JP2557118B2 - タイミングジッタの測定方法 - Google Patents
タイミングジッタの測定方法Info
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- JP2557118B2 JP2557118B2 JP2018534A JP1853490A JP2557118B2 JP 2557118 B2 JP2557118 B2 JP 2557118B2 JP 2018534 A JP2018534 A JP 2018534A JP 1853490 A JP1853490 A JP 1853490A JP 2557118 B2 JP2557118 B2 JP 2557118B2
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Description
【発明の詳細な説明】 「産業上の利用分野」 この発明は、デジタル中継伝送システムにおいて、伝
送されてきたパルス信号を中継器内で識別再生する再に
用いられるタイミング信号のジッタの大きさを測定する
タイミングジッタの測定方法に関する。
送されてきたパルス信号を中継器内で識別再生する再に
用いられるタイミング信号のジッタの大きさを測定する
タイミングジッタの測定方法に関する。
「従来の技術」 光パルス信号または電気パルス信号を伝送するデジタ
ル伝送システムにおいては、通常、送信部と受信部との
間に、デジタル中継器が配置される。
ル伝送システムにおいては、通常、送信部と受信部との
間に、デジタル中継器が配置される。
従来、この種の中継器には、伝送されてきたパルス信
号を正しい時刻に識別し、かつ再生して送出するための
リタイミング機能が付加されている。
号を正しい時刻に識別し、かつ再生して送出するための
リタイミング機能が付加されている。
これらの中継器において、上記リタイミングに用いら
れるタイミング信号は、伝送されてきたパルス信号の繰
り返し周波数であるクロック周波数に正確に一致したも
のであることが理想である。しかしながら、従来、一般
的に用いられる自己タイミング抽出方式による中継器な
どにおいては、受信パルスの符号間干渉などのため、時
間軸方向にゆらぎが発生していた。このゆらぎはジッタ
と呼ばれ、ジッタが大きくなるとパルスを正しい位置で
識別できなくなり符号誤りなどが生じていた。
れるタイミング信号は、伝送されてきたパルス信号の繰
り返し周波数であるクロック周波数に正確に一致したも
のであることが理想である。しかしながら、従来、一般
的に用いられる自己タイミング抽出方式による中継器な
どにおいては、受信パルスの符号間干渉などのため、時
間軸方向にゆらぎが発生していた。このゆらぎはジッタ
と呼ばれ、ジッタが大きくなるとパルスを正しい位置で
識別できなくなり符号誤りなどが生じていた。
このことは、逆にいえば、ジッタを精度良く測定する
ことができれば、伝送特性の良否を知ることができるの
で、これまでに幾つかのジッタ測定法が提供されてい
る。
ことができれば、伝送特性の良否を知ることができるの
で、これまでに幾つかのジッタ測定法が提供されてい
る。
従来、知られているジッタ測定法としては、何種類か
の８ビット固定の繰り換しパルスパターンを中継器に入
力し、このときのタイミング信号の位相偏差から、ラン
ダムパターンが入力されたときのジッタの実効値を計算
により推定する方法（C.J.BYRNE,B.J.KARAFIN,DB.ROBIN
SON,JR.,“Systematic Jitter in a Chain of Digital
Regenerators",The Bell System Technisal Jouranl（1
963,11））、ミキサーを使用して直角位相検波法により
ランダムパターン入力時のタイミング信号のジュタの実
効値を求める方法などがある。これらは伝送速度が400M
b/s位までの光中継器のジッタ測定に主に用いられてき
た。
の８ビット固定の繰り換しパルスパターンを中継器に入
力し、このときのタイミング信号の位相偏差から、ラン
ダムパターンが入力されたときのジッタの実効値を計算
