JP2523335B2 - 拡散スペクトル受信器の同期検出方式 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 拡散スペクトル受信器の同期検出方式に関する。本装
置が関連する拡散スペクトル通信方式とは、ベースバン
ド情報信号をその帯域幅の数百乃至数千倍のスペクトル
帯域に拡散させて送出し、受信側においてはそのスペク
トル帯域を元のベースバンド信号の帯域に圧縮して復調
する通信方式であり、直接拡散変調方式によれば、伝送
すべき情報信号以外の何らかの信号によりスペクトル拡
散信号として広帯域化（拡散）して変調するに当り、情
報信号帯域幅に比してかなりビット速度が大であるデジ
タル符号変調信号（キャリア）が使用される。

［発明の概要］ 本発明は、このような拡散スペクトル通信方式におい
て極めて確実な態様でしかも簡単な構成で拡散スペクト
ル受信器の同期を検出する方式に関する。

［従来の技術］ 一般的に、直接拡散スペクトル通信方式にあっては、
送信時にベースバンド情報信号は擬似雑音のような符号
系列と平衡変調されて送出され、受信側においては送信
側と同一の符号系列からなる基準信号が復調のために使
用される。受信側基準信号が送信側の符号系列との同期
状態で受信信号はベースバンド信号帯域に変換される。

しかしながら、通常、受信の初期の段階においては、
コールドスタートと呼ばれる入力信号の符号系列と受信
側基準信号との非同期状態から出発するため、同期の達
成のための何等かの手段を必要とする。

［発明が解決しようとする問題点］ 従って、このような同期の達成のために、構成が簡単
でしかも確実な動作を実現することが要請される。

［問題点を解決するための手段］ この要請を達成するために、本発明は、拡散スペクト
ル受信器のシュードノイズ発生器の符号転移タイミング
を検出する手段の出力と受信信号の復調から得た符号転
移出力との合致信号の頻度と共に、上記シュードノイズ
発生器の出力と符号転移に関して相互補完的な符号系列
を生成し、この符号転移点と上記の合致信号をも検出し
て、これらから同期の成立有無を判別する拡散スペクト
ル受信器の同期検出方式を提供する。

［作用］ 本発明においては、DsとDs′との合致信号の頻度から
だけではなく、PN発生器出力と符号変化に関して相互補
完的な関係の符号系列（PN発生器の駆動クロックから決
まる符号変化タイミングのうち、PN発生器出力に同時に
符号変化がない場合にのみ符号変化を起こす系列）を生
成し、この符号タイミングとDs符号タイミングの合致信
号を検出して、上記Ds/Ds′合致信号頻度との比較（第
６図）から同期の有無を検出する。

［実施例］ 第１図は本発明の原理を組み込んだ拡散スペクトル受
信器の要部で送信側においてＮ個のPN符号が使用されて
いるような実施例である。このような多重拡散スペクト
ル通信方式は本出願人によって提案されており、例えば
昭和61年10月１日に出願された特願昭61−234183号（特
開昭63−88924号公報）に開示されている。これを要約
すれば次の通りである。即ち、従来の直接拡散スペクト
ル通信方式において、より性能の高い拡散処理を実現す
る場合には、チップ時間を極力短縮し、構成ビット数の
多い拡散符号即ちシュードノイズ（PN）を使用する必要
があり、この要請として、特にビット数の拡大を達成す
るには受信側における同期制御が高度化して装置の複雑
化によるコスト上昇が問題になってしまう。上述した特
許出願は、このような問題点を解決するために、互いに
循環周期の異なった２つ以上のシュードノイズ符号間の
ビート現象を利用して実質的に拡散符号ビット長さの拡
大を図ることによってより有効なスペクトル拡散を行
い、比較的短い２種類以上の相関検波手順の組合せによ
って正確な復調同期を実現するものである。より詳細な
構成は上記出願に記載されているため、ここではこれ以
上記載しない。

本発明はこのような多重拡散スペクトル通信方式と共
に使用されることが好ましい。第１図はＲ×入力端子10
を介してＮ個のPN符号を用いて変調されて送信器で送信
された拡散スペクトル信号を受信側で受けた受信信号を
受ける。これは周波数復調器12に与えられ、変調コード
に対応した立ち上がり、立ち下がりを持ったベースバン
ド信号に変換される。ほぼ同一の変調周波数を使用した
他の直接拡散スペクトル信号が混在する状況下では、当
然上記とは別の立ち上がり、立ち下がりを示す信号がこ
れに重畳された形のベースバンド信号が得られる。この
ベースバンド信号に微分処理を加えると、拡散過程で使
用したコードの符号変化点を含めて符号変化があったと
見られる各時点でパルス列状の信号を得ることができ
る。

