JP2564992B2 - スペクトル効率の高いデジタルｆｍ変調方式 - Google Patents
スペクトル効率の高いデジタルｆｍ変調方式Info
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03828—Arrangements for spectral shaping; Arrangements for providing signals with specified spectral properties
- H04L25/03834—Arrangements for spectral shaping; Arrangements for providing signals with specified spectral properties using pulse shaping
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Transmitters (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
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Description
【発明の詳細な説明】 発明の背景 発明の分野 本発明は、一般に通信システム分野に関し、さらに詳
しくは、従来の周波数変調（FM）レシーバと共に使用す
るスペクトル効率の高いデジタルFM変調方式を提供する
通信システムに関する。
しくは、従来の周波数変調（FM）レシーバと共に使用す
るスペクトル効率の高いデジタルFM変調方式を提供する
通信システムに関する。
従来技術の説明 デジタル周波数変調（FM）伝送システムには多くの問
題が存在する。そのような問題点の一つは、デジタル情
報の列に見られるような矩形パルスが伝送された場合に
生じるスプラッタ（splatter）および隣接チャンネル間
干渉に関する。このスプラッタはベースバンド変調信号
を低域濾波することにより低減されることは周知であ
る。ベースバンド変調信号が占めるスペクトルを最小限
に抑える多くの波形整形機能が知られている。残念なが
ら、FM方式においては、最小限のベースバンド・スペク
トルを占めることは、最小限の無限周波数（RF）スペク
トルを占めることを意味するわけではない。既知の波形
整形機能の多くは、高変調オーバーシュートを発生し、
その結果、たとえベースバンド周波数スペクトルが十分
抑えられていても、過度のスプラッタが生じる。ベース
バンド・スペクトルと変調オーバーシュートとを考慮し
て、送信RF信号のスプラッタを確実に最小限に抑える手
段が必要である。
題が存在する。そのような問題点の一つは、デジタル情
報の列に見られるような矩形パルスが伝送された場合に
生じるスプラッタ（splatter）および隣接チャンネル間
干渉に関する。このスプラッタはベースバンド変調信号
を低域濾波することにより低減されることは周知であ
る。ベースバンド変調信号が占めるスペクトルを最小限
に抑える多くの波形整形機能が知られている。残念なが
ら、FM方式においては、最小限のベースバンド・スペク
トルを占めることは、最小限の無限周波数（RF）スペク
トルを占めることを意味するわけではない。既知の波形
整形機能の多くは、高変調オーバーシュートを発生し、
その結果、たとえベースバンド周波数スペクトルが十分
抑えられていても、過度のスプラッタが生じる。ベース
バンド・スペクトルと変調オーバーシュートとを考慮し
て、送信RF信号のスプラッタを確実に最小限に抑える手
段が必要である。
デジタルFM変調伝送方式にみられる第２の問題点は、
受信信号において記号間干渉が生じることである。概し
て、これは、スプラッタを低減するために必要な波形整
形によって生じる。波形整形を用いると、各送信ビット
はいくつかの隣接するビットにわたって時間的に拡散
し、これらのビットの検出時に干渉が生じる。記号間干
渉の結果、レシーバにおいて感度の低減が生じる。ある
種の整形信号のみが記号間干渉を示さないことが知られ
ている。しかし、これらの整形信号のほとんどは極めて
構造が複雑である。記号間干渉を最小限に抑えるために
は、これらの整形信号の１つまたは複数を適応する手段
が必要である。
受信信号において記号間干渉が生じることである。概し
て、これは、スプラッタを低減するために必要な波形整
形によって生じる。波形整形を用いると、各送信ビット
はいくつかの隣接するビットにわたって時間的に拡散
し、これらのビットの検出時に干渉が生じる。記号間干
渉の結果、レシーバにおいて感度の低減が生じる。ある
種の整形信号のみが記号間干渉を示さないことが知られ
ている。しかし、これらの整形信号のほとんどは極めて
構造が複雑である。記号間干渉を最小限に抑えるために
は、これらの整形信号の１つまたは複数を適応する手段
が必要である。
そのような複雑な整形信号を用いる場合、信号に固有
の低信号間干渉を得るためには、レシーバ内に複雑なア
ナログフィルタが必要になる。現在普及しているページ
ャなどのFMレシーバにおいて一般にみられる従来の後検
出フィルタ（受信した無線周波信号から必要なデータ信
号を検出または検波した後に濾波するためのフィルタを
意味する。本明細書および図面において、後検出フィル
タおよび検出後フィルタの語はともにこの意味を有す
る。）を用いるレシーバで使用するために、これらの複
雑な整形信号を適応する手段が必要になる。
の低信号間干渉を得るためには、レシーバ内に複雑なア
ナログフィルタが必要になる。現在普及しているページ
ャなどのFMレシーバにおいて一般にみられる従来の後検
出フィルタ（受信した無線周波信号から必要なデータ信
号を検出または検波した後に濾波するためのフィルタを
意味する。本明細書および図面において、後検出フィル
タおよび検出後フィルタの語はともにこの意味を有す
る。）を用いるレシーバで使用するために、これらの複
雑な整形信号を適応する手段が必要になる。
また、多くのFM変調方式は、デジタル・データを伝送
することのできるビット・レートに対して制約を課して
いる。スプラッタを低減し、しかも記号間干渉を最小限
に抑える方法は、所定のRFチャンネルで伝送できる最大
ビット・レートを不要に制限するものであってはならな
い。
することのできるビット・レートに対して制約を課して
いる。スプラッタを低減し、しかも記号間干渉を最小限
