JP2023160564A - 直流電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】小型化可能で、且つ、より小さな直流電流リプルが得られる直流電源装置の提供。【解決手段】直流を多相の高周波交流に変換する多相インバータと、多相の前記高周波交流を多相の低圧交流に降圧する多相変圧器と、多相の前記低圧交流を整流して直流を出力する多相整流器と、を備える、直流電源装置。【選択図】図２

Description

本開示は、直流電源装置に関する。

図１は、従来のインバータスイッチング式直流電源装置の回路図である。図１に示す直流電源装置２００は、５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの商用周波の三相電源１０１から得られる三相交流電力を整流器１０２で整流し、平滑コンデンサ１０４によって整流器１０２の出力電圧に含まれる脈流成分を低減した直流電力を得る。直流電源装置２００は、この直流電力を単相インバータ１０３で数ｋＨｚの高周波単相交流に変換し、交流側が並列接続された変圧器１０５で所定の低電圧に降圧する。整流器１０６は、変圧器１０５で降圧された電圧を整流して直流電力を出力する。整流器１０６から出力される直流電力は、直流リアクトル１０７を介して、負荷１０８に供給される。

特開平６－３２７２５２号公報

インバータ式直流電源装置の直流出力電流のリプル周波数は、インバータから出力される高周波交流の周波数（１ｋＨｚ～１０ｋＨｚ）の２倍、すなわち、２ｋＨｚ～２０ｋＨｚである。負荷が小さな直流電流リプルを要求するケースでは、直流リアクトルの値を大きくすることで、直流電流リプルを要求値以下にできる。この場合、直流出力電流のリプル周波数が高いほど、直流リアクトルのインダクタンスを小さくできるので、直流リアクトルの小型軽量化が有利となる。

直流出力電流のリプル周波数を高くするには、インバータから出力される高周波交流の周波数を高くすることが効果的である。しかし、インバータから出力される高周波交流の周波数を高くすると、インバータのスイッチングによる損失が増大する。インバータのスイッチングによる損失の増大は、インバータに使用する電力用半導体の大容量化又は並列数の増加を招く。さらに、整流器に流れる転流電流により発生する電圧降下は、インバータから出力される高周波交流の周波数に比例して大きくなるため、インバータと変圧器に要求される容量が増大し、直流電源装置の大型化を招くおそれがある。

本開示は、小型化可能で、且つ、より小さな直流電流リプルが得られる直流電源装置を提供する。

本開示の一態様では、
交流電圧を整流して直流電圧に変換する整流器と、
前記直流電圧を多相の高周波交流電圧に変換する多相インバータと、
多相の前記高周波交流電圧を多相の低電圧に降圧する多相変圧器と、
多相の前記低電圧を整流して直流を出力する多相整流器と、を備える、直流電源装置が提供される。

本開示の一態様によれば、小型化可能で、且つ、より小さな直流電流リプルが得られる直流電源装置を提供できる。

従来のインバータスイッチング式直流電源装置の回路図である。 本開示に係る第１実施形態の直流電源装置の回路図である。 第１実施形態の直流電源装置を第１制御方法によって導通１２０°で動作させたときの動作波形を示すタイミングチャートである。 第１実施形態の直流電源装置を第１制御方法によって導通９０°で動作させたときの動作波形を示すタイミングチャートである。 第１実施形態の直流電源装置を第１制御方法によって導通６０°で動作させたときの動作波形を示すタイミングチャートである。 本開示に係る第２実施形態の直流電源装置の回路図である。 第２実施形態の直流電源装置を第２制御方法によって導通１２０°で動作させたときの動作波形を示すタイミングチャートである。 第２実施形態の直流電源装置を第２制御方法によって導通９０°で動作させたときの動作波形を示すタイミングチャートである。 第２実施形態の直流電源装置を第２制御方法によって導通６０°で動作させたときの動作波形を示すタイミングチャートである。

以下、本実施形態について説明する。

＜第１実施形態＞
図２は、本開示に係る第１実施形態の直流電源装置の回路図である。図２に示す直流電源装置２０１は、三相インバータ３、三相高周波変圧器５及び三相高周波整流器６を含む交流中間回路と、三相インバータ３を制御する制御装置９と、を備える。制御装置９は、相数に応じた位相差が各相のスイッチングの位相に生じるように三相インバータ３を制御することによって、直流電源装置２０１の小型化と、直流電源装置２０１から出力される直流電流リプルの抑制とを図るものである。

直流電源装置２０１は、平滑コンデンサ４、三相インバータ３、三相高周波変圧器５及び三相高周波整流器６を備える。直流電源装置２０１は、ダイオード整流器２又は直流リアクトル７を備えてもよい。

直流電源装置２０１は、５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの商用周波の三相電源１から得られる三相交流電力をダイオード整流器２で整流し、平滑コンデンサ４によってダイオード整流器２の出力電圧に含まれる脈流成分を低減した直流電力を得る。ダイオード整流器２は、交流を整流し直流を多相インバータに供給する整流器の一例である。

直流電源装置２０１は、この直流電力を三相インバータ３で数ｋＨｚ（例えば、１ｋＨｚ～１０ｋＨｚ）の高周波三相交流に変換し、この高周波三相交流を、三相高周波変圧器５の星形結線された交流側配線の各端子に供給する。三相インバータ３は、直流を多相の高周波交流に変換する多相インバータの一例である。

三相インバータ３は、自励電力用の複数の半導体素子（この例では、６つのスイッチ３１，３２，３３，３４，３５，３６）を有する三相ブリッジ回路である。三相インバータ３は、Ｕ相のスイッチ３１，３２を含むＵ相レグと、Ｖ相のスイッチ３３，３４を含むＶ相レグと、Ｗ相のスイッチ３５，３６を含むＷ相レグとを有する。

直流電源装置２０１は、その高周波三相交流を三相高周波変圧器５によって所定の電圧に降圧された三相の低圧交流に変換する。三相の低圧交流は、三相高周波変圧器５の二重星形結線された直流側配線の各端子から出力される。三相高周波変圧器５は、多相の高周波交流を多相の低圧交流に降圧する多相変圧器の一例である。

三相高周波整流器６は、三相高周波変圧器５の二重星形結線された直流側配線の各端子から出力された三相の低圧交流を整流して、直流電力を出力する。三相高周波整流器６は、多相の低圧交流を整流して直流を出力する多相整流器の一例である。

三相高周波変圧器５の二重星形結線された直流側配線は、星形結線された第１直流側配線と、星形結線された第２直流側配線とを含む。三相高周波整流器６は、第１直流側配線のｕ相配線にアノードが接続されたｕ相ダイオード６４と、第１直流側配線のｖ相配線にアノードが接続されたｖ相ダイオード６５と、第１直流側配線のｗ相配線にアノードが接続されたｗ相ダイオード６６と、を含む。三相高周波整流器６は、第２直流側配線のｘ相配線にアノードが接続されたｘ相ダイオード６１と、第２直流側配線のｙ相配線にアノードが接続されたｙ相ダイオード６２と、第２直流側配線のｚ相配線にアノードが接続されたｚ相ダイオード６３と、を含む。ダイオード６１～６６は、高速ダイオードとも称される。

複数のダイオード６１～６６の各々のカソードは、端子Ｐに共通接続される。端子Ｐは、直流リアクトル７を介して、負荷８の一端に接続される。負荷８の他端は、端子Ｎに接続される。端子Ｎは、星形結線された第１直流側配線の中性点ｎｕと、星形結線された第２直流側配線の中性点ｎｘとに共通接続される。

三相高周波整流器６から出力される直流電力は、直流リアクトル７を介して、負荷８に供給される。負荷８の具体例として、ヒータ、電気分解槽、バッテリなどが挙げられる。

制御装置９は、直流電源装置２０１を制御するための第１制御方法に従って、三相インバータ３の複数のスイッチ３１～３６のスイッチングを制御する。制御装置９は、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）等のプロセッサ及びメモリを備える制御部である。制御装置９の機能は、メモリに記憶されたプログラムによって、プロセッサが動作することにより実現される。制御装置９の機能は、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）又はＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）によって実現されてもよい。

図３、図４及び図５は、直流電源装置２０１を制御するための第１制御方法と、第１制御方法により制御された直流電源装置２０１から出力される直流出力電流とを説明するための図である。次に、図３、図４及び図５について、説明する。

図３は、第１実施形態の直流電源装置２０１を第１制御方法によって導通１２０°で動作させたときの動作波形を示すタイミングチャートである。図３内に記載の３１～３６までの各数字は、三相インバータ３内のスイッチ３１～３６のうちで導通しているスイッチと、その導通している期間とを表す。図３内に記載の６１～６６までの各数字は、三相高周波整流器６内のダイオード６１～６６のうちで導通しているダイオードと、その導通している期間とを表す。この点は、後述の図４及び図５も同様である。図４は、直流出力電圧が１００％、図４は、直流出力電圧が５０％、図５は、直流出力電圧が０％の状態を示す。

図３において、直流出力電圧が１００％のケースでは、制御装置９は、三相インバータ３内のスイッチ３１～３６を１２０°導通で点弧させる。点弧の順番は、上アームでは、スイッチ３１、スイッチ３２、スイッチ３３である。下アームのスイッチ３４～３６は、上アームと１８０°の位相差で点弧する。三相インバータ３の各スイッチがこのように動作すると、二重星形結線の三相高周波整流器６のダイオード６１～６６は、「整流器の通流期間」欄に示す導通区間で導通する。ダイオード６１～６６の各々の導通区間の当該アームの直流出力電圧の波形は、矩形波となる。図３では、制御装置９は、三相インバータ３から出力される各相の高周波交流の電圧位相を１２０°ずらし、三相高周波変圧器５の二相のみを励磁する制御を行っている。

次に、図４において、直流出力電圧が５０％のケースでは、制御装置９は、スイッチ３１～３６を９０°導通で点弧させる。三相インバータ３の各スイッチがこのように動作すると、二重星形結線の三相高周波整流器６のダイオード６１～６６は、「整流器の通流期間」欄に示す断続した導通区間で導通する。直流出力電圧は、ダイオードのペア、６３と６５、６１と６５、６１と６６、６２と６６、６２と６４、６３と６４が導通している期間に出力される。直流出力電圧の波形は、矩形波となる。直流出力が出力されている区間では、直流出力電流が上昇する。それ以外のダイオードが非導通の区間は、直流出力電圧はゼロとなり、直流出力電流は下降する。直流出力電流の上昇と下降は、「出力電流」欄に示すように繰り返される。この場合の直流出力電流のリプル周波数は、高周波交流の周波数の６倍となる。

次に、図５において、直流出力電圧が０％のケースでは、制御装置９は、スイッチ３１～３６を６０°導通で点弧させる。このケースでは、ダイオード６１～６６は、導通しない。

制御装置９は、スイッチ３１～３６の導通区間を、図３～５に示すように制御することによって、直流出力電圧を０～１００％に制御できる。なお、図３～５は、３つの導通パターンを示しているに過ぎない。制御装置９は、三相インバータ３から出力される各相の高周波交流の電圧位相を６０°～１２０°内の任意の角度にずらすことで、直流出力電圧を０～１００％に制御できる。

＜第２実施形態＞
図６は、本開示に係る第２実施形態の直流電源装置の回路図である。図６に示す直流電源装置２０２は、三相インバータ３１０、三相高周波変圧器５１及び三相高周波整流器６１０を含む交流中間回路と、三相インバータ３１０を制御する制御装置９２と、を備える。制御装置９２は、相数に応じた位相差が各相のスイッチングの位相に生じるように三相インバータ３１０を制御することによって、直流電源装置２０２の小型化と、直流電源装置２０２から出力される直流電流リプルの抑制とを図るものである。

第２実施形態において、第１実施形態と同様の構成、作用及び効果についての説明は、上述の説明を援用することで、省略又は簡略する。三相電源１１、ダイオード整流器２１、平滑コンデンサ４１、三相インバータ３１０及びスイッチ３１１～３１６は、上述の、三相電源１、ダイオード整流器２、平滑コンデンサ４、三相インバータ３，スイッチ３１～３６に対応する。三相高周波変圧器５１、三相高周波整流器６１０、ダイオード６１１～６１４、直流リアクトル７１、負荷８１及び制御装置９２は、上記の、三相高周波変圧器５、三相高周波整流器６、ダイオード６１～６４、直流リアクトル７、負荷８及び制御装置９に対応する。

第２実施形態では、三相高周波変圧器５１は、デルタ結線された交流側配線と、相間リアクトル９１とを備える。相間リアクトル９１は、星形結線された第１直流側配線の中性点ｎｕと星形結線された第２直流側配線の中性点ｎｘとの間に接続される。相間リアクトル９１の中間点は、端子Ｎに接続される。

図７、図８及び図９は、直流電源装置２０２を制御するための第２制御方法と、第２制御方法により制御された直流電源装置２０２から出力される直流出力電流とを説明するための図である。次に、図７、図８及び図９について、説明する。

図７は、第２実施形態の直流電源装置２０２を第２制御方法によって導通１２０°で動作させたときの動作波形を示すタイミングチャートである。図７内に記載の３１１～３１６までの各数字は、三相インバータ３１０内のスイッチ３１１～３１６のうちで導通しているスイッチと、その導通している期間とを表す。この点は、後述の図８及び図９も同様である。図７は、直流出力電圧が１００％、図８は、直流出力電圧が５０％、図９は、直流出力電圧が０％の状態を示す。

図７において、直流出力電圧が１００％のケースでは、制御装置９２は、三相インバータ３１０内のスイッチ３１１～３１６を１２０°導通で点弧させる。点弧の順番は、上アームでは、スイッチ３１１、スイッチ３１２、スイッチ３１３である。下アームのスイッチ３１４～スイッチ３１６は、上アームと１８０°の位相差で点弧する。三相インバータ３１０の各スイッチがこのように動作すると、二重星形結線の三相高周波変圧器５１のデルタ結線された交流側巻線（ＵＶ巻線、ＶＷ巻線及びＷＶ巻線）には、図７に示す凸型波形の交流電圧が印加される。Ｖｄは、三相インバータ３１０に入力される直流電圧（平滑コンデンサ４１により平滑された電圧）の電圧値を表す。二重星形結線の三相高周波整流器６１０のダイオード６１１～６１６が接続されるアームの直流出力電圧は、「整流器」の欄に示す。「整流器」の欄に示す直流出力電圧は、中性点ｎｕ又は中性点ｎｘと端子Ｐとの間の電圧を表す。例えば、「整流器 ｕダイオード」の欄に示す直流出力電圧は、ｕ相のダイオード６１４が導通しているときの中性点ｎｕと端子Ｐとの間の電圧を表す。各々のダイオード６１１～６１４の直流出力電圧を合成して得られる直流出力電圧は、「出力電圧」欄に示す。「ｕ系」欄および「ｘ系」欄は、それぞれ二重星形結線の三相高周波変圧器５１の２つのＹ結線（第１直流側配線及び第２次直流側配線）に対応する直流出力電圧である。この２つの直流出力電圧の差は、相間リアクトル９１の負担する電圧であり、「ＩＰＸ」欄に示す。直流出力端子における直流出力電圧（Ｐ端子とＮ端子との間の電圧）は、ｕ系とｘ系の直流出力電圧の中間値である。

次に、図８において、直流出力電圧が５０％のケースでは、制御装置９は、スイッチ３１１～３１６を９０°導通で点弧させる。三相インバータ３１０の各スイッチがこのように動作すると、二重星形結線の三相高周波変圧器５１のデルタ結線された交流側巻線（ＵＶ巻線、ＶＷ巻線及びＷＶ巻線）には、図８に示す櫛の歯状でかつ凸型波形の交流電圧が印加される。二重星形結線の三相高周波整流器６１０の各アームの直流出力電圧を「整流器」欄に、ｕ系とｘ系の直流出力電圧を「直流出力電圧」欄に、相間リアクトル９１の負担する電圧を「ＩＰＸ」欄にそれぞれ示す。

直流出力電流の上昇と下降は、「出力電流」欄に示すように繰り返される。この場合の直流出力電流のリプル周波数は、高周波交流の周波数の６倍となる。これは、第１実施形態と同じである。

次に、図９において、直流出力電圧が０％のケースでは、制御装置９２は、スイッチ３１１～３１６を６０°導通で点弧させる。このケースでは、ダイオード６１１～６１６は、導通しない。

制御装置９２は、スイッチ３１１～３１６の導通区間を、図７～９に示すように制御することによって、直流出力電圧を０～１００％に制御できる。なお、図７～９は、３つの導通パターンを示しているに過ぎない。制御装置９２は、三相インバータ３１０から出力される各相の高周波交流の電圧位相を６０°～１２０°内の任意の角度にずらすことで、直流出力電圧を０～１００％に制御できる。

＜第１実施形態及び第２実施形態の効果＞
第１実施形態及び第２実施形態のように、直流電源装置の交流中間回路を多相化することによって、直流出力電流のリプル周波数を高くできる。リプル周波数を高くすると、直流出力側に設置される直流リアクトルの小型化及び軽量化が可能となり、小型で安価な直流電源装置を構成できる。例えば、直流電源装置の交流中間回路を三相にすることによって、直流出力電流のリプル周波数は、従来の単相の場合に比べて、３倍となる。したがって、直流出力側に設置される直流リアクトルは、１／３の容量に低減が可能となる。

第１実施形態における第１制御方法では、二重星形結線の三相高周波変圧器５の交流側巻線は、常に２つの巻線のみが励磁される。三相高周波変圧器５の直流側巻線は、励磁される同一相に対応する巻線が４つある。それらの４つの励磁される巻線のうち、ダイオードのアノードとカソード間が順バイアスされる２つの巻線（第１直流側配線（第１Ｙ結線）の一つの巻線と、第２直流側配線（第２Ｙ結線）の一つの巻線）が通流する。そのような通流方法では、それらの二つのＹ結線には電位差が生じないので、第２実施形態のような相間リアクトルは不要となる。よって、直流電源装置２０１を簡素な構成で実現できる。

第２実施形態では、相間リアクトル９１が必要となる。しかし、三相インバータ３１０の周波数を適切に高くすれば、直流リアクトル７１を非常に小型の直流リアクトル（例えば、ブスバーにカットコアが貫通するリアクトル）で代替が可能となる。よって、直流電源装置２０２を簡素な構成で実現できる。

また、インバータ式直流電源装置は、高周波変圧器と高周波整流器を組み合わせた小容量のユニットを複数準備し、各ユニットで局部過熱が起こらないように、各ユニットを配置することで製造される。直流電源装置の交流中間回路を多相化することによって、単相の場合に比べて、ユニットの容量を大きくできるため、ユニットの数を減らすことができる。これによって、インバータ式直流電源装置の構造の簡素化、組み立て時間の短縮を図ることができる。

以上、実施形態を説明したが、本発明は上記実施形態に限定されない。他の実施形態の一部又は全部との組み合わせや置換などの種々の変形及び改良が可能である。

例えば、交流を整流し直流を多相インバータに供給する整流器は、ダイオード整流器に限られず、スイッチングコンバータなどの他の整流方式で整流する回路でもよい。

また、多相変圧器に接続される多相整流器は、二重星形結線の整流器に限られず、三相ブリッジ整流器、三相半波整流器などの他の整流形式でもよい。また、相数は、三相に限られず、それ以上の相数でもよい。

例えば、半導体素子は、IGBT、MOSFET等のパワートランジスタに限られず、ダイオード、サイリスタ、ゲートターンオフサイリスタ、トライアックなどでもよい。

１，１１ 三相電源
２，２１ ダイオード整流器
３，３１０ 三相インバータ
４，４１ 平滑コンデンサ
５，５１ 三相高周波変圧器
６，６１０ 三相高周波整流器
７，７１ 直流リアクトル
８，８１ 負荷
９，９２ 制御装置
３１，３２，３３，３４，３５，３６ スイッチ
９１ 相間リアクトル
２００，２０１，２０２ 直流電源装置
３１１，３１２，３１３，３１４，３１５，３１６ スイッチ

Claims (6)

1. 直流を多相の高周波交流に変換する多相インバータと、
   多相の前記高周波交流を多相の低圧交流に降圧する多相変圧器と、
   多相の前記低圧交流を整流して直流を出力する多相整流器と、を備える、直流電源装置。
2. 前記多相インバータは、直流を三相の前記高周波交流に変換する三相インバータである、請求項１に記載の直流電源装置。
3. 前記多相変圧器は、三相の前記高周波交流を、三相の前記低圧交流に降圧する、二重星形結線の三相変圧器である、請求項２に記載の直流電源装置。
4. 前記三相インバータから出力される各相の前記高周波交流の電圧位相を１２０°ずらし、前記三相変圧器の二相のみを励磁する制御装置を備える、請求項３に記載の直流電源装置。
5. 交流を整流し直流を前記多相インバータに供給する整流器を備える、請求項１から４のいずれか一項に記載の直流電源装置。
6. 前記多相整流器の出力に接続される直流リアクトルを備え、
   前記多相整流器から出力される直流を、前記直流リアクトルを介して負荷に供給する、請求項１から４のいずれか一項に記載の直流電源装置。

Images