により推定する方法（C.J.BYRNE,B.J.KARAFIN,DB.ROBIN
SON,JR.,“Systematic Jitter in a Chain of Digital
Regenerators",The Bell System Technisal Jouranl（1
963,11））、ミキサーを使用して直角位相検波法により
ランダムパターン入力時のタイミング信号のジュタの実
効値を求める方法などがある。これらは伝送速度が400M
b/s位までの光中継器のジッタ測定に主に用いられてき
た。
「発明が解決しようとする課題」 ところが、前者の測定においては直接的にランダムパ
ターンに対するヂッタを求めていない点、後者において
は、時間領域における直接測定ではあるがジッタの測定
帯域が充分ではないという問題がある。
ターンに対するヂッタを求めていない点、後者において
は、時間領域における直接測定ではあるがジッタの測定
帯域が充分ではないという問題がある。
さらに、直角位相検波法を用いた位相解析器において
は、位相を直交させるためのPLLなどの複雑な制御回路
が必要であるが、現在、市販されている位相解析器の最
高動作周波数は1.3GHz、その帯域としては300KHz程度で
ある。
は、位相を直交させるためのPLLなどの複雑な制御回路
が必要であるが、現在、市販されている位相解析器の最
高動作周波数は1.3GHz、その帯域としては300KHz程度で
ある。
一般に、400Mb/sの伝送速度でタイミングタンクのＱ
値を600とすると、ジッタの周波数成分の3dB帯域は約30
0KHzとなる。このことから、上記位相解析器は、600よ
り低いＱ値のジッタ測定には適していない。
値を600とすると、ジッタの周波数成分の3dB帯域は約30
0KHzとなる。このことから、上記位相解析器は、600よ
り低いＱ値のジッタ測定には適していない。
また、一般に、伝送速度が高速化し、タイミングタン
クのＱ値が一定の場合には、ジッタの周波数成分は広帯
域化する。たとえば、伝送速度1.87Gb/sでＱ値が600の
タイミング抽出回路を用いた場合、ジッタの周波数成分
は1.87GHzを中心に1.6MHzとなる。伝送速度がさらに高
速化し、将来10Gb/sの光中継器が実現された場合には、
Ｑ値を600とするとジッタ成分の帯域は8.3MHzにもな
り、相当の広帯域測定が必要になる。
クのＱ値が一定の場合には、ジッタの周波数成分は広帯
域化する。たとえば、伝送速度1.87Gb/sでＱ値が600の
タイミング抽出回路を用いた場合、ジッタの周波数成分
は1.87GHzを中心に1.6MHzとなる。伝送速度がさらに高
速化し、将来10Gb/sの光中継器が実現された場合には、
Ｑ値を600とするとジッタ成分の帯域は8.3MHzにもな
り、相当の広帯域測定が必要になる。
以上のことから、10Gb/s程度の高速光中継器のジッタ
を高精度で測定するためには、10GHzの中心周波数で動
作し、かつ広帯域の測定を可能とするジッタ測定法が必
要になる。
を高精度で測定するためには、10GHzの中心周波数で動
作し、かつ広帯域の測定を可能とするジッタ測定法が必
要になる。
この発明は、上述の事情に鑑みてなされたもので、ジ
ッタ成分が広帯域にわたる高速のタイミング信号に対し
ても、正確にジッタを測定することができるタイミング
ジッタの測定方法を提供することを目的としている。
ッタ成分が広帯域にわたる高速のタイミング信号に対し
ても、正確にジッタを測定することができるタイミング
ジッタの測定方法を提供することを目的としている。
「課題を解決するための手段」 中継伝送方式に適用されるデジタル中継器で、受信符
号の識別再生時にリタイミング用に用いられるタイミン
グ信号（クロック周波数f0）が有するジッタを測定する
タイミングジッタの測定方法において、 まず、スペクトルアナライザまたは選択レベル測定器
を用いて、クロック成分の電力と前記測定器の周波数帯
域幅Δで測定したジッタ成分の電力との差Anを求め（こ
こで、Anは、クロック周波数f0から周波数fnだけ離れた
点での測定値であることを示す。）、 次に、前記ジッタ成分の電力スペクトル密度Φ