に抑える方法は、所定のRFチャンネルで伝送できる最大
ビット・レートを不要に制限するものであってはならな
い。
発明の概要 本発明の目的は、広範なデータ伝送レートにおいて、
スペクトル効率の高いデータ伝送を可能にする通信シス
テムを提供することである。
スペクトル効率の高いデータ伝送を可能にする通信シス
テムを提供することである。
本発明の別の目的は、広範なデータ伝送レートにおい
て、隣接チャンネル間スプラッタを最小限に抑える通信
システムを提供することである。
て、隣接チャンネル間スプラッタを最小限に抑える通信
システムを提供することである。
さらに、本発明の目的は、広範なデータ伝送レートに
おいて、被受信記号間干渉を最小限に抑える通信システ
ムを提供することである。
おいて、被受信記号間干渉を最小限に抑える通信システ
ムを提供することである。
さらに、本発明の目的は、従来の周波数変調（FM）レ
シーバを用いて広範なデータ伝送レートの受信を行なう
通信システムを提供することである。
シーバを用いて広範なデータ伝送レートの受信を行なう
通信システムを提供することである。
スプラッタの少ないデジタル・データを送信し、同デ
ータを従来の周波数変調（FM）レシーバで回復し、記号
間干渉の少ないデータを得るための方法について説明す
る。この方法は、従来のFMレシーバにおける後検出ロー
パス・フィルタの反転特性に一致するように予め変形さ
れたされた最適化プロトタイプ・パルスを用いる。
ータを従来の周波数変調（FM）レシーバで回復し、記号
間干渉の少ないデータを得るための方法について説明す
る。この方法は、従来のFMレシーバにおける後検出ロー
パス・フィルタの反転特性に一致するように予め変形さ
れたされた最適化プロトタイプ・パルスを用いる。
図面の簡単な説明 新規であると考えられる本発明の特徴は、添付のクレ
ームにおいて具体的に説明している。本発明自体、およ
びその他の目的および利点は、添付の図面と共に以下の
説明を参照することにより最も良く理解されよう。ただ
し図面において同様な参照番号は、同一の構成要素を表
すものとする。
ームにおいて具体的に説明している。本発明自体、およ
びその他の目的および利点は、添付の図面と共に以下の
説明を参照することにより最も良く理解されよう。ただ
し図面において同様な参照番号は、同一の構成要素を表
すものとする。
第１図は、無線周波数搬送波信号上で変調された場
合、比較的多くの周波数スペクトルを占める、矩形デジ
タル・プロトタイプ・パルスまたは信号波形の図であ
る。
合、比較的多くの周波数スペクトルを占める、矩形デジ
タル・プロトタイプ・パルスまたは信号波形の図であ
る。
第2A図は、最小記号間干渉を示す基準パルスのグラフ
である。
である。
第2B図は、ウインドウ範囲外のエネルギを最小限に抑
えるため、基準パルスに適用されるウインドウ関数の図
である。
えるため、基準パルスに適用されるウインドウ関数の図
である。
第2C図は、ウインドウ化した基準パルスにフーリエ変
換をかけることによって得られた電圧スペクトルの図で
ある。
換をかけることによって得られた電圧スペクトルの図で
ある。
第3A図は、レシーバの後検出フィルタの伝達関数の逆
数の電圧スペクトルの図である。
数の電圧スペクトルの図である。
第3B図は、第2C図の変換されたパルスを第3A図で得ら
れた特性に適用することによって得られた電圧スペクト
ルの図である。
れた特性に適用することによって得られた電圧スペクト
ルの図である。
第3C図は、第3B図の波形に逆フーリエ変換をかけるこ
とによって得られた、レシーバの後検出フィルタの特性
に一致する前置補償されたパルスの図である。
とによって得られた、レシーバの後検出フィルタの特性
に一致する前置補償されたパルスの図である。
第４図は、第3C図の前置補償されたパルスをウインド
ウ化することによって得られた、本発明の最終プロトタ
イプ・パルスの図である。
ウ化することによって得られた、本発明の最終プロトタ
イプ・パルスの図である。
第５図は、本発明の送信装置の電気ブロック図であ
る。
る。
第６図は、第５図の送信装置の動作を制御するため、
該送信装置内のメモリに保存されるソフトウェア・プロ
グラムのフローチャートである。
該送信装置内のメモリに保存されるソフトウェア・プロ
グラムのフローチャートである。
第７図は、第５図の送信装置からの送信を受信するた
めに用いられる従来のFMレシーバの電気ブロック図であ
る。
めに用いられる従来のFMレシーバの電気ブロック図であ
る。
第８図は、本発明の方法のフローチャートである。
好適な実施例の説明 本発明の理解を図るため、時空間（ビット・レート，
パルス期間）と周波数空間（占有周波数）とにおいて最
適化されたデジタル・パルスを発生する方法について説
明する。この例に限り、第１図に示すパルスのように、
１ビット／秒に正規化されたデジタル・パルスを送出す
ることが望ましいと仮定する。一連のこのようなほぼ方
形波または矩形パルスが電磁搬送波上で変調された場
合、そのようなパルスにおける急峻な遷移により、非常
に多くの周波数スペクトルが占有される。現代の通信シ
ステムによって課せられる帯域幅の制約を考えると、こ
のことは許容できるものではない。
パルス期間）と周波数空間（占有周波数）とにおいて最
適化されたデジタル・パルスを発生する方法について説
明する。この例に限り、第１図に示すパルスのように、
１ビット／秒に正規化されたデジタル・パルスを送出す
ることが望ましいと仮定する。一連のこのようなほぼ方
形波または矩形パルスが電磁搬送波上で変調された場
合、そのようなパルスにおける急峻な遷移により、非常
に多くの周波数スペクトルが占有される。現代の通信シ
ステムによって課せられる帯域幅の制約を考えると、こ
のことは許容できるものではない。
送信時に、スプラッタと隣接チャンネル間干渉とを最
小限に抑えるプロトタイプ・パルスを発生することが望
ましい。このプロトタイプ・パルスは、POCSAG信号フォ
ーマットの600ビット／秒のデータ・レートから、4800
および9600ビット／秒およびそれ以上のデータ・ビット
・レートなど、広範なデータ・ビット・レートの範囲の
データ伝送と整合性がなければならない。プロトタイプ
・パルスは、簡単な後検出フィルタを有する従来のFMレ
シーバを用いて容易に検出できなければならない。本発
明のプロトタイプ・パルスの１つの実施例の派生例を第
2A図〜第2C図および第3A図，第3B図に示す。
