサ14の制
御はブロツク1302,1304,1318,1320,1314を含むループに
沿つて進められる。

制御が第12図のブロツク1310から後のエントリイサブ
ルーチン（第14図）へ出されると、制御はブロツク1400
に入れられる。そのブロツクではIVフイールドとSSフイ
ールドが現在受けられているデータフレームヘツダから
復号され、格納される。次に、制御はブロツク1402へ進
められ、そこでSSフイールドがその特定の送受信装置／
場所に対して正しいかどうかの判定が行われる。もし正
しくなければ、インターフエイス32は同期探索モードに
再び置かれ、制御はブロツク1404に示されているように
より高いレベルのプログラムへ戻される。

一方、SSフイールドが正しいことがブロツク1402にお
ける試験で説明すると、ブロツク1406において後のエン
トリイフラツグがセツトされ、次の初期化ベクトルIVが
ブロツク1408において従来のDESアルゴリズムに従つて
繰返し予測され、次のデータフレーム時間まで待機ルー
プが維持され、それから第13図の同期維持サブルーチン
へのエントリイが行われる。

第12図乃至第14図の流れ図により表されている制御ア
ルゴリズムを要約すると、最初の同期獲得は、語同期を
行うために11ビツトのバーカー符号の獲得を含む。ハー
ドワイヤードされたインターフエイス32はバーカー符号
語を検出し、マイクロプロセツサ14に優先割込みをす
る。そうすると制御は第12図の同期獲得サブルーチンへ
進む。中継器アドレスすなわち外部アドレス・フイール
ドOAおよびその他の続行するフイールドがそれに続いて
得られ、適当なバツフア記憶装置に一時的に保持され
る。このようにしてバツフア記憶装置に保持された情報
は、それがまたは一定のデータフレームのヘツダから来
たものとして識別する独特の特徴を有する。ここで説明
している実施例においては、そのような識別は、外部ア
ドレスOAフイールド中の第２のベクトルすなわち繰返さ
れるベクトルをプリアンブル中で反転させるが、一定の
データフレームのヘツダ中において反転させることによ
り行われる。したがつて、ＳフイールドとOAフイールド
がプリアンブルとデータフレームのヘツダのいずれから
来るのかを判定するために、第12図のブロツク1210にお
いて試験が行われる。

プリアンブル中に同期獲得が行われる（これは通常起
ることである）と、次に生ずる16ビツトのSNフイールド
が３つの５ビツトのフイールドと１つの奇数パリテイ・
フイールドにまとめられる。この実施例においては、第
２の５ビツトベクトルが反転されるが他の場合には３つ
の５ビツトベクトルは正しく受けられた時には一致せね
ばならず、５ビツトベクトルの値は、12回反復された同
期化パケツト（すなわち、S/OA/SN）のどれが正しく受
けられたかを識別する。これにより、プリアンブルの57
6ビツトの同期シーケンスと1296ビツトのIV/SSシーケン
スの間に正しい境界を定めることができる。この境界が
ひとたび定められると、結果として最初に受けられたIV
およびSSデータフイールドにおいてある程度の誤り訂正
を行うように、９通りの冗長GB/IV/SSデータ流を正しく
組立てること、正しく受信すること、および多数決選択
プロセスを行うことができる。それから、誤りを訂正さ
れたSSアドレスを用いて、暗号化された音声データフイ
ールドのDES翻訳を行うことができる。

一方、プリアンブルの受信中にメツセージに対する同
期獲得がうまく行われなかつたとすると、「後のエント
リイ」状況が指示される。これは、たとえば、プリアン
ブルを全く失つたか、無線通信チヤネルにおける長いフ
エージング状況のために十分な無線周波数信号が一時的
に失われることにより、受信機が同期を得るのになんと
か「遅れた」ためである。その場合には、データフレー
ムヘツダのOAに続くフイールドはIVフイールドとSSフイ
ールドである。SSフイールドが正しく調べられるとする
と（すなわち、メツセージがこの特定の受信機のための
ものであることを示している）、後のエントリイフラツ
グがセツトされ、データフレームヘツダからのIVデータ
が格納される。データフレームヘツダから最初に受信し
たそのIVは音声データの暗号翻訳のためには直ちには使