（（度）2/Hz）を下式を用いて算出し、 算出された電力スペクトル密度Φ（fn）を周波数域で
積分することにより、前記ジッタが有する電力（（度）
２）を求め、 さらに、前記ジッタが有する電力の平方根である前記
ジッタの実効値（度・rms）を算出することを特徴とす
るタイミングジッタの測定方法。
号の識別再生時にリタイミング用に用いられるタイミン
グ信号（クロック周波数f0）が有するジッタを測定する
タイミングジッタの測定方法において、 まず、スペクトルアナライザまたは選択レベル測定器
を用いて、クロック成分の電力と前記測定器の周波数帯
域幅Δで測定したジッタ成分の電力との差Anを求め（こ
こで、Anは、クロック周波数f0から周波数fnだけ離れた
点での測定値であることを示す。）、 次に、前記ジッタ成分の電力スペクトル密度Φ
（（度）2/Hz）を下式を用いて算出し、 算出された電力スペクトル密度Φ（fn）を周波数域で
積分することにより、前記ジッタが有する電力（（度）
２）を求め、 さらに、前記ジッタが有する電力の平方根である前記
ジッタの実効値（度・rms）を算出することを特徴とす
るタイミングジッタの測定方法。
「作用」 上記構成において、スペクトラムアナライザ、または
選択レベル測定器により、クロック成分と一定帯域幅
（分解能）内のジッタ成分との相対電力差が、高速、か
つ広帯域にわたって、測定される。
選択レベル測定器により、クロック成分と一定帯域幅
（分解能）内のジッタ成分との相対電力差が、高速、か
つ広帯域にわたって、測定される。
このように、この方法においては、クロック（キャリ
ア）成分およびジッタ成分が絶対測定されるのではな
く、これらの相対電力差が求められる。
ア）成分およびジッタ成分が絶対測定されるのではな
く、これらの相対電力差が求められる。
このため、スペクトルアナライザまたは選択レベル測
定器が有する表示誤差の影響を排除することができる。
定器が有する表示誤差の影響を排除することができる。
したがって、上記構成によれば、広帯域にジッタが広
がる高速のタイミング信号に対しても、ジッタを精度良
く測定することができる。
がる高速のタイミング信号に対しても、ジッタを精度良
く測定することができる。
「実施例」 以下、図面を参照して、この発明の実施例について説
明する。
明する。
◇実施例の構成 第１図は、この発明の一実施例に用いられる光中継伝
送システムのジッタ測定系の構成を示すブロック図であ
る。
送システムのジッタ測定系の構成を示すブロック図であ
る。
この図において、符号１は、マーク率1/2の23段PNパ
ターン信号を出力するパルスパターン発生器、２はパル
スパターン発生器１にクロック信号を供給するシンセサ
イザ、３は光送信部、４は受信部である。また、5,5,…
は光送信部３と光受信部４との間に配置された光中継器
である。さらに、６は、スペクトルアナライザであっ
て、光受信部４からのタイミング信号を受けて、上述し
たクロック（キャリア）成分とジッタ成分の電力差Ａを
求めるために用いられる。７は、計算器であり、スペク
トルアナライザ６によって求められた上記相対電力差
（以下、電力差という）を積分処理するために用いられ
る。
ターン信号を出力するパルスパターン発生器、２はパル
スパターン発生器１にクロック信号を供給するシンセサ
イザ、３は光送信部、４は受信部である。また、5,5,…
は光送信部３と光受信部４との間に配置された光中継器
である。さらに、６は、スペクトルアナライザであっ
て、光受信部４からのタイミング信号を受けて、上述し
たクロック（キャリア）成分とジッタ成分の電力差Ａを
求めるために用いられる。７は、計算器であり、スペク
トルアナライザ６によって求められた上記相対電力差
（以下、電力差という）を積分処理するために用いられ
る。
◇スペクトルアナライザ６ スペクトルアナライザ６は、バンドパス・フィルタを
用いて、その帯域内の電力を表示するようにした装置で
あり、周波数の掃引により一時に所望の周波数範囲（DC
〜25GHz）の電力スペクトル密度を測定・表示できる。