小限に抑えるプロトタイプ・パルスを発生することが望
ましい。このプロトタイプ・パルスは、POCSAG信号フォ
ーマットの600ビット／秒のデータ・レートから、4800
および9600ビット／秒およびそれ以上のデータ・ビット
・レートなど、広範なデータ・ビット・レートの範囲の
データ伝送と整合性がなければならない。プロトタイプ
・パルスは、簡単な後検出フィルタを有する従来のFMレ
シーバを用いて容易に検出できなければならない。本発
明のプロトタイプ・パルスの１つの実施例の派生例を第
2A図〜第2C図および第3A図，第3B図に示す。
第2A図は、開始点として用いる基準パルスP0（ｔ）の
グラフである。この基準パルスは、周知の同期関数（si
nπｔ）／πｔであり、記号間干渉がないという所望の
特性を有する。同期関数で表される基準パルスは、複雑
すぎて直接用いることができず、かなりのスプラッタと
隣接チャンネル間干渉が生じる。
グラフである。この基準パルスは、周知の同期関数（si
nπｔ）／πｔであり、記号間干渉がないという所望の
特性を有する。同期関数で表される基準パルスは、複雑
すぎて直接用いることができず、かなりのスプラッタと
隣接チャンネル間干渉が生じる。
第2B図に示すように、ウインドウ関数Ｋ（ｔ）を基準
パルスP0（ｔ）に適用して、このパルスを±１秒から±
3.5秒までの長さに切り捨てる。選択される最適値は、
このシステムで用いられる周波数偏移に依存する。ウイ
ンドウが短すぎると、ベースバンド信号によって占有さ
れるスペクトルが大きくなり、その結果、送信信号に過
剰のスプラッタが生じる。ウインドウが長すぎると、高
変調オーバーシュートが生じ、この場合も、送信信号に
過剰のスプラッタが生じる。好適なウインドウ関数Ｋ
（ｔ）は、基準パルスP0（ｔ）を±２秒の長さに切り捨
てるカイザー（Kaiser）ウインドウである。カイザー・
ウインドウ関数についての説明は、Childers and Durli
ng著“Digital Filtering and Signal Processing",pub
lished 1975 by West Publishing Company of St.Paul,
Minnesota on page 437 to 440においてみることがで
き、これは本明細書において参考として内包される。こ
のウインドウ基準パルスP1（ｔ）は、基準パルスP0
（ｔ）にウインドウ関数Ｋ（ｔ）を掛けることにより得
られる。
パルスP0（ｔ）に適用して、このパルスを±１秒から±
3.5秒までの長さに切り捨てる。選択される最適値は、
このシステムで用いられる周波数偏移に依存する。ウイ
ンドウが短すぎると、ベースバンド信号によって占有さ
れるスペクトルが大きくなり、その結果、送信信号に過
剰のスプラッタが生じる。ウインドウが長すぎると、高
変調オーバーシュートが生じ、この場合も、送信信号に
過剰のスプラッタが生じる。好適なウインドウ関数Ｋ
（ｔ）は、基準パルスP0（ｔ）を±２秒の長さに切り捨
てるカイザー（Kaiser）ウインドウである。カイザー・
ウインドウ関数についての説明は、Childers and Durli
ng著“Digital Filtering and Signal Processing",pub
lished 1975 by West Publishing Company of St.Paul,
Minnesota on page 437 to 440においてみることがで
き、これは本明細書において参考として内包される。こ
のウインドウ基準パルスP1（ｔ）は、基準パルスP0
（ｔ）にウインドウ関数Ｋ（ｔ）を掛けることにより得
られる。
上記のようにウインドウ化された基準パルスが求めら
れると、電圧スペクトルP1（ｆ）は、ウインドウ化され
た基準パルスP1（ｔ）にフーリエ変換をかけることによ
り求められる。得られた電圧スペクトルP1（ｆ）のグラ
フを第2C図に示す。
れると、電圧スペクトルP1（ｆ）は、ウインドウ化され
た基準パルスP1（ｔ）にフーリエ変換をかけることによ
り求められる。得られた電圧スペクトルP1（ｆ）のグラ
フを第2C図に示す。
最終プロトタイプ・パルスを求める次の段階は、フィ
ルタ関数FR（ｆ）を求める段階であり、この関数FR
（ｆ）は、本発明の好適な実施例のレシーバで用いられ
る後検出ローパス・フィルタの伝達関数の逆数である。
すなわち、すべてのｆの値に対してFR（ｆ）＝1/H
（ｆ）である。ただし、Ｈ（ｆ）は、レシーバの後検出
フィルタの伝達関数である。レシーバにおける最適な検
出特性を得るため、レシーバで用いられる後検出ローパ
ス・フィルタは、0.6Hzのカットオフ周波数を有する２
次バターワース・フィルタ（Butterworth filter）であ
ることが望ましい。逆フィルタ関数FR（ｆ）の電圧スペ
クトルのグラフは第3A図に示されている。逆フィルタ関
数FR（ｆ）から、所望のプロトタイプ・パルスP2（ｔ）
の電圧スペクトルP2（ｆ）は、フィルタ関数FR（ｆ）の
電圧スペクトルにウインドウ化された基準パルスの電圧
スペクトルP1（ｆ）を掛けることにより求めることがで
きる。所望のプロトタイプ・パルスの電圧スペクトルP1
（ｆ）のグラフは第3B図に示されている。次に、所望の
プロトタイプ・パルスP2（ｔ）は、第3B図で得られた所
望のプロトタイプ・パルスP2（ｔ）の電圧スペクトルP2
（ｆ）に逆フーリエ変換をかけることにより求められ
る。所望のプロトタイプ・パルスP2（ｔ）のグラフは第
3C図に示されている。所望のプロトタイプ・パルスP2
（ｔ）は、上記の処理により理想的な（sinπｔ）／π
ｔ関数からずれ（変形され）ており、その結果、時間軸
に沿って（sinπｔ）／πｔ関数の場合の整数倍の間隔
ではない間隔でゼロ交差が生じていることに注意された
い。このひずみ（変形）は後検出ローパス・フィルタの
伝達関数の逆数を用いているため、同様な、しかし反対
のひずみ効果がレシーバ内に生じて、レシーバにおいて
ゼロ交差を整数倍の間隔に回復する。
ルタ関数FR（ｆ）を求める段階であり、この関数FR
（ｆ）は、本発明の好適な実施例のレシーバで用いられ
る後検出ローパス・フィルタの伝達関数の逆数である。
すなわち、すべてのｆの値に対してFR（ｆ）＝1/H
（ｆ）である。ただし、Ｈ（ｆ）は、レシーバの後検出
フィルタの伝達関数である。レシーバにおける最適な検
出特性を得るため、レシーバで用いられる後検出ローパ