用されず、次のフレームのためのIVを予測するためにの
み使用される。したがつて、次のフレームに対して待機
がされ、その時には同期維持サブルーチンへのエントリ
イが次のデータフレームから受けるIVを与える。

後のエントリイフラツグがセツトされ、予測されて、
現在受けられたIVが一致しないとすると、現在のIVは、
同期維持サブルーチンにおいて使用すべき次の予測され
るIVの「種」として単に使用され、音声出力を禁止し続
ける。したがつて後のエントリイの場合には、２つのIV
が連続して正しく受信されることによつて音声出力を発
生できる。

同期維持（いずれの種類の同期獲得に対しても）の間
は、ちようど受信した入来IV流が、DESアルゴリズムに
従つて内部で発生された新しい予測されたIVと比較され
る。後のエントリイフラツグがセツトされ、良いIV比較
が行われたとすると、同期を喪失したカウンタがクリヤ
され、従来のDESアルゴリズムに従つてDES暗号翻訳ベク
トルを発生するために（たとえばメモリ28からのDESキ
ーを用いて）正しいIVを使用できる。

定常状態中は、受信機は暗号化された音声流の翻訳を
続ける。更に、定常動作中に予測されたIVが現在受けら
れたIVと適切に比較されないとすると、同期喪失カウン
タのカウントが増され、それのカウント値が最大値（た
とえば10）をこえたとすると、受信機は同期を外れたと
推測されるから、受信機を入来データ流に再び同期させ
る試みが行われる。したがつて、この実施例では、定常
動作がひとたび行われると、同期が完全に外れたとみな
されるまで、受信機は約10データフレームの間（約2.25
秒）「惰性でその動作を続ける」ことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明を実施するために利用できるハードウエ
アおよび全体のハードウエア・アーキテクチヤの概略ブ
ロツク図、第２図は第１図に示されているデジタル信号
処理回路すなわち「音声符号化回路」により実現できる
種類の本発明のハイブリツド副帯域符号器の機能ブロツ
ク図、第３図は第１図に示されているようなデジタル信
号処理装置（DSP）の適切なプログラミングによつても
構成できる、第２図に示されているような種類のADPCM
符号器／復号器の一例の機能ブロツク図、第４図は第１
図に示されているようなデジタル信号処理装置（DSP）
の適切なプログラミングによつても構成できる、第２図
に示されているような種類のBCPCM符号器／復号器の一
例の機能ブロツク図、第５図は本発明の一実施例におけ
る送信動作の全体的な機能流れ図、第６図は本発明の一
実施例における受信動作の全体的な機能流れ図、第７図
は本発明の一実施例のADPCM/BCPCMハイブリツド副帯域
符号器／復号器において必然的に用いられる比較的粗い
量子化ステツプによりひき起される歪を最小にするよう
に本発明の好適な実施例において用いられる重なり合わ
ない副帯域を示すグラフ、第８図は典型的な先行技術の
遅延時間補償方法の機能ブロツク図、第９図は本発明の
副帯域送信機符号器における遅延時間補償方法の機能ブ
ロツク図、第10図は本発明の副帯域受信機符号器におけ
る遅延時間補償方法の機能ブロツク図、第11図は第１図
に示す実施例におけるデジタル信号の送信され、あるい
は受信されたデジタル信号流の好適な書式すなわち時間
シーケンスの略図、第12図乃至第14図は同期維持、同期
獲得および後のエントリイのために第１図に示す制御プ
ログラムメモリ装置において具体化されたコンピユータ
・プログラムの簡略化した全体的な流れ図である。 10……送信機、12……受信機、14……制御マイクロプロ
セツサ、22……コーデツク、24……音声符号器、26……
DES回路、30……ROM、32……送信／受信インターフエイ
ス、34……ガウスMSKフイルタ、36……振幅制限器、102
……QMFフイルタバンク、112……マルチプレクサ、114
……デマルチプレクサ、116……QMF逆フイルタ、300…
