JP2503913B2 - 差動増幅器 - Google Patents
差動増幅器Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、差動増幅器に関し、特
に利得が絶対温度に反比例する差動増幅器に関する。
に利得が絶対温度に反比例する差動増幅器に関する。
【０００２】
【従来の技術】差動増幅器は、多くの半導体装置におい
て様々な回路に多用されている。特に、差動増幅器の入
力に対して絶対温度に正比例する信号、例えば対数増幅
器の出力信号が差動入力として印加される場合には、こ
の差動入力の温度変化を打消すために、当該差動増幅器
が絶対温度に反比例する利得を有することが便宜であ
る。このため、かかる利得を有する差動増幅器が要望さ
れている。
て様々な回路に多用されている。特に、差動増幅器の入
力に対して絶対温度に正比例する信号、例えば対数増幅
器の出力信号が差動入力として印加される場合には、こ
の差動入力の温度変化を打消すために、当該差動増幅器
が絶対温度に反比例する利得を有することが便宜であ
る。このため、かかる利得を有する差動増幅器が要望さ
れている。
【０００３】図３は、上記型式の従来の差動増幅器を示
す。同図の差動増幅器は、トランジスタＱ1、Ｑ2と、抵
抗Ｒ1、Ｒ2、Ｒ3と、所定電流Ｉ0を与える定電流源２９
とから構成される。抵抗Ｒ1、Ｒ3は正の温度係数を持
ち、他方、抵抗Ｒ2は負の温度係数を持ち、且つ、抵抗
Ｒ1、Ｒ2、Ｒ3の各抵抗値は温度０℃において等しいよ
うに形成される。抵抗Ｒ1、Ｒ2、Ｒ3の各温度係数の絶
対値は全て等しく形成してあり、これをαとすると、各
抵抗の温度ｔ℃での抵抗値は、 Ｒ1＝Ｒ0（１＋αｔ） ・・・（１） Ｒ2＝Ｒ0（１−αｔ） ・・・（２） Ｒ3＝Ｒ0（１＋αｔ） ・・・（３） となる。ここで、抵抗Ｒ3はトランジスタＱ1、Ｑ2のエ
ミッタ抵抗に比して充分に大きいので、上記差動増幅器
の利得Ｇ１は、 Ｇ１＝（Ｒ1＋Ｒ2）／２Ｒ3 ＝｛Ｒ0（１＋αｔ）＋Ｒ0（１−αｔ）｝／２Ｒ0（１＋αｔ） ＝１／（１＋αｔ） ・・・（４） となる。絶対温度Ｔ（Ｋ）を、Ｔ＝ｔ＋２７３として、
これを式（４）に代入すると、 Ｇ１＝１／｛１＋α（Ｔ−２７３）｝ ＝１／（１−α・２７３＋αＴ） ・・・（４）’ を得る。上式（４）’に示されるように、利得Ｇ１は、
絶対温度Ｔにほぼ反比例する。
す。同図の差動増幅器は、トランジスタＱ1、Ｑ2と、抵
抗Ｒ1、Ｒ2、Ｒ3と、所定電流Ｉ0を与える定電流源２９
とから構成される。抵抗Ｒ1、Ｒ3は正の温度係数を持
ち、他方、抵抗Ｒ2は負の温度係数を持ち、且つ、抵抗
Ｒ1、Ｒ2、Ｒ3の各抵抗値は温度０℃において等しいよ
うに形成される。抵抗Ｒ1、Ｒ2、Ｒ3の各温度係数の絶
対値は全て等しく形成してあり、これをαとすると、各
抵抗の温度ｔ℃での抵抗値は、 Ｒ1＝Ｒ0（１＋αｔ） ・・・（１） Ｒ2＝Ｒ0（１−αｔ） ・・・（２） Ｒ3＝Ｒ0（１＋αｔ） ・・・（３） となる。ここで、抵抗Ｒ3はトランジスタＱ1、Ｑ2のエ
ミッタ抵抗に比して充分に大きいので、上記差動増幅器
の利得Ｇ１は、 Ｇ１＝（Ｒ1＋Ｒ2）／２Ｒ3 ＝｛Ｒ0（１＋αｔ）＋Ｒ0（１−αｔ）｝／２Ｒ0（１＋αｔ） ＝１／（１＋αｔ） ・・・（４） となる。絶対温度Ｔ（Ｋ）を、Ｔ＝ｔ＋２７３として、
これを式（４）に代入すると、 Ｇ１＝１／｛１＋α（Ｔ−２７３）｝ ＝１／（１−α・２７３＋αＴ） ・・・（４）’ を得る。上式（４）’に示されるように、利得Ｇ１は、
絶対温度Ｔにほぼ反比例する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】上記型式の従来の差動
増幅器では、利得Ｇ１が絶対温度に反比例する条件とし
て、温度勾配が正・負に異なる特性を有する抵抗Ｒ1及
びＲ3とＲ2とにおいて、温度係数の絶対値及び０℃での
各抵抗値が相互に等しいことが必要である。例えば、こ
れら抵抗をディスクリート部品として構成するときに
は、抵抗器一般における製品バラツキを考えた場合、各
抵抗の温度係数及び０℃の抵抗値が夫々ばらつく可能性
がある。従って、このような場合には、一般に、利得Ｇ
１が絶対温度に反比例するように外部から調整を行なう
必要がある。
増幅器では、利得Ｇ１が絶対温度に反比例する条件とし
て、温度勾配が正・負に異なる特性を有する抵抗Ｒ1及
びＲ3とＲ2とにおいて、温度係数の絶対値及び０℃での
各抵抗値が相互に等しいことが必要である。例えば、こ
れら抵抗をディスクリート部品として構成するときに
は、抵抗器一般における製品バラツキを考えた場合、各
抵抗の温度係数及び０℃の抵抗値が夫々ばらつく可能性
がある。従って、このような場合には、一般に、利得Ｇ
１が絶対温度に反比例するように外部から調整を行なう
必要がある。
【０００５】他方、上記従来の差動増幅器をＩＣで製作
する場合には、正の温度係数を持つ抵抗Ｒ1、Ｒ3には例
えば拡散抵抗を採用し、且つ負の温度係数を持つ抵抗Ｒ