ス・フィルタは、0.6Hzのカットオフ周波数を有する２
次バターワース・フィルタ（Butterworth filter）であ
ることが望ましい。逆フィルタ関数FR（ｆ）の電圧スペ
クトルのグラフは第3A図に示されている。逆フィルタ関
数FR（ｆ）から、所望のプロトタイプ・パルスP2（ｔ）
の電圧スペクトルP2（ｆ）は、フィルタ関数FR（ｆ）の
電圧スペクトルにウインドウ化された基準パルスの電圧
スペクトルP1（ｆ）を掛けることにより求めることがで
きる。所望のプロトタイプ・パルスの電圧スペクトルP1
（ｆ）のグラフは第3B図に示されている。次に、所望の
プロトタイプ・パルスP2（ｔ）は、第3B図で得られた所
望のプロトタイプ・パルスP2（ｔ）の電圧スペクトルP2
（ｆ）に逆フーリエ変換をかけることにより求められ
る。所望のプロトタイプ・パルスP2（ｔ）のグラフは第
3C図に示されている。所望のプロトタイプ・パルスP2
（ｔ）は、上記の処理により理想的な（sinπｔ）／π
ｔ関数からずれ（変形され）ており、その結果、時間軸
に沿って（sinπｔ）／πｔ関数の場合の整数倍の間隔
ではない間隔でゼロ交差が生じていることに注意された
い。このひずみ（変形）は後検出ローパス・フィルタの
伝達関数の逆数を用いているため、同様な、しかし反対
のひずみ効果がレシーバ内に生じて、レシーバにおいて
ゼロ交差を整数倍の間隔に回復する。
第3C図に示すような所望のプロトタイプ・パルスP2
（ｔ）は、使用するには複雑すぎる。低スプラッタおよ
び低隣接チャンネル間干渉および最小記号間干渉という
当初の目的を満たす最終プロトタイプ・パルスを得る最
終段階は、第４図のグラフによって示されている。最終
プロトタイプ・パルスP3（ｔ）は、パルスのエネルギの
ほとんどすべてを保持しながら、第２の所定のウインド
ウ関数Ｗ（ｔ）を適用して所望のプロトタイプ・パルス
P2（ｔ）の時間間隔を有限長に切り捨てることによって
求められる。好適な方法は、ウインドウを適用する方法
であり、このウインドウは±４秒の範囲内では単位（un
ity）に等しく、−５から−４秒および＋４から＋５ま
での範囲では当業者には周知の二乗余弦整形を有し、ま
たそれ以降の±５秒の範囲外ではゼロである。最終プロ
トタイプ・パルスP3（ｔ）のグラフは第４図に示され、
これは所望のプロトタイプ・パルスP2（ｔ）に第２ウイ
ンドウ関数Ｗ（ｔ）を掛けることにより得られたもので
ある。
（ｔ）は、使用するには複雑すぎる。低スプラッタおよ
び低隣接チャンネル間干渉および最小記号間干渉という
当初の目的を満たす最終プロトタイプ・パルスを得る最
終段階は、第４図のグラフによって示されている。最終
プロトタイプ・パルスP3（ｔ）は、パルスのエネルギの
ほとんどすべてを保持しながら、第２の所定のウインド
ウ関数Ｗ（ｔ）を適用して所望のプロトタイプ・パルス
P2（ｔ）の時間間隔を有限長に切り捨てることによって
求められる。好適な方法は、ウインドウを適用する方法
であり、このウインドウは±４秒の範囲内では単位（un
ity）に等しく、−５から−４秒および＋４から＋５ま
での範囲では当業者には周知の二乗余弦整形を有し、ま
たそれ以降の±５秒の範囲外ではゼロである。最終プロ
トタイプ・パルスP3（ｔ）のグラフは第４図に示され、
これは所望のプロトタイプ・パルスP2（ｔ）に第２ウイ
ンドウ関数Ｗ（ｔ）を掛けることにより得られたもので
ある。
要するに、最終プロトタイプ・パルスP3（ｔ）を数学
的に抽出する方法について第2A図〜第2C図，第3A図〜第
3C図および第４図で説明してきた。最終プロトタイプ・
パルスP3（ｔ）は、送信時にはスプラッタおよび隣接チ
ャンネル間干渉が低く、またレシーバ内の検出時には記
号間ひずみが最小になるという特性を有する。上述のよ
うに、この抽出は１記号／秒で正規化されたパルスに対
するものである。この得られた結果は広い範囲のデータ
・ビット・レートに対してスケールできることが明らか
である。最終プロトタイプ・パルスを他のデータ・ビッ
ト・レートにスケールする場合、データ・ビット・レー
トを増加するにつれて指示された時間はスケール・ダウ
ンし、周波数はスケール・アップすることが理解され
る。
的に抽出する方法について第2A図〜第2C図，第3A図〜第
3C図および第４図で説明してきた。最終プロトタイプ・
パルスP3（ｔ）は、送信時にはスプラッタおよび隣接チ
ャンネル間干渉が低く、またレシーバ内の検出時には記
号間ひずみが最小になるという特性を有する。上述のよ
うに、この抽出は１記号／秒で正規化されたパルスに対
するものである。この得られた結果は広い範囲のデータ
・ビット・レートに対してスケールできることが明らか
である。最終プロトタイプ・パルスを他のデータ・ビッ
ト・レートにスケールする場合、データ・ビット・レー
トを増加するにつれて指示された時間はスケール・ダウ
ンし、周波数はスケール・アップすることが理解され
る。
第５図は、本発明の送信装置の電気ブロック図であ
る。この送信装置の中心部は、Motorola,Inc製DSP56000
デジタル信号プロセッサ集積回路などのデジタル・プロ
セッサ502である。このデジタル・プロセッサ502には、
ランダム・アクセス・メモリ（RAM）504とリード・オン
リ・メモリ（ROM）506とが結合されている。RAM504は、
デジタル・プロセッサ502用の一時記憶装置である。前
述の最終プロトタイプ・パルスP3（ｔ）の数値は、ROM5
06に保存される。最終プロトタイプ・パルスP3（ｔ）
は、デジタル・プロセッサの入力501でデータが入力さ
れるレートと一致したレートで、ROM506からサンプリン
グされる。このデータ入力は、送信すべきレシーバ・ア
ドレスとメッセージとに相当する一連のバイナリ情報列
である。各送信される記号について、プロトタイプ・パ
ルスのサンプリングされた値は、送信すべきデータによ
って異なる定数で順次乗算され、それぞれの値は出力列
に加えられる。この定数は、例えば、論理１を送出する
場合は＋１であり、論理０を送出する場合は−１であ
る。その結果、論理１を表すためにはプロトタイプ・パ
ルスを送出し、また論理０を表すためにはプロトタイプ
・パルスの負の値を送出することになる。この方法は、
多レベル伝送にも容易に拡大適用できる。例えば、４レ
ベル伝送の場合、−1,−0.333,＋0.333および＋１を用
いることができる プロトタイプ・パルス・データ列は、Motorola,Inc.