…量子化符号器、304……復号器。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (31)優先権主張番号 ６６１７４０ (32)優先日 1984年10月17日 (33)優先権主張国 米国（ＵＳ） 審判番号 平6−4238 (72)発明者 リチヤード・ルイス・ジンサー アメリカ合衆国、12307、ニユーヨーク 州、スケネクタデイ、ヒルサイド アヴ エニユウ、1197番、アパートメント エ イ８ (72)発明者 サテイシユ・カツパガンツラ アメリカ合衆国、24502、ヴアージニア 州、リンチバーグ、エイチ ケリイ レ ーン、412 (72)発明者 ユージン・ハロルド・ピーターソン，ザ サード アメリカ合衆国、24551、ヴアージニア 州、フオレスト、ヒツコリー ヒル レ ーン、124 (56)参考文献 特開 昭57−182797（ＪＰ，Ａ)

Claims (16)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】暗号デジタル信号送受信装置であって、 一連のデイジタル信号を送信及び受信するための送信機
   及び受信機を含み、前記送信機はハイブリッド副帯域電
   気信号処理装置を含み、 前記ハイブリッド副帯域電気信号処理装置は、 周波数帯成分の帯域を表わすデジタル電気信号を受ける
   ための入力端子と、約180Hzから2900Hzの全周波数帯域
   にわたる４つのオクターブ副帯域信号を発生する複数の
   出力端子をもち、非対称樹木構造の４つのフィルタ対か
   らなる直角ミラーフィルタバンク（102）と、 ３つの最低周波数オクターブのデイジタル副帯域信号を
   前記出力端子から受け、これらのデジタル副帯域信号を
   適応パルス符号変調（APCM）又は適応差動パルス符号変
   調（ADPCM）符号化アルゴリズムに従って符号化して第
   １の符号化されたデジタル信号を発生するAPCM/ADPC符
   号器（104,106,108）と、 別の前記出力端子から最高オクターブのデジタル副帯域
   信号を受け、それらのデジタル副帯域信号をブロック圧
   伸パルス符号変調（BCPCM）符号化アルゴリズムに従っ
   て符号化して第２の符号化されたデジタル信号を発生す
   るBCPCM符号器（110）と、 前記第１の符号化されたデジタル信号と前記第２の符号
   化されたデジタル信号を組み合わせて、デジタル信号通
   信チャネルを通じて送信するための共通のデジタル信号
   系列にするマルチプレックス装置（112）と、を備え 前記受信機は、ハイブリット副帯域電気信号処理装置を
   含み、 前記ハイブリット副帯域電気信号処理装置は、 デジタル信号の入来ビット直列系列を、種々の周波数帯
   内の信号成分を表わす符号化された入来デジタル信号を
   有する複数の副帯域チャネルに分離するデマルチプレッ
   クス装置（114）と、 少くとも１つの前記副帯域チャネル中の前記符号化され
   た前記入来デジタル信号を受け、APCM又はADPCM復号化
   アルゴリズムに従ってそれから復号された入来デジタル
   信号を発生するADPCM復号器と、 少くとも別の前記副帯域チャネル中の前記符号化された
   前記入来デジタル信号を受け、BCPCM復号化アルゴリズ
   ムに従ってそれから復号された入来デジタル信号を発生
   するBCPCM復号器と、 各副帯域チャネルから前記復号された入来デジタル信号
   を受け、復号されたデジタル信号系列を発生する直角ミ
   ラー逆フィルタバンク（116）と、 を備える暗号デジタル信号送受信装置。
2. 【請求項２】特許請求の範囲第１項記載の暗号デジタル
   信号送受信装置であって、 前記送信機の前記ハイブリッド副帯域電気信号処理装置
   における、 前記最高オクターブの副帯域信号は１ビットBCPCM量子
   化器を用いてBCPCM符号化される、暗号デジタル信号送
   受信装置。
3. 【請求項３】特許請求の範囲第１項記載の暗号デジタル
   信号送受信装置であって、前記受信機のハイブリッド副
   帯域電気信号処理装置における前記直角ミラー逆フイル
   タバンク（116）は、約180Hzから2900Hzの全周波数帯域
   を含む４つのオクターブ副帯域を組み合わせ、これらの
   副帯域のうち最高周波数副帯域はBCPCM復号化されるが
   ３つの最低周波数副帯域はAPCM又はADPCM復号化され
