JP2023549550A - 低温ドリフトリング発振器、チップ及び通信端末 - Google Patents
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Abstract
【課題】低温ドリフトリング発振器、チップ及び通信端末を提供する。【解決手段】低温ドリフトリング発振器は、温度追跡補償回路、インバータ発振回路及びバッファ整形回路を備える。ダイオード接続されたPMOSトランジスタとNMOSトランジスタの、温度依存性のインピーダンスを利用して、インバータ発振回路内のインバータのPMOSトランジスタとNMOSトランジスタのインピーダンスの温度特性を追跡及び補償する。同時に、特定の温度係数を有するバイアス電流に基づいて、温度追跡補償回路内の各変数の温度係数の比例関係を調整することにより、ダイオード接続されたPMOSトランジスタとNMOSトランジスタのインピーダンス温度特性を、補償した温度特性の電圧に変換し、この電圧をインバータ発振回路の供給電圧として使用することにより、リング発振器から出力されるクロック信号の発振周波数が温度の影響をほとんど受けない。【選択図】図1
Description
本発明は、低温ドリフトリング発振器に関すると共に、この低温ドリフトリング発振器を備える集積回路チップ及び対応する通信端末に関し、無線周波数集積回路の技術分野に属する。
集積回路の発展やチップ応用環境の複雑化に伴い、高精度集積回路に対する要求も高まっている。発振器は、一般的に使用される高精度の集積回路である。その中でも、リング発振器(Ring OSCillator)は、集積しやすいという利点から、様々なタイプの集積回路、特に位相同期ループ回路に広く使用されている。チップ応用環境の複雑さには多くの影響因子が含まれており、その中でも温度因子が最も一般的である。したがって、リング発振器に対する温度の影響を最小限に抑えることが不可欠である。一般的なリング発振器は、いくつかの遅延セルの端から端まで接続して構成されている。中でも遅延ユニットは、インバータや差動増幅器で構成されてもよい。インバータ接続で遅延ユニットを形成する場合、カスケードされたインバータの端から端まで接続し、リング発振器を構成する。リング発振器の顕著な特徴は、奇数の直列に接続されたインバータを介して、閉ループ回路を構成することである(つまり、最後の出力が最初の入力となる)。最初のトリガーが「1」であれば、最後の出力は「0」であり、その後、入力は当然「0」となり、出力は再び「1」となる。このようして、「0」と「1」を固定の周波数で交互に発振出力する。
リング発振器から出力されるクロック信号の周波数の大きさは、1段のインバータの遅延時間によって決定される。1段のインバータは、出力端のグランド・コンデンサに対する充放電とみなすことができ、その遅延時間はグランド・コンデンサの充放電時間とみなすことができる。グランド・コンデンサの充放電時間の長さは、充放電経路における抵抗の大きさとグランド・コンデンサの容量によって決定される。その中で、充放電経路における抵抗は温度の影響を受けやすいため、温度変化に伴う充放電経路の抵抗の影響を小さくすることは、低温ドリフトリング発振器を実現するための重要な要素の1つになっている。
本発明が解決しようとする第一の技術的課題は、低温ドリフトリング発振器を提供することである。
本発明が解決しようとするその他の技術的課題は、低温ドリフトリング発振器を備えるチップ及び対応する通信端末を提供することである。
上記の目的を達成するために、本発明は以下の技術的解決策を用いる。
本発明の実施形態による第1の態様では、温度追跡補償回路、インバータ発振回路及びバッファ整形回路を備え、前記温度追跡補償回路の出力端が、前記インバータ発振回路の入力端に接続され、前記インバータ発振回路の出力端が、前記バッファ整形回路の入力端に接続される低温ドリフトリング発振器を提供する。
本発明の実施形態による第1の態様では、温度追跡補償回路、インバータ発振回路及びバッファ整形回路を備え、前記温度追跡補償回路の出力端が、前記インバータ発振回路の入力端に接続され、前記インバータ発振回路の出力端が、前記バッファ整形回路の入力端に接続される低温ドリフトリング発振器を提供する。
好ましくは、前記インバータ発振回路は、奇数段の第1のインバータと、前記第1のインバータと同じ段数のコンデンサがカスケード接続して構成される。カスケード接続した前記第1のインバータは、端から端までが接続され、すべての前記第1のインバータが前記温度追跡補償回路に接続され、最終段の前記第1のインバータは、前記バッファ整形回路に接続される。
