JP2023088781A - 光送信器 - Google Patents

Abstract

【課題】複数の異なる駆動信号を用いて生成される多値変調光信号の品質を改善する。【解決手段】光送信器２は、信号処理回路１１、光変調器１２０、光フィルタ２３、および遅延回路１２を備える。信号処理回路は、シンボルがＮ（Ｎは、２以上の整数）ビットを伝送する変調光信号を生成するためのＮ個の駆動信号を生成する。光変調器は、マッハツェンダ干渉計、および、Ｎ個の駆動信号に応じてマッハツェンダ干渉計の光パスを伝搬する光の位相をシフトさせるＮ個の移相セグメントを含み、Ｎ個の駆動信号に応じて変調光信号を生成する。光フィルタは、光変調器の出力光から、変調光信号の中心周波数を基準として一定の領域内の周波数成分を除去すると共に、他の周波数成分の少なくとも一部を抽出する。遅延回路は、光フィルタにより抽出される周波数成分の光パワーを小さくするようにＮ個の駆動信号のタイミングを制御する。【選択図】図７

Description

本発明は、多値光信号を送信する光送信器に係わる。

光変調器は、長距離／大容量の光伝送を実現するためのキーデバイスの１つである。光変調器は、例えば、デジタル信号処理器（ＤＳＰ：Digital Signal Processor）により生成されるデータ信号に対応する電気信号で連続光を変調することで変調光信号を生成する。光変調器を備える光送信器の一例を図１に示す。

図１（ａ）に示す構成では、ＤＳＰにより生成されるデータ信号（デジタル信号）は、デジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ：Digital-to-Analog Converter）によりアナログ信号に変換される。そして、ＤＡＣの出力信号がアナログドライバ（線形ドライバ）で増幅され、光変調器に与えられる。光変調器は、マッハツェンダ干渉計を構成する光導波路を備え、光導波路の近傍に電極が形成されている。マッハツェンダ干渉計には、連続光が入力される。そして、ドライバの出力信号が電極に与えられると、その信号に応じて導波路を伝搬する光の位相が変化し、データ信号を表す変調光信号が出力される。

この構成において、各シンボルが２ビットのデータを伝送する光信号を生成する場合、ＤＳＰは、２ビットパラレル信号を出力する。そうすると、ＤＡＣから４レベルのアナログ信号が出力されるので、ＰＡＭ４（4-level Pulse Amplitude Modulation）光信号が生成される。ただし、この構成で十分な光振幅を得るためには、ボーレートが高くなるにつれて大きな振幅のアナログ信号が必要になるので、ドライバの消費電力が大きくなる。

この問題は、例えば、図１（ｂ）に示す構成により緩和される。図１（ｂ）に示す構成では、光変調器は、各シンボルにより伝送される複数のビットそれぞれに対して電極を備える。以下の記載では、データを表す複数の電気信号が与えられる各電極（即ち、位相シフタとして使用される電極）を「移相セグメント」または単に「セグメント」と呼ぶことがある。

各シンボルが２ビットを伝送するときは、光変調器は、下位ビットのための電極（ＬＳＢセグメント）および上位ビットのための電極（ＭＳＢセグメント）を備える。ここで、同じ電圧振幅の信号が各セグメントに入力されものとすると、ＭＳＢセグメントの長さはＬＳＢセグメントの２倍である。そうすると、各セグメントにそれぞれ対応する送信ビットが与えられると、ＰＡＭ４光信号が生成される。この構成によれば、図１（ａ）に示す構成と比較して、光変調器に与える電気信号の振幅を大きくする必要がなく、データ遷移時のみに電流が流れるバイナリドライバを使用できるので、消費電力が削減される。尚、図１（ｂ）に示す変調方式は、デジタル信号がマッハツェンダ干渉計に与えられ、光領域でアナログ信号が生成されるので、「光ＤＡＣ」と呼ばれることがある。

図２は、光ＤＡＣを備える光送信器の一例を示す。この例では、光送信器１００は、駆動回路１１０および光変調器１２０を備える。また、光送信器１００は、各シンボルが６ビットを伝送する光信号を生成する。

駆動回路１１０は、信号処理回路１１１を備える。信号処理回路１１１は、各シンボルが６ビットを伝送する光信号を生成するための駆動信号を生成する。すなわち、信号処理回路１１１により駆動信号ｂ１～ｂ６が生成される。光変調器１２０は、マッハツェンダ干渉計を構成する光導波路を備え、光導波路の近傍に電極（すなわち、移相セグメント）が形成されている。具体的には、光変調器１２０は、駆動信号ｂ１～ｂ６がそれぞれ与えられるセグメントＳ１～Ｓ６を備える。

ここで、駆動信号ｂ１～ｂ６がセグメントＳ１～Ｓ６に与えられるタイミングは、適切に調整されていることが好ましい。具体的には、マッハツェンダ干渉計の入力ポートから各セグメントＳ１～Ｓ６までの光の伝搬時間に応じて、各駆動信号ｂ１～ｂ６の遅延が設定される。よって、駆動回路１１０は、駆動信号ｂ１～ｂ６がセグメントＳ１～Ｓ６に到達するタイミングを調整する遅延回路１１２を備える。すなわち、遅延回路１１２は、駆動信号ｂ１～ｂ６が適切なタイミングでセグメントＳ１～Ｓ６に与えられるように、駆動信号ｂ１～ｂ６を遅延させる。