   る、暗号デジタル信号送受信装置。
4. 【請求項４】特許請求の範囲第１項、又は第２項記載の
   暗号デジタル信号送受信装置であって、 前記暗号デジタル信号送受信装置は、 デジタルメモリに対する要求を減少して遅延を行うよう
   に、少くとも１つの前記副帯域において動作し、符号化
   されたビット圧縮デジタル様式におけるデジタル信号を
   遅延させる遅延回路（D2,D3,D4）と、 伝送の進行中に、前記共通の通信チャネルを介して伝送
   されるデジタルデータを書式化して、暗号同期信号およ
   びフレーム同期信号を含ませることにより、伝送された
   信号の遅れたエントリ受信を容易にする制御マイクロプ
   ロセッサ（14）と、 を備える、暗号デジタル信号送受信装置。
5. 【請求項５】特許請求の範囲第４項記載の暗号デジタル
   信号送受信装置であって、 前記直角ミラーフィルタバンク（102）は、デジタル化
   された入力信号を、異なるそれぞれの遅延時間を有し、
   かつ信号周波数成分の対応する副帯域を表す複数のデジ
   タル信号副帯域に分離し、 前記APCM/ADPCM符号器（104,106,108）及びBCPCM符号器
   （110）は、 各副帯域中のデジタル信号をデジタル的に圧縮された形
   式に別々に符号化して、前記各副帯域中に圧縮され、符
   号化されたデジタル信号を与え、 前記遅延回路（D2,D3,D4）は少くとも１つの前記副帯域
   中の前記圧縮され、符号化されたデジタル信号を所定の
   時間遅延させて、前記各副帯域中の所定の点にほぼ時間
   同期デジタル信号を与え、また 前記マルチプレックス装置（112）は、前記ほぼ時間同
   期デジタル信号を圧縮されて符号化されたデジタル信号
   の出力流に組み合わせる、 暗号デジタル信号送受信装置。
6. 【請求項６】特許請求の範囲第４項記載の暗号デジタル
   信号送受信装置であって、 前記制御マイクロプロセッサ（14）は前記送信機および
   受信機に接続され、下記の機能を行うようにプログラム
   されたデイジタルデータマイクロプロセッサを含み、 （ａ）前記受信された信号の始めのプリアンブル部を走
   査し、それからフレーム同期信号、アドレッシング信
   号、暗号同期信号を取出す初期の同期獲得機能、 （ｂ）前記プリアンブル部に続くデータフレームに対し
   て受信した前記デジタル信号を走査し、そのデータフレ
   ームから前記フレーム同期及び前記暗号同期信号が反復
   して抽出され、これにより複数のデータフレームを含む
   暗号化メッセージの復号中に前記同期を維持することが
   できる進行中の同期維持機能、 （ｃ）フレーム同期と暗号同期の少くとも一方が失われ
   ず、または前記プリアンブル部から得られない場合に、
   前記データフレームが走査され、前記データフレームか
   ら同期信号と、アドレッシング信号と、暗号同期信号と
   がそれでもとり出され、適切にアドレスされて暗号化さ
   れたメッセージデータの残りの部分がそれでもうまく復
   号されるように、制御が前記進行中の同期維持機能へ戻
   される後のエントリイ機能、 前記プリアンブル部に続く前記データフレームを複数個
   備える暗号化されたメッセージの復号中はその同期を維
   持できるように、前記データフレームから少くとも前記
   フレーム同期信号および前記暗号同期信号が繰返しとり
   出される、暗号デジタル信号送受信装置。
7. 【請求項７】特許請求の範囲第６項記載の暗号デジタル
   信号送受信装置であって、前記制御マイクロプロセッサ
   は、次の時間順番に発生する前記デジタル信号、 （Ａ）（１）１と０が交番するデータパターンと、 （２）（ｉ）多ビットバーカー符号を含む16ビット同期
   語と、 （ii）コンプルメントされた態様で少くとも１回繰返さ
   れる多ビットアドレスを含む16ビットの外部アドレス語
   と、 （iii）少くとも１回繰返される多ビット数符号（12回
   の反復のうちどれが含まれるかを識別する）を含み、か
   つ少くとも１ビットのパリテイ符号を含む16ビット同期