好ましくは、前記コンデンサは、MOSコンデンサまたはMIMコンデンサである。
好ましくは、前記温度追跡補償回路は、温度追跡補償ユニット、第1のイネーブル制御ユニット、電圧追従ユニット、第1のフィルタユニット及び第2のフィルタユニットを備える。前記電圧追従ユニットは、前記温度追跡補償ユニット、前記第1のイネーブル制御ユニット、前記第1のフィルタユニット及びバイアス電流発生回路とそれぞれ互いに接続される。前記第2のフィルタユニットは、前記電圧追従ユニットに接続され、前記温度追跡補償ユニット、前記第1のイネーブル制御ユニット、前記電圧追従ユニット、前記第1のフィルタユニット及び前記第2のフィルタユニットは、それぞれさらにグランドに接続される。
好ましくは、前記温度追跡補償ユニットは、ダイオード接続された第2のPMOSトランジスタと第4のNMOSトランジスタから構成される。または、前記温度追跡補償ユニットは、第3のPMOSトランジスタまたは第7のNMOSトランジスタによって実現される。
好ましくは、前記電圧追従ユニットは、電圧フォロワーまたは電圧同相増幅器を用いて実現される。
好ましくは、前記バッファ整形回路は、第2のインバータからなるレベル変換ユニットで構成される。
好ましくは、前記温度追跡補償回路、前記インバータ発振回路及び前記バッファ整形回路の1つ以上の位置に、イネーブル制御管として、PMOSトランジスタまたはNMOSトランジスタを設けることによって、前記温度追跡補償回路、前記インバータ発振回路及び前記バッファ整形回路のオン・オフを制御する。
好ましくは、前記温度追跡補償回路は、前記インバータ発振回路における第1のインバータ・インピーダンスの温度特性を追跡して、前記インバータ発振回路の発振周波数を補償する温度特性を有する供給電圧を生成し、前記インバータ発振回路に出力する。
本発明の実施形態による第2の態様では、上記低温ドリフトリング発振器を含む集積回路チップを提供する。
本発明の実施形態による第3の態様では、上記低温ドリフトリング発振器を含む通信端末を提供する。
本発明によって提供される低温ドリフトリング発振器、チップ及び通信端子は、ダイオード接続されたPMOSトランジスタとNMOSトランジスタの、温度依存性インピーダンスを利用して、インバータ発振回路内のインバータのPMOSトランジスタとNMOSトランジスタのインピーダンスの温度特性を追跡及び補償する。同時に、特定の温度係数を有するバイアス電流に基づいて、温度追跡補償回路内の各変数μn,μp,Vthn,Vthpの温度係数の比例関係を調整することにより、ダイオード接続されたPMOSトランジスタとNMOSトランジスタのインピーダンス温度特性を補償した温度特性の電圧に変換し、この電圧をインバータ発振回路の供給電圧として使用することにより、発振周波数が温度の影響をほとんど受けないリング発振器の出力クロック信号を実現する。
以下、図面及び具体的な実施形態を参照しながら、本発明の技術内容をさらに詳細に説明する。リング発振器によって出力されるクロック信号の発振周波数が温度の影響をほとんど受けず、回路システムの安定性と信頼性を向上させることを目的とする。図1に示すように、本発明の一実施形態によって提供される低温ドリフトリング発振器は、温度追跡補償回路401、インバータ発振回路402及びバッファ整形回路403を備える。ここで、温度追跡補償回路401の出力端は、インバータ発振回路402の入力端に接続され、インバータ発振回路402の出力端は、バッファ整形回路403の入力端に接続される。
インバータ発振回路402は、設計に必要な発振周波数のクロック信号を生成するために使用される。前記インバータ発振回路402は、奇数段の第1のインバータ、及び第1のインバータの段数と同数のコンデンサをカスケード接続して構成される。ここで、カスケード接続された第1のインバータは、端から端まで接続され、すべての第1のインバータは温度追跡補償回路401に接続され、第1のインバータの最終段は、バッファ整形回路403に接続される。図2に示す実施形態において、インバータ発振回路402は、3段の第1のインバータ4020と、3つのコンデンサを端から端までカスケード接続して構成され、各段の第1のインバータは、第1のNMOSトランジスタ及び第1のPMOSトランジスタを備える。第1のNMOSトランジスタは、第1のPMOSトランジスタのゲート及びドレインに対応して接続され、第1のPMOSトランジスタのソースは、温度追跡補償回路401に接続され、第1のNMOSトランジスタのソースは接地される。また、最終段に位置する第1のインバータの第1のNMOSトランジスタと第1のPMOSトランジスタのドレインは、互いに接続された後、バッファ整形回路403に接続される。ここで、インバータ発振回路402のコンデンサは、MOSコンデンサまたはMIMコンデンサであってもよい。
図2に示すように、第1のNMOSトランジスタ504及び第1のPMOSトランジスタ505、第1のNMOSトランジスタ508及び第1のPMOSトランジスタ509、第1のNMOSトランジスタ511及び第1のPMOSトランジスタ512は、3段の第1のインバータを得るように、それぞれ各段のインバータを構成する。ここで、カスケード接続された第1のインバータは、端から端まで接続され、すなわち第3段の第1のインバータにおける第1のNMOSトランジスタ511及び第1のPMOSトランジスタ512のドレインは共に接続された後、第1段の第1のインバータにおける第1のNMOSトランジスタ504及び第1のPMOSトランジスタ505のゲートに接続される。第2のNMOSトランジスタ507、第2のNMOSトランジスタ510及び第2のNMOSトランジスタ513は、MOSコンデンサ方法で接続される。具体的には、第2のNMOSトランジスタ507のゲートは、第1のNMOSトランジスタ504及び第1のPMOSトランジスタ505のドレイン、及び第1のNMOSトランジスタ508と第1のPMOSトランジスタ509のゲートにそれぞれ接続される。第2のNMOSトランジスタ510のゲートは、第1のNMOSトランジスタ508と第1のPMOSトランジスタ509のドレイン、及び第1のNMOSトランジスタ511と第1のPMOSトランジスタ512のゲートにそれぞれ接続される。第2のNMOSトランジスタ513のゲートは、第1のNMOSトランジスタ511と第1のPMOSトランジスタ512のドレインに接続され、第2のNMOSトランジスタ507、第2のNMOSトランジスタ510と第2のNMOSトランジスタ513のソース及びドレインはそれぞれ接地される。したがって、上記の3段の第1のインバータ及び3つのMOSコンデンサがカスケード接続してインバータ発振回路402を構成する。
インバータ発振回路402のオン・オフを確保するために、インバータ発振回路402の対応する位置にイネーブル制御管を設けることができる。ここで、回路の実際の需要に応じて、インバータ発振回路402のオン・オフを制御するために、インバータ発振回路402の1つ以上の位置に、イネーブル制御管としてPMOSトランジスタまたはNMOSトランジスタを設けるように選択する。図2に示す実施形態において、インバータ発振回路402の第1段における第1のインバータと第2のNMOSトランジスタ507との間に、イネーブル制御管として第3のNMOSトランジスタ506を設けてもよい。この第3のNMOSトランジスタ506のゲートはイネーブル信号を受信し、第3のNMOSトランジスタ506のドレインは、第1段の第1のインバータにおける第1のNMOSトランジスタ504と第1のPMOSトランジスタ505のドレインに接続され、第3のNMOSトランジスタ506のソースは接地される。
インバータ発振回路402が発振するために、正帰還条件を満たす必要がある。したがって、第1のインバータを用いて遅延ユニットを構成する場合、第1のインバータの段数が1より大きい奇数段でなければならない。第1段の第1のインバータの遅延時間をtdと仮定し、奇数N(N>1)個の第1のインバータと第1のインバータと同数のコンデンサを端から端まで接続し、それらをカスケード接続してインバータ発振回路402を構成すると、インバータ発振回路402の発振周波数はf=1/(2Ntd)であり、式から分かるように、各段の第1のインバータの遅延時間で、インバータ発振回路402の発振周波数を決定する。
図2に示すように、イネーブル信号のハイレベルとローレベルとを交互に切り替えることによって、各段の第1のインバータにおける第1のNMOSトランジスタ及び第1のPMOSトランジスタが交互にオン・オフを切り替え、負荷コンデンサ(図2に例示した第2のNMOSトランジスタ507、第2のNMOSトランジスタ510及び第2のNMOSトランジスタ513など)は順次に充放電される。コンデンサの充放電時間は各段の第1のインバータの遅延時間である。
図3aは、インバータ発振回路におけるインバータの遅延充電モデルを示している。図3bは、インバータ発振回路におけるインバータの遅延放電モデルを示している。インバータ発振回路において、第1のインバータの第1のPMOSトランジスタがオンになり、第1のインバータの第1のNMOSトランジスタがオフになる場合、第1のPMOSトランジスタの導通等価抵抗Rp及び電源がコンデンサCLを充電させる。ここで、抵抗Rpは充電回路上の抵抗である。コンデンサの充電式は、
である。
式において、Vcはコンデンサ端の電圧で、Vddは電源電圧で、CLは静電容量で、τは時間定数で、tはコンデンサの充電時間である。
第1のインバータの第1のNMOSトランジスタがオンになり、第1のインバータの第1のPMOSトランジスタがオフになる場合、第1のNMOSトランジスタの導通等価抵抗Rn及びコンデンサCLはグランドに放電する。ここで、抵抗Rnは充電回路上の抵抗である。コンデンサの放電式は、
である。
式において、Vcはコンデンサ端の電圧で、Voは放電前のコンデンサの電圧で、CLは静電容量で、τは時間定数で、tはコンデンサの放電時間である。
式(1)及び(2)に基づいて、第1段の第1のインバータの遅延時間、
と、変数
を導出することができる。ここで、μpは第1のインバータにおける第1のPMOSトランジスタの電子移動度で、μnは第1のインバータにおける第1のNMOSトランジスタの電子移動度で、Coxは単位面積のゲート酸化層のコンデンサで、W,Lはトランジスタサブゲートの幅と長さである。この時点で、第1段の第1のインバータの遅延時間tdは、変数Kp,Kn,Vdd,CLの関数として見なすことができる。また、リング発振器の発振周波数がf=1/(2Ntd)であるため、fも変数Kp,Kn,Vdd,CLの関数と見なすことができる。fの関数について温度の偏導関数を取ることによって、発振周波数fの温度係数TCF_fの式、
を求めることができる。TCF_fは、
の関数と見なすことができる。すなわち、発振周波数fの温度特性は、変数
によって決定される。ここで、
は、それぞれ変数μn,μp,Vthn,Vthp,Vddの温度係数であり、μnは第1のインバータの第1のNMOSトランジスタの電子移動度で、μpは第1のインバータの第1のPMOSトランジスタのホール移動度で、Vthnは第1のインバータの第1のNMOSトランジスタの閾値電圧で、Vthpは第1のインバータの第1のPMOSトランジスタの閾値電圧で、Vddは第1のインバータの供給電圧である。
以上から分かるように、第1のインバータにおける第1のPMOSトランジスタ及び第1のNMOSトランジスタのインピーダンスの大きさと、インバータ発振回路402におけるコンデンサの容量の大きさによって、インバータ発振回路402から出力されるクロック信号の発振周波数の大きさが決定される。ここで、第1のPMOSトランジスタ及び第1のNMOSトランジスタのインピーダンスは温度による影響が大きく、コンデンサは温度による影響が小さい。したがって、変数μn,μp,Vthn,Vthpの温度係数の比例関係を変更することにより、
の各温度係数のオフセット補償を実現することによって、第1のPMOSトランジスタ及び第1のNMOSトランジスタ・インピーダンスの温度特性を補償することができ、さらに本低温ドリフトリング発振器から出力されるクロック信号の発振周波数が温度による影響をほとんど受けないようにすることができる。ある工程において、コンデンサが受ける温度の影響が大きい場合、変数μn,μp,Vthn,Vthpの温度係数の比例関係を変更することにより、コンデンサ値の温度特性を補償することもできる。
図4、図5a及び図5bに示すように、温度追跡補償回路401は、温度追跡補償ユニット4010、第1のイネーブル制御ユニット4011、電圧追従ユニット4012、第1のフィルタユニット4013及び第2のフィルタユニット4014を備える。電圧追従ユニット4012は、温度追跡補償ユニット4010、第1のイネーブル制御ユニット4011、第1のフィルタユニット4013及びバイアス電流発生回路とそれぞれ互いに接続される。第2のフィルタユニット4014は、電圧追従ユニット4012に接続され、温度追跡補償ユニット4010、第1のイネーブル制御ユニット4011、電圧追従ユニット4012、第1のフィルタユニット4013及び第2のフィルタユニット4014は、それぞれさらにグランドに接続される。
図4に示すように、温度追跡補償ユニット4010は、ダイオード接続された第2のPMOSトランジスタ602及び第4のNMOSトランジスタ601で構成されてもよい。すなわち、第2のPMOSトランジスタ602のゲートはドレインに接続され、第4のNMOSトランジスタ601のゲートはドレインに接続され、第2のPMOSトランジスタ602のドレインと第4のNMOSトランジスタ601のドレインとが接続される。第2のPMOSトランジスタ602のソースは、第1のイネーブル制御ユニット4011、電圧追従ユニット4012、第1のフィルタユニット4013及バイアス電流発生回路にそれぞれ接続され、第4のNMOSトランジスタ601のソースは接地される。ここで、バイアス電流発生回路によって生成されるバイアス電流は、特定の温度係数を有するバイアス電流である。このバイアス電流は、本低温ドリフトリング発振器から出力されるクロック信号の発振周波数の温度特性をより良好にバランス調整するために、温度係数がゼロの電流であってもよいし、正または負の温度係数を有する電流であってもよい。