製MC145040D/A変換器の様なデジタル／アナログ（D/A）
変換器508によってアナログに変換される。D/A変換器50
8の出力は、ローパス・フィルタ510によって濾波され、
デジタル／アナログ変換処理において生じるスプリアス
信号を除去する。デジタル／アナログ変換処理に生じる
スプリアス信号を除去するローパス・フィルタの設計
は、当技術分野では周知である。ローパス・フィルタ51
0の出力に現われるベースバンド変調信号は、従来のFM
トランスミッタ512用の変調信号として用いられる。
る。この送信装置の中心部は、Motorola,Inc製DSP56000
デジタル信号プロセッサ集積回路などのデジタル・プロ
セッサ502である。このデジタル・プロセッサ502には、
ランダム・アクセス・メモリ（RAM）504とリード・オン
リ・メモリ（ROM）506とが結合されている。RAM504は、
デジタル・プロセッサ502用の一時記憶装置である。前
述の最終プロトタイプ・パルスP3（ｔ）の数値は、ROM5
06に保存される。最終プロトタイプ・パルスP3（ｔ）
は、デジタル・プロセッサの入力501でデータが入力さ
れるレートと一致したレートで、ROM506からサンプリン
グされる。このデータ入力は、送信すべきレシーバ・ア
ドレスとメッセージとに相当する一連のバイナリ情報列
である。各送信される記号について、プロトタイプ・パ
ルスのサンプリングされた値は、送信すべきデータによ
って異なる定数で順次乗算され、それぞれの値は出力列
に加えられる。この定数は、例えば、論理１を送出する
場合は＋１であり、論理０を送出する場合は−１であ
る。その結果、論理１を表すためにはプロトタイプ・パ
ルスを送出し、また論理０を表すためにはプロトタイプ
・パルスの負の値を送出することになる。この方法は、
多レベル伝送にも容易に拡大適用できる。例えば、４レ
ベル伝送の場合、−1,−0.333,＋0.333および＋１を用
いることができる プロトタイプ・パルス・データ列は、Motorola,Inc.
製MC145040D/A変換器の様なデジタル／アナログ（D/A）
変換器508によってアナログに変換される。D/A変換器50
8の出力は、ローパス・フィルタ510によって濾波され、
デジタル／アナログ変換処理において生じるスプリアス
信号を除去する。デジタル／アナログ変換処理に生じる
スプリアス信号を除去するローパス・フィルタの設計
は、当技術分野では周知である。ローパス・フィルタ51
0の出力に現われるベースバンド変調信号は、従来のFM
トランスミッタ512用の変調信号として用いられる。
第６図は、本発明に従って、デジタル・プロセッサ50
2の動作を制御するため用いられるソフトウェア・プロ
グラムのフローチャートである。このようなソフトウェ
ア・プログラムは、ROM506に保存される。第６図からわ
かるように、動作手順はブロック600から開始し、ここ
でシステムは初期化される。Ｎは、トランスミッタ512
によって送信される各データ・ビットに対応する指数値
（index number）として定義される。例えば、データ入
力501における送信すべきデータの第１ビットについて
は、Ｎ＝１として定義される。このデータの第２ビット
については、Ｎ＝２として定義され、それ以降も同様に
定義される。次に、手順はブロック602に進み、ここで
データ入力ビットの値であるＮがＮ＝１に設定される。
ブロック604において、デジタル・プロセッサ502はデー
タ入力501からデータの第１ビット（Ｎ＝１）を読み出
す。次に、判定ブロック606において、デジタル・プロ
セッサ502はこの第１ビットが論理０であるか論理１で
あるかを判定する。第１ビット（Ｎ＝１）が論理１と判
定されると、デジタル・プロセッサ502はROM506に保存
された最適化パルスのサンプルを取り出し（ブロック60
8）、このサンプルをデジタル・プロセッサ502の出力に
加える（ブロック610）。しかし、第１ビット（Ｎ＝
１）が論理０と判定されると、デジタル・プロセッサ50
2はROM506に保存された最適化パルスのサンプルを取り
出し（ブロック612）、そしてこのサンプルをデジタル
・プロセッサ502の出力から減ずる（ブロック614）。い
ずれの場合においても、最適化パルスのサンプル（正ま
たは負のいずれの場合でも）は、ブロック616においてD
/A変換器508に与えられ、ここでこのサンプルは最適化
パルスのアナログ表示に変換される。この再構成された
最適化パルスは、ローパス・フィルタ510によって適切
に濾波された後、ブロック618においてトランスミッタ5
12によって送信される。ブロック620において、デジタ
ル・プロセッサ502は、Ｎカウンタを次の入力データの
ビット（Ｎ＝２）に進め、デジタル・プロセッサ502は
ブロック604において第２ビットを読み出し、この第２
ビットを上述のように処理する。処理の流れは、それ以
降のビットＮ＝3,4...についても実質的に同様に行なわ
れる。
2の動作を制御するため用いられるソフトウェア・プロ
グラムのフローチャートである。このようなソフトウェ
ア・プログラムは、ROM506に保存される。第６図からわ
かるように、動作手順はブロック600から開始し、ここ
でシステムは初期化される。Ｎは、トランスミッタ512
によって送信される各データ・ビットに対応する指数値
（index number）として定義される。例えば、データ入
力501における送信すべきデータの第１ビットについて
は、Ｎ＝１として定義される。このデータの第２ビット
については、Ｎ＝２として定義され、それ以降も同様に
定義される。次に、手順はブロック602に進み、ここで
データ入力ビットの値であるＮがＮ＝１に設定される。
ブロック604において、デジタル・プロセッサ502はデー
タ入力501からデータの第１ビット（Ｎ＝１）を読み出
す。次に、判定ブロック606において、デジタル・プロ
セッサ502はこの第１ビットが論理０であるか論理１で
あるかを判定する。第１ビット（Ｎ＝１）が論理１と判
定されると、デジタル・プロセッサ502はROM506に保存
された最適化パルスのサンプルを取り出し（ブロック60
8）、このサンプルをデジタル・プロセッサ502の出力に
加える（ブロック610）。しかし、第１ビット（Ｎ＝
１）が論理０と判定されると、デジタル・プロセッサ50
2はROM506に保存された最適化パルスのサンプルを取り
出し（ブロック612）、そしてこのサンプルをデジタル
・プロセッサ502の出力から減ずる（ブロック614）。い
ずれの場合においても、最適化パルスのサンプル（正ま
たは負のいずれの場合でも）は、ブロック616においてD
/A変換器508に与えられ、ここでこのサンプルは最適化
パルスのアナログ表示に変換される。この再構成された
最適化パルスは、ローパス・フィルタ510によって適切
に濾波された後、ブロック618においてトランスミッタ5
12によって送信される。ブロック620において、デジタ
ル・プロセッサ502は、Ｎカウンタを次の入力データの
ビット（Ｎ＝２）に進め、デジタル・プロセッサ502は
ブロック604において第２ビットを読み出し、この第２
ビットを上述のように処理する。処理の流れは、それ以