   数符号と、 の12回繰返されるセットと、 （３）（ｉ）64ビットガード帯域と、 （ii）64ビット暗号初期化ベクトルと、 （iii）意図するメッセージ受信者を識別する16ビット
   選択信号符号と、 の９回繰返されるセットと、 を有するプリアンブル部と、 （Ｂ）（１）（ｉ）多ビットバーカー符号を含む16ビッ
   ト同期語と、 （ii）少くとも１回繰返される多ビットアドレスを含む
   16ビットの外部アドレス語と、 （iii）意図するメッセージ受信者を識別する16ビット
   選択信号符号と、 （iv）64ビット暗号初期化ベクトルと、 （ｖ）遅れたエントリイ状態を検出できるようにプリア
   ンブル部中のそれぞれ対応するフィールドから区別でき
   る表題部中のビットフィールドの少くとも１つと、 を有する112ビット表題部と、 （２）暗号符号化されたデジタルデータの2040ビット系
   列と、 をそれぞれ含む引き続くデータフレームと、 （ｃ）与えられたメッセージの終りを意味するメッセー
   ジの終り語、 を処理するようプログラムされている、暗号デジタル信
   号送受信装置。
8. 【請求項８】特許請求の範囲第４項記載の暗号デジタル
   信号送受信装置であって、 前記受信機により受信した一連のデジタル信号と前記送
   信機により送信するため発生された一連のデジタル信号
   の両者は、 （ａ）タイミング同期信号および暗号同期信号を含む始
   めのプリアンブル部と、 （ｂ）埋込まれたタイミング同期信号および埋込まれた
   暗号同期信号を含む暗号化されたデータの次のフレーム
   列と、 を含むように書式化され、 前記制御マイクロプロセッサ（14）は、正確なタイミン
   グおよび暗号同期データを維持し、かつ遅れた信号を受
   信した場合、または与えられた受信メッセージ中に正確
   な同期データが一時的に失われた場合に前記プリアンブ
   ル部が発生した後でも正確なタイミングおよび暗号同期
   をとるように、前記受信したデジタル信号内に埋込まれ
   た同期信号を自動的に検出および監視する、暗号デジタ
   ル信号送受信装置。
9. 【請求項９】特許請求の範囲第８項記載の暗号デジタル
   信号送受信装置であって、前記制御マイクロプロセッサ
   は前記始めのプリアンブル部に受けいれられており、か
   つ暗号化されたデータの前記フレーム中に埋込まれてい
   る希望のメッセージを識別するアドレッシング信号を含
   むデジタル信号を処理し、また前記制御マイクロプロセ
   ッサは、信号受信が遅れた場合、または与えられた受信
   メッセージ中に正確なアドレスデータが一時的に失われ
   た場合に、前記プリアンブル部の発生後であってもメッ
   セージの遅れた正確にアドレスされた受信を可能にする
   ように、前記埋込まれたアドレス信号を自動的に検出お
   よび監視する、暗号デジタル信号送受信装置。
10. 【請求項１０】暗号デジタル信号送受信方法であって、
    一連のデイジタル信号を送信しまた受信し、その送信に
    おけるハイブリッド副帯域電気信号の処理においては、 周波数成分の帯域を表すデジタル電気信号を受け、約18
    0Hzから2900Hzの全周波数帯域にわたる４つのオクター
    ブ副帯域出力信号を発生する過程と、 ３つの最低周波数オクターブのデジタル副帯域信号を前
    記出力信号から受け、それらのデジタル副帯域信号を適
    応パルス符号変調（APCM）又は適応差動パルス符号変調
    （ADPCM）符号化アルゴリズムに従って符号化して第１
    の符号化されたデジタル信号を発生する過程と、 別の前記出力信号からデジタル副帯域信号を受け、それ
    らのデジタル副帯域信号をブロック圧伸パルス符号変調
    （BCPCM）符号化アルゴリズムに従って符号化して第２
    の符号化されたデジタル信号を発生する過程と、 前記第１の符号化されたデジタル信号と前記第２の符号
    化されたデジタル信号を組み合わせて、デジタル信号通
    信チャネルを通じて送信するための共通のデジタル信号
    系列にする過程と、 を含み、 また、前記受信におけるハイブリッド副帯域電気信号の
    処理においては、さらに デジタル信号の入来ビット直列系列を、種々の周波数帯
