JP2023167149A - 制御回路、スイッチドキャパシタコンバータ、及び車両 - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチドキャパシタコンバータの起動時間を短縮することができる制御回路を提供する。【解決手段】制御回路（２）は、複数のコンデンサ（Ｃ１～Ｃ３）と、複数のスイッチング素子（Ｍ１～Ｍ８）と、を有するスイッチドキャパシタコンバータ（ＳＣＣ２）の制御回路である。前記制御回路は、前記複数のスイッチング素子のスイッチングを制御するように構成される制御部（ＣＮＴ１）と、前記複数のコンデンサのうちの少なくとも一部それぞれに対して、両端電位差が電圧下限設定値以上になるように充電するように構成される充電部（１）と、を有する。前記制御部は、前記充電部による充電が完了した後に前記スイッチングを開始するように構成される。【選択図】図３

Description

本明細書中に開示されている発明は、制御回路、スイッチドキャパシタコンバータ、及び車両に関する。

従来、スイッチドキャパシタコンバータが電源として利用される（例えば特許文献１参照）。

スイッチドキャパシタコンバータは、スイッチング素子間接続ノードを複数有し、当該接続ノード間に適切にコンデンサを接続する構成であり、入力電圧をＤＣ／ＤＣ変換して出力電圧を生成する。

特開２００６－５４９５５号公報（段落００４７）

電源の一種であるスイッチドキャパシタコンバータでは、起動時間が短いことが望まれている。

本明細書中に開示されている制御回路は、複数のコンデンサと、複数のスイッチング素子と、を有するスイッチドキャパシタコンバータの制御回路である。前記制御回路は、前記複数のスイッチング素子のスイッチングを制御するように構成される制御部と、前記複数のコンデンサのうちの少なくとも一部それぞれに対して、両端電位差が電圧下限設定値以上になるように充電するように構成される充電部と、を有する。前記制御部は、前記充電部による充電が完了した後に前記スイッチングを開始するように構成される。

本明細書中に開示されているスイッチドキャパシタコンバータは、上記構成の制御回路と、前記複数のコンデンサと、前記複数のスイッチング素子と、を有する。

本明細書中に開示されている車両は、上記構成のスイッチドキャパシタコンバータを有する。

本明細書中に開示されている発明によれば、スイッチドキャパシタコンバータの起動時間を短縮することができる。

図１は、スイッチドキャパシタコンバータの比較例を示す図である。 図２は、図１に示すスイッチドキャパシタコンバータの各部電圧等を示すタイミングチャートである。 図３は、スイッチドキャパシタコンバータの実施形態を示す図である。 図４は、充放電部の一構成例を示す図である。 図５は、スイッチング開始時に突入電流が発生しない条件を示すタイミングチャートである。 図６は、図４に示す充放電部の具体例を示す図である。 図７は、基準電圧生成回路の一構成例を示す図である。 図８は、定電流源の一構成例を示す図である。 図９は、ウィンドウコンパレータの一構成例を示す図である。 図１０は、車両の外観図である。 図１１は、ディクソン型と異なるトポロジーであるスイッチドキャパシタコンバータの第１例を示す図である。 図１２は、ディクソン型と異なるトポロジーであるスイッチドキャパシタコンバータの第２例を示す図である。 図１３は、ディクソン型と異なるトポロジーであるスイッチドキャパシタコンバータの第３例を示す図である。 図１４は、ディクソン型と異なるトポロジーであるスイッチドキャパシタコンバータの第４例を示す図である。

本明細書において、ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）電界効果トランジスタとは、ゲートの構造が、「導電体または抵抗値が小さいポリシリコン等の半導体からなる層」、「絶縁層」、及び「Ｐ型、Ｎ型、又は真性の半導体層」の少なくとも３層からなる電界効果トランジスタをいう。つまり、ＭＯＳ電界効果トランジスタのゲートの構造は、金属、酸化物、及び半導体の３層構造に限定されない。

本明細書において、定電圧とは、理想的な状態において一定である電圧を意味しており、実際には温度変化等により僅かに変動し得る電圧である。

本明細書において、定電流とは、理想的な状態において一定である電流を意味しており、実際には温度変化等により僅かに変動し得る電流である。

＜スイッチドキャパシタコンバータ（比較例）＞
図１は、スイッチドキャパシタコンバータの比較例（＝後出の実施形態と対比される一般的な構成）を示す図である。本比較例のスイッチドキャパシタコンバータＳＣＣ１のトポロジーは、ディクソン型トポロジーである。図２は、スイッチドキャパシタコンバータＳＣＣ１の各部電圧等を示すタイミングチャートである。