図において、周波数変調器の出力は微分器14に与えら
れ、次いで絶対値発生器16に与えられる。この絶対値発
生器16は微分器14からのパルス列状の信号をその時間軸
を変えずに１つの極性に変えて出力する。

上記の受信信号を符号復調する場合、拡散符号に対応
した参照符号をPN発生器で生成して、この位相が送信側
とほぼ一致した条件下で復調が達成されるが、この時参
照符号の立ち上がりと立ち下がりのタイミングは上記パ
ルス列の中に含まれる一連のパルス群と理論的には全て
重なる関係になる。従って、PN発生器のチップレートと
送信側のチップレートとを意図的にずらせておくことに
よって有限の時間範囲内でこのパルス群の重なりを監視
しておけば、復調同期が達成された時点を正確に把握す
ることが可能となる。更に拡張して考えれば、この方式
によれば仮に複数のシュードノイズで複合的に符号変調
された信号（例えば、上述した多重拡散方式）であって
も、そのうちの１つずつのシュードノイズについて別々
に同期達成時点を知ることができ、個々のPN発生器クロ
ックに独立してフィードバックをかけて形成したトラッ
キングループの集合として全体の同期維持を行うことが
可能となる。この際に、システムに用いている変調コー
ド以外のコードが仮に混在していても、その影響は参照
信号との合致チェックの過程で大幅に軽減される。

図において、絶対値発生器16からの信号は、送信で用
いられたPN符号の数Ｎに対応する個数の「Ｓユニット」
18−１〜18−Ｎに共通に与えられる。このＳユニットは
第２図に関連してより詳細に説明されるように、送信側
PN符号にそれぞれ対応するPN発生器を有し、その同期の
検出とトラッキングを行う。各Ｓユニット18からの同期
検出信号はシステム同期モニタ20に与えられる。このシ
ステム同期モニタ20はライン22に制御コード出力を与え
る。

Ｓユニット18−１〜18−Ｎはそれぞれに設けられたPN
発生器の出力PN−１〜PN−Ｎを符号マルチプレクサ26に
それぞれライン24−１〜24−Ｎを介して与える。符号マ
ルチプレクサ26は排他的OR回路を含む論理回路であり、
ライン28を介してシステム同期モニタ20からPN選択デー
タを受け、ライン30にPN−１〜PN−Ｎ符号の選択的に合
成されたPN符号を与える。これは平衡変調器32,34での
最終的な符号復調過程で用いられると共に、送信器36の
変調符号としても使用される。ここで、ユニットＳから
の同期状態にあるかどうかの信号がライン28を介して送
信側に送り返るされるので、送信側からも交信環境を知
ることができ、状況に合わせて変調符号の組合せ変更な
どの処置をとることが可能となり、ジャミングなどへの
対処が確実に行われる。

第２図は１つのＳユニット18の具体的構成を示す。図
において、40は電圧制御クリスタル発振器であり、スイ
ッチ42に接続した44に与えられる制御電圧に応じてチッ
プクロックレートが制御される。スイッチ42は同期捕捉
過程では通常送信側のチップレートと若干異なったチッ
プレートに対応するクロックを発振器40が発生するよう
にVslide電圧を制御入力44に与える。

46はこの発振器４のチップクロック出力に基づいてシ
ュードノイズ（PN）を発生するシュードノイズ発生器で
あり、この出力はライン24を介して第１図の符号マルチ
プレクサ26に与えられると共に、約２〜5n秒の遅延器48
と排他的OR回路50からなる転移パルス発生器52に与えら
れる。この転移パルス発生器の出力Ds′は第１図の絶対
値発生器16の出力Dsと共にAND回路54に与えられる。同
期捕捉過程においては、上述したように発振器40は通常
送信側のチップレートと若干異なったチップレートのク
ロックを発生し、従ってPN発生器46のシュードノイズの
転移タイミングを表す符号パルス列を転移パルス発生器
52はDs′として発生する。このDs′と送信側の対応する
受信パルス列Dsとはそれらのずれの程度に従って周期的
に同期状態が作られる。この状態においては、Dsのパル
ス列の一部とDs′の出力パルス列は概ね合致する。加算
器56及び遅延器58からなるコヒーレント積分器60にはDs
のチップレート及びDsとDs′のチップレートの差によっ
て決まる所定の間隔のパルスが徐々に蓄積されていき、
反対にPN発生器46の出力に関係しないパルス列成分につ
いては不規則な合致パルスしかないので微量しか蓄積さ
れていない。