    内の信号成分を表す符号化された入来デジタル信号を有
    する複数の副帯域チャネルに分離する過程と、 少くとも１つの前記副帯域チャネル中の前記符号化され
    た前記入来デジタル信号を受け、APCM又はADPCM復号化
    アルゴリズムに従ってそれから復号された入来デジタル
    信号を発生する過程と、 少くとも別の前記副帯域チャネル中の前記符号化された
    前記入来デジタル信号を受け、BCPCM復号化アルゴリズ
    ムに従ってそれから復号された入来デジタル信号を発生
    する過程と、 各副帯域チャネルから前記復号された入来デジタル信号
    を受け、復号されたデジタル信号系列を発生する過程
    と、 を含む、暗号デジタル信号送受信方法。
11. 【請求項１１】特許請求の範囲第10項記載の暗号デジタ
    ル信号送受信方法であって、 前記送信におけるハイブリッド副帯域電気信号の処理に
    おける、 前記最高オクターブの副帯域信号は１ビット量子化器を
    用いてBCPCM符号化される暗号デジタル信号送受信方
    法。
12. 【請求項１２】特許請求の範囲第10項記載の暗号デジタ
    ル信号送受信方法であって、前記受信における前記各副
    帯域チャネルから復号された入来デジタル信号を受ける
    過程においては、約180Hzから2900Hzの全周波数帯域を
    含む４つのオクターブ副帯域を組み合わせ、これらのう
    ち最高周波数帯域はBCPCM復号化されるが３つの最低周
    波数副帯域はAPCM又はADPCM復号化される、暗号デジタ
    ル信号送受信方法。
13. 【請求項１３】特許請求の範囲第10項、又は第11項記載
    の暗号デジタル信号送受信方法であって、 受信したハイブリッド副帯域符号化されたデジタル信号
    を処理して音声出力にし、局部入力された音声信号から
    デジタル信号を発生する過程を含み、前記受信したデジ
    タル信号と前記発生されたデジタル信号の両者は、 タイミング同期信号および暗号同期信号を含む最初のプ
    リアンブル部と、 埋込まれたタイミング同期信号と埋込まれた暗号同期信
    号も含む暗号化されたデータの引き続くフレーム系列
    と、を含むように書式化され、また 正確なタイミングおよび暗号同期データを維持するよう
    に、かつ、遅れた信号受信あるいは与えられた受信メッ
    セージの間に正確な同期データの一時的な喪失の場合に
    前記プリアンブル部の発生の後でも正確なタイミングお
    よび暗号同期をとるように前記受信したデジタル信号内
    の前記埋込まれた同期信号を自動的に検出および監視す
    る過程、 を含む、暗号デジタル信号送受信方法。
14. 【請求項１４】特許請求の範囲第13項記載の暗号デジタ
    ル信号送受信方法であって、前記デジタル信号は、前記
    最初のプリアンブル部に受けいれられており、かつ暗号
    化されたデータの前記フレーム中に埋込まれている希望
    のメッセージを識別するアドレッシング信号を含み、ま
    た、信号受信が遅れた場合、または与えられた受信メッ
    セージ中に正確なアドレスデータが一時的に失われた場
    合に、前記プリアンブル部の発生後であっても、遅れた
    正確にアドレスされた受信を可能にするように、前記埋
    込まれたアドレス信号を自動的に検出および監視する、
    暗号デジタル信号送受信方法。
15. 【請求項１５】特許請求の範囲第13項記載の暗号デジタ
    ル信号送受信方法であって、さらに 前記複数の副帯域の少なくとも１つにおける前記デジタ
    ル副帯域信号を時間遅延させる過程を含み、これにより
    このような時間遅延を行うためのデジタルメモリの必要
    条件を減少させる、暗号デジタル信号送受信方法。
16. 【請求項１６】特許請求の範囲第15項記載の暗号デジタ
    ル信号送受信方法であって、前記時間遅延させる過程
    は、時間遅延に対して前記デジタル副帯域信号を補償す
    る過程を含み、これにより前記複数の副帯域における前
    記デジタル信号の時間同期を行う、暗号デジタル信号送
    受信方法。