JP2507434B2 - 同期機用励磁制御装置 - Google Patents
同期機用励磁制御装置Info
- Publication number
- JP2507434B2 JP2507434B2 JP62138095A JP13809587A JP2507434B2 JP 2507434 B2 JP2507434 B2 JP 2507434B2 JP 62138095 A JP62138095 A JP 62138095A JP 13809587 A JP13809587 A JP 13809587A JP 2507434 B2 JP2507434 B2 JP 2507434B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- current
- thyristor
- synchronous machine
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Landscapes
- Control Of Eletrric Generators (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は同期機用励磁制御装置に係り、特に、正・負
双方向正出力特性を有するサイリスタ変換器を備え、該
サイリスタ変換器の出力を平衡させあるいは正・負切替
を円滑に行なうに好適な制御装置に関する。
双方向正出力特性を有するサイリスタ変換器を備え、該
サイリスタ変換器の出力を平衡させあるいは正・負切替
を円滑に行なうに好適な制御装置に関する。
従来の装置は、特許公報昭60−27270号に記載のよう
に電流断続時のサイリスタ変換器の非線形特性をサイリ
スタ変換器の点弧角信号と変換器交流電流の大きさによ
つて補正信号を演算していた。しかし、抵抗負荷から誘
導性負荷まで負荷特性が変わる場合については配慮され
ていなかつた。
に電流断続時のサイリスタ変換器の非線形特性をサイリ
スタ変換器の点弧角信号と変換器交流電流の大きさによ
つて補正信号を演算していた。しかし、抵抗負荷から誘
導性負荷まで負荷特性が変わる場合については配慮され
ていなかつた。
上記従来技術は、サイリスタ変換器の負荷特性が変わ
る場合について配慮されていなかつた。
る場合について配慮されていなかつた。
又、サイリスタ変換器の２組を逆並列結線した無循環
電流切換による正・負双方向性サイリスタ変換器を用い
て常時出力電流がほぼ零あるいは正又は負の僅かな電流
の断続領域で連続的に使用される装置においては、電流
の断続領域と連続領域において指令信号とサイリスタ出
力電圧間のゲイン特性が変化するという問題点があつ
た。
電流切換による正・負双方向性サイリスタ変換器を用い
て常時出力電流がほぼ零あるいは正又は負の僅かな電流
の断続領域で連続的に使用される装置においては、電流
の断続領域と連続領域において指令信号とサイリスタ出
力電圧間のゲイン特性が変化するという問題点があつ
た。
本発明の目的は正・負双方向特性を有するサイリスタ
変換器に夫々補償信号を附加し、サイリスタ変換器の負
荷回路構成の変化に連動して補償信号量を切換えること
により、負荷変化にかかわらずサイリスタ変換器への制
御信号が零のとき、サイリスタ変換器の出力電圧が零と
なるとともに、負荷電流が断続となる領域において制御
信号に非線形補償信号を附加することによりサイリスタ
変換器のゲイン劣化を防止することにある。
変換器に夫々補償信号を附加し、サイリスタ変換器の負
荷回路構成の変化に連動して補償信号量を切換えること
により、負荷変化にかかわらずサイリスタ変換器への制
御信号が零のとき、サイリスタ変換器の出力電圧が零と
なるとともに、負荷電流が断続となる領域において制御
信号に非線形補償信号を附加することによりサイリスタ
変換器のゲイン劣化を防止することにある。
上記目的の内、制御入力信号が零のとき正・負双方向
性サイリスタ変換器の出力電圧を零とするためには、サ
イリスタ変換器の電源及び負荷特性により決まる出力電