降のビットＮ＝3,4...についても実質的に同様に行なわ
れる。
第７図は、第５図の送信装置からの送信を受信するた
めに用いられる従来のレシーバの電気ブロック図であ
る。送信される最適化プロトタイプ・パルス信号列はア
ンテナ702によって捕捉され、FMレシーバ704によって受
信される。FMレシーバ704は当技術分野で周知の従来のF
Mレシーバであり、被受信FM信号を検出するため、パル
ス・カウント弁別器やピーク／バリー（peak/valley）
検出器などの任意の数の既知の変調器回路を用いてい
る。FMレシーバからの出力は、送信するのに望ましいバ
イナリ情報パターンを表すため生成された被送信最適化
プロトタイプ・パルス信号に特有の波形列である。前述
のように、これらの最適化プロトタイプ・パルス信号
は、送信装置500において行なわれる処理によって、理
想的な（sinπｔ）πｔ関数波形から予めひずみが生じ
（変形され）ている。FMレシーバ704の出力は、後検出
ローパス・フィルタ706に結合され、このフィルタ706
は、１記号／秒に正規化されたデータに対して0.6Hzの
カットオフ周波数を有する２次バターワース・フィルタ
であることが好ましい。後検出ローパス・フィルタ706
は、余分な弁別器雑音を濾波し、回復された波形を補償
して、各送信パルスのゼロ交差が整数倍の時間間隔で生
じて、回復された信号に記号間干渉が無いという特性を
復元する。後検出ローパス・フィルタ706の出力は、ク
ロック回復回路708に結合され、この回路708は、当業者
には周知の方法で、回復されたデータ信号からビット同
期を得るために用いられる。クロック回復回路708は、
後検出ローパス・フィルタ706の出力のサンプリングを
制御する。サンプリング機能は、スイッチ710によって
指示される。ビット判定は、各サンプリングされたビッ
トの振幅に基づいて行なわれる。回復された信号が正
で、最適化プロトタイプ・パルス信号の送信を示してい
る場合、比較器712の出力において論理１が生成され
る。回復された信号が負で、最適化プロトタイプ・パル
ス信号の逆数の送信を示している場合、比較器712の出
力において論理０が生成される。この判定処理において
は記号間ひずみは生じないが、ただし、IFフィルタによ
るものや、マルチパス信号受信に起因するひずみは避け
られない。
めに用いられる従来のレシーバの電気ブロック図であ
る。送信される最適化プロトタイプ・パルス信号列はア
ンテナ702によって捕捉され、FMレシーバ704によって受
信される。FMレシーバ704は当技術分野で周知の従来のF
Mレシーバであり、被受信FM信号を検出するため、パル
ス・カウント弁別器やピーク／バリー（peak/valley）
検出器などの任意の数の既知の変調器回路を用いてい
る。FMレシーバからの出力は、送信するのに望ましいバ
イナリ情報パターンを表すため生成された被送信最適化
プロトタイプ・パルス信号に特有の波形列である。前述
のように、これらの最適化プロトタイプ・パルス信号
は、送信装置500において行なわれる処理によって、理
想的な（sinπｔ）πｔ関数波形から予めひずみが生じ
（変形され）ている。FMレシーバ704の出力は、後検出
ローパス・フィルタ706に結合され、このフィルタ706
は、１記号／秒に正規化されたデータに対して0.6Hzの
カットオフ周波数を有する２次バターワース・フィルタ
であることが好ましい。後検出ローパス・フィルタ706
は、余分な弁別器雑音を濾波し、回復された波形を補償
して、各送信パルスのゼロ交差が整数倍の時間間隔で生
じて、回復された信号に記号間干渉が無いという特性を
復元する。後検出ローパス・フィルタ706の出力は、ク
ロック回復回路708に結合され、この回路708は、当業者
には周知の方法で、回復されたデータ信号からビット同
期を得るために用いられる。クロック回復回路708は、
後検出ローパス・フィルタ706の出力のサンプリングを
制御する。サンプリング機能は、スイッチ710によって
指示される。ビット判定は、各サンプリングされたビッ
トの振幅に基づいて行なわれる。回復された信号が正
で、最適化プロトタイプ・パルス信号の送信を示してい
る場合、比較器712の出力において論理１が生成され
る。回復された信号が負で、最適化プロトタイプ・パル
ス信号の逆数の送信を示している場合、比較器712の出
力において論理０が生成される。この判定処理において
は記号間ひずみは生じないが、ただし、IFフィルタによ
るものや、マルチパス信号受信に起因するひずみは避け
られない。
最適化プロトタイプ・パルスを生成する方法を第８図
のフローチャートで概説する。この方法は、ブロック80
2において関数P0（ｔ）＝（sinπｔ）／πｔから開始す
る。ブロック604において、選択された関数は所定のウ
インドウ関数によってウインドウ化され、このウインド
ウ範囲外で最小エネルギを有するパルスP1（ｔ）を得
る。ステップ804で得たパルスP1（ｔ）の電圧スペクト
ルP1（ｆ）は、ステップ806において、フーリエ変換を
とることにより求められる。レシーバの後検出ローパス
・フィルタの逆伝達関数FR（ｆ）は、ステップ808にお
いて求められる。この逆伝達関数FR（ｆ）に電圧スペク
トルP1（ｆ）を掛けて、電圧スペクトルP2（ｆ）がブロ
ック810で求められる。ステップ812において、電圧スペ
クトルP2（ｆ）に逆フーリエ変換をかけることにより、
所望のプロトタイプ・パルスが求められる。ステップ81
4において、この所望のプロトタイプ・パルスを第２の
所定のウインドウ関数でウインドウ化することにより、
最適化プロトタイプ・パルスが最終的に求められる。最
適プロトタイプ・パルスを定義するデータはROMに保存
され、バイナリ情報の送信時に用いられる。送信される
と、この最適化プロトタイプ・パルスはスプラッタと隣
接チャンネル間干渉を最小限に抑える。被送出最適化プ
ロトタイプ・パルスは、従来のFMレシーバによって回復
することができ、その処理中に記号間干渉が生じること
はない。
のフローチャートで概説する。この方法は、ブロック80
2において関数P0（ｔ）＝（sinπｔ）／πｔから開始す
る。ブロック604において、選択された関数は所定のウ
インドウ関数によってウインドウ化され、このウインド
ウ範囲外で最小エネルギを有するパルスP1（ｔ）を得
る。ステップ804で得たパルスP1（ｔ）の電圧スペクト
ルP1（ｆ）は、ステップ806において、フーリエ変換を
とることにより求められる。レシーバの後検出ローパス
・フィルタの逆伝達関数FR（ｆ）は、ステップ808にお
いて求められる。この逆伝達関数FR（ｆ）に電圧スペク
トルP1（ｆ）を掛けて、電圧スペクトルP2（ｆ）がブロ
ック810で求められる。ステップ812において、電圧スペ
クトルP2（ｆ）に逆フーリエ変換をかけることにより、
所望のプロトタイプ・パルスが求められる。ステップ81
4において、この所望のプロトタイプ・パルスを第２の
所定のウインドウ関数でウインドウ化することにより、
最適化プロトタイプ・パルスが最終的に求められる。最
適プロトタイプ・パルスを定義するデータはROMに保存
され、バイナリ情報の送信時に用いられる。送信される