２には例えば多結晶シリコン抵抗を採用する構成が考え
られる。しかし、この場合には、これら抵抗はその種類
に従い温度係数及び０℃での抵抗値が大きくばらつき、
外部からの調整によって前記温度特性を実現することは
殆ど不可能である。
する場合には、正の温度係数を持つ抵抗Ｒ1、Ｒ3には例
えば拡散抵抗を採用し、且つ負の温度係数を持つ抵抗Ｒ
２には例えば多結晶シリコン抵抗を採用する構成が考え
られる。しかし、この場合には、これら抵抗はその種類
に従い温度係数及び０℃での抵抗値が大きくばらつき、
外部からの調整によって前記温度特性を実現することは
殆ど不可能である。
【０００６】また、上式（４）’からも理解できるよう
に、上記従来の差動増幅器においては、利得Ｇ１が正確
には絶対温度に反比例しないという問題もある。
に、上記従来の差動増幅器においては、利得Ｇ１が正確
には絶対温度に反比例しないという問題もある。
【０００７】図４は、特開昭６４−６１１０７号公報に
記載された、改良された上記型式の差動増幅器を示す回
路図である。同図において、差動増幅器は、前段差動増
幅部８と、後段差動増幅部１１と、電流比伝達部１５と
から構成される。前段差動増幅部８は、エミッタが抵抗
Ｒ1を介して接続されたトランジスタＱ1、Ｑ2と、第一
の所定電流を与える定電流源９ａ、９ｂとから成る。後
段差動増幅部１１は、ＥＣＬ回路を構成するトランジス
タＱ3、Ｑ4と、第二の所定電流を与える定電流源１２
と、抵抗Ｒ2とから構成される。また、電流比伝達部１
５は、ベースが所定電位に維持されて負荷を構成するト
ランジスタＱ5及びＱ6から構成される。
記載された、改良された上記型式の差動増幅器を示す回
路図である。同図において、差動増幅器は、前段差動増
幅部８と、後段差動増幅部１１と、電流比伝達部１５と
から構成される。前段差動増幅部８は、エミッタが抵抗
Ｒ1を介して接続されたトランジスタＱ1、Ｑ2と、第一
の所定電流を与える定電流源９ａ、９ｂとから成る。後
段差動増幅部１１は、ＥＣＬ回路を構成するトランジス
タＱ3、Ｑ4と、第二の所定電流を与える定電流源１２
と、抵抗Ｒ2とから構成される。また、電流比伝達部１
５は、ベースが所定電位に維持されて負荷を構成するト
ランジスタＱ5及びＱ6から構成される。
【０００８】上記差動増幅器では、前段増幅部８におけ
る電流比ＩA／ＩBを、ＩA／ＩB＝ｇとすると、入力信号
Ｖinは、 Ｖin＝Ｒ1×（ｇ−１）／（ｇ＋１） で表わされ、他方出力信号Ｖoutは、 Ｖout＝Ｉ2×Ｒ2×（ｇ−１）／（ｇ＋１） と表わされるので、利得Ｇは、 Ｇ＝Ｖout／Ｖin＝Ｉ2×Ｒ2／（Ｉ1×Ｒ1） となる。
る電流比ＩA／ＩBを、ＩA／ＩB＝ｇとすると、入力信号
Ｖinは、 Ｖin＝Ｒ1×（ｇ−１）／（ｇ＋１） で表わされ、他方出力信号Ｖoutは、 Ｖout＝Ｉ2×Ｒ2×（ｇ−１）／（ｇ＋１） と表わされるので、利得Ｇは、 Ｇ＝Ｖout／Ｖin＝Ｉ2×Ｒ2／（Ｉ1×Ｒ1） となる。
【０００９】図５は、上記改良された差動増幅器におけ
る所定電流Ｉ1及びＩ2を供給する定電流源の構成を示
す。トランジスタＱ7とトランジスタＱ8とは、カレント
ミラー回路を構成しており、双方に定電流Ｉ1が流れ、
それらのエミッタ面積比は図示の如くｎ：１である。従
ってＶTをトランジスタのサーマル電圧、ＩSをトランジ
スタＱ７の順方向飽和電流とすると、次式 ＶT×ｌn（Ｉ1／ＩS）＝ＶT×ｌn（Ｉ1／ｎＩS） が成立し、これから、 Ｉ1＝（ＶT×ｌn×ｎ）／Ｒ3 が得られる。ＶTは、ＶT＝ｋＴ／ｑと表わされ絶対温度
Ｔに比例するので、電流Ｉ1は絶対温度に比例する。
る所定電流Ｉ1及びＩ2を供給する定電流源の構成を示
す。トランジスタＱ7とトランジスタＱ8とは、カレント
ミラー回路を構成しており、双方に定電流Ｉ1が流れ、
それらのエミッタ面積比は図示の如くｎ：１である。従
ってＶTをトランジスタのサーマル電圧、ＩSをトランジ
スタＱ７の順方向飽和電流とすると、次式 ＶT×ｌn（Ｉ1／ＩS）＝ＶT×ｌn（Ｉ1／ｎＩS） が成立し、これから、 Ｉ1＝（ＶT×ｌn×ｎ）／Ｒ3 が得られる。ＶTは、ＶT＝ｋＴ／ｑと表わされ絶対温度
Ｔに比例するので、電流Ｉ1は絶対温度に比例する。
【００１０】一方、電流Ｉ2は、上記温度勾配を有する
電流Ｉ1と、この温度勾配と絶対値が等しい負の温度勾
配を有する電流Ｉ3との和として得られる。電流Ｉ3は、
トランジスタＱ１８のエミッタ−ベース電圧Ｖ
BEQ18（以下、各トランジスタについて同様の表記法で
記す）から、 Ｉ3＝ＶBEQ18／Ｒ４ として得られ、Ｉ2はこれから、 Ｉ2＝（ＶT×ｌnｎ）／Ｒ3＋ＶBEQ18／Ｒ4 と得られる。ＶBEQ18は、負の温度勾配を有し、その係
数である抵抗値を適当に選定することにより、Ｉ2の温
度依存性をゼロにする。
電流Ｉ1と、この温度勾配と絶対値が等しい負の温度勾
配を有する電流Ｉ3との和として得られる。電流Ｉ3は、
トランジスタＱ１８のエミッタ−ベース電圧Ｖ