圧が零となる制御角に相当する補償信号を正・負夫々の
ゲート制御回路に附加することにより達成される。又、
負荷電流が断続する領域でサイリスタ変換器のゲインが
劣化することを防止するためには、ゲート制御回路の前
段に制御信号を入力し、負荷電流が鈴続する領域で制御
信号を増幅する非線形補償回路を附加することにより達
成される。以下詳細に説明する。
性サイリスタ変換器の出力電圧を零とするためには、サ
イリスタ変換器の電源及び負荷特性により決まる出力電
圧が零となる制御角に相当する補償信号を正・負夫々の
ゲート制御回路に附加することにより達成される。又、
負荷電流が断続する領域でサイリスタ変換器のゲインが
劣化することを防止するためには、ゲート制御回路の前
段に制御信号を入力し、負荷電流が鈴続する領域で制御
信号を増幅する非線形補償回路を附加することにより達
成される。以下詳細に説明する。
第２図は３相全波サイリスタ変換器の例で、入力電
圧，出力電流，出力電圧，サイリスタ点弧制御角の関係
でＵ相のＰ側サイリスタとＶ相のＮ側サイリスタが点弧
した場合を示している。点弧角αにてサイリスタが点弧
すると出力電流Idは負荷特性で決まる値となり、誘導性
負荷の場合は電源電圧Euvが負になつても流れつづけ消
弧角θにて電流が零となる。出力電圧は負荷電流Idが流
れつづけている期間のみ電源電圧Euvの波形となる。負
荷電流Idが零となるとサイリスタは消弧するため通常零
となる。
圧，出力電流，出力電圧，サイリスタ点弧制御角の関係
でＵ相のＰ側サイリスタとＶ相のＮ側サイリスタが点弧
した場合を示している。点弧角αにてサイリスタが点弧
すると出力電流Idは負荷特性で決まる値となり、誘導性
負荷の場合は電源電圧Euvが負になつても流れつづけ消
弧角θにて電流が零となる。出力電圧は負荷電流Idが流
れつづけている期間のみ電源電圧Euvの波形となる。負
荷電流Idが零となるとサイリスタは消弧するため通常零
となる。
以下の説明は、サイリスタ消弧時の出力電圧が零の場
合につき説明する。
合につき説明する。
出力電流Idは下記（１）で示され、負荷の特性、すな
わちアクトルＸと抵抗Ｒ及びサイリスタ点弧角αによつ
て決まる。
わちアクトルＸと抵抗Ｒ及びサイリスタ点弧角αによつ
て決まる。
但し、 この場合の出力電圧平均値VDCは（２）式で表わせる。
但し、点弧角αがπ/3以下の場合は電源Euvが零とな
る前に次のＷ相のＮ側サイリスタ点弧するため、Euvの
負の期間は考慮不要となる。この場合は良く知られてい
るように（３）式で表わせる。
る前に次のＷ相のＮ側サイリスタ点弧するため、Euvの
負の期間は考慮不要となる。この場合は良く知られてい
るように（３）式で表わせる。
又、電流断続する場合は、点弧角αが2/3π以上の場
合Euvが正となる期間はないため常に電流Idは零となり
出力電圧VDCも零となる。
合Euvが正となる期間はないため常に電流Idは零となり
出力電圧VDCも零となる。
これらのことを考慮し、サイリスタ点呼角αと出力電
圧VDCの関係を図示すると第３図となる。
圧VDCの関係を図示すると第３図となる。
すなわち電流断続となる場合は、点弧角αが60゜から
120゜の期間のみ電流連続の場合に比べ非線形特性とな
る。
120゜の期間のみ電流連続の場合に比べ非線形特性とな
る。
周知のように逆並列断続により同一負荷に対し正・負
双方向出力電流を発生させる循環電流なしサイリスタ変
換器の制御においては、たとえば正から負への切換の場
合には制御信号が正から負に変化した条件及び負荷電流
が断続状態（一般に、電流の断／続比が１以上）となつ
たことを確認して正側のゲートパルスをオフし、消弧し
ていた負側のサイリスタにゲートパルスを与える。
双方向出力電流を発生させる循環電流なしサイリスタ変
換器の制御においては、たとえば正から負への切換の場
合には制御信号が正から負に変化した条件及び負荷電流
が断続状態（一般に、電流の断／続比が１以上）となつ
たことを確認して正側のゲートパルスをオフし、消弧し
ていた負側のサイリスタにゲートパルスを与える。