スイッチドキャパシタコンバータＳＣＣ１は、スイッチング素子Ｍ１～Ｍ８と、コンデンサＣ１～Ｃ３と、出力コンデンサＣｏｕｔと、制御部ＣＮＴ１と、を有する。

スイッチング素子Ｍ１の第１端は、直流電圧源ＶＳ１の正極に接続される。直流電圧源ＶＳ１の負極は、グラウンド電位に接続される。直流電圧源ＶＳ１は、スイッチング素子Ｍ１の第１端に入力電圧Ｖｉｎを供給する。

スイッチング素子Ｍ１の第２端は、スイッチング素子Ｍ２の第１端と、コンデンサＣ３の第１端と、に接続される。スイッチング素子Ｍ２の第２端は、スイッチング素子Ｍ３の第１端と、コンデンサＣ２の第１端と、に接続される。スイッチング素子Ｍ３の第２端は、スイッチング素子Ｍ４の第１端と、コンデンサＣ１の第１端と、に接続される。

スイッチング素子Ｍ４の第２端は、スイッチング素子Ｍ７の第１端と、負荷ＬＤ１の第１端と、スイッチング素子Ｍ６の第１端と、出力コンデンサＣｏｕｔの第１端と、に接続される。スイッチング素子Ｍ７の第２端は、スイッチング素子Ｍ８の第１端と、コンデンサＣ１の第２端と、コンデンサＣ３の第２端と、に接続される。スイッチング素子Ｍ６の第２端は、スイッチング素子Ｍ５の第１端と、コンデンサＣ２の第２端と、に接続される。スイッチング素子Ｍ８の第２端、負荷ＬＤ１の第２端、スイッチング素子Ｍ５の第２端、及び出力コンデンサＣｏｕｔの第２端は、グラウンド電位に接続される。

制御部ＣＮＴ１は、第１制御信号Φ１によってスイッチング素子Ｍ１、Ｍ３、Ｍ５、及びＭ７を制御し、第２制御信号Φ２によってスイッチング素子Ｍ２、Ｍ４、Ｍ６、及びＭ８を制御する。

制御部ＣＮＴ１は、スイッチング素子Ｍ１、Ｍ３、Ｍ５、及びＭ７と、スイッチング素子Ｍ２、Ｍ４、Ｍ６、及びＭ８と、を相補的にオン／オフ制御する。

スイッチング電圧ＶＳＷ１は、Ｖｉｎの値とＶｉｎ×３／４の値とで切り替わる。スイッチング電圧ＶＳＷ１は、スイッチング素子Ｍ１とスイッチング素子Ｍ２との接続ノードＮ１に発生する。

スイッチング電圧ＶＳＷ２は、Ｖｉｎ×３／４の値とＶｉｎ／２の値とで切り替わる。スイッチング電圧ＶＳＷ２は、スイッチング素子Ｍ２とスイッチング素子Ｍ３との接続ノードＮ２に発生する。

スイッチング電圧ＶＳＷ３は、Ｖｉｎ／２の値とＶｉｎ／４の値とで切り替わる。スイッチング電圧ＶＳＷ３は、スイッチング素子Ｍ３とスイッチング素子Ｍ４との接続ノードＮ３に発生する。

スイッチング電圧ＶＳＷ６は、Ｖｉｎ／４の値と０（グラウンド電位）とで切り替わる。スイッチング電圧ＶＳＷ６は、スイッチング素子Ｍ５とスイッチング素子Ｍ６との接続ノードに発生する。

スイッチング電圧ＶＳＷ７は、Ｖｉｎ／４の値と０（グラウンド電位）とで切り替わる。スイッチング電圧ＶＳＷ７は、スイッチング素子Ｍ７とスイッチング素子Ｍ８との接続ノードに発生する。

出力電圧Ｖｏｕｔは、Ｖｉｎ／４の値になる。出力電圧Ｖｏｕｔは、スイッチング素子Ｍ４とスイッチング素子Ｍ６とスイッチング素子Ｍ７との接続ノードＮｏｕｔに発生する。出力電圧Ｖｏｕｔは、負荷ＬＤ１に供給される。

ここで、コンデンサＣ１～Ｃ３及び出力コンデンサＣｏｕｔが電荷を蓄えていない状態でスイッチドキャパシタコンバータＳＣＣ１が起動する場合について考察する。スイッチドキャパシタコンバータＳＣＣ１の起動時に、直流電圧源ＶＳ１が入力電圧Ｖｉｎを急峻に立ち上げると、スイッチドキャパシタコンバータＳＣＣ１に大きな突入電流が流れることになる。

例えば直流電圧源ＶＳ１が入力電圧Ｖｉｎを０Ｖから４８Ｖまで急峻に立ち上げ、コンデンサＣ１～Ｃ３及び出力コンデンサＣｏｕｔが電荷を蓄えておらず、入力電圧Ｖｉｎが４８Ｖに達した状態で、制御部ＣＮＴ１がスイッチング素子Ｍ１～Ｍ８のスイッチング制御を開始する。この場合、スイッチング素子Ｍ１、Ｍ３、Ｍ５、及びＭ７がターンオンすると、コンデンサＣ３及び出力コンデンサＣｏｕｔにスイッチング素子Ｍ１及びＭ７を通して突入電流ＩＲＵＳＨ（＝４８／（Ｒ＿Ｍ１＋Ｒ＿Ｍ７））が流れる。オン状態でのスイッチング素子Ｍ１の抵抗値Ｒ＿Ｍ１及びオン状態でのスイッチング素子Ｍ７の抵抗値Ｒ＿Ｍ７がそれぞれ０．１Ωである場合、突入電流ＩＲＵＳＨは４８０Ａにもなる。

上記のような過大な突入電流は許容できないため、制御部ＣＮＴ１がスイッチング素子Ｍ１～Ｍ８のスイッチング制御を行いながら入力電圧Ｖｉｎが０Ｖから４８Ｖまでゆっくりと立ち上がるようにして、突入電流ＩＲＵＳＨが抑制される。その結果、スイッチドキャパシタコンバータＳＣＣ１は、起動時間を短くすることができない。

上記の考察に鑑み、以下では、起動時間を比較例よりも短縮することのできる新規な実施形態を提案する。

＜スイッチドキャパシタコンバータ（実施形態）＞
図３は、スイッチドキャパシタコンバータの実施形態を示す図である。本実施形態のスイッチドキャパシタコンバータＳＣＣ２は、充放電部１を有する点で上述したスイッチドキャパシタコンバータＳＣＣ１と異なり、それ以外の点で上述したスイッチドキャパシタコンバータＳＣＣ１と基本的に同様である。

スイッチドキャパシタコンバータＳＣＣ２は、制御回路２を有する。制御回路２は、制御部ＣＮＴ１と、充放電部１と、を有する。

充放電部１には、入力電圧Ｖｉｎ、スイッチング電圧ＶＳＷ１～ＶＳＷ３、出力電圧Ｖｏｕｔ、及びグラウンド電位が印加される。充放電部１は、スイッチドキャパシタコンバータＳＣＣ２の起動時に、コンデンサＣ１～Ｃ３及び出力コンデンサＣｏｕｔの充放電を行う。

図４は、充放電部１の一構成例を示す図である。図４に示す構成例の充放電部１は、定電流源ＩＳ１Ａ～ＩＳ４Ａ及びＩＳ１Ｂ～ＩＳ４Ｂと、スイッチＳＷ１～ＳＷ４と、スイッチ制御部１１と、を有する。定電流源ＩＳ１Ａ～ＩＳ４Ａは、第１定電流を出力する電流源である。定電流源ＩＳ１Ｂ～ＩＳ４Ｂは、第２定電流を出力する電流源である。第１定電流と第２定電流とは、同一の電流値であってもよく、互いに異なる電流値であってもよい。

定電流源ＩＳ１Ａ～ＩＳ４Ａの各第１端には入力電圧Ｖｉｎが印加される。スイッチ制御部１１の制御によって、スイッチＳＷ１～ＳＷ４はそれぞれ第１～第３状態のいずれかになる。

スイッチＳＷ１が第１状態であるとき、スイッチＳＷ１は、定電流源ＩＳ１Ａの第２端と接続ノードＮ１とを電気的に接続する。スイッチＳＷ１が第２状態であるとき、スイッチＳＷ１は、定電流源ＩＳ１Ｂの第１端と接続ノードＮ１とを電気的に接続する。スイッチＳＷ１が第３状態であるとき、スイッチＳＷ１は、定電流源ＩＳ１Ａの第２端及び定電流源ＩＳ１Ｂの第１端と接続ノードＮ１とを電気的に遮断する。

スイッチＳＷ２が第１状態であるとき、スイッチＳＷ２は、定電流源ＩＳ２Ａの第２端と接続ノードＮ２とを電気的に接続する。スイッチＳＷ２が第２状態であるとき、スイッチＳＷ２は、定電流源ＩＳ２Ｂの第１端と接続ノードＮ２とを電気的に接続する。スイッチＳＷ２が第３状態であるとき、スイッチＳＷ２は、定電流源ＩＳ２Ａの第２端及び定電流源ＩＳ２Ｂの第１端と接続ノードＮ２とを電気的に遮断する。

スイッチＳＷ３が第１状態であるとき、スイッチＳＷ３は、定電流源ＩＳ３Ａの第２端と接続ノードＮ３とを電気的に接続する。スイッチＳＷ３が第２状態であるとき、スイッチＳＷ３は、定電流源ＩＳ３Ｂの第１端と接続ノードＮ３とを電気的に接続する。スイッチＳＷ３が第３状態であるとき、スイッチＳＷ３は、定電流源ＩＳ３Ａの第２端及び定電流源ＩＳ３Ｂの第１端と接続ノードＮ３とを電気的に遮断する。

スイッチＳＷ４が第１状態であるとき、スイッチＳＷ４は、定電流源ＩＳ４Ａの第２端と接続ノードＮ４とを電気的に接続する。スイッチＳＷ４が第２状態であるとき、スイッチＳＷ４は、定電流源ＩＳ４Ｂの第１端と接続ノードＮ４とを電気的に接続する。スイッチＳＷ４が第３状態であるとき、スイッチＳＷ４は、定電流源ＩＳ４Ａの第２端及び定電流源ＩＳ４Ｂの第１端と接続ノードＮ４とを電気的に遮断する。

定電流源ＩＳ１Ｂ～ＩＳ４Ｂの各第２端にはグラウンド電位が印加される。

図５は、スイッチドキャパシタコンバータＳＣＣ２のスイッチング開始時に突入電流が発生しない条件を示すタイミングチャートである。図５の横軸は時間を示し、図５縦軸は電圧を示す。

スイッチドキャパシタコンバータＳＣＣ２の起動が開始すると、入力電圧Ｖｉｎは、０Ｖから急峻に所定値（例えば４８Ｖ）まで立ち上がる。入力電圧Ｖｉｎが所定値に達した後、制御部ＣＮＴ１はスイッチング素子Ｍ５及びＭ８をオンし、充放電部１は第１定電流でコンデンサＣ１～Ｃ３及び出力コンデンサＣｏｕｔを充電する。出力電圧Ｖｏｕｔ（出力コンデンサＣｏｕｔの両端電位差）がＶｉｎ／４の値に達すると、充放電部１は出力コンデンサＣｏｕｔの充電を停止する。スイッチング電圧ＶＳＷ３（コンデンサＣ１の両端電位差）がＶｉｎ／４の値に達すると、充放電部１はコンデンサＣ１の充電を停止する。スイッチング電圧ＶＳＷ２（コンデンサＣ２の両端電位差）がＶｉｎ×２／４の値に達すると、充放電部１はコンデンサＣ２の充電を停止する。スイッチング電圧ＶＳＷ１（コンデンサＣ３の両端電位差）がＶｉｎ×３／４の値に達すると、充放電部１はコンデンサＣ３の充電を停止する。

コンデンサＣ１～Ｃ３及び出力コンデンサＣｏｕｔ全ての充電が停止したタイミングＴＭ１で、制御部ＣＮＴ１は、スイッチング素子Ｍ１～Ｍ８のスイッチング制御を開始する。これにより、スイッチドキャパシタコンバータＳＣＣ２のスイッチング開始時に突入電流が発生しなくなる。

コンデンサＣ１～Ｃ３及び出力コンデンサＣｏｕｔの各容量には製造ばらつきがあること、突入電流を零にまで抑え込む必要はないこと、スイッチング素子Ｍ１～Ｍ８のリーク電流等の影響によってコンデンサＣ１～Ｃ３及び出力コンデンサＣｏｕｔが過剰に充電されるおそれがあること等を考慮すると、制御部ＣＮＴ１がスイッチング素子Ｍ１～Ｍ８のスイッチング制御を開始するタイミングは、例えば下記の第１条件であることが望ましい。

第１条件は、出力電圧Ｖｏｕｔ（出力コンデンサＣｏｕｔの両端電位差）及びスイッチング電圧ＶＳＷ３（コンデンサＣ１の両端電位差）がＶｉｎ／４－ΔＶ以上Ｖｉｎ／４＋ΔＶ以下になり、スイッチング電圧ＶＳＷ２（コンデンサＣ２の両端電位差）がＶｉｎ×２／４－ΔＶ以上Ｖｉｎ×２／４＋ΔＶ以下になり、スイッチング電圧ＶＳＷ１（コンデンサＣ３の両端電位差）がＶｉｎ×３／４－ΔＶ以上Ｖｉｎ×３／４＋ΔＶ以下になるという条件である。

制御部ＣＮＴ１がスイッチング素子Ｍ１～Ｍ８のスイッチング制御を開始するタイミングを上記の第１条件にするために、充放電部１は、例えば、図４に示す構成の具体例である図６に示す構成であり、スイッチ制御部１１は、図７に示す基準電圧生成回路及び図９に示す４つのウィンドウコンパレータを有する構成であることが望ましい。

図６に示す構成の充放電部１に設けられるスイッチＳＷｋＡ（ｋは１以上４以下の自然数）は、制御信号ＳｋＡがＨＩＧＨレベルであるときにオンになり、制御信号ＳｋＡがＬＯＷレベルであるときにオフになる。同様に、図６に示す構成の充放電部１に設けられるスイッチＳＷｋＢは、制御信号ＳｋＢがＨＩＧＨレベルであるときにオンになり、制御信号ＳｋＢがＬＯＷレベルであるときにオフになる。

図７に示す基準電圧生成回路は、抵抗Ｒ１～Ｒ８と、オペアンプＯＰ１と、Ｐチャネル型のＭＯＳ電界効果トランジスタＱ１～Ｑ３と、Ｎチャネル型のＭＯＳ電界効果トランジスタＱ４及びＱ５と、定電流源ＩＳ５と、を有する。図７に示す基準電圧生成回路の電源電圧ＶＣＣとしては、例えば入力電圧Ｖｉｎを用いることができる。

抵抗Ｒ１及びＲ２によって構成される抵抗分圧回路は、入力電圧Ｖｉｎを分圧して、Ｖｉｎ／（４Ｎ）の値の電圧を生成する。Ｎの値は、抵抗Ｒ１及びＲ２の各抵抗値によって調整される。当該抵抗分圧回路から出力されるＶｉｎ／（４Ｎ）の値の電圧は、オペアンプＯＰ１の非反転入力端子に供給される。オペアンプＯＰ１の出力端子は、オペアンプＯＰ１の反転入力端子に接続される。これにより、オペアンプＯＰ１は、バッファアンプとして動作する。

オペアンプＯＰ１から出力されるＶｉｎ／（４Ｎ）の値の電圧は、抵抗Ｒ３～Ｒ８の直列回路に供給される。具体的には、オペアンプＯＰ１から出力されるＶｉｎ／（４Ｎ）の値の電圧は、抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６との接続ノードに供給される。

第１及び第２カレントミラー回路は、定電流源ＩＳ５から出力される定電流Ｉｂに応じた電流を抵抗Ｒ３～Ｒ８の直列回路に供給する。第１カレントミラー回路は、ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ１～Ｑ３によって構成される。第２カレントミラー回路は、ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ４及びＱ５によって構成される。

Ｖｉｎ／（４Ｎ）＋ΔＶ／Ｎの値の第１基準電圧は、ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ３と抵抗Ｒ３との接続ノードから出力される。Ｖｉｎ／（４Ｎ）＋ΔＶ／（２Ｎ）の値の第２基準電圧は、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４との接続ノードから出力される。Ｖｉｎ／（４Ｎ）＋ΔＶ／（３Ｎ）の値の第３基準電圧は、抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５との接続ノードから出力される。Ｖｉｎ／（４Ｎ）－ΔＶ／（３Ｎ）の値の第４基準電圧は、抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ７との接続ノードから出力される。Ｖｉｎ／（４Ｎ）－ΔＶ／（２Ｎ）の値の第５基準電圧は、抵抗Ｒ７と抵抗Ｒ８との接続ノードから出力される。Ｖｉｎ／（４Ｎ）－ΔＶ／Ｎの値の第６基準電圧は、抵抗Ｒ８とＭＯＳ電界効果トランジスタＱ５との接続ノードから出力される。第１～第３基準電圧の値はそれぞれ電圧上限設定値であり、第４～第６基準電圧の値はそれぞれ電圧下限設定値である。

ここで、定電流源ＩＳ５を図８に示す構成にすることで、第１～第６基準電圧の各値の精度を高めることができる。図８に示す構成の定電流源ＩＳ５は、オペアンプＯＰ２と、Ｎチャネル型のＭＯＳ電界効果トランジスタＱ６と、抵抗Ｒ９と、を有する。

定電圧ＶｂがオペアンプＯＰ２の非反転入力端子に供給される。定電圧Ｖｂは、例えばバンドギャップ基準電圧等の高精度の定電圧である。オペアンプＯＰ２の出力端子は、ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ６のゲートに接続される。オペアンプＯＰ２の反転入力端子は、ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ６のソース及び抵抗Ｒ９の第１端に接続される。抵抗Ｒ９の第２端は、グラウンド電位に接続される。

図８に示す構成の定電流源ＩＳ５から出力される定電流Ｉｂの値は、下記の（１）式で表せる。なお、下記の（１）式において、Ｉｂは定電流Ｉｂの値であり、Ｖｂは定電圧Ｖｂの値であり、Ｒ９は抵抗Ｒ９の抵抗値である。
Iｂ＝Ｖｂ／Ｒ９ …（１）

抵抗Ｒ３～Ｒ８の各抵抗値をＲとすると、上記のΔＶは下記の（２）式で表せる。したがって、抵抗Ｒ９と抵抗Ｒ３～Ｒ８とを特性を揃えることで上記のΔＶの精度が高まるので、第１～第６基準電圧の各値の精度が高まる。なお、例えば抵抗Ｒ９と抵抗Ｒ３～Ｒ８とを同一の製造プロセスで形成することによって、抵抗Ｒ９と抵抗Ｒ３～Ｒ８とを特性を揃えることができる。
ΔＶ＝Ｖｂ×Ｒ／Ｒ９ …（２）

図９に示す４つのウィンドウコンパレータＷｋ（ｋは１以上４以下の自然数）は、制御信号ＳｋＡ及びＳｋＢを出力する。

ウィンドウコンパレータＷ１は、抵抗Ｒ１０及びＲ１１と、コンパレータＣＯＭＰ１及びＣＯＭＰ２と、ＮＯＲゲートＮＯＲ１と、ＡＮＤゲートＡＮＤ１と、を有する。

ウィンドウコンパレータＷ２は、抵抗Ｒ１２及びＲ１３と、コンパレータＣＯＭＰ３及びＣＯＭＰ４と、ＮＯＲゲートＮＯＲ２と、ＡＮＤゲートＡＮＤ２と、を有する。

ウィンドウコンパレータＷ３は、抵抗Ｒ１４及びＲ１５と、コンパレータＣＯＭＰ５及びＣＯＭＰ６と、ＮＯＲゲートＮＯＲ３と、ＡＮＤゲートＡＮＤ３と、を有する。

ウィンドウコンパレータＷ４は、抵抗Ｒ１６及びＲ１７と、コンパレータＣＯＭＰ７及びＣＯＭＰ８と、ＮＯＲゲートＮＯＲ４と、ＡＮＤゲートＡＮＤ４と、を有する。

４つのウィンドウコンパレータＷ１～Ｗ４は基本的に同様の回路構成であるため、ここでは代表してウィンドウコンパレータＷ１の回路構成について説明する。

抵抗Ｒ１及びＲ２によって構成される抵抗分圧回路は、入力電圧Ｖｉｎを分圧して、Ｖｉｎ／（４Ｎ）の値の電圧を生成する。Ｎの値は、抵抗Ｒ１及びＲ２の各抵抗値によって調整される。当該抵抗分圧回路から出力されるＶｉｎ／（４Ｎ）の値の電圧は、コンパレータＣＯＭＰ１及びＣＯＭＰ２の各非反転入力端子に供給される。コンパレータＣＯＭＰ１の反転入力端子には、Ｖｉｎ／（４Ｎ）＋ΔＶ／（３Ｎ）の値の第３基準電圧が供給される。コンパレータＣＯＭＰ２の反転入力端子には、Ｖｉｎ／（４Ｎ）－ΔＶ／（３Ｎ）の値の第４基準電圧が供給される。

ＮＯＲゲートＮＯＲ１は、コンパレータＣＯＭＰ１の出力とコンパレータＣＯＭＰ２の出力との否定論理和である制御信号Ｓ１Ａを出力する。

ＡＮＤゲートＡＮＤ１は、コンパレータＣＯＭＰ１の出力とコンパレータＣＯＭＰ２の出力との論理積である制御信号Ｓ１Ｂを出力する。

＜適用例＞
図１０は、車両Ｘの外観図である。本構成例の車両Ｘは、不図示のバッテリから出力される電圧の供給を受けて動作する種々の電子機器Ｘ１１～Ｘ１８を搭載している。なお、本図における電子機器Ｘ１１～Ｘ１８の搭載位置は、図示の便宜上、実際とは異なる場合がある。

電子機器Ｘ１１は、エンジンに関連する制御（インジェクション制御、電子スロットル制御、アイドリング制御、酸素センサヒータ制御、及び、オートクルーズ制御など）を行うエンジンコントロールユニットである。

電子機器Ｘ１２は、ＨＩＤ［high intensity discharged lamp］やＤＲＬ［daytime running lamp］などの点消灯制御を行うランプコントロールユニットである。

電子機器Ｘ１３は、トランスミッションに関連する制御を行うトランスミッションコントロールユニットである。

電子機器Ｘ１４は、車両Ｘの運動に関連する制御（ＡＢＳ［anti-lock brake system］制御、ＥＰＳ［electric power steering］制御、電子サスペンション制御など）を行う制動ユニットである。