と、この最適化プロトタイプ・パルスはスプラッタと隣
接チャンネル間干渉を最小限に抑える。被送出最適化プ
ロトタイプ・パルスは、従来のFMレシーバによって回復
することができ、その処理中に記号間干渉が生じること
はない。
本発明の特定の実施例について説明してきたが、さら
なる修正や改良は当業者には明らかである。本明細書に
おいて開示され請求される基本原理を維持する一切の修
正は、本発明の範囲および精神に内包されるものとす
る。
なる修正や改良は当業者には明らかである。本明細書に
おいて開示され請求される基本原理を維持する一切の修
正は、本発明の範囲および精神に内包されるものとす
る。
Claims (10)
- 【請求項１】記号間干渉を最小化するため、周波数変調
（FM）受信機への情報の送信に適した最適化電気パルス
を生成する方法であって： 低記号間干渉特性を示す第１パルスP0（ｔ）＝（sinπ
ｔ）／πｔを準備する段階； 第１パルスP0（ｔ）に第１の所定のウインドウ関数Ｋ
（ｔ）を乗算して、ウインドウ範囲外のエネルギ密度を
最小化した第２パルスP1（ｔ）を得る段階； 第２パルスP1（ｔ）をフーリエ変換することにより、ス
ペクトルP1（ｔ）を求める段階； 前記受信機の検出後ローパス・フィルタの伝達関数の逆
である逆フィルタ関数FR（ｆ）を求める段階； スペクトルP1（ｆ）に逆フィルタ関数FR（ｆ）を乗算し
て、スペクトルP2（ｆ）を得る段階； スペクトルP2（ｆ）を逆フーリエ変換することにより、
第３パルスP3（ｆ）を求める段階；および 第３パルスP3（ｆ）に第２の所定のウインドウ関数Ｗ
（ｔ）を乗算して、最適化電気パルスP3（ｔ）を得る段
階； によって構成されることを特徴とする最適化電気パルス
を生成する方法。 - 【請求項２】前記第１の所定のウインドウ関数が、カイ
ザー・ウインドウ関数であることを特徴とする請求項１
記載の最適化電気パルスを生成する方法。 - 【請求項３】前記第２の所定のウインドウ関数が、二乗
余弦整形を有する単位ウインドウ関数であることを特徴
とする請求項１記載の最適化電気パルスを生成する方
法。 - 【請求項４】所定のフィルタ伝達関数を有する検出後ロ
ーパス・フィルタを用いる通信受信機にデジタル情報を
送信する方法であって： 前記通信受信機の検出後ローパス・フィルタの逆伝達関
数を用いて、最小記号間干渉を示す電気パルスを処理す
ることによって得られる最適化電気パルスを記憶する段
階であって、該最適化電気パルスが通信受信機の検出後
ローパス・フィルタにより受信・処理されると最小記号
間干渉を示すパルス波形をもたらす、ところの最適化電
気パルス記憶段階； 送信すべきデジタル情報に応答して、前記の記憶された
最適化電気パルスを取りだして、それに対応する最適化
プロトタイプ・パルス列を生成する段階；および 前記の最適化プロトタイプ・パルス列を送信する段階； によって構成されることを特徴とする方法。 - 【請求項５】前記記憶段階が、最適化電気パルスを表す
数値列を記憶する段階から成ることを特徴とする請求項
４記載の方法。 - 【請求項６】前記デジタル情報が少なくとも２つの被送
信記号により表現され、かつ、前記の最適化プロトタイ
プ・パルス列を生成する段階が： 第１被送信記号に対応する最適化電気パルスを表す数値
列を選択する段階；および 第２被送信記号に対応する最適化電気パルスを表す数値
列の反対値を選択する段階； から成ることを特徴とする請求項４記載の方法。 - 【請求項７】前記の生成する段階が： 前記最適化パルス列およびその反対値を示す数値列を、
送信すべきデジタル情報に対応するアナログ形式の最適
化電気パルス列および反対値に変換する段階；および アナログ形式の最適化電気パルス列およびその反対値を
濾波する段階； をさらに含んで構成されることを特徴とする請求項６記
載の方法。 - 【請求項８】前記の送信する段階が、前記の濾波された
アナログ形式の最適化電気パルス列およびその反対値を
送信する段階をさらに含んで構成されることを特徴とす
る請求項７記載の方法。 - 【請求項９】所定のフィルタ伝達関数を有する検出後ロ
ーパス・フィルタを用いる通信受信機にデジタル情報を
送信する送信機であって： 最小記号間干渉特性を示す電気パルスと、通信受信機の
所定の検出後ローパス・フィルタ伝達関数の逆伝達関数
とを処理することによって得られる最適化電気パルスを
表す数値列を記憶する記憶手段； メッセージを表すデジタル情報を受け取る手段； 受け取ったデジタル情報に応答して、前記記憶手段から
最適化電気パルスを表す数値列を取りだし、それから前
記デジタルメッセージを表す最適化電気パルス列を生成
する手段；および 該最適化電気パルス列を送信する手段； によって構成されることを特徴とする送信機。 - 【請求項１０】前記記憶手段がリード・オンリー・メモ
リから成ることを特徴とする請求項９記載の送信機。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/390,317 US5068874A (en) | 1989-08-07 | 1989-08-07 | Spectrally efficient digital fm modulation system |
| US390,317 | 1989-08-07 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05501179A JPH05501179A (ja) | 1993-03-04 |
| JP2564992B2 true JP2564992B2 (ja) | 1996-12-18 |
Family
ID=23542009
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2510392A Expired - Lifetime JP2564992B2 (ja) | 1989-08-07 | 1990-07-09 | スペクトル効率の高いデジタルｆｍ変調方式 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5068874A (ja) |
| EP (1) | EP0572376B1 (ja) |
| JP (1) | JP2564992B2 (ja) |
| AT (1) | ATE150233T1 (ja) |
| DE (1) | DE69030198T2 (ja) |
| WO (1) | WO1991002403A1 (ja) |
Families Citing this family (21)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| SE468616B (sv) * | 1991-06-12 | 1993-02-15 | Ericsson Telefon Ab L M | Foerfarande foer kompensering av saendarnyttosignalens beroende av oeverfoeringsfunktionen foer ett combinerfilter |