この例の方法においては、スペクトルアナライザ６を用
いて、クロック成分とジッタ成分との電力差を求めるた
めに用いられる。
用いて、その帯域内の電力を表示するようにした装置で
あり、周波数の掃引により一時に所望の周波数範囲（DC
〜25GHz）の電力スペクトル密度を測定・表示できる。
この例の方法においては、スペクトルアナライザ６を用
いて、クロック成分とジッタ成分との電力差を求めるた
めに用いられる。
◇測定原理 次に、この発明に使用されるタイミングジッタの測定
原理について説明する。
原理について説明する。
まず、スペクトルアナライザ６から読み取ったクロッ
ク成分とジッタ成分との電力差よりジッタ成分の電力ス
ペクトル密度を求める。
ク成分とジッタ成分との電力差よりジッタ成分の電力ス
ペクトル密度を求める。
ジッタを含んだタイミング信号ｓ（ｔ）は第１式によ
り示される。
り示される。
ｓ（ｔ）＝Ｖ・cos（ω0t＋θ（ｔ）） ‥‥（１） ここで、Ｖはタイミング信号の振幅、ω０は伝送速度
に対応する角周波数である。また、θ（ｔ）はジッタ成
分（単位は、radianとする）であり、その時間平均は零
とする。
に対応する角周波数である。また、θ（ｔ）はジッタ成
分（単位は、radianとする）であり、その時間平均は零
とする。
第１式を展開すると、第２式が得られる。
ｓ（ｔ）＝Ｖ［cosω0t・cosθ（ｔ）−sinω0t ・sinθ（ｔ）］ ‥‥‥（２） ここで、ジュッタθ（ｔ）が小さい場合には、cosθ
（ｔ）≒1,sinθ（ｔ）≒０（ｔ）となるため、タイミ
ング信号ｓ（ｔ）は第３式により示される。
（ｔ）≒1,sinθ（ｔ）≒０（ｔ）となるため、タイミ
ング信号ｓ（ｔ）は第３式により示される。
ｓ（ｔ）＝Ｖ［cosω0t−θ（ｔ）sinω0t］ ‥‥‥
（３） 次に、タイミング信号ｓ（ｔ）の自己相関関数Φss
（τ）は、第４式により示される。
（３） 次に、タイミング信号ｓ（ｔ）の自己相関関数Φss
（τ）は、第４式により示される。
ここで、Φ（τ）は、θ（ｔ）の自己相関関数であ
り、その電力スペクトルをΦ（ω）とする。
り、その電力スペクトルをΦ（ω）とする。
次に、Wiener−Khintchineの関係により、第４式をフ
ーリエ変換すれば、第５式に示すタイミング信号ｓ
（ｔ）の電力スペクトル密度Φss（ω）が得られる。
ーリエ変換すれば、第５式に示すタイミング信号ｓ
（ｔ）の電力スペクトル密度Φss（ω）が得られる。
電力スペクトル密度Φss（ω）は、第２図に示すよう
に、周波数軸対象であるため、電力スペクトル密度Φss
（ω）の片側のみを考え、これをΦtt（ω）として、第
６式に示す。
に、周波数軸対象であるため、電力スペクトル密度Φss
（ω）の片側のみを考え、これをΦtt（ω）として、第
６式に示す。
第６式に示す片側のみの電力スペクトル密度Φ
tt（ω）を０〜∽の範囲で積分することにより、第７式
に示すタイミング信号の電力Ｐ（Ｗ）が得られる。
tt（ω）を０〜∽の範囲で積分することにより、第７式
に示すタイミング信号の電力Ｐ（Ｗ）が得られる。
ここで、第７式の第１項のV2/2は角周波数ω０のクロ
ック成分の電力（Ｗ）を示し、第２項がジッタ成分の電
力（Ｗ）を示している。
ック成分の電力（Ｗ）を示し、第２項がジッタ成分の電
力（Ｗ）を示している。
同式の第２項は、電力スペクトル密度の単位を（ra
d）2/Hzとすると、第８式のようになる。
d）2/Hzとすると、第８式のようになる。
ここで、スペクトルアナライザ６内にあるバンドパス
フィルタの測定帯域幅（分解能ともいう）をΔとして周
波数ｆにおけるジッタ成分の電力密度を求める。Δが小
さい場合には、近似的に第９式が成立する。
フィルタの測定帯域幅（分解能ともいう）をΔとして周
波数ｆにおけるジッタ成分の電力密度を求める。Δが小
さい場合には、近似的に第９式が成立する。
ここで、キャリアであるタイミング信号（クロック成
分）の電力V2/2と周波数ｆにおけるジッタ成分の電力
（第９式）との差（相対電力差）をAn（dB）と表す。こ
こで、Anの添字ｎは、測定値Anが第２図に示すように、
クロック周波数f0から周波数fnだけ離れた点で測定され