BEQ18（以下、各トランジスタについて同様の表記法で
記す）から、 Ｉ3＝ＶBEQ18／Ｒ４ として得られ、Ｉ2はこれから、 Ｉ2＝（ＶT×ｌnｎ）／Ｒ3＋ＶBEQ18／Ｒ4 と得られる。ＶBEQ18は、負の温度勾配を有し、その係
数である抵抗値を適当に選定することにより、Ｉ2の温
度依存性をゼロにする。
【００１１】このように、電流Ｉ1は絶対温度に正比例
する値を有し、電流Ｉ2は絶対温度に依存しない値を有
することから、この差動増幅器では、前記利得Ｇ＝Ｒ2
×Ｉ2／（Ｒ1×Ｉ1）が絶対温度に反比例することとな
る。
する値を有し、電流Ｉ2は絶対温度に依存しない値を有
することから、この差動増幅器では、前記利得Ｇ＝Ｒ2
×Ｉ2／（Ｒ1×Ｉ1）が絶対温度に反比例することとな
る。
【００１２】ところで、上記改良された差動増幅器で
は、温度に依存しない電流Ｉ2は、正の温度係数を有す
る第１項と、負の温度係数を有する第２項の和として得
られる。この第２項の負の温度係数は、トランジスタＱ
18のベース・エミッタ電圧ＶBEQ18そのものの温度係数
に依存している。しかし、一般にトランジスタのベース
・エミッタ電圧ＶBEは、各トランジスタの種類毎に異な
ることが知られている。従って、電流Ｉ2には安定な温
度係数が得られず、利得ＧがＩＣ毎にばらつくこととな
り、絶対温度に正確に反比例する安定な利得を持つ差動
増幅器が得られ難いという欠点がある。
は、温度に依存しない電流Ｉ2は、正の温度係数を有す
る第１項と、負の温度係数を有する第２項の和として得
られる。この第２項の負の温度係数は、トランジスタＱ
18のベース・エミッタ電圧ＶBEQ18そのものの温度係数
に依存している。しかし、一般にトランジスタのベース
・エミッタ電圧ＶBEは、各トランジスタの種類毎に異な
ることが知られている。従って、電流Ｉ2には安定な温
度係数が得られず、利得ＧがＩＣ毎にばらつくこととな
り、絶対温度に正確に反比例する安定な利得を持つ差動
増幅器が得られ難いという欠点がある。
【００１３】本発明は、上記型式の従来の差動増幅器の
欠点に鑑み、各ＩＣ毎に利得の値がばらつく程度が小さ
く、且つ絶対温度にほぼ正確に反比例する温度特性を有
する利得を持つ差動増幅器を提供することを目的とす
る。
欠点に鑑み、各ＩＣ毎に利得の値がばらつく程度が小さ
く、且つ絶対温度にほぼ正確に反比例する温度特性を有
する利得を持つ差動増幅器を提供することを目的とす
る。
【００１４】
【課題を解決する手段】前記目的を達成するため、本発
明の差動増幅器は、第一の差動信号が入力され、エミッ
タが第一の抵抗を介して相互に接続される第一及び第二
のトランジスタと、前記各エミッタに夫々接続され第一
の所定電流を夫々規定する第一及び第二の定電流源とを
有する第一の差動増幅部と、前記第一の差動増幅部の出
力電流に対応する第二の差動信号を伝達する電流比伝達
部と、前記第二の差動信号が入力され、エミッタが共通
に接続される第三及び第四のトランジスタと、前記共通
に接続されたエミッタに接続され第二の所定電流を規定
する第三の定電流源とを有する第二の差動増幅部とを備
えた差動増幅器において、前記第一の所定電流が絶対温
度に比例する電流であり、前記第二の所定電流がバンド
ギャップ電圧を定抵抗で除した、絶対温度に依存しない
一定電流であることを特徴とする。
明の差動増幅器は、第一の差動信号が入力され、エミッ
タが第一の抵抗を介して相互に接続される第一及び第二
のトランジスタと、前記各エミッタに夫々接続され第一
の所定電流を夫々規定する第一及び第二の定電流源とを
有する第一の差動増幅部と、前記第一の差動増幅部の出
力電流に対応する第二の差動信号を伝達する電流比伝達
部と、前記第二の差動信号が入力され、エミッタが共通
に接続される第三及び第四のトランジスタと、前記共通
に接続されたエミッタに接続され第二の所定電流を規定
する第三の定電流源とを有する第二の差動増幅部とを備
えた差動増幅器において、前記第一の所定電流が絶対温
度に比例する電流であり、前記第二の所定電流がバンド
ギャップ電圧を定抵抗で除した、絶対温度に依存しない
一定電流であることを特徴とする。
【００１５】バンドギャップ電圧は、例えば図２の回路
で得られる。図２において、バンドギャップ電圧Ｖ
BGは、 ＶBG＝ＶBEQ18＋２Ｉ1×ＲE4 と表わされる。ここでＩ1は、トランジスタＱ１７及び
Ｑ１８のエミッタ面積比の関係並びにトランジスタＱ１
５及びＱ１６がカレントミラー回路を構成することか
ら、 Ｉ1＝ＶT×ｌnｎ／ＲE3 であるので、 ＶBG＝ＶBEQ18＋２×（ｋＴ／ｑ）×ｌnｎ×ＲE4/ＲE3 となる。ＶBGの温度係数を完全にゼロにするために、ｄ
ＶBG／ｄＴ＝０となるＲE4とＲE3の関係を求めると、 ＲE4／ＲE3＝−（ｄＶBEQ18／ｄＴ）／｛２×（ｋ／ｑ）×ｌnｎ｝ が得られる。即ち、上式を満足するように抵抗ＲE4及び
ＲE3を選択することで、バンドギャップ電圧ＶBGの温度
係数を完全にゼロとすることが出来る。なお、上式でｄ
ＶBEQ18／ｄＴはトランジスタＱ１８のベース・エミッ
タ電圧の温度係数で、通常は負の係数である（一般的に
は−１〜−３ｍＶ／℃程度）。従って、ＲE4及びＲE3の
値は一義的に定められる。
で得られる。図２において、バンドギャップ電圧Ｖ
BGは、 ＶBG＝ＶBEQ18＋２Ｉ1×ＲE4 と表わされる。ここでＩ1は、トランジスタＱ１７及び
Ｑ１８のエミッタ面積比の関係並びにトランジスタＱ１
５及びＱ１６がカレントミラー回路を構成することか
ら、 Ｉ1＝ＶT×ｌnｎ／ＲE3 であるので、 ＶBG＝ＶBEQ18＋２×（ｋＴ／ｑ）×ｌnｎ×ＲE4/ＲE3 となる。ＶBGの温度係数を完全にゼロにするために、ｄ
ＶBG／ｄＴ＝０となるＲE4とＲE3の関係を求めると、 ＲE4／ＲE3＝−（ｄＶBEQ18／ｄＴ）／｛２×（ｋ／ｑ）×ｌnｎ｝ が得られる。即ち、上式を満足するように抵抗ＲE4及び
ＲE3を選択することで、バンドギャップ電圧ＶBGの温度
係数を完全にゼロとすることが出来る。なお、上式でｄ
ＶBEQ18／ｄＴはトランジスタＱ１８のベース・エミッ
タ電圧の温度係数で、通常は負の係数である（一般的に
は−１〜−３ｍＶ／℃程度）。従って、ＲE4及びＲE3の
値は一義的に定められる。
【００１６】
【作用】本発明の差動増幅器では、第一の所定電流は温
度に比例し、また、第二の所定電流は、バンドギャップ
電圧を定抵抗で除した、温度に依存しない一定電流であ
る構成により、第二の所定電流と第一の所定電流の比に
比例した利得として得られる差動増幅器の利得Ｇが、絶
対温度に反比例し且つ各トランジスタ毎にバラツキを有
することがないので、所望の特性の利得Ｇを持つ差動増
幅器を製作することが容易になる。
度に比例し、また、第二の所定電流は、バンドギャップ
電圧を定抵抗で除した、温度に依存しない一定電流であ
る構成により、第二の所定電流と第一の所定電流の比に
比例した利得として得られる差動増幅器の利得Ｇが、絶
対温度に反比例し且つ各トランジスタ毎にバラツキを有
することがないので、所望の特性の利得Ｇを持つ差動増
幅器を製作することが容易になる。
【００１７】
【実施例】図面を参照して本発明を更に説明する。図１
は、本発明の一実施例の差動増幅器の構成を示す回路図
である。この差動増幅器は、第一の差動増幅部を成す前
段差動増幅部１及び第二の差動増幅部を成す後段差動増
幅部２から構成され、電流比伝達回路は前段差動増幅部
１に含まれる。前段増幅部１は、エミッタが抵抗ＲE1を
介して相互に結合される第一及び第二のトランジスタＱ
11、Ｑ12から成る第一差動対と、電流比伝達回路として
構成されるダイオードＤ1、Ｄ2と、第一の所定電流Ｉ1
を与える第一及び第二の定電流源２６、２７とから構成
される。
は、本発明の一実施例の差動増幅器の構成を示す回路図
である。この差動増幅器は、第一の差動増幅部を成す前
段差動増幅部１及び第二の差動増幅部を成す後段差動増
幅部２から構成され、電流比伝達回路は前段差動増幅部
１に含まれる。前段増幅部１は、エミッタが抵抗ＲE1を
介して相互に結合される第一及び第二のトランジスタＱ
11、Ｑ12から成る第一差動対と、電流比伝達回路として
構成されるダイオードＤ1、Ｄ2と、第一の所定電流Ｉ1
を与える第一及び第二の定電流源２６、２７とから構成
される。
【００１８】後段増幅部２は、ダイオードＤ1及びＤ2の
順方向電圧降下として得られる第二の差動信号が入力さ
れる、第三及び第四のトランジスタＱ13及びＱ14から成
る第二差動対と、これらトランジスタＱ13、Ｑ14のエミ
ッタに接続されて、第二差動対に第二の定電流Ｉ2を与
える第三の定電流源２８とから構成される。
順方向電圧降下として得られる第二の差動信号が入力さ
れる、第三及び第四のトランジスタＱ13及びＱ14から成
る第二差動対と、これらトランジスタＱ13、Ｑ14のエミ
ッタに接続されて、第二差動対に第二の定電流Ｉ2を与
える第三の定電流源２８とから構成される。
【００１９】第一の差動信号を成す入力信号Ｖinは、第
一及び第二のトランジスタＱ11、Ｑ12の双方のベース間
に与えられ、前段増幅器１において増幅された後に、ト
ランジスタＱ11、Ｑ12のコレクタから出力される。トラ
ンジスタＱ1及びＱ2の出力は、ダイオードＤ1及びＤ2に
おける順方向電圧降下として得られ、後段増幅部２を構
成する第三及び第四のトランジスタＱ13、Ｑ14のベース
間に差動入力として与えられる。このようにして、入力
信号Ｖinは、前段及び後段差動増幅部１、２で順次増幅
された後、後段増幅部２の差動対を構成するトランジス
タＱ13、Ｑ14のコレクタから差動出力信号Ｖoutとして
次段の回路に与えられる。
一及び第二のトランジスタＱ11、Ｑ12の双方のベース間
に与えられ、前段増幅器１において増幅された後に、ト
ランジスタＱ11、Ｑ12のコレクタから出力される。トラ
ンジスタＱ1及びＱ2の出力は、ダイオードＤ1及びＤ2に
おける順方向電圧降下として得られ、後段増幅部２を構