たとえば負荷の特性が第３図中θ＝０に相当する場合
（抵抗器負荷の場合）には、制御信号が零において双方
向性サイリスタ変換器の出力電圧を零にするためには、
正側のゲート制御回路にθＲに相当するバイアスを加
え、一方負側のゲート制御回路θＬに相当するバイアス
を加えればよい。
（抵抗器負荷の場合）には、制御信号が零において双方
向性サイリスタ変換器の出力電圧を零にするためには、
正側のゲート制御回路にθＲに相当するバイアスを加
え、一方負側のゲート制御回路θＬに相当するバイアス
を加えればよい。
自動電圧調整器「除外」の場合には、第１図中の開閉
器５が開路となり、サイリスタ変換器の負荷としてはサ
イリスタの点弧促進抵抗RD及びサージ吸収回路の抵抗R
DC及びコンデンサCDCの他、図示されないサイリスタＡ
−Ｋ間のコンデンサのみがサイリスタ変換器の負荷とな
る。この場合、点弧促進抵抗RDは数百オームから数千オ
ームであり、又コンデンサが並列接続されることにより
サイリスタ変換器の出力電圧が零となる制御角は、αＲ
＞120゜，αＬ＞120゜となる。
器５が開路となり、サイリスタ変換器の負荷としてはサ
イリスタの点弧促進抵抗RD及びサージ吸収回路の抵抗R
DC及びコンデンサCDCの他、図示されないサイリスタＡ
−Ｋ間のコンデンサのみがサイリスタ変換器の負荷とな
る。この場合、点弧促進抵抗RDは数百オームから数千オ
ームであり、又コンデンサが並列接続されることにより
サイリスタ変換器の出力電圧が零となる制御角は、αＲ
＞120゜，αＬ＞120゜となる。
このため制御信号VC＝０のときにサイリスタ変換器の
出力電圧を零とするためには、夫々θR,θＬより大なる
バイアスを加える必要がある。
出力電圧を零とするためには、夫々θR,θＬより大なる
バイアスを加える必要がある。
一方自動電圧調整器「使用」の場合には、開閉器５が
閉路となり、サイリスタ変換器の負荷としては第１図中
に示すリアクトルL1,抵抗器RSA,RSB,励磁機界磁コイル
のリアクトルL2A,L2B等が接続される。このため、電流
断続時にサイリスタ変換器の出力電圧が零となる条件は
30＞θ＞０となる。従つて、自動電圧調整器が「使用」
及び「除外」の夫々の状態において、制御信号が零のと
きサイリスタ変換器の出力電圧を零とするためには、ゲ
ート制御回路に加える補償信号（バイアス）を開閉器５
に連動して切換えればよい。
閉路となり、サイリスタ変換器の負荷としては第１図中
に示すリアクトルL1,抵抗器RSA,RSB,励磁機界磁コイル
のリアクトルL2A,L2B等が接続される。このため、電流
断続時にサイリスタ変換器の出力電圧が零となる条件は
30＞θ＞０となる。従つて、自動電圧調整器が「使用」
及び「除外」の夫々の状態において、制御信号が零のと
きサイリスタ変換器の出力電圧を零とするためには、ゲ
ート制御回路に加える補償信号（バイアス）を開閉器５
に連動して切換えればよい。
次に負荷電流が断続時サイリスタ変換器のゲイン低下
を防止するためには、第３図中のα−VDC特性において
電流の断続領域（θ＝０の抵抗負荷の場合にはα＝60〜
120゜）におけるΔVDC/Δαの特性を負荷電流連続時の
特性になるようにΔα／ΔVCの間に非線形特性を正側及
び負側のサイリスタゲート制御回路に附加すれば良い。
を防止するためには、第３図中のα−VDC特性において
電流の断続領域（θ＝０の抵抗負荷の場合にはα＝60〜
120゜）におけるΔVDC/Δαの特性を負荷電流連続時の
特性になるようにΔα／ΔVCの間に非線形特性を正側及
び負側のサイリスタゲート制御回路に附加すれば良い。
以下、本発明の一実施例を第１図により説明する。同
期機１の励磁は励磁機２の出力により与えられ、励磁機
２の出力は界磁調整抵抗器FRによつて通常運転時に必要
とする励磁機２の励磁電流を供給する。負荷変動等によ
り同期機１の電圧が変化した場合に、自動的に基準電圧
VREFの値を一定にする時は、開閉器５を閉じてサイリス
タ変換器4P又は4Nによつて励磁機２の励磁電流を調整す
ることにより行なわれる。すなわち同期機１の出力電圧
が基準値VREFより低下した場合は、偏差検出器31により
検出しその信号を増幅器32により増幅しサイリスタ制御
回路の制御信号VCを出力する。制御信号VCは、加算器33
を介してパルス発生装置34に与えられる。パルス発生装
置34は、与えられた制御信号α′に応じた点弧パルスを
サイリスタ変換器4Pに与え、励磁機２の励磁を増加させ
同期機１の出力電圧を増加させ基準値VREFとなるように
制御する。逆に、同期機１の出力電圧が上昇した場合
は、サイリスタ変換器4Nの出力が増加し、励磁機２の励
磁を減少させ同期機１の出力電圧を低下させ基準値VREF
となるように制御する。同期機１の出力電圧が基準値V
REFの値と一致している時は、サイリスタ変換器4P,4N共
出力は零となるようにしている。又、サイリスタ変換器
4P及び4Nの出力は自動追従回路６へ与えられ、サイリス
タ変換器の出力Ｐ−Ｎ間に＋又は−の電圧がある場合に
は、その出力電圧をほぼ零にするようにFRを増又は減制
御する。サイリスタ変換器4P,4Nの出力が開閉器５によ
つて開閉されるため、開閉器５が閉じられている時はア
クトルL1が負荷となつているが、開閉器５が開路してい
る時は点弧促進抵抗RD及びサージ吸収用抵抗器RDC、コ
ンデンサCDC等が負荷となつている。今開閉器５を閉路
する場合を考えると、閉路時のシヨツクをなくすため、
サイリスタ変換器4P,4Nの出力が零になるように基準値V
REFを調整する。ところが、バイアス信号回路がないと
サイリスタ変換器の出力は、負荷電流連続時であれば、
出力電圧がほぼ零である点呼角90゜であつても第３図に
示すθ＝０以上の出力が出てしまう。このため、正しく
基準値VREFを調整し外乱を与えることなく開閉器５を閉
じることが出来ない。
期機１の励磁は励磁機２の出力により与えられ、励磁機
２の出力は界磁調整抵抗器FRによつて通常運転時に必要
とする励磁機２の励磁電流を供給する。負荷変動等によ
り同期機１の電圧が変化した場合に、自動的に基準電圧
VREFの値を一定にする時は、開閉器５を閉じてサイリス
タ変換器4P又は4Nによつて励磁機２の励磁電流を調整す
ることにより行なわれる。すなわち同期機１の出力電圧
が基準値VREFより低下した場合は、偏差検出器31により
検出しその信号を増幅器32により増幅しサイリスタ制御
回路の制御信号VCを出力する。制御信号VCは、加算器33
を介してパルス発生装置34に与えられる。パルス発生装
置34は、与えられた制御信号α′に応じた点弧パルスを
サイリスタ変換器4Pに与え、励磁機２の励磁を増加させ
同期機１の出力電圧を増加させ基準値VREFとなるように
制御する。逆に、同期機１の出力電圧が上昇した場合
は、サイリスタ変換器4Nの出力が増加し、励磁機２の励
磁を減少させ同期機１の出力電圧を低下させ基準値VREF
となるように制御する。同期機１の出力電圧が基準値V
REFの値と一致している時は、サイリスタ変換器4P,4N共
出力は零となるようにしている。又、サイリスタ変換器
4P及び4Nの出力は自動追従回路６へ与えられ、サイリス
タ変換器の出力Ｐ−Ｎ間に＋又は−の電圧がある場合に
は、その出力電圧をほぼ零にするようにFRを増又は減制
御する。サイリスタ変換器4P,4Nの出力が開閉器５によ
つて開閉されるため、開閉器５が閉じられている時はア
クトルL1が負荷となつているが、開閉器５が開路してい
る時は点弧促進抵抗RD及びサージ吸収用抵抗器RDC、コ
ンデンサCDC等が負荷となつている。今開閉器５を閉路
する場合を考えると、閉路時のシヨツクをなくすため、
サイリスタ変換器4P,4Nの出力が零になるように基準値V
REFを調整する。ところが、バイアス信号回路がないと
サイリスタ変換器の出力は、負荷電流連続時であれば、
出力電圧がほぼ零である点呼角90゜であつても第３図に
示すθ＝０以上の出力が出てしまう。このため、正しく
基準値VREFを調整し外乱を与えることなく開閉器５を閉
じることが出来ない。
この例のような不具合が発生するため、バイアス信号
回路37が必要となる。バイアス信号回路37の出力信号電
圧はゲートパルス発生器34の前段で加算器33により制御
信号VCと加算される。バイアス信号の大きさは開閉器５
に連動したインターロツクリレー38により切換えられ、
開閉器５が開路時にはサイリスタ変換器の負荷抵抗RDが
大きく、又、RDに並列となるコンデンサの影響もあり、
制御信号VC＝０のときサイリスタ変換器の出力電圧を零
とするためには、バイアス量はθＲ相当又はそれ以上と
する必要がある。
回路37が必要となる。バイアス信号回路37の出力信号電
圧はゲートパルス発生器34の前段で加算器33により制御
信号VCと加算される。バイアス信号の大きさは開閉器５
に連動したインターロツクリレー38により切換えられ、
開閉器５が開路時にはサイリスタ変換器の負荷抵抗RDが
大きく、又、RDに並列となるコンデンサの影響もあり、
制御信号VC＝０のときサイリスタ変換器の出力電圧を零
とするためには、バイアス量はθＲ相当又はそれ以上と
する必要がある。
開閉器５が閉路の場合、サイリスタ変換器の負荷とし
ては第１図中に示すId1〜３の回路が存在する。開閉器
５の開路時のシヨツクをなくすためには、サイリスタ変
換器4P,4Nの出力が零になるように基準値VREFを調整す
る。この場合、負荷のリアクトル及び抵抗器により決ま
る消弧角θは、30＞θ＞０の間に存在する。従つて、開
閉器５を開路中に附加したバイアス信号に較べ位相補償
量の小さなバイアス信号とすればよい。
ては第１図中に示すId1〜３の回路が存在する。開閉器
５の開路時のシヨツクをなくすためには、サイリスタ変
換器4P,4Nの出力が零になるように基準値VREFを調整す
る。この場合、負荷のリアクトル及び抵抗器により決ま
る消弧角θは、30＞θ＞０の間に存在する。従つて、開
閉器５を開路中に附加したバイアス信号に較べ位相補償
量の小さなバイアス信号とすればよい。
次に、開閉器５が閉路中に基準値VREFを変化して制御
信号VCを変化させたときのサイリスタ変換器の動作を考
える。ゲートパルス発生器34の入−出力特性が第５図に
示す如くVCが０〜9Vで制御角αが180゜〜０゜変化する
ものとした場合、サイリスタ変換器の入−出力特性は誘
導性負荷で電流が連続している場合には、第６図中L
R（又はLL）に示すごとく制御信号VC＝０でVDC＝０とす
るためにはバイアス信号は4.5Vを必要とする。しかるに
誘導性負荷であつても出力電圧零，出力電流零とするた
めには、第２図においてEuv＜０となる領域、即ち 以上とする必要がある。そこで、負荷のL,R特性によつ
て決まる消弧角を考慮したバイアスを加えた場合、たと
えば、第６図中RRの特性をバイアス印加によりRR′とし
た場合には、負荷電流が断続する領域でLR特性のゲイン
よりRR′特性のゲインが低下する。そこで、このゲイン
低下を補償するために、第４図非線形補償回路39中に示
す如く、入−出力に非線形特性を有する補償回路を附加
すればよい。
信号VCを変化させたときのサイリスタ変換器の動作を考
える。ゲートパルス発生器34の入−出力特性が第５図に
示す如くVCが０〜9Vで制御角αが180゜〜０゜変化する
ものとした場合、サイリスタ変換器の入−出力特性は誘
導性負荷で電流が連続している場合には、第６図中L
R（又はLL）に示すごとく制御信号VC＝０でVDC＝０とす
るためにはバイアス信号は4.5Vを必要とする。しかるに
誘導性負荷であつても出力電圧零，出力電流零とするた
めには、第２図においてEuv＜０となる領域、即ち 以上とする必要がある。そこで、負荷のL,R特性によつ
て決まる消弧角を考慮したバイアスを加えた場合、たと
えば、第６図中RRの特性をバイアス印加によりRR′とし
た場合には、負荷電流が断続する領域でLR特性のゲイン
よりRR′特性のゲインが低下する。そこで、このゲイン
低下を補償するために、第４図非線形補償回路39中に示
す如く、入−出力に非線形特性を有する補償回路を附加
すればよい。
即ち、負荷電流が断続領域におけるサイリスタ変換器
の出力電圧特性が第５図中RR特性となる場合には、RR特
性をRR′特性とするバイアスVBRを制御信号に附加する
とともに、制御信号を入力とし出力を非線形とする補償
信号をVCに附加することにより、等価的にLR特性に合わ
せることができる。
の出力電圧特性が第５図中RR特性となる場合には、RR特
性をRR′特性とするバイアスVBRを制御信号に附加する
とともに、制御信号を入力とし出力を非線形とする補償
信号をVCに附加することにより、等価的にLR特性に合わ
せることができる。
本発明によれば、出力段に正・負双方向出力特性を有
するサイリスタ変換器を用いた自動電圧調整器の出力開
閉器を開閉する場合の出力電圧の平衡特性が容易に得ら
れるとともに、サイリスタ変換器の正・負出力変化時の
負荷電流断続状態におけるゲイン劣化を防ぎ、正・負切
換制御を円滑に行ないうる効果がある。
するサイリスタ変換器を用いた自動電圧調整器の出力開
閉器を開閉する場合の出力電圧の平衡特性が容易に得ら
れるとともに、サイリスタ変換器の正・負出力変化時の
負荷電流断続状態におけるゲイン劣化を防ぎ、正・負切
換制御を円滑に行ないうる効果がある。
第１図は本発明の一実施例を示す励磁制御構成図、第２
図は３相全波整流回路における電源電圧と出力電圧の波
形図、第３図はサイリスタ変換器の点弧角に対する出力
特性図、第４図は本発明の点弧角補償信号回路構成図、
第５図はゲートパルス発生装置の入−出力特性図、第６
図はサイリスタ変換器の入−出力特性図である。 １……同期機、２……励磁機、３……自動電圧調整器、
4P……サイリスタ変換器、4N……サイリスタ変換器、５
……開閉器、６……自動追従回路、31……偏差検出器、
32……増幅器、33……加算機、34……ゲートパルス発生
器、35……切換ロジツク回路、36……極性切換回路、37
……バイアス信号回路、38……インターロツクリレー、
39……非線形補償回路。
図は３相全波整流回路における電源電圧と出力電圧の波
形図、第３図はサイリスタ変換器の点弧角に対する出力
特性図、第４図は本発明の点弧角補償信号回路構成図、
第５図はゲートパルス発生装置の入−出力特性図、第６
図はサイリスタ変換器の入−出力特性図である。 １……同期機、２……励磁機、３……自動電圧調整器、
4P……サイリスタ変換器、4N……サイリスタ変換器、５
……開閉器、６……自動追従回路、31……偏差検出器、
32……増幅器、33……加算機、34……ゲートパルス発生
器、35……切換ロジツク回路、36……極性切換回路、37
……バイアス信号回路、38……インターロツクリレー、
39……非線形補償回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 百地 康 日立市東金沢町１丁目15番25号 株式会 社日立エレクトリツクシステムズ内 (72)発明者 高橋 弘 日立市東金沢町１丁目15番25号 株式会 社日立エレクトリツクシステムズ内 (56)参考文献 特開 昭63−89100（ＪＰ，Ａ) 特開 昭57−43600（ＪＰ，Ａ) 特公 昭60−27270（ＪＰ，Ｂ２)
Claims (3)
- 【請求項１】同期機の運転に必要とする励磁電流の内、
定常時の電流を供給する回路と、交流を直流に変換する
サイリスタ変換器２組の逆並列組合せにより正又は負の
電流を供給することにより、変動分の電流を供給する回
路を備えた励磁制御装置において、変動分制御用回路へ
の指令信号が零のとき正及び負のサイリスタ変換器の出
力電圧が夫々ほぼ零になるような所定のゲート点弧角に
相当する補償信号を夫々のサイリスタ変換器のゲートパ
ルス発生装置に附加することを特徴とする同期機用励磁
制御装置。 - 【請求項２】特許請求の範囲第１項において、変動分電
流を供給する回路の入−切に連動して該ゲートパルス点
弧角補償信号を夫々の回路に適した量に切換える回路を
備えたことを特徴とする同期機励磁制御装置。 - 【請求項３】特許請求の範囲第１項において、サイリス
タ変換器の出力電流が断続する点弧角の領域に対し、設
定可能な非直線特性を有する回路をゲートパルス発生装
置の前段に附加したことを特徴とする同期機用励磁制御