たことを示す。
分）の電力V2/2と周波数ｆにおけるジッタ成分の電力
（第９式）との差（相対電力差）をAn（dB）と表す。こ
こで、Anの添字ｎは、測定値Anが第２図に示すように、
クロック周波数f0から周波数fnだけ離れた点で測定され
たことを示す。
相対電力差Anとジッタ電力スペクトルΦとの関係は第
10式で示される。
10式で示される。
An＝10 log10（Φ（fn）・Δ） ……（10） 第10式を変形して、ジッタ電力スペクトルΦ（fn）を
表す第11式が得られる。
表す第11式が得られる。
こうして、第11式より、ジッタの電力スペクトル密度
（rad）2/Hzが、キャリア（クロック成分）とジッタ成
分との相対電力差Anにより求められることになった。
（rad）2/Hzが、キャリア（クロック成分）とジッタ成
分との相対電力差Anにより求められることになった。
第11式を示すジッタの電力スペクトル密度の単位を
（度）2/Hzで表す場合には、第12式が用いられる。
（度）2/Hzで表す場合には、第12式が用いられる。
次に、ジッタの電力および実効値を導く式について説
明する。
明する。
第12図において、電力スペクトルΦ（ω）は自己相関
関数Φ（τ）のフーリエ変換であり、偶関数である。し
たがって、Φ（fn）はf0を中心として軸対象になるこの
ことから、第13式に示すように、f0を原点として、f0以
上の成分を積分するとにより、ジッタの電力Pj（度２）
が求められる。
関数Φ（τ）のフーリエ変換であり、偶関数である。し
たがって、Φ（fn）はf0を中心として軸対象になるこの
ことから、第13式に示すように、f0を原点として、f0以
上の成分を積分するとにより、ジッタの電力Pj（度２）
が求められる。
また、ジッタの実効値（Pj）1/2［deg.rms］は、第13
式により得られたジッタの電力Pjの平方根を求めること
により得られる。
式により得られたジッタの電力Pjの平方根を求めること
により得られる。
◇動作（測定） 次に、この例で使用されるスペクトルアナライザ６お
よび計算機７は、以下に示す処理に従って、相対電力差
An、ジッタの電力Pjおよびその実効値（Pj）1/2を求め
る。
よび計算機７は、以下に示す処理に従って、相対電力差
An、ジッタの電力Pjおよびその実効値（Pj）1/2を求め
る。
まず、スペクトルアナライザ６は、キャリアの数端数
f0からの相対周波数fnにおける電力差Anを第14式により
求める。
f0からの相対周波数fnにおける電力差Anを第14式により
求める。
An（dB）＝（fnのジッタ成分の電力（dBm） −（キャリアの電力（dBm）） ‥‥‥（14） 次に、計算機７は、上式により得られた相対電力差An
に基づいて、第12式を演算し、ジッタの電力スペクトル
密度Φ（fn）（度2/Hz）を算出する。
に基づいて、第12式を演算し、ジッタの電力スペクトル
密度Φ（fn）（度2/Hz）を算出する。
次に、計算機７は、ジッタの電力を算出するために、
第13式に示す積分処理を、台形積分法にしたがって、実
行する。
第13式に示す積分処理を、台形積分法にしたがって、実
行する。
この例におけるスペクトルアナライザ６の測定分解能
Δが3kHzである場合には、ジッタの電力スペクトル密度
Φ（fn）は、第15式より求められる。
Δが3kHzである場合には、ジッタの電力スペクトル密度
Φ（fn）は、第15式より求められる。
次に、ジッタの電力Pjは、たとえば、測定帯域（積分
範囲）をキャリアf0の片側5MHzとし、測定ポイント数を
200ポイントとすると、第13式の台形積分形である第16
式を実行することにより求められる。
範囲）をキャリアf0の片側5MHzとし、測定ポイント数を
200ポイントとすると、第13式の台形積分形である第16
式を実行することにより求められる。
ここで、δｆは測定スパン／測定ポイント数であり、
この場合25kHzとする。ただし、Φ（０）＝Φ（f1）と
する。
この場合25kHzとする。ただし、Φ（０）＝Φ（f1）と
する。
◇測定結果 次に、この例における測定結果を示す。