上記のPMOSトランジスタ及びNMOSトランジスタで採用したダイオード接続は、集積回路の製造工程に関連するゲートとソースと間の接続方法であってもよい。集積回路において、使用されるダイオードは、用途に応じて、MOSトランジスタのソース-ゲート接合またはドレイン-ゲート接合の組み合わせに相当する。
温度追跡補償ユニット4010の第2のPMOSトランジスタ602及び第4のNMOSトランジスタ601は、インバータ発振回路402におけるPMOSトランジスタ及びNMOSトランジスタと同一の集積回路チップに集積されているため、第2のPMOSトランジスタ602及び第4のNMOSトランジスタ601の温度変化の傾向は、インバータ発振回路402におけるPMOSトランジスタ及びNMOSトランジスタの特性と基本的に同じである。したがって、第2のPMOSトランジスタ602及び第4のNMOSトランジスタ601で示される温度依存性のインピーダンスを用いて、追跡インバータ発振回路402におけるPMOSトランジスタ及びNMOSトランジスタ・インピーダンスの温度特性を追跡することができる。
具体的には、温度追跡補償ユニット4010の第2のPMOSトランジスタ602及び第4のNMOSトランジスタ601で示される温度依存性のインピーダンスに基づいて、インバータ発振回路402におけるPMOSトランジスタ及びNMOSトランジスタ・インピーダンスの温度特性を追跡し、第2のPMOSトランジスタ602及び第4のNMOSトランジスタ601のアスペクト比をそれぞれ調整することにより、第2のPMOSトランジスタ602の変数μp,Vthp及び第4のNMOSトランジスタ601の変数μn,Vthnの温度係数の比例関係を調整し、特定の温度係数を有するインピーダンスを得る。また、第2のPMOSトランジスタ602及び第4のNMOSトランジスタ601は、バイアス電流発生回路から提供される特定の温度係数を有するバイアス電流に基づいてバイアスされ、インバータ発振回路402の発振周波数を補償する温度特性を有する供給電圧Vtrimを生成する。この供給電圧Vtrimは、電圧追従ユニット4012を介して駆動または増幅された後、インバータ発振回路402に供給電圧Vddを提供する。よって、第2のPMOSトランジスタ602の変数μp,Vthpと第4のNMOSトランジスタ601の変数μn,Vthnの温度係数の比例関係を調整し、インバータ発振回路402の変数μn,μp,Vthn,Vthp,Vddの温度係数を補償することによって、インバータ発振回路402は、発振周波数が温度の影響を受けないクロック信号を出力することができる。
ここで、図4に示すように、電圧追従ユニット4012は、電圧フォロワー605を用いて実現することができる。この電圧フォロワー605は、インバータ発振回路402の発振周波数を補償する温度特性を有する温度追跡補償ユニット4010によって生成された供給電圧Vtrimの駆動を強化するために用いられる。
図5a及び図5bに示すように、電圧追従ユニット4012は、異なる設計の要件に従って、電圧同相増幅器を使用することができる。この電圧同相増幅器は、演算増幅器705、第1の抵抗R1及び第2の抵抗R2を備える。演算増幅器705の正相入力端は、第2のPMOSトランジスタ701のソース、第1のイネーブル制御ユニット4011、第1のフィルタユニット4013及びバイアス電流発生回路と互いに接続される。演算増幅器705の反転入力端は、第1の抵抗R1及び第2の抵抗R2の一端に接続され、演算増幅器705の出力端は、第2のフィルタユニット4014及びインバータ発振回路402における第1のインバータの第1のPMOSトランジスタのソースに接続される。インバータ発振回路402の発振周波数を補償する温度特性を有する温度追跡補償ユニット4010によって生成された供給電圧Vtrimは、電圧同相増幅器によって増幅された後、インバータ発振回路402に電源源電圧Vddを提供する。この電源電圧はVdd={(R1+R2)/R1}・Vtrimである。
図5a及び図5bに示すように、温度追跡補償ユニット4010は、第3のPMOSトランジスタ701または第7のNMOSトランジスタ801を用いて実現することもできる。具体的には、第3のPMOSトランジスタ701のソースは、第1のイネーブル制御ユニット4011、電圧追従ユニット4012、第1のフィルタユニット4013及びバイアス電流発生回路にそれぞれ接続され、第3のPMOSトランジスタ701のゲートとドレインは、それぞれ接地される。第7のNMOSトランジスタ801のゲートとドレインは、第1のイネーブル制御ユニット4011、電圧追従ユニット4012、第1のフィルタユニット4013及バイアス電流発生回路にそれぞれ接続され、第7のNMOSトランジスタ801のソースは接地される。
温度追跡補償ユニット4010の第3のPMOSトランジスタ701または第7のNMOSトランジスタ801で示される温度依存性のインピーダンスに基づいて、インバータ発振回路402内のPMOSトランジスタ及びNMOSトランジスタ・インピーダンスの温度特性を追跡する。第3のPMOSトランジスタ701または第7のNMOSトランジスタ801のアスペクト比をそれぞれ調整することにより、第3のPMOSトランジスタ701の変数μp,Vthp及び第7のNMOSトランジスタ801の変数μn,Vthnの温度係数の比例関係を調整し、特定の温度係数を有するインピーダンスを得る。また、バイアス電流発生回路から提供される特定の温度係数を有する電流に基づいて、第3のPMOSトランジスタ701または第7のNMOSトランジスタ801にバイアスを掛け、インバータ発振回路402の発振周波数を補償する温度特性を有する供給電圧Vtrimを生成する。この電源電圧Vtrimは、電圧同相増幅器で増幅された後、インバータ発振回路402に電源電圧Vddを提供することにより、第3のPMOSトランジスタ701の変数μp,Vthpと第7のNMOSトランジスタ801の変数μn,Vthnの温度係数の比例関係を調整し、インバータ発振回路402の変数μn,μp,Vthn,Vthp,Vddの温度係数を補償する。よって、インバータ発振回路402は、発振周波数が温度の影響をほとんど受けないクロック信号を出力する。
第1のフィルタユニット4013及び第2のフィルタユニット4014は、フィルタリング及び電圧を安定化する機能を果たす。図4、図5a及び図5bに示すように、第1のフィルタユニット4013は、第5のNMOSトランジスタ606を用いて実現することができる。第2のフィルタユニット4014は、第6のNMOSトランジスタ607を用いて実現することができる。第5のNMOSトランジスタ606のゲートは、第2のPMOSトランジスタ602のソース、第8のNMOSトランジスタ604のドレイン及び電圧フォロワー605の正相入力端にそれぞれ接続され、第5のNMOSトランジスタのソース及びドレインは、それぞれ接地される。第6のNMOSトランジスタ607のゲートは、電圧フォロワー605の出力端及びインバータ発振回路402の各段におけるインバータの第1のPMOSトランジスタのソースに接続され、第6のNMOSトランジスタ607のソース及びドレインは、それぞれ接地される。
第1のイネーブル制御ユニット4011は、温度追跡補償回路401のオン・オフを制御する。この第1のイネーブル制御ユニット4011は、温度追跡補償回路401の対応する位置に設けることができる。ここで、回路の設計要件に応じて、温度追跡補償回路401のオン・オフを制御するために、温度追跡補償回路401の1つ以上の位置に、イネーブル制御管としてPMOSトランジスタまたはNMOSトランジスタを設けるように選択できる。図4に示すように、温度追跡補償回路401の第2のPMOSトランジスタ602と第1のフィルタユニット4013の第5のNMOSトランジスタ606との間に、イネーブル制御管として第8のNMOSトランジスタ604を設けてもよい。この第8のNMOSトランジスタ604のゲートは、イネーブル信号に接続され、第8のNMOSトランジスタ604のドレインは、第2のPMOSトランジスタ602のソース、第5のNMOSトランジスタ606のゲート及び電圧フォロワー605の正相入力端に接続され、第8のNMOSトランジスタ604のソースは接地される。
バッファ整形回路403は、インバータ発振回路から出力されるクロック信号を整形し、デューティサイクルを調整し、信号品質を満たすようために駆動能力を増強するために用いられる。これは一般的に、レベル変換回路によって実現してもよく、他の回路によって実現してもよい。