| US5412691A (en) * | 1991-06-28 | 1995-05-02 | Digital Equipment Corporation | Method and apparatus for equalization for transmission over a band-limited channel |
| US5173923A (en) * | 1991-11-22 | 1992-12-22 | Bell Communications Research, Inc. | Spread-time code division multiple access technique with arbitrary spectral shaping |
| US5175743A (en) * | 1991-11-22 | 1992-12-29 | Bell Communications Research, Inc. | Spread-time code division multiple access technique with arbitrary spectral shaping |
| US5177768A (en) * | 1991-11-22 | 1993-01-05 | Bell Communications Research, Inc. | Spread-time code division multiple access technique with arbitrary spectral shaping |
| US5175744A (en) * | 1991-11-22 | 1992-12-29 | Bell Communications Research, Inc. | Spread-time code division multiple access technique with arbitrary spectral shaping |
| US5287387A (en) * | 1992-03-06 | 1994-02-15 | Motorola, Inc. | Low splatter peak-to-average signal reduction |
| CH684860A5 (de) * | 1992-04-23 | 1995-01-13 | Haeni Prolectron Ag | Verfahren und Schaltungsanordnung zur Uebertragung von binären Datenfolgen. |
| US5657353A (en) * | 1992-12-31 | 1997-08-12 | Stellar One Corporation | Pulse shaping filter for received digital transmissions using phase lock loop for adjusting shift register |
| US5638404A (en) * | 1994-09-22 | 1997-06-10 | Her Majesty The Queen In Right Of Canada, As Represented By The Minister Of Communications | Pre-compensated frequency modulation (PFM) |
| US5579342A (en) * | 1994-09-22 | 1996-11-26 | Her Majesty The Queen In Right Of Canada As Represented By The Minister Of Communications | Pre-compensated frequency modulation (PFM) |
| US5633893A (en) * | 1994-09-29 | 1997-05-27 | Ericsson Inc. | Digital modulation method with controlled envelope variation |
| TW318297B (ja) * | 1995-05-22 | 1997-10-21 | Motorola Inc | |
| WO1997035210A1 (en) * | 1996-03-20 | 1997-09-25 | Radian International L.L.C. | Digitally-controlled pulse shaper for pulsed radar systems and radar wind profilers |
| US6137831A (en) * | 1997-06-20 | 2000-10-24 | Johnson; Neldon P. | Method and apparatus for reducing receiver imposed distortion |
| WO1999062207A1 (en) * | 1998-05-26 | 1999-12-02 | Jean Armstrong | Data transmission and reception in multicarrier modulation systems |
| US6405147B1 (en) * | 1999-09-10 | 2002-06-11 | Condor Systems, Inc. | Signal transfer device measurement system and method |
| US6876697B2 (en) * | 2000-12-12 | 2005-04-05 | Sierra Wireless, Inc. | Apparatus and method for power ramp up of wireless modem transmitter |
| US7349489B2 (en) | 2001-08-13 | 2008-03-25 | Nokia Siemens Networks Gmbh & Co. Kg | Pulse shaping filter with minimal intersymbol interference |
| US20030108110A1 (en) * | 2001-12-10 | 2003-06-12 | The Boeing Company | Systems and methods for reducing electromagnetic emissions in communications |
| US10915353B2 (en) | 2019-04-01 | 2021-02-09 | International Business Machines Corporation | Intelligent processor for user-provided routines in a transaction processing system |
Citations (3)
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| JPH05501179A (ja) | 1993-03-04 |
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