成する第三及び第四のトランジスタＱ13、Ｑ14のベース
間に差動入力として与えられる。このようにして、入力
信号Ｖinは、前段及び後段差動増幅部１、２で順次増幅
された後、後段増幅部２の差動対を構成するトランジス
タＱ13、Ｑ14のコレクタから差動出力信号Ｖoutとして
次段の回路に与えられる。
【００２０】図１に示したように、ダイオードＤ1、Ｄ2
を夫々流れる電流を各々Ｉ3、Ｉ4、トランジスタＱ13、
Ｑ14のコレクタ電流を夫々Ｉ5、Ｉ6とする。また、ダイ
オードＤ1、Ｄ2の順方向電圧降下を夫々ＶD1、ＶD2と
し、ＶTをトランジスタのサーマル電圧とすると、次式
（５）及び（６）が成立する。 ＶD1−ＶD2＝ＶBEQ14−ＶBEQ13 ・・・（５） これから、 ＶT×ｌn（Ｉ3／ＩS1）−ＶT×ｌn（Ｉ4／ＩS2） ＝ＶT×ｌn（Ｉ6／ＩS4）−ＶT×ｌn（Ｉ5／ＩS3）・・・（６） が得られる。但し、ＩS1及びＩS2は夫々、ダイオードＤ
１及びＤ２の順方向飽和電流、ＩS3及びＩS4は夫々、ト
ランジスタＱ13、Ｑ14の順方向飽和電流である。
を夫々流れる電流を各々Ｉ3、Ｉ4、トランジスタＱ13、
Ｑ14のコレクタ電流を夫々Ｉ5、Ｉ6とする。また、ダイ
オードＤ1、Ｄ2の順方向電圧降下を夫々ＶD1、ＶD2と
し、ＶTをトランジスタのサーマル電圧とすると、次式
（５）及び（６）が成立する。 ＶD1−ＶD2＝ＶBEQ14−ＶBEQ13 ・・・（５） これから、 ＶT×ｌn（Ｉ3／ＩS1）−ＶT×ｌn（Ｉ4／ＩS2） ＝ＶT×ｌn（Ｉ6／ＩS4）−ＶT×ｌn（Ｉ5／ＩS3）・・・（６） が得られる。但し、ＩS1及びＩS2は夫々、ダイオードＤ
１及びＤ２の順方向飽和電流、ＩS3及びＩS4は夫々、ト
ランジスタＱ13、Ｑ14の順方向飽和電流である。
【００２１】ダイオードＤ1及びＤ2は同一仕様のダイオ
ードであり、また、トランジスタＱ13及びＱ14は同一仕
様のトランジスタとしてあるので、 ＶD1＝ＶD2 ＩS1＝ＩS2 ＩS4＝ＩS3 である。これと上式（６）とから、 ＶTｌn（Ｉ3／Ｉ4）＝ＶTｌn（Ｉ6／Ｉ5） が得られ、従って、 Ｉ3／Ｉ4＝Ｉ6／Ｉ5 ・・・（７） となる。
ードであり、また、トランジスタＱ13及びＱ14は同一仕
様のトランジスタとしてあるので、 ＶD1＝ＶD2 ＩS1＝ＩS2 ＩS4＝ＩS3 である。これと上式（６）とから、 ＶTｌn（Ｉ3／Ｉ4）＝ＶTｌn（Ｉ6／Ｉ5） が得られ、従って、 Ｉ3／Ｉ4＝Ｉ6／Ｉ5 ・・・（７） となる。
【００２２】上式（７）から、 Ｉ4／（Ｉ3＋Ｉ4）＝１／｛（Ｉ3／Ｉ4）＋１｝ ＝１／｛（Ｉ6／Ｉ5）＋１｝ ＝Ｉ5／（Ｉ6＋Ｉ5） ・・・（８） が導き出される。更に、上式（８）より、 Ｉ4／（Ｉ3＋Ｉ4）＝Ｉ5／（Ｉ6＋Ｉ5） Ｉ4／２Ｉ1＝Ｉ5／２Ｉ2 Ｉ4＝（Ｉ1／Ｉ2）×Ｉ5 ・・・（９） が得られ、同様にして、 Ｉ3＝（Ｉ1／Ｉ2）×Ｉ6 ・・・（１０） が得られる。上式（９）、（１０）から、 Ｉ3−Ｉ4＝（Ｉ1／Ｉ2）×（Ｉ6−Ｉ5） ・・・（１１） となる。
【００２３】抵抗ＲE1は、トランジスタＱ11、Ｑ12のエ
ミッタ抵抗より十分に大きいので、前段差動増幅部１の
相互コンダクタンスｇmは、 ｇm≒１／ＲE1 ・・・（１２） である。従って、前段差動増幅部１の出力差電流Ｉ3−
Ｉ4は Ｉ3−Ｉ4＝ｇm×Ｖin ＝（１／ＲE1）×Ｖin ・・・（１３） となる。ＲL1＝ＲL2であるから、後段差動増幅部２の出
力電圧Ｖoutは、 Ｖout＝ＲL1（Ｉ6−Ｉ5） ・・・（１４） 式（１４）に式（１１）を代入して、 Ｖout＝ＲL1・（Ｉ2／Ｉ1）×（Ｉ3−Ｉ4） ・・・（１５） が得られる。上式（１５）に式（１３）を代入すると、 Ｖout＝（ＲL1／ＲE1）×（Ｉ2／Ｉ1）×Ｖin ・・・（１６） となる。従って、前段差動増幅部と後段差動増幅部の総
合利得ＧTは、 ＧT＝（ＲL1／ＲE1）×（Ｉ2／Ｉ1） ・・・（１７） と得られる。
ミッタ抵抗より十分に大きいので、前段差動増幅部１の
相互コンダクタンスｇmは、 ｇm≒１／ＲE1 ・・・（１２） である。従って、前段差動増幅部１の出力差電流Ｉ3−
Ｉ4は Ｉ3−Ｉ4＝ｇm×Ｖin ＝（１／ＲE1）×Ｖin ・・・（１３） となる。ＲL1＝ＲL2であるから、後段差動増幅部２の出
力電圧Ｖoutは、 Ｖout＝ＲL1（Ｉ6−Ｉ5） ・・・（１４） 式（１４）に式（１１）を代入して、 Ｖout＝ＲL1・（Ｉ2／Ｉ1）×（Ｉ3−Ｉ4） ・・・（１５） が得られる。上式（１５）に式（１３）を代入すると、 Ｖout＝（ＲL1／ＲE1）×（Ｉ2／Ｉ1）×Ｖin ・・・（１６） となる。従って、前段差動増幅部と後段差動増幅部の総
合利得ＧTは、 ＧT＝（ＲL1／ＲE1）×（Ｉ2／Ｉ1） ・・・（１７） と得られる。
【００２４】図２は、上記第一及び第二の所定電流
Ｉ1、Ｉ2を与える定電流源を示す回路図である。この定
電流源回路は、第一の電流Ｉ1を規定する定電流源を構
成するトランジスタＱ2及び抵抗ＲE6と、第一のカレン
トミラー回路Ｑ15、Ｑ16を有しトランジスタＱ22のベー
ス電位をバンドギャップ電圧に規定するバンドギャップ
レギュレータ３と、バンドギャップレギュレータ３で得
られた第二の電流Ｉ2を伝達する第二のカレントミラー
回路４及び第三のカレントミラー回路５とから構成され
る。なお、トランジスタＱ２２を含む回路は第一の定電
流源であり、同図では、この第一の定電流源と同様の構
成を有する第二の定電流源は、その図示が省略されてい
る。
Ｉ1、Ｉ2を与える定電流源を示す回路図である。この定
電流源回路は、第一の電流Ｉ1を規定する定電流源を構
成するトランジスタＱ2及び抵抗ＲE6と、第一のカレン
トミラー回路Ｑ15、Ｑ16を有しトランジスタＱ22のベー
ス電位をバンドギャップ電圧に規定するバンドギャップ
レギュレータ３と、バンドギャップレギュレータ３で得
られた第二の電流Ｉ2を伝達する第二のカレントミラー
回路４及び第三のカレントミラー回路５とから構成され
る。なお、トランジスタＱ２２を含む回路は第一の定電
流源であり、同図では、この第一の定電流源と同様の構
成を有する第二の定電流源は、その図示が省略されてい
る。
【００２５】バンドギャップレギュレータ３は、第一の
カレントミラー回路を構成するＰＮＰトランジスタＱ15
及びＱ16と、このカレントミラー回路から相互に等しい
電流Ｉ1が供給されるＮＰＮトランジスタＱ17及びＱ18
と、トランジスタＱ17、Ｑ18のコレクタを相互に結合す
るキャパシタＣ1と、負帰還回路を構成してバンドギャ
ップ電圧ＶBGを規定するＮＰＮトランジスタＱ19と、バ
ンドギャップレギュレータ３の起動回路を構成するＮＰ
ＮトランジスタＱ26及びＱ25と、各抵抗ＲE1、ＲE2、Ｒ
E3、ＲE4、ＲE5から構成される。トランジスタＱ17とト
ランジスタＱ18のエミッタ面積比は図示の如くｎ：１と
してある。
カレントミラー回路を構成するＰＮＰトランジスタＱ15
及びＱ16と、このカレントミラー回路から相互に等しい
電流Ｉ1が供給されるＮＰＮトランジスタＱ17及びＱ18
と、トランジスタＱ17、Ｑ18のコレクタを相互に結合す
るキャパシタＣ1と、負帰還回路を構成してバンドギャ
ップ電圧ＶBGを規定するＮＰＮトランジスタＱ19と、バ
ンドギャップレギュレータ３の起動回路を構成するＮＰ
ＮトランジスタＱ26及びＱ25と、各抵抗ＲE1、ＲE2、Ｒ
E3、ＲE4、ＲE5から構成される。トランジスタＱ17とト
ランジスタＱ18のエミッタ面積比は図示の如くｎ：１と
してある。
【００２６】第二のカレントミラー回路４は、ＰＮＰト
ランジスタＱ20及びＱ21から構成され、トランジスタＱ
20のコレクタは前記トランジスタＱ19のコレクタに接続
される。トランジスタＱ21のコレクタは第三のカレント
ミラー回路５の一方のトランジスタＱ23に接続されて、
このトランジスタＱ23の電流値を所定電流Ｉ2に規定す
る。
ランジスタＱ20及びＱ21から構成され、トランジスタＱ
20のコレクタは前記トランジスタＱ19のコレクタに接続
される。トランジスタＱ21のコレクタは第三のカレント
ミラー回路５の一方のトランジスタＱ23に接続されて、
このトランジスタＱ23の電流値を所定電流Ｉ2に規定す
る。
【００２７】図２において、トランジスタＱ17及びＱ18
のベース・エミッタ電圧の関係から、双方のトランジス
タＱ17、Ｑ18を流れる電流Ｉ1により次式が得られる。 ＶBEQ17＝ＶBEQ18＋ＲE3×Ｉ1 また、双方のエミッタ面積比がｎ：１であることから、
上式は、 ＶT×ｌn（Ｉ1／ＩS）＝ＶT×ｌn（Ｉ1／（ｎＩS））＋ＲE3×Ｉ1 となる。これから、次のようにＩ1が得られる。 Ｉ1＝（ＶT×ｌnｎ）／ＲE3 ・・・（１８）
のベース・エミッタ電圧の関係から、双方のトランジス
タＱ17、Ｑ18を流れる電流Ｉ1により次式が得られる。 ＶBEQ17＝ＶBEQ18＋ＲE3×Ｉ1 また、双方のエミッタ面積比がｎ：１であることから、
上式は、 ＶT×ｌn（Ｉ1／ＩS）＝ＶT×ｌn（Ｉ1／（ｎＩS））＋ＲE3×Ｉ1 となる。これから、次のようにＩ1が得られる。 Ｉ1＝（ＶT×ｌnｎ）／ＲE3 ・・・（１８）
【００２８】抵抗ＲE4とＲE6とは、２ＲE4＝ＲE6として
定めてあるので、トランジスタＱ18及びＱ22のベース・
エミッタ電圧の関係から、トランジスタＱ22を流れる電
流ＩQ22は、所定電流Ｉ1である。
定めてあるので、トランジスタＱ18及びＱ22のベース・
エミッタ電圧の関係から、トランジスタＱ22を流れる電
流ＩQ22は、所定電流Ｉ1である。
【００２９】トランジスタＱ17、Ｑ18及びＱ22のベース
に供給される電圧は、トランジスタＱ19からの負帰還に
より、バンドギャップ電圧ＶBGとなり、この電圧は個々
のトランジスタに依存しない電圧であり、抵抗ＲE4及び
ＲE3の選定に従い前述の如く温度に依存しない値とする