本発明の一実施形態において、図2に示すように、バッファ整形回路403は、多段の第2のインバータ・カスケード、すなわち、第2のインバータからなるレベル変換ユニットで構成される。図2に示すように、1例として、バッファ整形回路403が4段の第2のインバータ4030をカスケード接続して構成され、各段の第2のインバータ4030は、第9のNMOSトランジスタ及び第4のPMOSトランジスタを備える。第9のNMOSトランジスタは、第4のPMOSトランジスタのゲート及びドレイン対応して接続され、第4のPMOSトランジスタのソースは、電源電圧に接続され、第9のNMOSトランジスタのソースは接地される。また、第1段の第2のインバータ4030における第9のNMOSトランジスタと第4のPMOSトランジスタのゲートは共に接続されて、第1段の第2のインバータ4030の入力端として、インバータ発振回路402の最終段における第1のインバータの第1のNMOSトランジスタと第1のPMOSトランジスタのドレインを接続するために用いられる。最終段の第2のインバータ4030の第9のNMOSトランジスタは、第1段の第2のインバータ4030の出力端として、第4のPMOSトランジスタのドレインと共に接続される。
図2に示すように、第9のNMOSトランジスタ514及び第4のPMOSトランジスタ517、第9のNMOSトランジスタ519及び第4のPMOSトランジスタ520、第9のNMOSトランジスタ521及び第4のPMOSトランジスタ522、第9のNMOSトランジスタ523及び第4のPMOSトランジスタ524が、それぞれ各段の第2のインバータを構成することによって、4段の第2のインバータが得られる。上記4段の第2のインバータをカスケード接続してバッファ整形回路403が構成される。このバッファ整形回路403において、デューティサイクルは、第2のインバータの最初の2段における第9のNMOSトランジスタと第4のPMOSトランジスタのアスペクト比によって調整され、駆動能力は、第2のインバータの後の2段における第9のNMOSトランジスタと第4のPMOSトランジスタのアスペクト比によって強化される。
バッファ整形回路403のオン・オフを確保するために、バッファ整形回路403の対応する位置に、イネーブル制御管を設けることができる。ここで、回路の設計要件に応じて、バッファ整形回路403のオン・オフを制御するために、バッファ整形回路403の1つ以上の位置に、イネーブル制御管としてPMOSトランジスタまたはNMOSトランジスタを設けるように選択する。図2に示すように、バッファ整形回路403における第1段の第2のインバータの第9のNMOSトランジスタ514及び第4のPMOSトランジスタ517との間に、イネーブル制御管としてそれぞれ第10のNMOSトランジスタ515と第5のPMOSトランジスタ516を設けてもよい。この第10のNMOSトランジスタ515と第5のPMOSトランジスタ516のゲートは、イネーブル信号に接続され、第10のNMOSトランジスタ515のソースは、第9のNMOSトランジスタ514のドレインに接続され、第5のPMOSトランジスタ516のソースは、第4のPMOSトランジスタ517のドレインに接続される。また、電源電圧と第1段の第2のインバータの出力端との間に、イネーブル制御管として第6のPMOSトランジスタ518が設けられ、第6のPMOSトランジスタ518のゲートは、イネーブル信号に接続される。第6のPMOSトランジスタ518のドレインは、第10のNMOSトランジスタ515と第5のPMOSトランジスタ516のドレイン、及び第9のNMOSトランジスタ519と第4のPMOSトランジスタ520のゲートにそれぞれ接続される。
上記をまとめると、温度追跡補償回路401は、インバータ発振回路402内の第1のインバータ・インピーダンスの温度特性を追跡し、インバータ発振回路402の発振周波数を補償する温度特性を有する供給電圧生成して、インバータ発振回路402に出力することによって、インバータ発振回路402から出力されるクロック信号の発振周波数が温度の影響をほとんど受けない。インバータ発振回路から出力されるクロック信号は、信号品質の要求を満たすために、バッファ整形回路403を介して整形及び駆動される。
また、本発明の実施形態によって提供される低温ドリフトリング発振器は、集積回路チップに用いてもよい。この集積回路チップにおける低温ドリフトリング発振器の具体的な構造については、ここで詳細に説明しない。
上述した低温ドリフトリング発振器は、RF集積回路の重要な構成要素として、通信端末に用いることもできる。ここで言及する通信端末とは、モバイル環境で利用でき、携帯電話、ノートパソコン、タブレットパソコン、車載パソコンなどを備えるGSM、EDGE、TD_SCDMA、TDD_LTE、FDD_LTEなどの各種通信規格をサポートできるコンピュータ機器である。また、本発明で提供される技術的解決策は、通信基地局などの他のRF集積回路アプリケーションにも適用可能である。
本発明の実施形態によって提供される低温ドリフトリング発振器、チップ及び通信端末は、ダイオード接続されたPMOSトランジスタとNMOSトランジスタの、温度依存性のインピーダンスを利用して、インバータ発振回路内のインバータのPMOSトランジスタとNMOSトランジスタのインピーダンスの温度特性を追跡及び補償する。同時に、特定の温度係数を有するバイアス電流に基づいて、温度追跡補償回路内の各変数μn,μp,Vthn,Vthpの温度係数の比例関係を調整することにより、ダイオード接続されたPMOSトランジスタとNMOSトランジスタのインピーダンス温度特性を補償した温度特性の電圧に変換し、この電圧をインバータ発振回路の供給電圧として使用することにより、リング発振器から出力されるクロック信号の発振周波数が温度の影響をほとんど受けない。
以上、本発明により提供される低温ドリフトリング発振器、チップ及び通信端末を詳細に説明した。当業者であれば、本発明の実質的な内容を逸脱することなく、それに対してなされた如何なる明白な変更は、いずれも本発明の特許権の保護範囲に属する。
Claims (12)
- 低温ドリフトリング発振器であって、
温度追跡補償回路、インバータ発振回路及びバッファ整形回路を備え、前記温度追跡補償回路の出力端は、前記インバータ発振回路の入力端に接続され、前記インバータ発振回路の出力端は、前記バッファ整形回路の入力端に接続されることを特徴とする低温ドリフトリング発振器。 - 前記インバータ発振回路は、奇数段の第1のインバータと、前記第1のインバータと同じ段数のコンデンサとがカスケード接続して構成され、
カスケード接続した前記第1のインバータは、端から端までが接続され、すべての前記第1のインバータは、前記温度追跡補償回路に接続され、最終段の前記第1のインバータは、前記バッファ整形回路に接続されることを特徴とする請求項1に記載の低温ドリフトリング発振器。 - 前記コンデンサは、MOSコンデンサまたはMIMコンデンサであることを特徴とする請求項2に記載の低温ドリフトリング発振器。
- 前記温度追跡補償回路は、温度追跡補償ユニット、第1のイネーブル制御ユニット、電圧追従ユニット、第1のフィルタユニット及び第2のフィルタユニットを備え、前記電圧追従ユニットは、前記温度追跡補償ユニット、前記第1のイネーブル制御ユニット、前記第1のフィルタユニット及びバイアス電流発生回路とそれぞれ互いに接続され、前記第2のフィルタユニットは、前記電圧追従ユニットに接続され、前記温度追跡補償ユニット、前記第1のイネーブル制御ユニット、前記電圧追従ユニット、前記第1のフィルタユニット及び前記第2のフィルタユニットは、それぞれさらにグランドに接続されることを特徴とする請求項1に記載の低温ドリフトリング発振器。
- 前記温度追跡補償ユニットは、ダイオード接続された第2のPMOSトランジスタと第4のNMOSトランジスタから構成されることを特徴とする請求項4に記載の低温ドリフトリング発振器。
- 前記温度追跡補償ユニットは、第3のPMOSトランジスタまたは第7のNMOSトランジスタによって実現されることを特徴とする請求項4に記載の低温ドリフトリング発振器。
- 前記電圧追従ユニットは、電圧フォロワーまたは電圧同相増幅器を用いて実現されることを特徴とする請求項4に記載の低温ドリフトリング発振器。
- 前記バッファ整形回路は、第2のインバータからなるレベル変換ユニットで構成されることを特徴とする請求項1に記載の低温ドリフトリング発振器。
- 前記温度追跡補償回路、前記インバータ発振回路及び前記バッファ整形回路のオン・オフを制御するために、前記温度追跡補償回路、前記インバータ発振回路及び前記バッファ整形回路の1つ以上の位置に、イネーブル制御管としてPMOSトランジスタまたはNMOSトランジスタを設けることを特徴とする請求項1に記載の低温ドリフトリング発振器。
- 前記温度追跡補償回路は、前記インバータ発振回路における第1のインバータ・インピーダンスの温度特性を追跡して、前記インバータ発振回路の発振周波数を補償する温度特性を有する供給電圧を生成し、前記インバータ発振回路に出力することを特徴とする請求項1~9のいずれか1項に記載の低温ドリフトリング発振器。
- 請求項1~10のいずれか1項に記載の低温ドリフトリング発振器を備えることを特徴とする集積回路チップ。
- 請求項1~10のいずれか1項に記載の低温ドリフトリング発振器を備えることを特徴とする通信端末。
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