スペクトラムアナライザ６で電力スペクトルを測定す
る場合は、分解できる帯域幅Δ、結果を表示するときの
ビデオ帯域幅、測定帯域（積分範囲）、信号入力部にお
けるアッテネーション、掃引時間、測定点の数などのパ
ラメータを適当な値に設定する必要がある。ここでは、
伝送速度1.87Gb/sの光中継器５のジッタ測定時に設定し
たパラメータの値を第１表に示す。
る場合は、分解できる帯域幅Δ、結果を表示するときの
ビデオ帯域幅、測定帯域（積分範囲）、信号入力部にお
けるアッテネーション、掃引時間、測定点の数などのパ
ラメータを適当な値に設定する必要がある。ここでは、
伝送速度1.87Gb/sの光中継器５のジッタ測定時に設定し
たパラメータの値を第１表に示す。
測定に用いた1.87Gb/sの光中継器５のタイミング回路
のフィルタのＱ値は900である。したがって、ジッタ周
波数成分の3dB帯域幅は約1MHzになる。
のフィルタのＱ値は900である。したがって、ジッタ周
波数成分の3dB帯域幅は約1MHzになる。
第３図は、スペクトルアナライザ６により得られたジ
ッタのスペクトル波形を示す図である。同図において、
スペクトアナライザ６の設定値は、第１表の通りであ
る。同図に示す電力スペクトル波形から、クロック（キ
ャリア）成分とジッタ成分との相対電力差Anを求め（第
14式）、ジッタの電力スペクトル密度Φ（fn）を第15式
により求めた。そして、Φ（fn）を第16式により積分す
ると、その電力Ｐは1.21（度）２となり、ジッタの実効
値は1.1度rmsが得られた。
ッタのスペクトル波形を示す図である。同図において、
スペクトアナライザ６の設定値は、第１表の通りであ
る。同図に示す電力スペクトル波形から、クロック（キ
ャリア）成分とジッタ成分との相対電力差Anを求め（第
14式）、ジッタの電力スペクトル密度Φ（fn）を第15式
により求めた。そして、Φ（fn）を第16式により積分す
ると、その電力Ｐは1.21（度）２となり、ジッタの実効
値は1.1度rmsが得られた。
◇従来法との比較 上述の例で用いた1.87Gb/sの光中継器５を、従来の直
角位相検波法を用いた位相解析器（測定帯域約300kHz）
を用いて測定すると、ジッタの実効値は0.6度rmsとな
り、この例の方法による値の約半分の値になって正確な
測定ができてないことが判る（第４図参照）。
角位相検波法を用いた位相解析器（測定帯域約300kHz）
を用いて測定すると、ジッタの実効値は0.6度rmsとな
り、この例の方法による値の約半分の値になって正確な
測定ができてないことが判る（第４図参照）。
第４図は、この例の光中継器５の場合、どれだけの周
波数範囲での積分に対して、どのようなジッタ実効値が
得られたかを示す図である（破線は、実測値であり、実
線はシミュレート値である）。ジッタの電力スペクトル
の3dB帯域が約1MHz（片側）である場合、第４図より明
らかなように、測定帯域（積分範囲）を約5MHz以上にす
ると、充分正確な測定ができることがわかる。
波数範囲での積分に対して、どのようなジッタ実効値が
得られたかを示す図である（破線は、実測値であり、実
線はシミュレート値である）。ジッタの電力スペクトル
の3dB帯域が約1MHz（片側）である場合、第４図より明
らかなように、測定帯域（積分範囲）を約5MHz以上にす
ると、充分正確な測定ができることがわかる。
なお、この方法で測定スパンを300kHzとして測定する
とジッタは0.6度rmsになり従来の位相解析器による結果
と一致する。
とジッタは0.6度rmsになり従来の位相解析器による結果
と一致する。
上記構成によれば、25GHzを越える高周波まで動作す
るスペクトルアナライザを測定器として使用することが
できるので、ジッタを広帯域にわたって、高速に測定す
ることが可能となる。
るスペクトルアナライザを測定器として使用することが
できるので、ジッタを広帯域にわたって、高速に測定す
ることが可能となる。
また、上記方法は、クロック（キャリア）成分および
ジッタ成分の絶対値測定ではなく、これらの相対電力差
を求めるいものなので、スペクトルアナライザの表示誤
差の影響を除去することができる。
ジッタ成分の絶対値測定ではなく、これらの相対電力差
を求めるいものなので、スペクトルアナライザの表示誤
差の影響を除去することができる。
したがって、高速のタイミング信号のジッタを精度良
く測定することができる。
く測定することができる。
なお、上述の実施例においては、光受信部４からのタ
イミング信号をスペクトルアナライザ６を受けて、キャ
リア成分とジッタ成分との電力差を求める場合について
述べたが、スペクトルアナライザ６に代えて、選択レベ
ル測定器を用いるようにしても上述したと同様の効果を
得ることができる。
イミング信号をスペクトルアナライザ６を受けて、キャ
リア成分とジッタ成分との電力差を求める場合について
述べたが、スペクトルアナライザ６に代えて、選択レベ
ル測定器を用いるようにしても上述したと同様の効果を
得ることができる。
なお、上述の実施例においては、パルスパターン発生
器１が、マーク率1/2の23段PNパターン信号を出力する
場合について述べたが、これと異なるパターン信号を出
力するようにしても良いことは勿論である。
器１が、マーク率1/2の23段PNパターン信号を出力する
場合について述べたが、これと異なるパターン信号を出
力するようにしても良いことは勿論である。
また、上述の実施例においては、光中継器のタイミン
グジッタを測定する場合について述べたが、これに限ら
ず、この発明は、電気パルスを発生する中継器のタイミ
ングジッタの測定にも適用することができる。
グジッタを測定する場合について述べたが、これに限ら
ず、この発明は、電気パルスを発生する中継器のタイミ
ングジッタの測定にも適用することができる。
「発明の効果」 以上説明したように、この発明は、まず、スペクト
ルアナライザまたは選択レベル測定器を用いて、クロッ
ク成分の電力と前記測定器の周波数帯域幅Δで測定した
ジッタ成分の電力との差Anを求め（ここで、Anは、クロ
ック周波数f0から周波数fnだけ離れた点での測定値であ
ることを示す。）、次に、前記ジッタ成分の電力スペ
クトル密度Φ（（度）2/Hz）を算出し、算出された電
力スペクトル密度Φ（fn）を周波数域で積分することに
より、前記ジッタが有する電力（（度）２）を求め、
さらに、前記ジッタが有する電力の平方根である前記ジ
ッタの実効値（度・rms）を算出するものなので、広帯
域にジッタが広がる高速のタイミング信号に対しても、
タイミングジッタを精度良く測定することができる。
ルアナライザまたは選択レベル測定器を用いて、クロッ
ク成分の電力と前記測定器の周波数帯域幅Δで測定した
ジッタ成分の電力との差Anを求め（ここで、Anは、クロ
ック周波数f0から周波数fnだけ離れた点での測定値であ
ることを示す。）、次に、前記ジッタ成分の電力スペ
クトル密度Φ（（度）2/Hz）を算出し、算出された電
力スペクトル密度Φ（fn）を周波数域で積分することに
より、前記ジッタが有する電力（（度）２）を求め、
さらに、前記ジッタが有する電力の平方根である前記ジ
ッタの実効値（度・rms）を算出するものなので、広帯
域にジッタが広がる高速のタイミング信号に対しても、
タイミングジッタを精度良く測定することができる。
第１図は、この発明の一実施例に用いられる光中継伝送
システムのジッタ測定系の構成を示すブロック図、第２
図は、ジッタを含むタイミング信号の電力スペクトルを
示す図、第３図は、同実施例により測定されたジッタの
電力スペクトルを示す図、第４図は、同実施例において
測定帯域（積分範囲）を変えて得られた各ジッタ実効値
を示す図である。 １……パルスパターン発生器、２……シンセサイザ、３
……光送信部、４……光受信部、5,5……光中継部、６
……スペクトルアナライザ、７……計算器。
システムのジッタ測定系の構成を示すブロック図、第２
図は、ジッタを含むタイミング信号の電力スペクトルを
示す図、第３図は、同実施例により測定されたジッタの
電力スペクトルを示す図、第４図は、同実施例において
測定帯域（積分範囲）を変えて得られた各ジッタ実効値
を示す図である。 １……パルスパターン発生器、２……シンセサイザ、３
……光送信部、４……光受信部、5,5……光中継部、６
……スペクトルアナライザ、７……計算器。
Claims (1)
- 【請求項１】中継伝送方式に適用されるデジタル中継器
で、受信符号の識別再生時にリタイミング用に用いられ
るタイミング信号（クロック周波数f0）が有するジッタ
を測定するタイミングジッタの測定方法において、 まず、スペクトルアナライザまたは選択レベル測定器
を用いて、クロック成分の電力と前記測定器の周波数帯
域幅Δで測定したジッタ成分の電力との差Anを求め（こ
こで、Anは、クロック周波数f0から周波数fnだけ離れた
点での測定値であることを示す。）、 次に、前記ジッタ成分の電力スペクトル密度Φ
（（度）2/Hz）を下式を用いて算出し、 算出された電力スペクトル密度Φ（fn）を周波数域で
積分することにより、前記ジッタが有する電力（（度）
２）を求め、 さらに、前記ジッタが有する電力の平方根である前記
ジッタの実効値（度・rms）を算出することを特徴とす
るタイミングジッタの測定方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2018534A JP2557118B2 (ja) | 1990-01-29 | 1990-01-29 | タイミングジッタの測定方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2018534A JP2557118B2 (ja) | 1990-01-29 | 1990-01-29 | タイミングジッタの測定方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03222553A JPH03222553A (ja) | 1991-10-01 |
| JP2557118B2 true JP2557118B2 (ja) | 1996-11-27 |
Family
ID=11974295
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2018534A Expired - Fee Related JP2557118B2 (ja) | 1990-01-29 | 1990-01-29 | タイミングジッタの測定方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2557118B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| ES2048095B1 (es) * | 1992-02-28 | 1997-01-01 | Alcatel Standard Electrica | Sistema para medir la funcion de transferencia de la fluctuacion de fase en sistemas de transmision digitales. |
| US6597205B2 (en) | 2001-12-21 | 2003-07-22 | Honeywell International Inc. | High accuracy method for determining the frequency of a pulse input signal over a wide frequency range |
| JP5154741B2 (ja) * | 2005-05-26 | 2013-02-27 | テクトロニクス・インターナショナル・セールス・ゲーエムベーハー | 雑音特性表示方法 |
-
1990
- 1990-01-29 JP JP2018534A patent/JP2557118B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03222553A (ja) | 1991-10-01 |
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|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |