JP2504027B2

JP2504027B2 - 電子式サ−マルリレ−

Info

Publication number: JP2504027B2
Application number: JP62041695A
Authority: JP
Inventors: 鋼三前西
Original assignee: Omron Tateisi Electronics Co
Current assignee: Omron Corp
Priority date: 1987-02-24
Filing date: 1987-02-24
Publication date: 1996-06-05
Anticipated expiration: 2011-06-05
Also published as: JPS63209421A

Description

【発明の詳細な説明】（発明の分野）本発明は、誘導モータのような機器における過負荷に
応答動作する電子式サーマルリレーに関する。

（従来技術とその問題点）例えば、誘導モータはその過負荷時に電流が増加す
る。これに着目して、誘導モータにおける過負荷時に電
流を検出することにより過負荷状態を検出する電子式サ
ーマルリレーとして、例えば特開昭59−89517号公報に
記載の従来例がある。

この従来例では、その公報の第１図に示されるように
誘導モータなどの負荷電流を変流器で検出し、整流平滑
回路で直流に変換するとともにインピーダンス変換し、
さらにコンデンサC4と抵抗R4とからなるCR時定数回路を
通した後、それを比較回路において基準電圧と比較し、
基準電圧をこえたときは過負荷であることを検出するよ
うにしていた。

ところで、この従来例によるものでは、前記CR時定数
がモータの熱特性（Ｗ＝I²t、ただしＷはモータの発熱
量、Ｉはモータ電流、ｔは動作時間）に合致した値にす
ることが必要であるから、これまではその時定数は長
く、例えば約60秒程度に設定されていた。この時定数の
設定のため抵抗R4の抵抗値を増大、例えば100キロΩ〜1
MΩに設定することが必要となっいた。

しかしながら、コンデンサC4の漏れ電流や高湿度中で
の配線パターン間での漏れ電流などの影響がその抵抗R4
の抵抗値の増大に比例して増大するために、過負荷の検
出精度が低下し、モータの過負荷状態の正確な検出が困
難となり、モータの過負荷からの適切かつ有効な保護が
困難になっていた。

（発明の目的）本発明は、過負荷に対する動作値の設定をその時定数
回路の時定数と無関係にすることでモータの過負荷から
の有効かつ適切な保護を可能にすることを目的とする。

（発明の構成と効果）本発明は交流信号を変換して直流の出力電圧を出力す
るAC/DC変換回路と、基準電圧を発生する基準電圧発生
回路と、前記AC/DC変換回路からの出力電圧と前記基準
電圧発生回路からの基準電圧とを比較する第１比較回路
と、前記AC/DC変換回路からの出力電圧を所定の時定数
でもって平滑する時定数回路と、前記時定数回路の出力
電圧と前記基準電圧とを比較する第２比較回路とを具備
し、前記AC/DC変換回路の出力電圧が前記基準電圧に達
しないときの当該第１比較回路からの出力で前記時定数
回路の出力電圧を低減することにより前記第２比較回路
を不動作状態にすることを特徴としている。

本発明によれば、時定数回路のインピーダンスを高く
してもこれとは無関係に動作値を設定できることから、
配線パターンにおける漏れ電流やコンデンサでの漏れ電
流による問題がなくなる。また、AC/DC変換回路からの
出力電圧が基準電圧に達するまでは時定数回路の出力電
圧が低くなるようにもできるから、モータの熱特性に合
致したホットスタート特性を得ることが可能である。

（実施例の説明）以下、本発明の実施例を図面を参照して詳細に説明す
る。第１図は、本発明の実施例に係る電子式サーマルリ
レーのブロック回路図であり、第２図はその詳細回路図
であり、第３図は各部の動作波形図である。

第１図において、入力端子T1,T3、T5は図示しない３
相電源の各電路に個別に接続される。入力端子T1,T3、T
5と出力端子T2,T4、T6間には常閉接点Xb1、Xb2、Xb3が
接続されるとともに、それぞれの電流を検出する変流器
CT1,CT2,CT3がそれぞれ直列に接続される。

各変流器それぞれの出力は、交流（AC）を直流（DC）
に変換するAC/DC変換回路１に入力される。AC/DC変換回
路１は、与えられた各変流器出力をその出力レベルに応
じたレベルの直流電圧に変換して出力する。AC/DC変換
回路１で変換された各変流器出力中、最大変換出力が時
定数回路２、平滑回路３、および基準電圧補正回路４に
それぞれ出力される。第３図（ａ）にモータ電流波形が
示される。第３図（ａ）において時刻t0でモータが始動
される。時刻t0からt1までにはモータに始動電流が流
れ、時刻t1からt2までの間は定常電流が流れる。そし
て、時刻t2以降はモータの過負荷状態が示される。ま
た、第３図（ｂ）にはAC/DC変換回路１出力が示され
る。すなわち、第３図（ａ）および第３図（ｂ）に示さ
れるようにモータの始動時にはAC/DC変換回路１出力が
大きくなるが、モータの定常時にはAC/DC変換回路１出
力は定常化する。そして、モータが過負荷状態の場合は
AC/DC変換回路１出力が定常時よりも大きくなる。

基準電圧発生回路５は、モータの定格電流に応じて検
出電流を変化させる電流設定ボリュームVRを備える。基
準電圧発生回路５からは電流設定ボリュームVRにより設
定された基準電圧が基準電圧補正回路４に出力される。

基準電圧補正回路４は、第３図（ｄ）に示すように基
準電圧発生回路５からの基準電圧をAC/DC変換回路１の
出力電圧に応じて低減するように補正動作する。すなわ
ち、第３図（ｄ）において破線は基準電圧発生回路４か
らの基準電圧（説明の都合上、これを補正前基準電圧と
いうことがある。）であり、実線は基準電圧補正回路４
により補正された基準電圧（同じく説明の都合上、これ
を補正後基準電圧ということがある。）である。第３図
（ｄ）に明らかなように破線の補正前基準電圧は、第３
図（ｂ）のようにAC/DC変換回路１出力の大きさに比例
して実線の補正後基準電圧で示されるように低減されて
いる。この補正後基準電圧は、第１比較回路６の一方の
入力部および第２比較回路７の一方の入力部に、それぞ
れ与えられる。

平滑回路３は、AC/DC変換回路１出力にリップル成分
が含まれている場合に、そのリップル成分の低減と平均
値化のために設けられる。そして、第３図（ｃ）に示さ
れる平滑回路３の出力電圧は、第１比較回路６の他方の
入力部に与えられる。このようにして第１比較回路６の
両入力部に与えられた平滑回路３の出力電圧と基準電圧
補正回路４からの補正後基準電圧はその第１比較回路６
で電圧レベルの大小比較をされる。

第１比較回路５での比較の結果、平滑回路３の出力電
圧が補正後基準電圧を越えている場合、つまりモータの
始動中の時刻t3から定常時における時刻t4までと時刻t5
以降の過負荷状態である場合には、第１比較回路６に設
けられた発光ダイオードLEDが点灯することで過電流が
流れていること、つまりモータが過負荷状態にあること
が検出表示されるとともに、この第１比較回路６の出力
部から第３図（ｅ）に示すような時定数回路２に対して
これを動作可能状態にする第１比較回路出力が与えられ
る。