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62138095A JP2507434B2 (ja) | 1987-06-03 | 1987-06-03 | 同期機用励磁制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62138095A JP2507434B2 (ja) | 1987-06-03 | 1987-06-03 | 同期機用励磁制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63305800A JPS63305800A (ja) | 1988-12-13 |
| JP2507434B2 true JP2507434B2 (ja) | 1996-06-12 |
Family
ID=15213829
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62138095A Expired - Lifetime JP2507434B2 (ja) | 1987-06-03 | 1987-06-03 | 同期機用励磁制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2507434B2 (ja) |
-
1987
- 1987-06-03 JP JP62138095A patent/JP2507434B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63305800A (ja) | 1988-12-13 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5666275A (en) | Control system for power conversion system | |
| US4249236A (en) | Controller for power converter | |
| JP2507434B2 (ja) | 同期機用励磁制御装置 | |
| JPS5928159B2 (ja) | 励磁調整装置 | |
| US4339705A (en) | Thyristor switched inductor circuit for regulating voltage | |
| JPS60207461A (ja) | 変換装置の制御装置 | |
| JPS6022591B2 (ja) | 転流失敗を防止する回路 | |
| JPS6132915B2 (ja) | ||
| JP3235331B2 (ja) | 電流制御回路 | |
| JPH06233530A (ja) | 負荷電流の検出を利用したｄｃ／ｄｃコンバータの可変ゲイン電圧制御系 | |
| JPH04289728A (ja) | 高調波補償装置 | |
| JP2792085B2 (ja) | 無効電力補償装置の制御方式 | |
| JPH04313108A (ja) | 無効電力補償装置 | |
| JPS6343975B2 (ja) | ||
| JPH0923585A (ja) | 無効電力補償の制御方法 | |
| JP2846679B2 (ja) | 電源ユニットの並列冗長運転方式 | |
| JPH0549163A (ja) | 直流電源装置 | |
| JP3228033B2 (ja) | 無効電力補償装置の直流中間電圧の制御方法 | |
| JPS5836227Y2 (ja) | チヨツパ−の転流失敗防止回路 | |
| JPH05237657A (ja) | 直流ｔｉｇアーク溶接機 | |
| JPH05284753A (ja) | インバータ装置 | |
| JPS62222596A (ja) | ア−ク炉の電極制御装置 | |
| JPH0744788B2 (ja) | 無効電力補償装置の制御方式 | |
| JPS6061173A (ja) | ア−ク溶接電源 | |
| JPH0295172A (ja) | 無停電電源装置 |