ことができる。従って、トランジスタＱ19及びＱ20を流
れる電流Ｉ2は、このバンドギャップ電圧ＶBGと抵抗Ｒ
E5とにより、 Ｉ2＝ＶBG／ＲE5 ・・・（１９） となり、温度に依存しない一定の電流である。所定電流
Ｉ2は、第二及び第三のカレントミラー回路４、５に伝
達され、トランジスタＱ24のコレクタ電流となって、図
１の後段増幅部２の第二の所定電流Ｉ2を規定する。
に供給される電圧は、トランジスタＱ19からの負帰還に
より、バンドギャップ電圧ＶBGとなり、この電圧は個々
のトランジスタに依存しない電圧であり、抵抗ＲE4及び
ＲE3の選定に従い前述の如く温度に依存しない値とする
ことができる。従って、トランジスタＱ19及びＱ20を流
れる電流Ｉ2は、このバンドギャップ電圧ＶBGと抵抗Ｒ
E5とにより、 Ｉ2＝ＶBG／ＲE5 ・・・（１９） となり、温度に依存しない一定の電流である。所定電流
Ｉ2は、第二及び第三のカレントミラー回路４、５に伝
達され、トランジスタＱ24のコレクタ電流となって、図
１の後段増幅部２の第二の所定電流Ｉ2を規定する。
【００３０】上式（１８）、（１９）を式（１７）に代
入すると、 ＧT＝（ＲL1／ＲE1）×（ＲE3／ＲE5）×ＶBG ×（１／ｌnｎ）×（１／ＶT） ・・・（２０） となり、ＶT＝ｋＴ／ｑであるから、 ＧT＝（ＲL1／ＲE1）×（ＲE3／ＲE5）×ＶBG ×（１／ｌnｎ）×（ｑ／ｋ）・（１／Ｔ）・・・（２１） が得られる。但し、ｋはボルツマン定数、ｑは電子の電
荷量である。上式（２１）から明らかなように、この実
施例の差動増幅器の総合利得ＧTは、絶対温度Ｔに反比
例することが理解できる。
入すると、 ＧT＝（ＲL1／ＲE1）×（ＲE3／ＲE5）×ＶBG ×（１／ｌnｎ）×（１／ＶT） ・・・（２０） となり、ＶT＝ｋＴ／ｑであるから、 ＧT＝（ＲL1／ＲE1）×（ＲE3／ＲE5）×ＶBG ×（１／ｌnｎ）×（ｑ／ｋ）・（１／Ｔ）・・・（２１） が得られる。但し、ｋはボルツマン定数、ｑは電子の電
荷量である。上式（２１）から明らかなように、この実
施例の差動増幅器の総合利得ＧTは、絶対温度Ｔに反比
例することが理解できる。
【００３１】前記公報記載の差動増幅器では、後段の差
動増幅部の所定電流Ｉ2が、前述の如く、電流Ｉ1とＩ3
の和で得られたこと、Ｉ3にはトランジスタのベース・
エミッタ電圧ＶBEの項が含まれおり、この電圧ＶBEがト
ランジスタ毎にバラツキを有することから、絶対温度に
正確に反比例する利得が得られなかった。しかし、上記
実施例では、電流加算を使用しないこと、所定電流Ｉ2
にベース・エミッタ電圧ＶBEの項が含まれないので、電
流Ｉ2は絶対温度及び各トランジスタの特性に依存しな
い一定の電流として得られる。
動増幅部の所定電流Ｉ2が、前述の如く、電流Ｉ1とＩ3
の和で得られたこと、Ｉ3にはトランジスタのベース・
エミッタ電圧ＶBEの項が含まれおり、この電圧ＶBEがト
ランジスタ毎にバラツキを有することから、絶対温度に
正確に反比例する利得が得られなかった。しかし、上記
実施例では、電流加算を使用しないこと、所定電流Ｉ2
にベース・エミッタ電圧ＶBEの項が含まれないので、電
流Ｉ2は絶対温度及び各トランジスタの特性に依存しな
い一定の電流として得られる。
【００３２】また、上記実施例では、電流源を構成する
ために必要な素子数が、上記公報記載の電流源回路の構
成に比して簡素になる。例えば、図２及び図５を比較す
ると容易に理解できるように、前記公報記載の回路で
は、トランジスタの個数が１２、抵抗の個数が８必要で
あったが、上記実施例の回路ではトランジスタの個数が
８、抵抗の個数が１１であり、トランジスタ個数の削減
が可能であるため、回路構成が簡素化される。
ために必要な素子数が、上記公報記載の電流源回路の構
成に比して簡素になる。例えば、図２及び図５を比較す
ると容易に理解できるように、前記公報記載の回路で
は、トランジスタの個数が１２、抵抗の個数が８必要で
あったが、上記実施例の回路ではトランジスタの個数が
８、抵抗の個数が１１であり、トランジスタ個数の削減
が可能であるため、回路構成が簡素化される。
【００３３】なお、本発明の差動増幅器は、上記実施例
の構成にのみ限定されるものではなく、上記実施例の構
成から種々の修正及び変形が可能である。
の構成にのみ限定されるものではなく、上記実施例の構
成から種々の修正及び変形が可能である。
【００３４】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の差動増幅
器によると、トランジスタの種類に依存せず且つ正確な
値の利得が得られるので、本発明は、絶対温度に正確に
反比例する利得を持つ差動増幅器の製作を容易にした顕
著な効果を奏する。
器によると、トランジスタの種類に依存せず且つ正確な
値の利得が得られるので、本発明は、絶対温度に正確に
反比例する利得を持つ差動増幅器の製作を容易にした顕
著な効果を奏する。
【図１】本発明の一実施例の差動増幅器の構成を示す回