コヒーレント積分器60の出力は発振器40の出力と共に
位相検出器62に与えられる。従って、上述したことから
明らかなようにコヒーレント積分器60の出力パルス列は
受信信号に含まれている問題のコード成分のクロックタ
イミングを正確に示すものとなるので、これと現在のPN
発生器46に供給しているクロック位相のずれ量によって
電圧制御クリスタル発振器40を介してクロック周波数に
フィードバックをかければ正しいクロック位相を連続的
に保持することができることになる。この実施例におい
ては、ライン64の後述する同期検出信号の生起によりア
ナログスイッチ42はフィードバック側に切替えられる。

即ち、通常時は上述したVslidsが発振器40の制御入力
44に与えられるが、同期検出後はスイッチ42が切換えら
れてほぼ送信側のチップタイミングに合わせたクロック
を発振器40が発生することができるための制御電圧Vbas
eに位相検出器62からのフィードバック電圧をライン66
で加えたものが発振器40の制御入力に与えられる。

同期検出の方法としてはコヒーレント積分器60の出力
レベルから判別する方法、Ds/Ds′の合致パルスの頻度
から判定する方法などが考えられるが、本実施例では更
に正確な同期検出を行うためDs/Ds′の合致パルスの頻
度と同時に参照信号と相互補完の関係にある信号の符号
変化とDs出力との合致パルスの頻度をも計り、これらの
比較から同期の判定を行うものである。

第２図において、電圧制御クリスタル発振器40の出力
（第３図ａ）はＴフリップフロップ又はJKフリップフロ
ップ70に与えられ、その出力はPN発生器46の出力（第３
図ｂ）と共に排他的ORゲート72に与えられ、その出力に
参照信号即ちPN発生器46の出力と相互補完の関係にあ
る、即ち、クロックから決まる符号変化のタイミングの
うち、PN発生器出力に同時に符号変化がない場合にのみ
符号変化を起こす系列であるような補完信号（第３図
ｃ）が得られる。これは上述した転移パルス検出回路52
と同様の構成の転移パルス検出回路74に与えられ、その
出力に補完信号の転移点を表すパルス列Ds″（第３図
ｅ）が出力される。これは上述したDs′（第３図ｄ）が
ANDゲート54でDsとの合致パルスが検出されたと同様
に、ANDゲート76でDsとの合致パルスが検出される。カ
ウンタ78はこれらANDゲート54,76の出力を受ける。

第４図は非同期状態でのDs信号（第４図ａ）及びAND
ゲート54からのDs/Ds′の合致パルス（第４図ｂ）を示
し、第５図は同期状態でのDs信号（第５図ａ）、ANDゲ
ート54からのDs/Ds′の合致パルス（第５図ｂ）及びAND
ゲート76からのDs/Ds″の合致パルス（第５図ｃ）を示
す。

第６図はカウンタ78によるDs/Ds′/Ds″の合致パルス
頻度比較による同期判定のための条件例を図示するもの
であり、横軸にDs/Ds′パルス（正規合致パルス）カウ
ント数を縦軸にDs/Ds″パルス（無効合致パルス）カウ
ント数を取って示す。

［発明の効果］ 以上、本発明の好適実施例の説明から明らかなよう
に、本発明は極めて簡単な構成を与えしかも確実な同期
の達成を保証する。従来装置で用いるような高価な相関
器又はマッチドフィルタを同じ目的達成のために使用し
ないためコストの点で有利であり、更にICチップ化も可
能である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明が実施される拡散スペクトル受信器の要
部のブロック図であり、第２図は第１図の一部の要素の
詳細な回路図であり、第3,4及び５図は第２図の動作を
説明するための波形図であり、第６図は第２図に関連し
た動作のための説明図である。図で、46はシュードノイ
ズ発生器、52は転移パルス検出器、54はANDゲート、70
はフリップフロップ、72は排他的OR回路、74は転移パル
ス検出器、76はANDゲート回路、78はカウンタを示す。

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】拡散スペクトル受信器のシュードノイズ発
   生器（46）の符号転移タイミングを検出する手段（52）
   の出力（Ds′）と受信信号の復調から得た符号転移出力
   （Ds）との合致信号の頻度と共に、上記シュードノイズ
   発生器（46）の出力と符号転移に関して相互補完的な符
   号系列（Ds″）を生成し、この符号転移点と上記（Ds）
   の合致信号をも検出して、これらから同期の成立有無を
   判別する拡散スペクトル受信器の同期検出方式。