電子機器Ｘ１５は、ドアロックや防犯アラームなどの駆動制御を行うセキュリティコントロールユニットである。

電子機器Ｘ１６は、ワイパー、電動ドアミラー、パワーウィンドウ、ダンパー（ショックアブソーバー）、電動サンルーフ、及び、電動シートなど、標準装備品やメーカーオプション品として、工場出荷段階で車両Ｘに組み込まれている電子機器である。

電子機器Ｘ１７は、車載Ａ／Ｖ［audio/visual］機器、カーナビゲーションシステム、及び、ＥＴＣ［electronic toll collection system］など、ユーザオプション品として任意で車両Ｘに装着される電子機器である。

電子機器Ｘ１８は、車載ブロア、オイルポンプ、ウォーターポンプ、バッテリ冷却ファンなど、高耐圧系モータを備えた電子機器である。

なお、先に説明したスイッチドキャパシタコンバータＳＣＣ２は、電子機器Ｘ１１～Ｘ１８のいずれにも組み込むことが可能である。また、先に説明したスイッチドキャパシタコンバータＳＣＣ２の用途としては、車両Ｘに搭載される電源に限定されず、例えば産業機器に搭載される電源であってもよい。

＜その他＞
発明の構成は、上記実施形態のほか、発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。上記実施形態は、全ての点で例示であって、制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、上記実施形態の説明ではなく、特許請求の範囲によって示されるものであり、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。

例えば、スイッチドキャパシタコンバータＳＣＣ２において、直流電圧源ＶＳ１と負荷ＬＤ１との配置を入れ替えてもよい。直流電圧源ＶＳ１と負荷ＬＤ１との配置を入れ替えた場合、スイッチドキャパシタコンバータＳＣＣ２から負荷ＬＤ１に供給される電圧（スイッチドキャパシタコンバータＳＣＣ２の出力電圧）は、直流電圧源ＶＳ１からスイッチドキャパシタコンバータＳＣＣ２に供給される電圧（スイッチドキャパシタコンバータＳＣＣ２の入力電圧）より大きくなる。

上述した制御回路２は、ディクソン型と異なるトポロジーであるスイッチドキャパシタコンバータにも適用することができる。ディクソン型と異なるトポロジーであるスイッチドキャパシタコンバータとしては、例えば図１１～図１４に示すスイッチドキャパシタコンバータを挙げることができる。

上述した制御回路２は充放電部１を有する構成であったが、充放電部１の代わりに充電部を有する構成であってもよい。つまり、制御回路２は放電部を有さない構成であってもよい。

上述した制御回路２は、スイッチドキャパシタコンバータＳＣＣ２のコンデンサＣ１～Ｃ３の全てに対してスイッチング素子Ｍ１～Ｍ８のスイッチング前に充放電可能であるが、スイッチドキャパシタコンバータＳＣＣ２のコンデンサＣ１～Ｃ３の一部に対してスイッチング素子Ｍ１～Ｍ８のスイッチング前に充放電可能であるようにしてもよい。コンデンサＣ１～Ｃ３の一部に対して充放電可能である場合でも、コンデンサＣ１～Ｃ３の全てに対して充放電可能である場合に比べて効果は低減するけれどもスイッチドキャパシタコンバータＳＣＣ２の起動時間を短縮することができる。

以上説明した制御回路（２）は、複数のコンデンサ（Ｃ１～Ｃ３）と、複数のスイッチング素子（Ｍ１～Ｍ８）と、を有するスイッチドキャパシタコンバータ（ＳＣＣ２）の制御回路であって、前記複数のスイッチング素子のスイッチングを制御するように構成される制御部（ＣＮＴ１）と、前記複数のコンデンサのうちの少なくとも一部に対して、電圧下限設定値以上になるように充電するように構成される充電部（１）と、を有し、前記制御部は、前記充電部による充電が完了した後に前記スイッチングを開始するように構成される構成（第１の構成）である。

上記第１の構成の制御回路は、スイッチドキャパシタコンバータの起動時間を短縮することができる。

上記第１の構成の制御回路において、前記充電部は、前記複数のコンデンサのうちの前記少なくとも一部の各一端とグラウンド電位とが電気的に接続してから、充電を開始するように構成される構成（第２の構成）であってもよい。

上記第２の構成の制御回路は、複数のコンデンサのうちの少なくとも一部を確実に充電することができる。

上記第１又は第２の構成の制御回路において、前記充電部は、第１定電流で充電するように構成される構成（第３の構成）であってもよい。

上記第３の構成の制御回路は、充電時の突入電流を制限することが容易になる。

上記第１～第３いずれかの構成の制御回路において、前記複数のコンデンサのうちの前記少なくとも一部それぞれに対して、両端電位差が電圧上限設定値以下になるように放電するように構成される放電部（１）を有する構成（第４の構成）であってもよい。

上記第４の構成の制御回路は、複数のコンデンサのうちの少なくとも一部がスイッチング素子のリーク電流等の影響によって過剰に充電されている状態を解消することができる。

上記第４の構成の制御回路において、前記放電部は、第２定電流で放電するように構成される構成（第５の構成）であってもよい。

上記第５の構成の制御回路は、放電時の突入電流を制限することが容易になる。

上記第１～第５の構成の制御回路において、第１抵抗（Ｒ９）を含み、前記第１抵抗に定電圧を印加して前記第１抵抗を流れる第３定電流を出力するように構成される定電流源（ＩＳ５）と、前記第３定電流に応じた電流が供給されるように構成される第２抵抗（Ｒ６～Ｒ８）と、を有し、前記第２抵抗の端部から出力される電圧によって前記電圧下限設定値が定まる構成（第６の構成）であってもよい。

上記第７の構成の制御回路は、第１抵抗と第２抵抗との特性を揃えることで、電圧下限設定値の精度を高めることができる。

以上説明したスイッチドキャパシタコンバータ（ＳＣＣ２）は、上記第１～第６いずれかの構成の制御回路と、前記複数のコンデンサと、前記複数のスイッチング素子と、を有する構成（第７の構成）である。

上記第７の構成のスイッチドキャパシタコンバータは、起動時間を短縮することができる。

以上説明した車両（Ｘ）は、上記第７の構成のスイッチドキャパシタコンバータを有する構成（第８の構成）である。

上記第８の構成の車両は、スイッチドキャパシタコンバータの起動時間を短縮することができる。

１ 充放電部
２ 制御回路
１１ スイッチ制御部
ＡＮＤ１～ＡＮＤ４ ＡＮＤゲート
Ｃ１～Ｃ３ コンデンサ
Ｃｏｕｔ 出力コンデンサ
ＣＮＴ１ 制御部
ＣＯＭＰ１～ＣＯＭＰ８ コンパレータ
ＩＳ１Ａ～ＩＳ４Ａ、ＩＳ１Ｂ～ＩＳ４Ｂ、ＩＳ５ 定電流源
ＬＤ１ 負荷
Ｍ１～Ｍ８ スイッチング素子
Ｎ１～Ｎ４ 接続ノード
ＮＯＲ１～ＮＯＲ４ ＮＯＲゲート
ＯＰ１～ＯＰ２ オペアンプ
Ｑ１～Ｑ６ ＭＯＳ電界効果トランジスタ
Ｒ１～Ｒ１７ 抵抗
ＳＣＣ１、ＳＣＣ２ スイッチドキャパシタコンバータ
ＳＷ１～ＳＷ４ スイッチ
ＶＳ１ 直流電圧源
Ｗ１～Ｗ４ ウィンドウコンパレータ
Ｘ 車両
Ｘ１１～Ｘ１８ 電子機器

Claims (8)

1. 複数のコンデンサと、
   複数のスイッチング素子と、を有するスイッチドキャパシタコンバータの制御回路であって、
   前記複数のスイッチング素子のスイッチングを制御するように構成される制御部と、
   前記複数のコンデンサのうちの少なくとも一部それぞれに対して、両端電位差が電圧下限設定値以上になるように充電するように構成される充電部と、
   を有し、
   前記制御部は、前記充電部による充電が完了した後に前記スイッチングを開始するように構成される、制御回路。
2. 前記充電部は、前記複数のコンデンサのうちの前記少なくとも一部の各一端とグラウンド電位とが電気的に接続してから、充電を開始するように構成される、請求項１に記載の制御回路。
3. 前記充電部は、第１定電流で充電するように構成される、請求項１に記載の制御回路。
4. 前記複数のコンデンサのうちの前記少なくとも一部それぞれに対して、前記両端電位差が電圧上限設定値以下になるように放電するように構成される放電部を有する、請求項１に記載の制御回路。
5. 前記放電部は、第２定電流で放電するように構成される、請求項４に記載の制御回路。
6. 第１抵抗を含み、前記第１抵抗に定電圧を印加して前記第１抵抗を流れる第３定電流を出力するように構成される定電流源と、
   前記第３定電流に応じた電流が供給されるように構成される第２抵抗と、
   を有し、
   前記第２抵抗の端部から出力される電圧によって前記電圧下限設定値が定まる、請求項１～５のいずれか一項に記載の制御回路。
7. 請求項１～５のいずれか一項に記載の制御回路と、
   前記複数のコンデンサと、
   前記複数のスイッチング素子と、を有する、スイッチドキャパシタコンバータ。
8. 請求項７に記載のスイッチドキャパシタコンバータを有する、車両。

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