路図。
路図。
【図２】図１の差動増幅器の電流源の構成を示す回路
図。
図。
【図３】従来の差動増幅器の構成を示す回路図。
【図４】改良された従来の差動増幅器の構成を示す回路
図。
図。
【図５】図４の差動増幅器の電流源の構成を示す回路
図。
図。
１ 前段増幅部 ２ 後段増幅部 ３ バンドギャップレギュレータ ４、５ カレントミラー回路 ９ａ、９ｂ、２６〜２９ 定電流源 Ｑ1〜Ｑ24 トランジスタ Ｒ、Ｒ1〜Ｒ4、ＲL1、ＲL2、ＲE1〜ＲE7 抵抗 Ｃ1 キャパシタ
Claims (3)
- 【請求項１】 第一の差動信号が入力され、エミッタが
第一の抵抗を介して相互に接続される第一及び第二のト
ランジスタと、前記各エミッタに夫々接続され第一の所
定電流を夫々規定する第一及び第二の定電流源とを有す
る第一の差動増幅部と、 前記第一の差動増幅部の出力電流に対応する第二の差動
信号を伝達する電流比伝達部と、 前記第二の差動信号が入力され、エミッタが共通に接続
される第三及び第四のトランジスタと、前記共通に接続
されたエミッタに接続され第二の所定電流を規定する第
三の定電流源とを有する第二の差動増幅部とを備えた差
動増幅器において、 前記第一の所定電流が絶対温度に比例する電流であり、
前記第二の所定電流がバンドギャップ電圧を定抵抗で除
した、絶対温度に依存しない一定電流であることを特徴
とする差動増幅器。 - 【請求項２】 前記第一の所定電流が、 第一のカレントミラー回路と、 ベースが共通に接続されると共にエミッタ面積が所定の
比率で形成され、前記第一のカレントミラー回路により
相互に等しい電流がコレクタ電流として規定され、エミ
ッタが第二の抵抗を介して相互に接続される第五及び第
六のトランジスタと、 前記第五及び第六のトランジスタの双方のエミッタ電流
が通過する第三の抵抗と、 ベースが前記第五及び第六のトランジスタのベースと共
通に接続され、エミッタが前記第三の抵抗に対し所定の
比率の抵抗値を有する第四の抵抗に接続される第七のト
ランジスタとにより供給されることを特徴とする請求項
１に記載の差動増幅器。 - 【請求項３】 前記第六のトランジスタのコレクタに接
続されるベースと、前記第五及び第六のトランジスタの
ベースに接続されたエミッタとを有し、前記第五及び第
六のトランジスタのベースを前記バンドギャップ電圧に
維持する第八のトランジスタを更に備えることを特徴と
する請求項２に記載の差動増幅器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5239708A JP2503913B2 (ja) | 1993-09-27 | 1993-09-27 | 差動増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5239708A JP2503913B2 (ja) | 1993-09-27 | 1993-09-27 | 差動増幅器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0794972A JPH0794972A (ja) | 1995-04-07 |
| JP2503913B2 true JP2503913B2 (ja) | 1996-06-05 |
Family
ID=17048749
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5239708A Expired - Fee Related JP2503913B2 (ja) | 1993-09-27 | 1993-09-27 | 差動増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2503913B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2004034575A1 (ja) * | 2002-10-10 | 2004-04-22 | Nec Corporation | 半導体装置 |
-
1993
- 1993-09-27 JP JP5239708A patent/JP2503913B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2004034575A1 (ja) * | 2002-10-10 | 2004-04-22 | Nec Corporation | 半導体装置 |
| US7106093B2 (en) | 2002-10-10 | 2006-09-12 | Nec Corporation | Semiconductor device |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0794972A (ja) | 1995-04-07 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |