JP2537634B2 - 拡散スペクトル受信器の同期保持方式 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 拡散スペクトル受信器の同期保持方式に関する。本発
明が関連する拡散スペクトル通信方式とは、ベースバン
ド情報信号をその帯域幅の数百乃数千倍のスペクトル帯
域に拡散させて送出し、受信側においてはそのスペクト
ル帯域を元のベースバンド信号の帯域に圧縮して復調す
る通信方式であり、直接拡散変調方式によれば、伝送す
べき情報信号以外の何らかの信号によりスペクトル拡散
信号として広帯域化（拡散）して変調するに当り、情報
信号帯域幅に比してかなりビット速度が大であるデジタ
ル符号変調信号（キャリア）が使用される。

［発明の概要］ 本発明は、このような直接拡散スペクトル通信方式と
共に使用する拡散スペクトル受信器の同期保持方式に関
する。本発明によれば、受信器側のシュードノイズ発生
器のための電圧制御クリスタル発生器の制御入力が、シ
ュードノイズ発生器の出力転移パルスと受信信号の復調
から得た符号転移パルスとの合致信号を蓄積して得た出
力パルスをシュードノイズ発生器で用いる電圧制御クリ
スタル発振器のクロック出力と位相比較して得た偏差で
フィードバック制御されて同期が捕捉、維持される。

［従来の技術］ 一般的に、直接拡散スペクトル通信方式にあっては、
送信時にベースバンド情報信号は擬似雑音のような符号
系列と平衝変調されて送出され、受信側においては送信
側と同一の符号系列からなる基準信号が復調のために使
用される。受信側基準信号が送信側の符号系列との同期
状態で受信信号はベースバンド信号帯域に変換される。

しかしながら、通常、受信の初期の段階においては、
コールドスタートと呼ばれる入力信号の符号系列と受信
側基準信号との非同期状態から出発するため、同期の達
成のための何等かの手段を必要とする。一旦同期が達成
できれば、その同期状態を維持する必要がある。

［発明を解決しようとする問題点］ 従って、このような同期の保持を極めて簡単な態様で
かつ確実に保持することが要請される。

［問題点を解決するための手段］ 本発明は、このような要請を達成するために、拡散ス
ペクトル受信器の入力制御クロック発振器に応じるシュ
ードノイズ発生器の符号転移タイミングを検出する手段
の出力と受信信号の復調から得た符号転移出力との合致
信号を、スペクトル拡散過程で用いたシュードノイズの
チップ時間にほぼ等しいか、もしくはほぼ整数倍の関係
にある周期で蓄積する手段の出力パルスと上記クロック
発生器の出力クロックの位相差を比較し、その偏差を上
記クロック発生器の入力に与えることにより上記シュー
ドノイズ発生器の出力のチッププレートにフィードバッ
グをかけ、使用している変調符号に対する同期を保持す
ることを特徴とする拡散スペクトル受信器の同期保持方
式を提供する。

［作用］ 本発明の構成においては同じ目的を達成するため、従
来必要としていた構成に対して極めて簡単な技術的手段
で済む。従って、低コストの拡散スペクトル受信器の同
期保持方式が与えられる。

［実施例］ 第１図は本発明の原理を組み込んだ拡散スペクトル受
信器の要部で送信側においてＮ個のPN符号が使用されて
いるような実施例である。このような多重拡散スペクト
ル通信方式は本出願人によって提案されており、例えば
昭和61年10月１日に出願された特願昭61−234183号に開
示されている。これを要約すれば次の通りである。即
ち、従来の直接拡散スペクトル通信方式において、より
性能の高い拡散処理を実現する場合には、チップ時間を
極力短縮し、構成ビット数の多い拡散符号即ちシュード
ノイズ（PN）を使用する必要があり、この要請として、
特にビット数の拡大を達成するには受信側における同期
制御が高度化して装置の複雑化によるコスト上昇が問題
になってしまう。上述した特許出願は、このような問題
点を解消するために、互いに循環周期の異なった２つ以
上のシュードノイズ符号間のビート現象を利用して実質
的に拡散符号ビット長さの拡大を図ることによってより
有効なスペクトル拡散を行い、比較的短い２種類以上の
相関検波手順の組合わせによって正確な復調同期を実現
するものである。より詳細な構成は上記出願に記載され
ているため、ここではこれ以上記載しない。

本発明はこのような多重拡散スペクトル通信方式と共
に使用されることが好ましい。第１図はＲ×入力端子10
を介してＮ個のPN符号を用いて変調されて送信器で送信
された拡散スペクトル信号を受信側で受けた受信信号を
受ける。これは周波数復調器12に与えられ、変調コード
に対応した立ち上がり、立ち下がりを持ったベースバン
ド信号に変換される。ほぼ同一の変調周波数を使用した
他の直接拡散スペクトル信号が混在する状況下では、当
然上記とは別の立ち上がり、立ち下がりを示す信号がこ
れに重畳された形のベースバンド信号が得られる。この
ベースバンド信号に微分処理を加えると、拡散過程で使
用したコードの符号変化点を含めて符号変化があったと
見られる各時点でパルス列状の信号を得ることができ
る。

図において、周波数変調器の出力は微分器14に与えら
れ、次いで絶対値発生器16に与えられる。この絶対値発
生器16は微分器14からのパルス列状の信号をその時間軸
を変えずに１つの極性に変えて出力する。

上記の受信信号を符号復調する場合、拡散符号に対応
した参照符号をPN発生器で生成して、この位相が送信側
とほぼ一致した条件下で復調が達成されるが、この時参
照符号の立ち上がりと立ち下がりのタイミングは上記パ
ルス列の中に含まれる一連のパルス群と理論的には全て
重なる関係になる。従って、PN発生器のチップレートと
送信側のチップレートとを意図的にずらせておくことに
よって有限の時間範囲内でこのパルス群の重なりを監視
しておけば、復調同期が達成された時点を正確に把握す
ることが可能となる。更に拡張して考えれば、この方式
によれば仮に複数のシュードノイズで複合的に符号変調
された信号（例えば、上述した多重拡散方式）であって
も、そのうちの１つずつのシュードノイズについて別々
に同期達成時点を知ることができ、個々のPN発生器クロ
ックに独立してフィードバックをかけて形成したトラッ
キングループの集合として全体の同期維持を行うことが
可能となる。この際に、システムに用いている変調コー
ド以外のコードが仮に混在していても、その影響は参照
信号との合致チェックの過程で大幅に軽減される。

図において、絶対値発生器16からの信号は、送信で用
いられたPN符号の数Ｎに対応する個数の「Ｓユニット」
18−１〜18−Ｎに共通に与えられる。このＳユニットは
第２図に関連してより詳細に説明されるように、送信側
PN符号にそれぞれ対応するPN発生器を有し、その同期の
検出とトラッキングを行う。各Ｓユニット18からの同期
検出信号はシステム同期モニタ20に与えられる。このシ
ステム同期モニタ20はライン22に製御コード出力を与え
る。

Ｓユニット18−１〜18−Ｎはそれぞれに設けられたPN
発生器の出力PN−１〜PN−Ｎを符号マルチプレクサ26に
それぞれライン24−１〜24−Ｎを介して与える。符号マ
ルチプレクサ26は排他的OR回路を含む論理回路であり、
ライン28を介してシステム同期モニタ20からPNを選択デ
ータを受け、ライン30にPN−１〜PN−Ｎの符号の選択的
に合成されたPN符号を与える。これは平衝変調器32,34
での最終的な符号復調過程で用いられると共に、通信器
36の変調符号としても使用される。ここで、ユニットＳ
からの同期状態にあるかどうかの信号がライン28を介し
て送信側に送り返るされるので、送信側からも交信環境
を知ることができ、状況に合わせて変調符号の組合せ変
更などの処置をとることが可能となり、ジャミングなど
への対処が確実に行われる。

第２図は１つのＳユニット18の具体的構成を示す。図
において40は電圧制御クリスタル発振器であり、スイッ
チ42に接続した44に与えられる制御電圧に応じてチップ
クロックレートが制御される。スイッチ42は同期捕捉過
程では通常送信側のチップレートと若千異なったチップ
レートに対応するクロックを発振器40が発生するように
Vslide電圧を制御入力44に与える。

46はこの発振器40のチップクロック出力に基づいてシ
ュードノイズ（PN）を発生するシュードノイズ発生器で
あり、この出力はライン24を介して第１図の符号マルチ
プレクサ26に与えられると共に、約２〜5n秒の遅延器48
と排他的OR回路50からなる転移パルス発生器52に与えら
れる。この転移パルス発生器の出力D_S′は第１図の絶対
値発生器16の出力D_Sと共にAND回路54に与えられる。同
期捕捉過程においては、上述したように発振器40は通常
送信側のチップレートと若千異なったチップレートのク
ロックを発生し、従ってPN発生器46のシュードノイズの
転移タイミングを表す符号パルス列を転移パルス発生器
52はD_S′として発生する。このＤ′と送信側の対応する
受信パルス列D_Sとはそれらのずれの程度に従って周期的
に同期状態が作られる。この状態においては、D_Sのパル
ス列の一部とD_S′の出力パルス列は概ね合致する。加算
器56及び遅延器58からなるコヒーレント積分器60にはD_S
のチップレート及びD_SとD_S′のチップレートの差によっ
て決まる所定の間隔のパルスが徐々に蓄積されていき、
反対にPN発生器46の出力に関係しないパルス列成分につ
いては不規則な合致パルスしかないので微量しか蓄積さ
れていかない。

コヒーレント積分器60の出力は発振器40の出力と共に
位相検出器62に与えられる。従って、上述したことから
明らかなようにコヒーレント積分器60の出力パルス列は
受信信号に含まれている問題のコード成分のクロックタ
イミングを正確に示すものとなるので、これと現在のPN
発生器46に供給しているクロック位相のずれ量によって
電圧制御クリスタル発振器40を介してクロック周波数に
フィードバックをかければ正しいクロッ位相を連続的に
保持することができることになる。この実施例において
は、ライン64後述する同期検出信号の生起によりアナロ
グスイッチ42はフィードバック側に切替られる。

即ち、通常時は上述したVslideが発振器40の制御入力
44に与えられるが、同期検出後はスイッチ42が切換えら
れてほぼ送信側のチップタイミングに合わせたクロック
を発振器40が発生することができるための制御電圧Vbas
eに位相検出器62からのフィードバック電圧をライン66
で加えたものが発振器40の制御入力に与えられる。

同期検出の方法としてはコヒーレント積分器60の出力
レベルから判別する方法、D_S/D_S′の合致パルスの頻度
から判定する方法などが考えられるが、本実施例では更
に正確な同期検出を行うためD_S/D_S′の合致パルスの頻
度と同時に参照信号と相互補完の関係にある信号の符号
変化とD_S出力の合致パルスの頻度をも計り、これらの比
較から同期の判定を行うものである。

第２図において、電圧制御クリスタル発振器40の出力
（第３図ａ）はＴフリップフロップ又はJKフリッフロッ
プ70に与えられ、その出力はPN発生器46の出力（第３図
ｂ）と共に排他的ORゲート72に与えられ、その出力に参
照信号即ちPN発生器46の出力と相互補完の関係にある、
即ち、クロックから決まる符号変化のタイミングのう
ち、PN発生決出力に同時に符号変化がない場合にのみ符
号変化を起こす系列であるような補完信号（第３図ｃ）
が得られる。これは上述した転移パルス検出回路52と同
様の構成の転移パルス検出回路74に与えられ、その出力
に補完信号の転移点を表すパルス列D_S″（第３図ｅ）が
出力される。これは上述したD_S′（第３図ｄ）がANDゲ
ート54でD_Sとの合致パルスが検出されたと同様に、AND
ゲート76でD_Sとの合致パルスが検出される。カウンタ78
はこれらANDゲート54,76の出力を受ける。

第４図は非同期状態でのD_S信号（第４図ａ）及びAND
ゲート54からのD_S/D_S'の合致パルス（第４図ｂ）を示
し、第５図は同期状態でのD_S信号（第５図ａ）、ANDゲ
ート54からのD_S/D_S′の合致パルス（第５図ｂ）及びAND
ゲート76からのD_S/D_S″の合致パルス（第５図ｃ）を示
す。

第６図はカウンタ78によるD_S/D_S'/D_S″の合致パルス
頻度比較による同期判定のための条件例を図示するもの
であり、横軸にD_S/D_S′パルス（正規合致パルス）カウ
ント数を縦軸にD_S/D_S″パルス（無効合致パルス）カウ
ント数を取って示す。

［発明の効果］ 本発明の好適実施例から明らかなように、本発明は極
めて簡単な態様で拡散スペクトル受信器の同期保持の目
的を達成する。本発明のコヒーレント積分器を用いる積
分構成は特定のPN発生器出力に関連するD_S以外の信号に
対して排除能力に優れている。従って、外来ノイズに強
く、かつ多数の変調コードを使用し、個別の同期の達成
が必要な多重拡散スペクトル通信方式に好ましく使用で
きる。

【図面の簡単な説明】 第１図は本発明が実施される拡散スペクトル受信器の要
部のブロック図であり、第２図は第１図の一部の要素の
詳細な回路図であり、第3,4図及び５図は第２図の動作
を説明するための波形図であり、第６図は第２図に関連
した動作のための説明図である。図で、40は電圧制御ク
リスタル発振器、46はシュードノイズ発生器、52は転移
パルス発生器、54はANDゲート、60はコヒーレント積分
器、62は位相検出器、66はフィードバックラインを示
す。

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】拡散スペクトル受信器の入力（44）制御ク
   ロック発振器（40）に応じるシュードノイズ発生器（4
   6）の符号転移タイミングを検出する手段（52）の出力
   （D_S′）と受信信号の復調から得た符号転移出力（D_S）
   との合致信号を、スペクトル拡散過程で用いたシュード
   ノイズのチップ時間にほぼ等しいか、もしくはほぼ整数
   倍の関係にある周期で蓄積する手段（60）の出力パルス
   と上記クロック発生器（40）の出力クロックの位相差を
   （62で）比較し、その偏差を上記クロック発生器（40）
   の入力（44）に与えることにより上記シュードノイズ発
   生器（46）の出力のチッププレートにフィードバッグを
   かけ、使用している変調符号に対する同期を保持するこ
   とを特徴とする拡散スペクトル受信器の同期保持方式。