尚、位相変調方式に対応した光変調器を駆動するための駆動装置が提案されている（例えば、特許文献１）。また、光変調器の駆動系の信号間の位相ずれを検出してフィードバック制御を行う制御装置が提案されている（例えば、特許文献２）。さらに、複数の位相セグメントを備える光変調器が提案されている（例えば、特許文献３～４）。

特開２０１０－２４３７６７号公報 特開２００３－２７９９１２号公報 特開２０２１－０７１６１６号公報 米国特許７７８７７１３

上述したように、複数の移相セグメントを備える光変調器が知られている。ただし、従来の技術では、複数の移相セグメントに与える複数の駆動信号のタイミングを適切に調整することは容易ではない。加えて、光送信器の動作中に、光デバイス／電気デバイスの温度変化または電圧変動に応じて駆動信号の遅延量を適応的に制御することは困難である。

図３は、図２に示す光送信器１００において、駆動信号の遅延量のずれに起因する波形の劣化の一例を示す。ここで、図３（ａ）は、駆動信号ｂ１～ｂ６の遅延が適切に調整されているときに、光変調器１２０から出力される光信号の波形を表す。この場合、サンプリング点においてアイパターンの開口が大きく、複数の信号レベルを判定可能である。

図３（ｂ）は、駆動信号ｂ１の遅延量が最適値から５ｐ秒ずれたときの波形を表し、図３（ｃ）は、駆動信号ｂ１の遅延量が最適値から１０ｐ秒ずれたときの波形を表す。ここで、駆動信号ｂ１は、各シンボルにより伝送される６ビットのうちの最上位ビットの値を表す。このように、駆動信号の遅延量が最適値からずれると、サンプリング点においてアイパターンの開口が小さくなる。すなわち、光信号の波形が劣化する。

本発明の１つの側面に係わる目的は、複数の異なる駆動信号を用いて生成される多値変調光信号の品質を改善することである。

本発明の１つの態様の光送信器は、シンボルレートがｆｓであり、且つ、各シンボルがＮ（Ｎは、２以上の整数）ビットを伝送する変調光信号を生成するためのＮ個の駆動信号を生成する信号処理回路と、マッハツェンダ干渉計、および、前記Ｎ個の駆動信号に応じて前記マッハツェンダ干渉計の光パスを伝搬する光の位相をシフトさせるＮ個の移相セグメントを含み、前記Ｎ個の駆動信号に応じて前記変調光信号を生成する光変調器と、前記光変調器の出力光から、前記変調光信号の中心周波数を基準として±ｆｓ／２の領域内の周波数成分を除去すると共に、他の周波数成分の少なくとも一部を抽出する光フィルタと、前記光フィルタにより抽出される周波数成分の光パワーを小さくするように前記Ｎ個の駆動信号のタイミングを制御する遅延回路と、を備える。

上述の態様によれば、複数の異なる駆動信号を用いて生成される多値変調光信号の品質が改善する。

光変調器を備える光送信器の例を示す図である。 光ＤＡＣを備える光送信器の一例を示す図である。 駆動信号の遅延量のずれに起因する波形の劣化の一例を示す図である。 駆動信号の遅延を適応的に制御する機能を備える光送信器の一例を示す図である。 図４に示す光フィルタの特性を示す図である。 駆動信号のタイミングオフセットに対するモニタ信号の変化の一例を示す図である。 本発明の実施形態に係わる光送信器の一例を示す図である。 光変調器の出力光のスペクトルの一例を示す図である。 図７に示す光送信器に実装される光フィルタの特性の一例を示す図である。 本発明の実施形態において駆動信号のタイミングオフセットに対するモニタ信号の変化の一例を示す図（その１）である。 本発明の実施形態において駆動信号のタイミングオフセットに対するモニタ信号の変化の一例を示す図（その２）である。 光フィルタのバリエーションを示す図である。 光送信器の実施例を示す図である。 可変遅延素子の一例を示す図である。 光変調器の駆動信号のタイミングを調整する処理の一例を示すフローチャートである。 偏波多重ＩＱ光変調器の一例を示す図である。 本発明の実施形態に係わる光送信器が実装された光トランシーバの一例を示す図である。

図４は、駆動信号の遅延を適応的に制御する機能を備える光送信器の一例を示す。この例では、光送信器１は、駆動回路１０、光変調器１２０、光フィルタ２１、およびパワーモニタ２２を備える。また、光送信器１は、図２に示す光送信器１００と同様に、各シンボルが６ビットを伝送する光信号を生成する。

駆動回路１０は、信号処理回路１１、遅延回路１２、および遅延制御部１３を備える。信号処理回路１１は、各シンボルが６ビットを伝送する光信号を生成するための駆動信号を生成する。すなわち、信号処理回路１１により駆動信号ｂ１～ｂ６が生成される。この実施例では、駆動信号ｂ１が最上位ビット（ＭＳＢ）を表し、駆動信号ｂ６が最下位ビット（ＬＳＢ）を表す。

光変調器１２０は、マッハツェンダ干渉計を構成する光導波路を備え、光導波路の近傍に電極（即ち、移相セグメント）が形成されている。具体的には、光変調器１２０は、駆動信号ｂ１～ｂ６がそれぞれ与えられるセグメントＳ１～Ｓ６を備える。セグメントＳ１～Ｓ６は、マッハツェンダ干渉計の入力ポートと出力ポートとの間に、順番に設けられている。また、セグメントＳ１～Ｓ６の長さは互いに異なっている。具体的には、セグメントＳ５、Ｓ４、Ｓ３、Ｓ２、Ｓ１の長さは、ぞれぞれ、セグメントＳ６の長さの２倍、４倍、８倍、１６倍、３２倍である。この構成により、光ＤＡＣで各シンボルが６ビットを伝送するＰＡＭが実現される。

光フィルタ２１は、光変調器１２０の出力側に設けられ、光変調器１２０の出力光をフィルタリングする。具体的には、光フィルタ２１は、図５に示すように、光変調器１２０の出力光から主信号成分を抽出する。ここで、例えば、伝送信号のシンボルレートｆｓが５０Ｇシンボル／秒（又は、５０Ｇｂａｕｄ）であるときは、光フィルタ２１の通過帯の幅は約５０ＧＨｚである。なお、この明細書の記載では、送信信号は、信号処理回路においてRoot raised cosine形状のナイキストフィルタが施されており、各ビット信号におけるサンプリング周波数は１００Ｇサンプル/秒であることを想定している。

パワーモニタ２２は、受光器を含み、光フィルタ２１により抽出された光を電気信号に変換する。この電気信号は、光フィルタ２１により抽出された光のパワー（又は、強度）を表す。なお、以下の記載では、パワーモニタ２２により生成される電気信号を「モニタ信号」と呼ぶことがある。

遅延回路１２は、遅延制御部１３から与えられる遅延指示に応じて、駆動信号ｂ１～ｂ６をそれぞれ遅延させる。遅延制御部１３は、モニタ信号に基づいて、遅延回路１２に与える遅延指示を生成する。ここで、図４～図５に示す実施例では、モニタ信号は、光変調器１２０の出力光に含まれる主信号成分のパワーを表す。また、品質の良い変調光信号が生成されるときは、出力光に含まれる主信号成分のパワーが大きくなると考えられる。したがって、遅延制御部１３は、モニタ信号により表される主信号成分のパワーを大きくする遅延指示を生成する。そして、遅延回路１２は、この遅延指示に応じて駆動信号ｂ１～ｂ６をそれぞれ遅延させる。この結果、光変調器１２０の出力光に含まれる主信号成分のパワーが最大化される。ところが、主信号成分のパワーを最大化しても、変調光信号の品質が最適化されるとは限らない。

図６は、駆動信号のタイミングオフセットに対するモニタ信号の変化の一例を示す。なお、各グラフの縦軸は、モニタ信号（すなわち、主信号成分のパワー）を表す。横軸は、最適状態に対する遅延量のオフセットを表す。具体的には、図６（ａ）は、駆動信号ｂ２～ｂ６の遅延量が最適化されている状態において、駆動信号ｂ１の遅延量のオフセットを表す。また、図６（ｂ）は、駆動信号ｂ１、ｂ３～ｂ６の遅延量が最適化されている状態において、駆動信号ｂ２の遅延量のオフセットを表す。

図６（ａ）および図６（ｂ）に示すケースにおいても、オフセットがゼロになると、変調光信号の品質（例えば、アイパターンの開口の広さ）が最適化される。ここで、図４～図５に示す光送信器１は、モニタ信号を最大化するように駆動信号ｂ１～ｂ６の遅延量を制御する。そうすると、例えば、図６（ａ）に示すケースでは、駆動信号ｂ１の遅延量が約－１０ｐ秒のオフセットを有する状態に制御されてしまう。また、図６（ｂ）に示すケースでは、駆動信号ｂ２の遅延量が約＋２０ｐ秒のオフセットを有する状態に制御されてしまう。すなわち、図６に示す例では、いずれのケースにおいても、駆動信号間のスキューを最小化できず、変調光信号の品質が最適化されないおそれがある。なお、モニタ信号のピークが現れる位置は、送信データのパターンに依存することがある。

このように、光変調器１２０の出力光に含まれる主信号成分のパワーを最大化するフィードバック制御では、変調光信号の品質を最適化できないことがある。そこで、本発明の実施形態に係わる光送信器は、光変調器の出力光に含まれる主信号成分以外の周波数成分の光パワーを利用して、複数の駆動信号の遅延量を制御する。

図７は、本発明の実施形態に係わる光送信器の一例を示す。本発明の実施形態に係わる光送信器２は、駆動回路１０、光変調器１２０、光フィルタ２３、およびパワーモニタ２２を備える。すなわち、光送信器２の構成は、図４に示す光送信器１とほぼ同じである。ただし、光送信器２は、図４に示す光フィルタ２１の代わりに光フィルタ２３を備える。また、光送信器２は、図７に示していない他の回路またはデバイスを備えてもよい。

信号処理回路１１は、送信データから、各シンボルが６ビットを伝送する光信号を生成するための駆動信号ｂ１～ｂ６を生成する。ここで、信号処理回路１１はナイキストフィルタを備え、駆動信号は、ナイキストフィルタを介して出力される。ナイキストフィルタは、シンボルレートが「ｆｓ」であるときに、カットオフ周波数が「１／２ｆｓ」となる低域通過フィルタである。したがって、例えば、伝送信号のシンボルレートが５０Ｇシンボル／秒（又は、５０Ｇｂａｕｄ）であるときは、ナイキストフィルタのカットオフ周波数は２５ＧＨｚである。この場合、駆動信号ｂ１～ｂ６は、２５ＧＨｚより高い周波数成分が除去されることになる。ただし、ナイキストフィルタは、理想的な低域通過フィルタであり、実際には、例えば、ＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタ等のデジタルフィルタを利用する低域通過フィルタ（または、ロールオフフィルタ）により実現される。この場合、デジタルフィルタの各タップの係数を適切に設定することで所望のカットオフ周波数が得られる。また、このデジタルフィルタにおけるサンプリングレートは、シンボルレートの２倍にあたる１００Ｇサンプル/秒を想定しており、そのサンプリングレートに対応した各ビット信号が遅延回路に出力される。

なお、信号処理回路１１は、例えば、デジタル信号処理器（ＤＳＰ）等のハードウェア回路により実現される。ただし、信号処理回路１１の機能の一部または全部をソフトウェアで実現してもよい。この場合、プロセッサがソフトウェアプログラムを実行することで信号処理回路１１が実現される。

遅延回路１２は、遅延制御部１４から与えられる遅延指示に応じて、駆動信号ｂ１～ｂ６をそれぞれ遅延させる。遅延制御部１４は、モニタ信号に基づいて、遅延回路１２に与える遅延指示を生成する。なお、モニタ信号および遅延制御部１４の動作のついては後で説明する。

駆動回路１０により生成される駆動信号ｂ１～ｂ６は、光変調器１２０に与えられる。ここで、光変調器１２０の構成は、図４および図７において実質的に同じである。すなわち、図７に示す光送信器２においても、光変調器１２０はマッハツェンダ干渉計を構成する光導波路を備え、光導波路の近傍にセグメントＳ１～Ｓ６が設けられている。セグメントＳ１～Ｓ６は、上述したように、マッハツェンダ干渉計の入力ポートと出力ポートとの間に、順番に設けられる。また、この実施例では、セグメントＳ１～Ｓ６の長さは、互いに異なっている。具体的には、セグメントＳ５、Ｓ４、Ｓ３、Ｓ２、Ｓ１の長さは、ぞれぞれ、セグメントＳ６の長さの２倍、４倍、８倍、１６倍、３２倍である。この構成により、光ＤＡＣで各シンボルが６ビットを伝送するＰＡＭが実現される。

光送信器２の動作時には、光変調器１２０に連続光が入力され、セグメントＳ１～Ｓ６に駆動信号ｂ１～ｂ６が与えられる。そうすると、駆動信号ｂ１～ｂ６により連続光が変調され、ＰＡＭ光信号が生成される。

図８は、光変調器１２０の出力光のスペクトルの一例を示す。グラフの横軸は周波数を表し、ｆ０は、光信号の中心周波数を表す。ここで、駆動信号ｂ１～ｂ６は、カットオフ周波数が「１／２ｆｓ」であるナイキストフィルタによりフィルタリングされている。よって、光変調器１２０の出力光は、周波数領域「ｆ０±ｆｓ／２」に信号成分を有する。以下の記載では、この周波数領域を「主信号領域Ｐ１」と呼ぶことがある。

主信号領域Ｐ１の外側の周波数領域においては、信号成分は抑圧されている。ただし、ナイキストフィルタとサンプリングレートで決まる特性により、図８に示すように、サンプリングレートに相当する周波数間隔で周期的に信号成分が現れる。具体的には、主信号領域Ｐ１の両側に、信号成分が抑圧された周波数領域（Ｐ２、Ｐ４、・・・）および信号成分を含む周波数領域（Ｐ３、Ｐ５、・・・）が交互に現れる。なお、信号成分が現れる周期は、ｆｓである。すなわち、各周波数領域Ｐ２、Ｐ３、Ｐ４、Ｐ５、・・・の帯域幅は「ｆｓ」に相当する。

光変調器１２０の出力光は、光フィルタ２３によりフィルタリングされる。そして、光フィルタ２３により抽出される周波数成分がパワーモニタ２２に導かれる。

図９は、図７に示す光フィルタ２３の特性の一例を示す。この実施例では、光フィルタ２３は、主信号領域Ｐ１に隣接する周波数領域Ｐ２に対して通過帯を有する。この通過帯の幅は、伝送信号のシンボルレートに相当する。すなわち、光フィルタ２３は、変調光信号の中心周波数からｆｓ／２だけ離れた第１の周波数と中心周波数から３ｆｓ／２だけ離れた第２の周波数との間の領域の周波数成分を抽出する。例えば、伝送信号のシンボルレートが５０Ｇシンボル／秒（又は、５０Ｇｂａｕｄ）であるときは、光フィルタ２３の通過帯の幅は、５０ＧＨｚである。

パワーモニタ２２は、光フィルタ２３により抽出された光を電気信号に変換する。この電気信号は、光フィルタ２３により抽出された光のパワー（又は、強度）を表す。以下の記載では、パワーモニタ２２により生成される電気信号を「モニタ信号」と呼ぶことがある。

遅延制御部１４は、パワーモニタ２２から出力されるモニタ信号に基づいて、遅延回路１２に与える遅延指示を生成する。モニタ信号は、光フィルタ２３により抽出された光のパワーを表す。具体的には、モニタ信号は、信号成分が抑圧された周波数領域Ｐ２の光パワーを表す。なお、品質の良い変調光信号が生成されるときは、信号成分が抑圧された周波数領域Ｐ２の光パワーが小さくなると考えられる。

図１０は、本発明の実施形態において、駆動信号のタイミングオフセットに対するモニタ信号の変化の一例を示す。なお、各グラフの縦軸は、モニタ信号（即ち、光フィルタ２３により抽出された周波数領域Ｐ２の光パワー）を表す。横軸は、最適状態に対する遅延量のオフセットを表す。

図１０（ａ）は、駆動信号ｂ２～ｂ６の遅延量が最適化されている状態において、駆動信号ｂ１の遅延量のオフセットに対するモニタ信号を表す。モニタ信号は、駆動信号ｂ１の遅延量のオフセットがゼロであるときに極小を有する。そして、オフセットが大きくなると、モニタ信号も大きくなっていく。

図１０（ｂ）は、駆動信号ｂ１およびｂ３～ｂ６の遅延量が最適化されている状態において、駆動信号ｂ２の遅延量のオフセットに対するモニタ信号を表す。図１０（ｃ）は、駆動信号ｂ１～ｂ２およびｂ４～ｂ６の遅延量が最適化されている状態において、駆動信号ｂ３の遅延量のオフセットに対するモニタ信号を表す。図１０（ｄ）は、駆動信号ｂ１～ｂ３およびｂ５～ｂ６の遅延量が最適化されている状態において、駆動信号ｂ４の遅延量のオフセットに対するモニタ信号を表す。図１０（ｅ）は、駆動信号ｂ１～ｂ４およびｂ６の遅延量が最適化されている状態において、駆動信号ｂ５の遅延量のオフセットに対するモニタ信号を表す。図１０（ｆ）は、駆動信号ｂ１～ｂ５の遅延量が最適化されている状態において、駆動信号ｂ６の遅延量のオフセットに対するモニタ信号を表す。

このように、いずれのケースであっても、モニタ信号は、駆動信号の遅延量のオフセットがゼロであるときに極小を有する。そして、オフセットが大きくなると、モニタ信号も大きくなっていく。したがって、モニタ信号を小さくするようにフィードバック制御を行なえば、駆動信号ｂ１～ｂ６のタイミングが最適化されると考えられる。

そこで、遅延制御部１４は、パワーモニタ２２から出力されるモニタ信号を小さくする遅延指示を生成する。好ましくは、遅延制御部１４は、モニタ信号を最小化する遅延指示を生成する。遅延回路１２は、この遅延指示に応じて駆動信号ｂ１～ｂ６をそれぞれ遅延させる。この結果、図１０に示すように、駆動信号ｂ１～ｂ６のタイミングが最適化される。すなわち、駆動信号ｂ１～ｂ６間のスキューが最小化される。したがって、光変調器１２０から出力される光信号の品質（例えば、アイパターンの開口の広さ）が改善する。

なお、図９に示す例では、光フィルタ２３の通過帯は、光信号の中心周波数ｆ０の高周波数側の周波数領域Ｐ２に設定されているが、光信号の中心周波数ｆ０の低周波数側の周波数領域Ｐ２に設定されるようにしてもよい。また、光フィルタ２３の通過帯は、２つの周波数領域Ｐ２に対して設定されるようにしてもよい。

或いは、光フィルタ２３の通過帯は、他の周波数領域に設定されるようにしてもよい。例えば、周波数領域Ｐ３に対して光フィルタ２３の通過帯を設定してもよい。この場合においても、図１１（ａ）～図１１（ｆ）に示すように、駆動信号の遅延量のオフセットがゼロであるときに、モニタ信号は極小を有する。そして、オフセットが大きくなると、モニタ信号も大きくなっていく。したがって、この場合も、モニタ信号を小さくするようにフィードバック制御を行なえば、駆動信号ｂ１～ｂ６のタイミングが最適化されると考えられる。

さらに、光フィルタ２３の通過帯は、主信号領域Ｐ１以外の任意の周波数領域に設定可能である。換言すると、光フィルタ２３は、光変調器１２０の出力光から、変調光信号の中心周波数ｆ０を基準として±ｆｓ／２の領域内の周波数成分を除去すると共に、他の周波数成分の少なくとも一部を抽出する。

図１２は、光フィルタ２３のバリエーションを示す。この実施例では、光フィルタ２３は、図１２（ａ）に示すように、入力ポートＸ、出力ポートＹ、および出力ポートＺを備える。入力ポートＸには、光変調器１２０の出力光が導かれる。出力ポートＹは、光伝送路に接続される。出力ポートＺの出力光は、パワーモニタ２２に導かれる。

光フィルタ２３は、図１２（ｂ）に示すように、周期的な透過特性を有する。即ち、光フィルタ２３は、ｆｓ間隔で通過帯および阻止帯を交互に有する。各通過帯の幅は伝送信号のシンボルレートに相当し、各阻止帯の幅も伝送信号のシンボルレートに相当する。例えば、伝送信号のシンボルレートが５０Ｇシンボル／秒（又は、５０Ｇｂａｕｄ）であるときは、各通過帯の幅および各阻止帯の幅は、それぞれ５０ＧＨｚである。また、入力ポートＸと出力ポートＹとの間の透過特性、及び、入力ポートＸと出力ポートＺとの間の透過特性は、互いに反転している。

入力ポートＸと出力ポートＹとの間では、信号成分を含む周波数領域（Ｐ１、Ｐ３、Ｐ５、・・・）に対して通過帯が設定され、信号成分が抑圧された周波数領域（Ｐ２、Ｐ４、・・・）に対して阻止帯が設定される。よって、光変調器１２０により生成される変調光信号は、光伝送路に出力される。一方、入力ポートＸと出力ポートＺとの間では、信号成分を含む周波数領域（Ｐ１、Ｐ３、Ｐ５、・・・）に対して阻止帯が設定され、信号成分が抑圧された周波数領域（Ｐ２、Ｐ４、・・・）に対して通過帯が設定される。したがって、信号成分が抑圧された周波数領域（Ｐ２、Ｐ４、・・・）の周波数成分がパワーモニタ２２に導かれる。尚、図１２に示す光フィルタ２３の構成は、例えば、T. Akiyama et al., Optics Express vol.29 pp. 7966-7985 (2021) “Cascaded AMZ triplets: a class of demultiplexers having a monitor and control scheme enabling dense WDM on Si nano-waveguide PICs with ultralow crosstalk and high spectral efficiency”に記載されている。

図１３は、光送信器の実施例を示す。この実施例では、光送信器３は、各シンボルが４ビットを伝送する光信号を生成する。よって、信号処理回路１１は、駆動信号ｂｉｔ０～ｂｉｔ３を生成する。駆動信号ｂｉｔ０～ｂｉｔ３は、遅延回路１２およびドライバ回路１５を介して光変調器１２０のセグメントＳ０～Ｓ３に与えられる。ここで、セグメントＳ１は２個のサブセグメントＳ１ａ～Ｓ１ｂから構成され、セグメントＳ２は４個のサブセグメントＳ２ａ～Ｓ２ｄから構成され、セグメントＳ３は８個のサブセグメントＳ３ａ～Ｓ３ｈから構成されている。また、セグメントＳ０、サブセグメントＳ１ａ～Ｓ１ｂ、Ｓ２ａ～Ｓ２ｄ、Ｓ３ａ～Ｓ３ｈの長さは互いに同じである。そして、駆動信号ｂ０はセグメントＳ０に与えられ、駆動信号ｂ１はサブセグメントＳ１ａ～Ｓ１ｂに与えられ、駆動信号ｂ２はサブセグメントＳ２ａ～Ｓ２ｄに与えられ、駆動信号ｂ３はサブセグメントＳ３ａ～Ｓ３ｈに与えられる。なお、光パスを伝搬する光の位相の制御に対して、セグメントの個数をＫ倍にすることは、セグメントの長さをＫ倍にすることと等価である。

遅延回路１２は、各駆動信号を遅延させる可変遅延素子τを備える。すなわち、駆動信号ｂｉｔ０～ｂｉｔ３に対してそれぞれ可変遅延素子τが設けられている。可変遅延素子τの遅延時間は、遅延指示により制御される。また、可変遅延素子τは、例えば、図１４に示すように、直列に接続される複数のインバータ回路により実現される。各インバータ回路は、例えば、直流電源とグランドとの間に設けられる１組のトランジスタにより構成される。この場合、インバータ回路は、１個のｎＭＯＳトランジスタおよび１個のｐＭＯＳトランジスタにより構成される。そして、インバータ回路間の信号線は、可変容量コンデンサを介してグランドに接続される。この場合、遅延指示に対応する電気信号で可変容量コンデンサの容量を制御することで、可変遅延素子τの遅延量が調整される。

受光器（ＰＤ）２２ａおよびモニタ信号生成回路２２ｂは、図７に示すパワーモニタ２２に相当する。受光器２２ａは、フォトダイオードを含み、光フィルタ２３により抽出される光のパワーを表す電流信号を生成する。モニタ信号生成回路２２ｂは、受光器２２ａから出力される電流信号を電圧信号に変換する。この電圧信号がモニタ信号として使用される。コントローラ１４ａは、図７に示す遅延制御部１４に相当する。コントローラ１４ａは、モニタ信号に基づいて遅延回路１２の各可変遅延素子τの遅延量を制御する。

図１５は、光変調器１２０の駆動信号のタイミングを調整する処理の一例を示すフローチャートである。このフローチャートの処理は、例えば、光送信器３の起動時に実行される。なお、光送信器３は、各シンボルがＮビットを伝送する光信号を生成する。即ち、信号処理回路１１は、Ｎ個の異なる駆動信号０～Ｎ－１を生成する。図１３に示す例では、Ｎは４である。

ステップ１において、コントローラ１４ａは、基準ビットｎを決定する。基準ビットｎは、Ｎビットの中の任意の１つのビットである。ステップ２において、コントローラ１４ａは、制御対象ビットｍを決定する。制御対象ビットｍは、Ｎビットの中の基準ビット以外の任意の１つのビットである。ステップ３において、信号処理回路１１は、コントローラ１４ａから与えられる指示に応じて、基準ビットｎを表す駆動信号ｎおよび制御対象ビットｍを表す駆動信号ｍを出力する。このとき、信号処理回路１１は、他の駆動信号を出力しない。よって、光変調器１２０は、基準ビットｎおよび制御対象ビットｍを表す光信号を出力する。

ステップ４において、コントローラ１４ａは、遅延指示を利用して駆動信号ｍに対する遅延量を変化させながら、モニタ信号が最小になる遅延量τ０を決定する。このとき、駆動信号ｎに対する遅延量は固定される。なお、駆動信号ｍに対する遅延量は、±Ｔの範囲で掃引される。「Ｔ」は、伝送信号のシンボルレートの逆数に相当する。例えば、シンボルレートＴが５０Ｇシンボル／秒（又は、５０Ｇｂａｕｄ）であるときは、Ｔは２０ｐ秒である。また、遅延指示は、駆動信号ｍに対応する可変遅延素子τに印加する電圧信号により実現される。

ステップ５において、コントローラ１４ａは、駆動信号ｍに対応する可変遅延素子τに対して、ステップ４で決定した遅延量τ０を設定する。この結果、駆動信号ｎに対して駆動信号ｍのタイミングが最適化される。

ステップ６において、コントローラ１４ａは、Ｅｎａｂｌｅ信号が有効か否かを判定する。Ｅｎａｂｌｅ信号は、ステップ２～ステップ５の実行を表す。例えば、光送信器３の起動時には、Ｅｎａｂｌｅ信号は有効に設定される。また、光送信器３の温度が変化したときにも、Ｅｎａｂｌｅ信号は有効に設定される。そして、Ｅｎａｂｌｅ信号が有効であれば、コントローラ１４ａは、ステップ７において、変数ｍをインクリメントする。ただし、変数ｍがＮに到達したときは、変数ｍは１に初期化される。この後、コントローラ１４ａの処理は、ステップ２に戻る。

このように、Ｅｎａｂｌｅ信号が有効である期間は、コントローラ１４ａは、変数ｍをインクリメントしながらステップ２～ステップ５を繰り返し実行する。即ち、コントローラ１４ａは、駆動信号を１つずつ順番に選択してステップ２～ステップ５を実行する。この結果、駆動信号ｎに対して、他の各駆動信号のタイミングがそれぞれ最適化される。すなわち、駆動信号間のスキューが最小化される。したがって、すべての駆動信号のタイミングが最適化され、光変調器１２０により生成される変調光信号の品質が改善する。

なお、コントローラ１４ａ（或いは、図７に示す遅延制御部１４）は、例えば、プロセッサおよびメモリを含むプロセッサシステムにより実現される。この場合、図１５に示す手順を記述したプログラムコードがメモリに格納され、プロセッサがそのプログラムコードを実行することで、コントローラ１４ａの機能が提供される。或いは、コントローラ１４ａは、図１５に示す手順を実現するように設計されたハードウェア回路で実現してもよい。

図１６は、偏波多重ＩＱ光変調器の一例を示す。偏波多重ＩＱ光変調器は、Ｘ偏波変調器およびＹ偏波変調器を備える。Ｘ偏波変調器およびＹ偏波変調器は、互いに並列に設けられる。Ｘ偏波変調器は、ＸＩ変調器およびＸＱ変調器を備える。ＸＩ変調器およびＸＱ変調器は、互いに並列に設けられる。同様に、Ｙ偏波変調器は、ＹＩ変調器およびＹＱ変調器を備える。ＹＩ変調器およびＹＱ変調器は、互いに並列に設けられる。

上記構成の偏波多重ＩＱ光変調器において、ＸＩ変調器、ＸＱ変調器、ＹＩ変調器、ＹＱ変調器にそれぞれ連続光が入力される。また、ＸＩ変調器、ＸＱ変調器、ＹＩ変調器、ＹＱ変調器に対してそれぞれ駆動信号が与えられる。したがって、ＸＩ変調器、ＸＱ変調器、ＹＩ変調器、ＹＱ変調器は、それぞれＸＩ光信号、ＸＱ光信号、ＹＩ光信号、ＹＱ光信号を生成する。ここで、適切な位相差でＸＩ光信号およびＸＱ光信号を合波することでＸ偏波光信号が生成され、適切な位相差でＹＩ光信号およびＹＱ光信号を合波することでＹ偏波光信号が生成される。そして、偏波ビームコンバイナでＸ偏波光信号およびＹ偏波光信号を合波することで偏波多重光信号が生成される。

ＸＩ変調器、ＸＱ変調器、ＹＩ変調器、ＹＱ変調器は、それぞれ、例えば、図１３に示す構成により実現される。この場合、信号処理回路１１は、ＸＩ変調器、ＸＱ変調器、ＹＩ変調器、ＹＱ変調器により共用されてもよい。この構成によれば、ＸＩ変調器、ＸＱ変調器、ＹＩ変調器、ＹＱ変調器により生成される光信号の品質が良好なので、偏波多重ＩＱ光変調器から送信される偏波多重光信号の品質も良好である。

図１７は、本発明の実施形態に係わる光送信器が実装された光トランシーバの一例を示す。光トランシーバ３０は、ＤＳＰチップ３１、送信回路チップ３２、光集積回路チップ３３、光源（ＬＤ）３４、および受信回路チップ３５を備える。ＤＳＰチップ３１は、指定された変調方式に応じて、送信データから駆動信号を生成する。図１３に示す信号処理回路１１は、ＤＳＰチップ３１により実現される。送信回路チップ３２は、図１３に示す遅延回路１２、ドライバ回路１５、およびコントローラ１４ａを備え、ＤＳＰチップ３１により生成される駆動信号のタイミングを調整することができる。光集積回路チップ３３は、変調器３３ａを備え、光源３４から出力される連続光を駆動信号で変調して変調光信号を生成する。変調器３３ａは、図１３に示す光変調器１２０に相当する。また、光集積回路チップ３３は、不図示のコヒーレント受信器を備え、受信光信号を表す電界情報信号を生成する。受信回路チップ３５は、受信光信号を表す電界情報信号からビット列を再生する。この後、ＤＳＰチップ３１は、復号処理および誤り訂正処理等を行って受信データを再生する。

１、２、３ 光送信器
１０ 駆動回路
１１ 信号処理回路
１２ 遅延回路
１３、１４ 遅延制御部
１４ａ コントローラ
２１、２３ 光フィルタ
２２ パワーモニタ
２２ａ 受光器
２２ｂ モニタ信号生成回路
１２０ 光変調器

Claims (6)

1. シンボルレートがｆｓであり、且つ、各シンボルがＮ（Ｎは、２以上の整数）ビットを伝送する変調光信号を生成するためのＮ個の駆動信号を生成する信号処理回路と、
   マッハツェンダ干渉計、および、前記Ｎ個の駆動信号に応じて前記マッハツェンダ干渉計の光パスを伝搬する光の位相をシフトさせるＮ個の移相セグメントを含み、前記Ｎ個の駆動信号に応じて前記変調光信号を生成する光変調器と、
   前記光変調器の出力光から、前記変調光信号の中心周波数を基準として±ｆｓ／２の領域内の周波数成分を除去すると共に、他の周波数成分の少なくとも一部を抽出する光フィルタと、
   前記光フィルタにより抽出される周波数成分の光パワーを小さくするように前記Ｎ個の駆動信号のタイミングを制御する遅延回路と、
   を備える光送信器。
2. 前記Ｎ個の駆動信号は、前記信号処理回路において、カットオフ周波数がｆｓ／２であるフィルタでフィルタリングされている
   ことを特徴とする請求項１に記載の光送信器。
3. 前記光フィルタは、前記変調光信号の中心周波数からｆｓ／２だけ離れた第１の周波数と前記中心周波数から３ｆｓ／２だけ離れた第２の周波数との間の領域の周波数成分を抽出する
   ことを特徴とする請求項１に記載の光送信器。
4. 前記光フィルタは、ｆｓ間隔で通過帯および阻止帯を交互に有する周期的な透過特性を有し、
   前記阻止帯のうちの１つの中心周波数が前記変調光信号の中心周波数と一致するように設定され、
   前記遅延回路は、前記通過帯を通過する周波数成分の光パワーを小さくするように前記Ｎ個の駆動信号のタイミングを制御する
   ことを特徴とする請求項１に記載の光送信器。
5. 前記遅延回路は、
   前記Ｎ個の駆動信号に対してそれぞれ設けられるＮ個の遅延素子と、
   前記光フィルタにより抽出される周波数成分の光パワーに基づいて前記Ｎ個の遅延素子の遅延量を制御するコントローラと、を備える
   ことを特徴とする請求項１に記載の光送信器。
6. 前記コントローラは、
   前記Ｎ個の駆動信号の中の第１の駆動信号に対して設けられている遅延素子の遅延量を固定し、
   前記Ｎ個の駆動信号の中の他の駆動信号を１つずつ順番に選択し、
   選択した駆動信号および前記第１の駆動信号のみが前記光変調器に与えられる状態で前記光フィルタにより抽出される周波数成分の光パワーを最小化する処理を、前記他の駆動信号をそれぞれに対して実行する
   ことを特徴とする請求項５に記載の光送信器。
   
   

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