第１比較回路６の出力を与えられた時定数回路２は、
第３図（ｆ）に示すような回路出力を出す。すなわち、
この時定数回路２出力は、時刻t3〜t4と、時刻t5以降は
漸増している。そして、時定数回路２からの出力電圧
は、第２比較回路７の他方の入力部に与えられる。第２
比較回路７において、それの両入力部に与えられた補正
後基準電圧〔第３図（ｄ）の実線で示される電圧〕と時
定数回路２からの出力電圧〔第３図（ｆ）で示される電
圧〕との大小が比較される。時定数回路２の出力電圧が
補正後基準電圧を越えたときには第２比較回路７から
は、第３図（ｇ）の時刻t6〜t7に示すようなその比較結
果に対応した第２比較出力がトリップ回路８に与えられ
る。トリップ回路８は、その端子B1を介して外部から入
力されたトリップ信号（外部トリップ信号）または第２
比較回路７からの出力とをOR出力するものである。トリ
ップ回路８出力は、オフ（OFF）ディレイ回路９に与え
られる。オフディレイ回路９は、トリップ回路８からの
トリップ出力に応答して第３図（ｈ）の時刻t6〜t8に示
すオフディレイ出力を駆動回路10とラッチ回路11とに出
力する。オフディレイ出力を与えられた駆動回路10は、
遮断コイルを駆動する。一方、オフディレイ出力を与え
られたラッチ回路11は、リセットスイッチSWがオンにさ
れることでリセット信号が与えられるまでの間は、第３
図（ｉ）に示すように与えられたオフディレイ出力をラ
ッチするとともに、そのラッチ出力をフォトカプラ12を
介して出力回路l3に与えることでその出力回路l3をオフ
状態にする。出力回路l3の出力端子l3a,l3bからは第３
図（ｊ）に示すような出力が出される。この場合、出力
回路l3は時刻t6以前はオン出力を出力し、時刻t6以降は
オフ出力を出力する。なお、l4は上記各回路の定電圧電
源である。

第２図は第１図の詳細回路図である。第２図におい
て、各変流器それぞれの二次側は、AC/DC変換回路１の
抵抗R1,R2,R3に個別に対応して接続される。各抵抗R1,R
2,R3の両端間には変流器CTの二次側で検出されたモータ
の始動時や定常時や過負荷時の各電流に比例した交流電
圧が発生する。各抵抗R1,R2,R3はその一端をそれぞれ接
地されるとともに、その他端をオペレーショナルアンプ
IC1,IC2,IC3の非反転入力部（＋）にそれぞれ個別に対
応して接続される。

オペレーショナルアンプIC1,IC2,IC3それぞれの出力
部には、ダイオードD1、D2、D3のアノードがそれぞれ個
別に対応して接続される。ダイオードD1、D2、D3の各カ
ソードには、抵抗R4,R5,R6の一端がそれぞれ個別に対応
して接続される。抵抗R4,R5,R6の他端側の共通接続部に
は、バッファアンプIC4の非反転入力部（＋）とピーク
ホールド用コンデンサC1と放電用抵抗R7の各一端とが共
通に接続される。

バッファアンプIC4の出力部と反転入力部（−）との
間には、放電用抵抗R7と同じ抵抗値の帰還用抵抗R8が接
続される。また、バッファアンプIC4の出力部と各オペ
レーショナルアンプIC1,IC2,IC3それぞれの反転入力部
とが共通接続される。

以上のように構成されたAC/DC変換回路１において、
変流器CT1,CT2,CT3の内の少なくとも１つの一次側にモ
ータ電流（始動時、定常時、過負荷時における電流）が
流れると、その変流器の一次側と二次側の巻線の巻数比
にほぼ比例した二次電流により、抵抗R1,R2,R3の少なく
とも１つの両端間に交流電圧が発生する。そして、この
抵抗R1,R2,R3のいずれか１つに非反転入力部を接続され
たオペレーショナルアンプIC1,IC2,IC3は、その反転入
力部にバッファアンプIC4から100％の電圧帰還を受けて
いるために、ゲイン0dB（ゼロ・デシベル）の半波整流
を行う。この半波整流の波形は、波形の立ち上がり時に
抵抗R4,R5,R6の抵抗値とピークホールド用コンデンサC1
の容量値とによる数ｍ（ミリ）秒以下の時定数でそのコ
ンデンサC1に急速に充電される。波形の立ち下がり時に
は、整流用ダイオードD1,D2,D3が逆にバイアスされてカ
ットオフ状態にあるためピークホールド用コンデンサC1
の充電電圧は、放電用抵抗R7の抵抗値とそのコンデンサ
C1との容量値とで決定される時定数、数10m秒〜数100m
秒で低下する。また、この波形の立ち下がり時には前述
の動作が繰り返される結果、抵抗R1,R2,R3の両端間電圧
のピーク値に近い平均値を有し、かつ、若干のリップル
を含む直流電圧〔第３図（ｂ）〕に変換される。ここ
で、バッファアンプIC4の出力からオペレーショナルア
ンプIC1,IC2,IC3に電圧帰還を施しているためにオフセ
ット電圧を極端に低減することでそのオフセット電圧に
よる誤差を大幅に低減できる。

基準電圧発生回路５は、定電圧電源回路14の出力電圧
（＋Ｖ）を抵抗R12,R13,R14および可変抵抗器VRで分圧
して基準電圧（補正前基準電圧）を発生している。モー
タの過負荷状態の検出電流の設定は、可変抵抗器VRによ
り基準電圧を可変することにより行われる。

基準電圧補正回路４はオペレーショナルアンプIC5を
備えており、そのオペレーショナルアンプIC5の非反転
入力部（＋）に基準電圧発生回路５から補正前基準電圧
が与えられる。オペレーショナルアンプIC5の反転入力
部（−）は、抵抗R15を介してAC/DC変換回路１のオペレ
ーショナルアンプIC4の出力部に接続されている。オペ
レーショナルアンプIC5の出力部はダイオードD4のカソ
ードに接続され、そのダイオードD4のアノードは抵抗R1
6を介してオペレーショナルアンプIC5の反転入力部に、
また抵抗R17を介してその非反転入力部にそれぞれ接続
されている。

このような構成を有する基準電圧補正回路４におい
て、そのオペレーショナルアンプIC5の非反転入力部に
対する基準電圧発生回路５からの補正前基準電圧に比較
して、その反転入力部に対してAC/DC変換回路１からの
出力電圧の方が低い場合は、ダイオードD4が逆バイアス
される。その結果、基準電圧発生回路５からの補正前基
準電圧にほぼ相当する電圧が、第１比較回路６のオペレ
ーショナルアンプIC6の非反転入力部と第２比較回路７
のオペレーショナルアンプIC7の反転入力部とそれぞれ
与えられる。その逆に、前記基準電圧に比較して、前記
AC/DC変換回路１の出力電圧の方が高い場合は、基準電
圧補正回路４は減算回路として機能して基準電圧を低減
し、その結果、低減された基準電圧が補正後基準電圧と
して第１比較回路６と第２比較回路７とにそれぞれ供給
される。その基準電圧低減量は、基準電圧発生回路５の
抵抗R12,R13,R14および基準電圧補正回路４の抵抗R15,R
16,R17の各抵抗値および可変抵抗器VRの抵抗値の影響を
受ける。したがって、可変抵抗値VRにより設定される検
出電流により基準電圧補正量を変更することが可能とな
る。

平滑回路３は、オペレーショナルアンプIC4の出力部
に一端が接続された抵抗R11と、抵抗R11の他端が接地部
との間に接続された平滑コンデンサC2とで構成されてい
る。この平滑回路３はAC/DC変換回路１の出力中に含ま
れるリップル成分を除去するためのものである。

第１比較回路６は、オペレーショナルアンプIC6と、
そのオペレーショナルアンプIC6の出力部と定電圧電源1
4の＋Ｖ端子との間に接続された抵抗R18および発光ダイ
オードLEDの直列回路と、ダイオードD5とコンデンサC3
との並列回路と、抵抗R19とで構成されている。

時定数回路２と抵抗R10およびR20と、コンデンサC4
と、トランジスタFETによるスイッチ回路とで構成され
ている。

第１比較回路６におけるオペレーショナルアンプIC6
の出力電圧は、それの反転入力部に与えられる平滑回路
３からの出力電圧が、その非反転入力部に与えられる基
準電圧発生回路５からの補正前基準電圧に比較して低い
場合、つまりモータが過負荷状態でない場合、ハイレベ
ル（高値）となる。これにより、発光ダイオードLEDは
消灯するとともに、その第１比較回路６の出力部に接続
されているトランジスタFETによるスイッチ回路がオ
ン、つまりそのトランジスタFETのソース・ドレイン間
が短絡する。また、その逆にモータが過負荷状態の場
合、そのオペレーショナルアンプIC6の出力電圧がロー
レベル（低値）となり、発光ダイオードLEDは点灯しそ
のスイッチ回路がオフ、つまりそのトランジスタFETの
ソース・ドレイン間が開放する。

第２比較回路７は、オペレーショナルアンプIC7で構
成されており、その非反転入力部は時定数回路２の出力
部に接続され、またその反転入力部は基準電圧補正回路
４の出力部に接続されている。

AC/DC変換回路１の出力電圧が基準電圧発生回路５か
らの基準電圧以下である場合は、第１比較回路６のオペ
レーショナルアンプIC6の出力電圧がハイレベルである
からトランジスタFETはオンしている。

トランジスタFETがオンであるときは、時定数回路２
のコンデンサC4の両端電圧は、AC/DC変換回路１の出力
電圧を抵抗R10,R20で分圧した値にまでしか充電されな
いから、第２比較回路７は動作しない。

これに対し、AC/DC変換回路１の出力電圧が基準電圧
を超過すると第１比較回路６が動作し、発光ダイオード
LEDが点灯するとともに、トランジスタFETがオフとなる
ために、コンデンサC4の両端間電圧は、AC/DC変換回路
１の出力電圧まで上昇を開始する。コンデンサC4の両端
間電圧が基準電圧に達したとき、第２比較回路７は動作
し、オペレーショナルアンプIC7の出力はほぼ電源電圧
＋Ｖになる。

このようにして、第２比較回路７の動作は第１比較回
路６で制御されている。今、抵抗R20の抵抗値を極端に
小さく（例えばゼロ）にした場合にも、第１比較回路６
の制御機能は満足するがホットスタート特性を満足しな
くなる。

ここで、モータの熱特性について考察してみると、モ
ータが長時間未使用状態にある場合は、モータのコイル
は常温（冷えていること）である。したがって、このよ
うな状態でモータを過負荷状態で始動してもモータのコ
イルが耐熱温度に達するまでには比較的長時間がかかる
ことになる。これとは異なり、モータを長時間運転して
いる状態においてはモータのコイルの温度は上昇してい
る。したがって、この状態で過負荷状態になると、短時
間でそのモータの耐熱温度に達する。そして、前者をい
わゆるコールドスタートといい、また後者をホットスタ
ートという。そして、一般的にホットスタートの動作時
間はコールドスタートのそれのおよそ半分に設定され
る。前述の抵抗R20の抵抗値をゼロにした場合、ホット
スタートの動作時間はコールドスタートのそれと同じ値
になる。抵抗R20およびR10の分圧比でホットスタート特
性が得られている。

以上の説明で第１比較回路６が第２比較回路７を制御
するためには、第１比較回路６より第２比較回路７の方
が低い電圧で動作する必要がある。このために、本実施
例ではオペレーショナルアンプの入力バイアス電流に着
目し、抵抗R10の抵抗値をr10、抵抗R11の抵抗値をr11と
した場合にr10＞r11としている。すなわち、オペレーシ
ョナルアンプIC6およびIC7の入力バイアス電流を同じと
した場合、入力バイアス電流によるオフセット電圧は抵
抗値に比例し、r10＞r11の関係から第２比較回路７の方
がこのオフセット電圧分だけ低い電圧で動作することに
なる。

仮に、機能上、r10＞r11の関係を満足できない場合例
えば、オペレーショナルアンプIC6の入力バイアス電流
がオペレーショナルアンプIC7の入力バイアス電流より
も小さくなるようにオペレーショナルアンプの構成を決
定するか、あるいはオペレーショナルアンプIC6の基準
電圧を分圧した電圧をオペレーショナルアンプIC7の基
準電圧とするなどの方法で目的を達することができる。

トリップ回路８は、この装置を用いたシステムの動作
チェックやサーミスタ付きモータの異常過熱信号により
強制的にトリップさせるための外部トリップ端子B1,B2
と、トランジスタTR1,TR4と、ダイオードD6とを含む。

オフディレイ回路９は、比較的時定数の短い抵抗R21
およびコンデンサC5と、コンデンサC5に並列に接続され
た比較的高い抵抗値の抵抗R23と、オペレーショナルア
ンプIC8とで構成されている。オフディレイ回路９のオ
ペレーショナルアンプIC8は、それのコンデンサC5の充
電電位が接地電位レベルに達するときにオンする。コン
デンサC5が接地電位レベルに達するまでの時間は、抵抗
R21とコンデンサC5との時定数が短いために比較的短時
間であるが、これとは逆にコンデンサC5は高い抵抗値の
放電用抵抗R23を介して放電するためにその放電時定数
は比較的長い。このため、オペレーショナルアンプIC8
がオフになるまでの時間は長くなる。

オフディレイ回路９の出力は、駆動回路10とラッチ回
路11の２系統に出力される、駆動回路10はトランジスタ
TR2を含み、ラッチ回路11はサイリスタSCRと、遮断器を
リセットするときにオンし、かつリセット完了時にオフ
するリセットスイッチSWとを含んで構成される。オフデ
ィレイ回路９からその駆動回路10に与えられた出力は、
そのトランジスタTR2を動作させて内蔵遮断器を動作さ
せるコイルX1を励磁する。他方、ラッチ回路11に出力さ
れたオフディレイ回路９出力は、サイリスタのゲートに
入力される。これにより、サイリスタSCRのアノード・
カソード間が導通してそのサイリスタSCRのアノード・
カソードに並列に接続されているフォトカプラ12の発光
ダイオード12aに流れていた電流がゼロとなる。これに
より、フォトトランジスタ12bがオフしてそれに対して
ベースを接続されているトランジスタTR3がオフする。1
3はそのトランジスタTR3を含む出力回路である。

電源入力端子A1に一端を接続された抵抗R28の他端と
電源入力端子A2との間には外来サージやノイズをカット
吸収するためのツェナーダイオードZD4、コンデンサC10
およびC11が接続されるとともに、定電圧回路IC3が接続
されている。

定電圧回路IC3の出力＋Ｖと電源入力端子A2間には接
地電位レベルを作るツェナーダイオードZD3とツェナー
電流を制限する抵抗R29が接続され、かつ、ツェナーダ
イオードZD3と抵抗R29の接続部が接地される。ツェナー
ダイオードZD3に並列に接続されコンデンサC9はツェナ
ーダイオードZD3が発生するノイズを吸収するためのも
のである。

抵抗R9は、電源入力電圧がゼロボルトとなった場合、
オペレーショナルアンプIC4は動作しなくなるためコン
デンサC2,C4に蓄えられた電荷を放電させるための抵抗
である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例のブロック回路図、第２図は
第１図の詳細に回路図、第３図は実施例回路の動作波形
図である。１…AC/DC変換回路、２…時定数回路、３…平滑回路、
４…基準電圧補正回路、５…基準電圧発生回路、６…第
１比較回路、７…第２比較回路、８…トリップ回路、９
…オフディレイ回路、10…駆動回路、11…ラッチ回路、
13…出力回路、14…定電圧電源。

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】交流信号を変換して直流の出力電圧を出力
するAC/DC変換回路と、基準電圧を発生する基準電圧発
生回路と、前記AC/DC変換回路からの出力電圧と前記基準電圧発生
回路からの基準電圧とを比較する第１比較回路と、前記AC/DC変換回路からの出力電圧を所定の時定数でも
って平滑する時定数回路と、前記時定数回路の出力電圧と前記基準電圧とを比較する
第２比較回路とを具備し、前記AC/DC変換回路の出力電圧が前記基準電圧に達しな
いときの当該第１比較回路からの出力で前記時定数回路
の出力電圧を低減することにより前記第２比較回路を不
動作状態にすることを特徴とする電子式サーマルリレ
ー。