JP2023088781A - 光送信器 - Google Patents

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Abstract

【課題】複数の異なる駆動信号を用いて生成される多値変調光信号の品質を改善する。【解決手段】光送信器2は、信号処理回路11、光変調器120、光フィルタ23、および遅延回路12を備える。信号処理回路は、シンボルがN(Nは、2以上の整数)ビットを伝送する変調光信号を生成するためのN個の駆動信号を生成する。光変調器は、マッハツェンダ干渉計、および、N個の駆動信号に応じてマッハツェンダ干渉計の光パスを伝搬する光の位相をシフトさせるN個の移相セグメントを含み、N個の駆動信号に応じて変調光信号を生成する。光フィルタは、光変調器の出力光から、変調光信号の中心周波数を基準として一定の領域内の周波数成分を除去すると共に、他の周波数成分の少なくとも一部を抽出する。遅延回路は、光フィルタにより抽出される周波数成分の光パワーを小さくするようにN個の駆動信号のタイミングを制御する。【選択図】図7

Description

本発明は、多値光信号を送信する光送信器に係わる。
光変調器は、長距離/大容量の光伝送を実現するためのキーデバイスの1つである。光変調器は、例えば、デジタル信号処理器(DSP:Digital Signal Processor)により生成されるデータ信号に対応する電気信号で連続光を変調することで変調光信号を生成する。光変調器を備える光送信器の一例を図1に示す。
図1(a)に示す構成では、DSPにより生成されるデータ信号(デジタル信号)は、デジタル/アナログ変換器(DAC:Digital-to-Analog Converter)によりアナログ信号に変換される。そして、DACの出力信号がアナログドライバ(線形ドライバ)で増幅され、光変調器に与えられる。光変調器は、マッハツェンダ干渉計を構成する光導波路を備え、光導波路の近傍に電極が形成されている。マッハツェンダ干渉計には、連続光が入力される。そして、ドライバの出力信号が電極に与えられると、その信号に応じて導波路を伝搬する光の位相が変化し、データ信号を表す変調光信号が出力される。
この構成において、各シンボルが2ビットのデータを伝送する光信号を生成する場合、DSPは、2ビットパラレル信号を出力する。そうすると、DACから4レベルのアナログ信号が出力されるので、PAM4(4-level Pulse Amplitude Modulation)光信号が生成される。ただし、この構成で十分な光振幅を得るためには、ボーレートが高くなるにつれて大きな振幅のアナログ信号が必要になるので、ドライバの消費電力が大きくなる。
この問題は、例えば、図1(b)に示す構成により緩和される。図1(b)に示す構成では、光変調器は、各シンボルにより伝送される複数のビットそれぞれに対して電極を備える。以下の記載では、データを表す複数の電気信号が与えられる各電極(即ち、位相シフタとして使用される電極)を「移相セグメント」または単に「セグメント」と呼ぶことがある。
各シンボルが2ビットを伝送するときは、光変調器は、下位ビットのための電極(LSBセグメント)および上位ビットのための電極(MSBセグメント)を備える。ここで、同じ電圧振幅の信号が各セグメントに入力されものとすると、MSBセグメントの長さはLSBセグメントの2倍である。そうすると、各セグメントにそれぞれ対応する送信ビットが与えられると、PAM4光信号が生成される。この構成によれば、図1(a)に示す構成と比較して、光変調器に与える電気信号の振幅を大きくする必要がなく、データ遷移時のみに電流が流れるバイナリドライバを使用できるので、消費電力が削減される。尚、図1(b)に示す変調方式は、デジタル信号がマッハツェンダ干渉計に与えられ、光領域でアナログ信号が生成されるので、「光DAC」と呼ばれることがある。
図2は、光DACを備える光送信器の一例を示す。この例では、光送信器100は、駆動回路110および光変調器120を備える。また、光送信器100は、各シンボルが6ビットを伝送する光信号を生成する。
駆動回路110は、信号処理回路111を備える。信号処理回路111は、各シンボルが6ビットを伝送する光信号を生成するための駆動信号を生成する。すなわち、信号処理回路111により駆動信号b1~b6が生成される。光変調器120は、マッハツェンダ干渉計を構成する光導波路を備え、光導波路の近傍に電極(すなわち、移相セグメント)が形成されている。具体的には、光変調器120は、駆動信号b1~b6がそれぞれ与えられるセグメントS1~S6を備える。
ここで、駆動信号b1~b6がセグメントS1~S6に与えられるタイミングは、適切に調整されていることが好ましい。具体的には、マッハツェンダ干渉計の入力ポートから各セグメントS1~S6までの光の伝搬時間に応じて、各駆動信号b1~b6の遅延が設定される。よって、駆動回路110は、駆動信号b1~b6がセグメントS1~S6に到達するタイミングを調整する遅延回路112を備える。すなわち、遅延回路112は、駆動信号b1~b6が適切なタイミングでセグメントS1~S6に与えられるように、駆動信号b1~b6を遅延させる。
尚、位相変調方式に対応した光変調器を駆動するための駆動装置が提案されている(例えば、特許文献1)。また、光変調器の駆動系の信号間の位相ずれを検出してフィードバック制御を行う制御装置が提案されている(例えば、特許文献2)。さらに、複数の位相セグメントを備える光変調器が提案されている(例えば、特許文献3~4)。
特開2010-243767号公報 特開2003-279912号公報 特開2021-071616号公報 米国特許7787713
上述したように、複数の移相セグメントを備える光変調器が知られている。ただし、従来の技術では、複数の移相セグメントに与える複数の駆動信号のタイミングを適切に調整することは容易ではない。加えて、光送信器の動作中に、光デバイス/電気デバイスの温度変化または電圧変動に応じて駆動信号の遅延量を適応的に制御することは困難である。
図3は、図2に示す光送信器100において、駆動信号の遅延量のずれに起因する波形の劣化の一例を示す。ここで、図3(a)は、駆動信号b1~b6の遅延が適切に調整されているときに、光変調器120から出力される光信号の波形を表す。この場合、サンプリング点においてアイパターンの開口が大きく、複数の信号レベルを判定可能である。
図3(b)は、駆動信号b1の遅延量が最適値から5p秒ずれたときの波形を表し、図3(c)は、駆動信号b1の遅延量が最適値から10p秒ずれたときの波形を表す。ここで、駆動信号b1は、各シンボルにより伝送される6ビットのうちの最上位ビットの値を表す。このように、駆動信号の遅延量が最適値からずれると、サンプリング点においてアイパターンの開口が小さくなる。すなわち、光信号の波形が劣化する。
本発明の1つの側面に係わる目的は、複数の異なる駆動信号を用いて生成される多値変調光信号の品質を改善することである。
本発明の1つの態様の光送信器は、シンボルレートがfsであり、且つ、各シンボルがN(Nは、2以上の整数)ビットを伝送する変調光信号を生成するためのN個の駆動信号を生成する信号処理回路と、マッハツェンダ干渉計、および、前記N個の駆動信号に応じて前記マッハツェンダ干渉計の光パスを伝搬する光の位相をシフトさせるN個の移相セグメントを含み、前記N個の駆動信号に応じて前記変調光信号を生成する光変調器と、前記光変調器の出力光から、前記変調光信号の中心周波数を基準として±fs/2の領域内の周波数成分を除去すると共に、他の周波数成分の少なくとも一部を抽出する光フィルタと、前記光フィルタにより抽出される周波数成分の光パワーを小さくするように前記N個の駆動信号のタイミングを制御する遅延回路と、を備える。
上述の態様によれば、複数の異なる駆動信号を用いて生成される多値変調光信号の品質が改善する。
光変調器を備える光送信器の例を示す図である。 光DACを備える光送信器の一例を示す図である。 駆動信号の遅延量のずれに起因する波形の劣化の一例を示す図である。 駆動信号の遅延を適応的に制御する機能を備える光送信器の一例を示す図である。 図4に示す光フィルタの特性を示す図である。 駆動信号のタイミングオフセットに対するモニタ信号の変化の一例を示す図である。 本発明の実施形態に係わる光送信器の一例を示す図である。 光変調器の出力光のスペクトルの一例を示す図である。 図7に示す光送信器に実装される光フィルタの特性の一例を示す図である。 本発明の実施形態において駆動信号のタイミングオフセットに対するモニタ信号の変化の一例を示す図(その1)である。 本発明の実施形態において駆動信号のタイミングオフセットに対するモニタ信号の変化の一例を示す図(その2)である。 光フィルタのバリエーションを示す図である。 光送信器の実施例を示す図である。 可変遅延素子の一例を示す図である。 光変調器の駆動信号のタイミングを調整する処理の一例を示すフローチャートである。 偏波多重IQ光変調器の一例を示す図である。 本発明の実施形態に係わる光送信器が実装された光トランシーバの一例を示す図である。
図4は、駆動信号の遅延を適応的に制御する機能を備える光送信器の一例を示す。この例では、光送信器1は、駆動回路10、光変調器120、光フィルタ21、およびパワーモニタ22を備える。また、光送信器1は、図2に示す光送信器100と同様に、各シンボルが6ビットを伝送する光信号を生成する。
駆動回路10は、信号処理回路11、遅延回路12、および遅延制御部13を備える。信号処理回路11は、各シンボルが6ビットを伝送する光信号を生成するための駆動信号を生成する。すなわち、信号処理回路11により駆動信号b1~b6が生成される。この実施例では、駆動信号b1が最上位ビット(MSB)を表し、駆動信号b6が最下位ビット(LSB)を表す。
光変調器120は、マッハツェンダ干渉計を構成する光導波路を備え、光導波路の近傍に電極(即ち、移相セグメント)が形成されている。具体的には、光変調器120は、駆動信号b1~b6がそれぞれ与えられるセグメントS1~S6を備える。セグメントS1~S6は、マッハツェンダ干渉計の入力ポートと出力ポートとの間に、順番に設けられている。また、セグメントS1~S6の長さは互いに異なっている。具体的には、セグメントS5、S4、S3、S2、S1の長さは、ぞれぞれ、セグメントS6の長さの2倍、4倍、8倍、16倍、32倍である。この構成により、光DACで各シンボルが6ビットを伝送するPAMが実現される。
光フィルタ21は、光変調器120の出力側に設けられ、光変調器120の出力光をフィルタリングする。具体的には、光フィルタ21は、図5に示すように、光変調器120の出力光から主信号成分を抽出する。ここで、例えば、伝送信号のシンボルレートfsが50Gシンボル/秒(又は、50Gbaud)であるときは、光フィルタ21の通過帯の幅は約50GHzである。なお、この明細書の記載では、送信信号は、信号処理回路においてRoot raised cosine形状のナイキストフィルタが施されており、各ビット信号におけるサンプリング周波数は100Gサンプル/秒であることを想定している。
パワーモニタ22は、受光器を含み、光フィルタ21により抽出された光を電気信号に変換する。この電気信号は、光フィルタ21により抽出された光のパワー(又は、強度)を表す。なお、以下の記載では、パワーモニタ22により生成される電気信号を「モニタ信号」と呼ぶことがある。
遅延回路12は、遅延制御部13から与えられる遅延指示に応じて、駆動信号b1~b6をそれぞれ遅延させる。遅延制御部13は、モニタ信号に基づいて、遅延回路12に与える遅延指示を生成する。ここで、図4~図5に示す実施例では、モニタ信号は、光変調器120の出力光に含まれる主信号成分のパワーを表す。また、品質の良い変調光信号が生成されるときは、出力光に含まれる主信号成分のパワーが大きくなると考えられる。したがって、遅延制御部13は、モニタ信号により表される主信号成分のパワーを大きくする遅延指示を生成する。そして、遅延回路12は、この遅延指示に応じて駆動信号b1~b6をそれぞれ遅延させる。この結果、光変調器120の出力光に含まれる主信号成分のパワーが最大化される。ところが、主信号成分のパワーを最大化しても、変調光信号の品質が最適化されるとは限らない。
図6は、駆動信号のタイミングオフセットに対するモニタ信号の変化の一例を示す。なお、各グラフの縦軸は、モニタ信号(すなわち、主信号成分のパワー)を表す。横軸は、最適状態に対する遅延量のオフセットを表す。具体的には、図6(a)は、駆動信号b2~b6の遅延量が最適化されている状態において、駆動信号b1の遅延量のオフセットを表す。また、図6(b)は、駆動信号b1、b3~b6の遅延量が最適化されている状態において、駆動信号b2の遅延量のオフセットを表す。
図6(a)および図6(b)に示すケースにおいても、オフセットがゼロになると、変調光信号の品質(例えば、アイパターンの開口の広さ)が最適化される。ここで、図4~図5に示す光送信器1は、モニタ信号を最大化するように駆動信号b1~b6の遅延量を制御する。そうすると、例えば、図6(a)に示すケースでは、駆動信号b1の遅延量が約-10p秒のオフセットを有する状態に制御されてしまう。また、図6(b)に示すケースでは、駆動信号b2の遅延量が約+20p秒のオフセットを有する状態に制御されてしまう。すなわち、図6に示す例では、いずれのケースにおいても、駆動信号間のスキューを最小化できず、変調光信号の品質が最適化されないおそれがある。なお、モニタ信号のピークが現れる位置は、送信データのパターンに依存することがある。
このように、光変調器120の出力光に含まれる主信号成分のパワーを最大化するフィードバック制御では、変調光信号の品質を最適化できないことがある。そこで、本発明の実施形態に係わる光送信器は、光変調器の出力光に含まれる主信号成分以外の周波数成分の光パワーを利用して、複数の駆動信号の遅延量を制御する。
図7は、本発明の実施形態に係わる光送信器の一例を示す。本発明の実施形態に係わる光送信器2は、駆動回路10、光変調器120、光フィルタ23、およびパワーモニタ22を備える。すなわち、光送信器2の構成は、図4に示す光送信器1とほぼ同じである。ただし、光送信器2は、図4に示す光フィルタ21の代わりに光フィルタ23を備える。また、光送信器2は、図7に示していない他の回路またはデバイスを備えてもよい。
信号処理回路11は、送信データから、各シンボルが6ビットを伝送する光信号を生成するための駆動信号b1~b6を生成する。ここで、信号処理回路11はナイキストフィルタを備え、駆動信号は、ナイキストフィルタを介して出力される。ナイキストフィルタは、シンボルレートが「fs」であるときに、カットオフ周波数が「1/2fs」となる低域通過フィルタである。したがって、例えば、伝送信号のシンボルレートが50Gシンボル/秒(又は、50Gbaud)であるときは、ナイキストフィルタのカットオフ周波数は25GHzである。この場合、駆動信号b1~b6は、25GHzより高い周波数成分が除去されることになる。ただし、ナイキストフィルタは、理想的な低域通過フィルタであり、実際には、例えば、FIR(Finite Impulse Response)フィルタ等のデジタルフィルタを利用する低域通過フィルタ(または、ロールオフフィルタ)により実現される。この場合、デジタルフィルタの各タップの係数を適切に設定することで所望のカットオフ周波数が得られる。また、このデジタルフィルタにおけるサンプリングレートは、シンボルレートの2倍にあたる100Gサンプル/秒を想定しており、そのサンプリングレートに対応した各ビット信号が遅延回路に出力される。
なお、信号処理回路11は、例えば、デジタル信号処理器(DSP)等のハードウェア回路により実現される。ただし、信号処理回路11の機能の一部または全部をソフトウェアで実現してもよい。この場合、プロセッサがソフトウェアプログラムを実行することで信号処理回路11が実現される。
遅延回路12は、遅延制御部14から与えられる遅延指示に応じて、駆動信号b1~b6をそれぞれ遅延させる。遅延制御部14は、モニタ信号に基づいて、遅延回路12に与える遅延指示を生成する。なお、モニタ信号および遅延制御部14の動作のついては後で説明する。
駆動回路10により生成される駆動信号b1~b6は、光変調器120に与えられる。ここで、光変調器120の構成は、図4および図7において実質的に同じである。すなわち、図7に示す光送信器2においても、光変調器120はマッハツェンダ干渉計を構成する光導波路を備え、光導波路の近傍にセグメントS1~S6が設けられている。セグメントS1~S6は、上述したように、マッハツェンダ干渉計の入力ポートと出力ポートとの間に、順番に設けられる。また、この実施例では、セグメントS1~S6の長さは、互いに異なっている。具体的には、セグメントS5、S4、S3、S2、S1の長さは、ぞれぞれ、セグメントS6の長さの2倍、4倍、8倍、16倍、32倍である。この構成により、光DACで各シンボルが6ビットを伝送するPAMが実現される。
光送信器2の動作時には、光変調器120に連続光が入力され、セグメントS1~S6に駆動信号b1~b6が与えられる。そうすると、駆動信号b1~b6により連続光が変調され、PAM光信号が生成される。
図8は、光変調器120の出力光のスペクトルの一例を示す。グラフの横軸は周波数を表し、f0は、光信号の中心周波数を表す。ここで、駆動信号b1~b6は、カットオフ周波数が「1/2fs」であるナイキストフィルタによりフィルタリングされている。よって、光変調器120の出力光は、周波数領域「f0±fs/2」に信号成分を有する。以下の記載では、この周波数領域を「主信号領域P1」と呼ぶことがある。
主信号領域P1の外側の周波数領域においては、信号成分は抑圧されている。ただし、ナイキストフィルタとサンプリングレートで決まる特性により、図8に示すように、サンプリングレートに相当する周波数間隔で周期的に信号成分が現れる。具体的には、主信号領域P1の両側に、信号成分が抑圧された周波数領域(P2、P4、・・・)および信号成分を含む周波数領域(P3、P5、・・・)が交互に現れる。なお、信号成分が現れる周期は、fsである。すなわち、各周波数領域P2、P3、P4、P5、・・・の帯域幅は「fs」に相当する。
光変調器120の出力光は、光フィルタ23によりフィルタリングされる。そして、光フィルタ23により抽出される周波数成分がパワーモニタ22に導かれる。
図9は、図7に示す光フィルタ23の特性の一例を示す。この実施例では、光フィルタ23は、主信号領域P1に隣接する周波数領域P2に対して通過帯を有する。この通過帯の幅は、伝送信号のシンボルレートに相当する。すなわち、光フィルタ23は、変調光信号の中心周波数からfs/2だけ離れた第1の周波数と中心周波数から3fs/2だけ離れた第2の周波数との間の領域の周波数成分を抽出する。例えば、伝送信号のシンボルレートが50Gシンボル/秒(又は、50Gbaud)であるときは、光フィルタ23の通過帯の幅は、50GHzである。
パワーモニタ22は、光フィルタ23により抽出された光を電気信号に変換する。この電気信号は、光フィルタ23により抽出された光のパワー(又は、強度)を表す。以下の記載では、パワーモニタ22により生成される電気信号を「モニタ信号」と呼ぶことがある。
遅延制御部14は、パワーモニタ22から出力されるモニタ信号に基づいて、遅延回路12に与える遅延指示を生成する。モニタ信号は、光フィルタ23により抽出された光のパワーを表す。具体的には、モニタ信号は、信号成分が抑圧された周波数領域P2の光パワーを表す。なお、品質の良い変調光信号が生成されるときは、信号成分が抑圧された周波数領域P2の光パワーが小さくなると考えられる。
図10は、本発明の実施形態において、駆動信号のタイミングオフセットに対するモニタ信号の変化の一例を示す。なお、各グラフの縦軸は、モニタ信号(即ち、光フィルタ23により抽出された周波数領域P2の光パワー)を表す。横軸は、最適状態に対する遅延量のオフセットを表す。
図10(a)は、駆動信号b2~b6の遅延量が最適化されている状態において、駆動信号b1の遅延量のオフセットに対するモニタ信号を表す。モニタ信号は、駆動信号b1の遅延量のオフセットがゼロであるときに極小を有する。そして、オフセットが大きくなると、モニタ信号も大きくなっていく。
図10(b)は、駆動信号b1およびb3~b6の遅延量が最適化されている状態において、駆動信号b2の遅延量のオフセットに対するモニタ信号を表す。図10(c)は、駆動信号b1~b2およびb4~b6の遅延量が最適化されている状態において、駆動信号b3の遅延量のオフセットに対するモニタ信号を表す。図10(d)は、駆動信号b1~b3およびb5~b6の遅延量が最適化されている状態において、駆動信号b4の遅延量のオフセットに対するモニタ信号を表す。図10(e)は、駆動信号b1~b4およびb6の遅延量が最適化されている状態において、駆動信号b5の遅延量のオフセットに対するモニタ信号を表す。図10(f)は、駆動信号b1~b5の遅延量が最適化されている状態において、駆動信号b6の遅延量のオフセットに対するモニタ信号を表す。
このように、いずれのケースであっても、モニタ信号は、駆動信号の遅延量のオフセットがゼロであるときに極小を有する。そして、オフセットが大きくなると、モニタ信号も大きくなっていく。したがって、モニタ信号を小さくするようにフィードバック制御を行なえば、駆動信号b1~b6のタイミングが最適化されると考えられる。
そこで、遅延制御部14は、パワーモニタ22から出力されるモニタ信号を小さくする遅延指示を生成する。好ましくは、遅延制御部14は、モニタ信号を最小化する遅延指示を生成する。遅延回路12は、この遅延指示に応じて駆動信号b1~b6をそれぞれ遅延させる。この結果、図10に示すように、駆動信号b1~b6のタイミングが最適化される。すなわち、駆動信号b1~b6間のスキューが最小化される。したがって、光変調器120から出力される光信号の品質(例えば、アイパターンの開口の広さ)が改善する。
なお、図9に示す例では、光フィルタ23の通過帯は、光信号の中心周波数f0の高周波数側の周波数領域P2に設定されているが、光信号の中心周波数f0の低周波数側の周波数領域P2に設定されるようにしてもよい。また、光フィルタ23の通過帯は、2つの周波数領域P2に対して設定されるようにしてもよい。
或いは、光フィルタ23の通過帯は、他の周波数領域に設定されるようにしてもよい。例えば、周波数領域P3に対して光フィルタ23の通過帯を設定してもよい。この場合においても、図11(a)~図11(f)に示すように、駆動信号の遅延量のオフセットがゼロであるときに、モニタ信号は極小を有する。そして、オフセットが大きくなると、モニタ信号も大きくなっていく。したがって、この場合も、モニタ信号を小さくするようにフィードバック制御を行なえば、駆動信号b1~b6のタイミングが最適化されると考えられる。
さらに、光フィルタ23の通過帯は、主信号領域P1以外の任意の周波数領域に設定可能である。換言すると、光フィルタ23は、光変調器120の出力光から、変調光信号の中心周波数f0を基準として±fs/2の領域内の周波数成分を除去すると共に、他の周波数成分の少なくとも一部を抽出する。
図12は、光フィルタ23のバリエーションを示す。この実施例では、光フィルタ23は、図12(a)に示すように、入力ポートX、出力ポートY、および出力ポートZを備える。入力ポートXには、光変調器120の出力光が導かれる。出力ポートYは、光伝送路に接続される。出力ポートZの出力光は、パワーモニタ22に導かれる。
光フィルタ23は、図12(b)に示すように、周期的な透過特性を有する。即ち、光フィルタ23は、fs間隔で通過帯および阻止帯を交互に有する。各通過帯の幅は伝送信号のシンボルレートに相当し、各阻止帯の幅も伝送信号のシンボルレートに相当する。例えば、伝送信号のシンボルレートが50Gシンボル/秒(又は、50Gbaud)であるときは、各通過帯の幅および各阻止帯の幅は、それぞれ50GHzである。また、入力ポートXと出力ポートYとの間の透過特性、及び、入力ポートXと出力ポートZとの間の透過特性は、互いに反転している。
入力ポートXと出力ポートYとの間では、信号成分を含む周波数領域(P1、P3、P5、・・・)に対して通過帯が設定され、信号成分が抑圧された周波数領域(P2、P4、・・・)に対して阻止帯が設定される。よって、光変調器120により生成される変調光信号は、光伝送路に出力される。一方、入力ポートXと出力ポートZとの間では、信号成分を含む周波数領域(P1、P3、P5、・・・)に対して阻止帯が設定され、信号成分が抑圧された周波数領域(P2、P4、・・・)に対して通過帯が設定される。したがって、信号成分が抑圧された周波数領域(P2、P4、・・・)の周波数成分がパワーモニタ22に導かれる。尚、図12に示す光フィルタ23の構成は、例えば、T. Akiyama et al., Optics Express vol.29 pp. 7966-7985 (2021) “Cascaded AMZ triplets: a class of demultiplexers having a monitor and control scheme enabling dense WDM on Si nano-waveguide PICs with ultralow crosstalk and high spectral efficiency”に記載されている。
図13は、光送信器の実施例を示す。この実施例では、光送信器3は、各シンボルが4ビットを伝送する光信号を生成する。よって、信号処理回路11は、駆動信号bit0~bit3を生成する。駆動信号bit0~bit3は、遅延回路12およびドライバ回路15を介して光変調器120のセグメントS0~S3に与えられる。ここで、セグメントS1は2個のサブセグメントS1a~S1bから構成され、セグメントS2は4個のサブセグメントS2a~S2dから構成され、セグメントS3は8個のサブセグメントS3a~S3hから構成されている。また、セグメントS0、サブセグメントS1a~S1b、S2a~S2d、S3a~S3hの長さは互いに同じである。そして、駆動信号b0はセグメントS0に与えられ、駆動信号b1はサブセグメントS1a~S1bに与えられ、駆動信号b2はサブセグメントS2a~S2dに与えられ、駆動信号b3はサブセグメントS3a~S3hに与えられる。なお、光パスを伝搬する光の位相の制御に対して、セグメントの個数をK倍にすることは、セグメントの長さをK倍にすることと等価である。
遅延回路12は、各駆動信号を遅延させる可変遅延素子τを備える。すなわち、駆動信号bit0~bit3に対してそれぞれ可変遅延素子τが設けられている。可変遅延素子τの遅延時間は、遅延指示により制御される。また、可変遅延素子τは、例えば、図14に示すように、直列に接続される複数のインバータ回路により実現される。各インバータ回路は、例えば、直流電源とグランドとの間に設けられる1組のトランジスタにより構成される。この場合、インバータ回路は、1個のnMOSトランジスタおよび1個のpMOSトランジスタにより構成される。そして、インバータ回路間の信号線は、可変容量コンデンサを介してグランドに接続される。この場合、遅延指示に対応する電気信号で可変容量コンデンサの容量を制御することで、可変遅延素子τの遅延量が調整される。
受光器(PD)22aおよびモニタ信号生成回路22bは、図7に示すパワーモニタ22に相当する。受光器22aは、フォトダイオードを含み、光フィルタ23により抽出される光のパワーを表す電流信号を生成する。モニタ信号生成回路22bは、受光器22aから出力される電流信号を電圧信号に変換する。この電圧信号がモニタ信号として使用される。コントローラ14aは、図7に示す遅延制御部14に相当する。コントローラ14aは、モニタ信号に基づいて遅延回路12の各可変遅延素子τの遅延量を制御する。
図15は、光変調器120の駆動信号のタイミングを調整する処理の一例を示すフローチャートである。このフローチャートの処理は、例えば、光送信器3の起動時に実行される。なお、光送信器3は、各シンボルがNビットを伝送する光信号を生成する。即ち、信号処理回路11は、N個の異なる駆動信号0~N-1を生成する。図13に示す例では、Nは4である。
ステップ1において、コントローラ14aは、基準ビットnを決定する。基準ビットnは、Nビットの中の任意の1つのビットである。ステップ2において、コントローラ14aは、制御対象ビットmを決定する。制御対象ビットmは、Nビットの中の基準ビット以外の任意の1つのビットである。ステップ3において、信号処理回路11は、コントローラ14aから与えられる指示に応じて、基準ビットnを表す駆動信号nおよび制御対象ビットmを表す駆動信号mを出力する。このとき、信号処理回路11は、他の駆動信号を出力しない。よって、光変調器120は、基準ビットnおよび制御対象ビットmを表す光信号を出力する。
ステップ4において、コントローラ14aは、遅延指示を利用して駆動信号mに対する遅延量を変化させながら、モニタ信号が最小になる遅延量τ0を決定する。このとき、駆動信号nに対する遅延量は固定される。なお、駆動信号mに対する遅延量は、±Tの範囲で掃引される。「T」は、伝送信号のシンボルレートの逆数に相当する。例えば、シンボルレートTが50Gシンボル/秒(又は、50Gbaud)であるときは、Tは20p秒である。また、遅延指示は、駆動信号mに対応する可変遅延素子τに印加する電圧信号により実現される。
ステップ5において、コントローラ14aは、駆動信号mに対応する可変遅延素子τに対して、ステップ4で決定した遅延量τ0を設定する。この結果、駆動信号nに対して駆動信号mのタイミングが最適化される。
ステップ6において、コントローラ14aは、Enable信号が有効か否かを判定する。Enable信号は、ステップ2~ステップ5の実行を表す。例えば、光送信器3の起動時には、Enable信号は有効に設定される。また、光送信器3の温度が変化したときにも、Enable信号は有効に設定される。そして、Enable信号が有効であれば、コントローラ14aは、ステップ7において、変数mをインクリメントする。ただし、変数mがNに到達したときは、変数mは1に初期化される。この後、コントローラ14aの処理は、ステップ2に戻る。
このように、Enable信号が有効である期間は、コントローラ14aは、変数mをインクリメントしながらステップ2~ステップ5を繰り返し実行する。即ち、コントローラ14aは、駆動信号を1つずつ順番に選択してステップ2~ステップ5を実行する。この結果、駆動信号nに対して、他の各駆動信号のタイミングがそれぞれ最適化される。すなわち、駆動信号間のスキューが最小化される。したがって、すべての駆動信号のタイミングが最適化され、光変調器120により生成される変調光信号の品質が改善する。
なお、コントローラ14a(或いは、図7に示す遅延制御部14)は、例えば、プロセッサおよびメモリを含むプロセッサシステムにより実現される。この場合、図15に示す手順を記述したプログラムコードがメモリに格納され、プロセッサがそのプログラムコードを実行することで、コントローラ14aの機能が提供される。或いは、コントローラ14aは、図15に示す手順を実現するように設計されたハードウェア回路で実現してもよい。
図16は、偏波多重IQ光変調器の一例を示す。偏波多重IQ光変調器は、X偏波変調器およびY偏波変調器を備える。X偏波変調器およびY偏波変調器は、互いに並列に設けられる。X偏波変調器は、XI変調器およびXQ変調器を備える。XI変調器およびXQ変調器は、互いに並列に設けられる。同様に、Y偏波変調器は、YI変調器およびYQ変調器を備える。YI変調器およびYQ変調器は、互いに並列に設けられる。
上記構成の偏波多重IQ光変調器において、XI変調器、XQ変調器、YI変調器、YQ変調器にそれぞれ連続光が入力される。また、XI変調器、XQ変調器、YI変調器、YQ変調器に対してそれぞれ駆動信号が与えられる。したがって、XI変調器、XQ変調器、YI変調器、YQ変調器は、それぞれXI光信号、XQ光信号、YI光信号、YQ光信号を生成する。ここで、適切な位相差でXI光信号およびXQ光信号を合波することでX偏波光信号が生成され、適切な位相差でYI光信号およびYQ光信号を合波することでY偏波光信号が生成される。そして、偏波ビームコンバイナでX偏波光信号およびY偏波光信号を合波することで偏波多重光信号が生成される。
XI変調器、XQ変調器、YI変調器、YQ変調器は、それぞれ、例えば、図13に示す構成により実現される。この場合、信号処理回路11は、XI変調器、XQ変調器、YI変調器、YQ変調器により共用されてもよい。この構成によれば、XI変調器、XQ変調器、YI変調器、YQ変調器により生成される光信号の品質が良好なので、偏波多重IQ光変調器から送信される偏波多重光信号の品質も良好である。
図17は、本発明の実施形態に係わる光送信器が実装された光トランシーバの一例を示す。光トランシーバ30は、DSPチップ31、送信回路チップ32、光集積回路チップ33、光源(LD)34、および受信回路チップ35を備える。DSPチップ31は、指定された変調方式に応じて、送信データから駆動信号を生成する。図13に示す信号処理回路11は、DSPチップ31により実現される。送信回路チップ32は、図13に示す遅延回路12、ドライバ回路15、およびコントローラ14aを備え、DSPチップ31により生成される駆動信号のタイミングを調整することができる。光集積回路チップ33は、変調器33aを備え、光源34から出力される連続光を駆動信号で変調して変調光信号を生成する。変調器33aは、図13に示す光変調器120に相当する。また、光集積回路チップ33は、不図示のコヒーレント受信器を備え、受信光信号を表す電界情報信号を生成する。受信回路チップ35は、受信光信号を表す電界情報信号からビット列を再生する。この後、DSPチップ31は、復号処理および誤り訂正処理等を行って受信データを再生する。
1、2、3 光送信器
10 駆動回路
11 信号処理回路
12 遅延回路
13、14 遅延制御部
14a コントローラ
21、23 光フィルタ
22 パワーモニタ
22a 受光器
22b モニタ信号生成回路
120 光変調器

Claims (6)

  1. シンボルレートがfsであり、且つ、各シンボルがN(Nは、2以上の整数)ビットを伝送する変調光信号を生成するためのN個の駆動信号を生成する信号処理回路と、
    マッハツェンダ干渉計、および、前記N個の駆動信号に応じて前記マッハツェンダ干渉計の光パスを伝搬する光の位相をシフトさせるN個の移相セグメントを含み、前記N個の駆動信号に応じて前記変調光信号を生成する光変調器と、
    前記光変調器の出力光から、前記変調光信号の中心周波数を基準として±fs/2の領域内の周波数成分を除去すると共に、他の周波数成分の少なくとも一部を抽出する光フィルタと、
    前記光フィルタにより抽出される周波数成分の光パワーを小さくするように前記N個の駆動信号のタイミングを制御する遅延回路と、
    を備える光送信器。
  2. 前記N個の駆動信号は、前記信号処理回路において、カットオフ周波数がfs/2であるフィルタでフィルタリングされている
    ことを特徴とする請求項1に記載の光送信器。
  3. 前記光フィルタは、前記変調光信号の中心周波数からfs/2だけ離れた第1の周波数と前記中心周波数から3fs/2だけ離れた第2の周波数との間の領域の周波数成分を抽出する
    ことを特徴とする請求項1に記載の光送信器。
  4. 前記光フィルタは、fs間隔で通過帯および阻止帯を交互に有する周期的な透過特性を有し、
    前記阻止帯のうちの1つの中心周波数が前記変調光信号の中心周波数と一致するように設定され、
    前記遅延回路は、前記通過帯を通過する周波数成分の光パワーを小さくするように前記N個の駆動信号のタイミングを制御する
    ことを特徴とする請求項1に記載の光送信器。
  5. 前記遅延回路は、
    前記N個の駆動信号に対してそれぞれ設けられるN個の遅延素子と、
    前記光フィルタにより抽出される周波数成分の光パワーに基づいて前記N個の遅延素子の遅延量を制御するコントローラと、を備える
    ことを特徴とする請求項1に記載の光送信器。
  6. 前記コントローラは、
    前記N個の駆動信号の中の第1の駆動信号に対して設けられている遅延素子の遅延量を固定し、
    前記N個の駆動信号の中の他の駆動信号を1つずつ順番に選択し、
    選択した駆動信号および前記第1の駆動信号のみが前記光変調器に与えられる状態で前記光フィルタにより抽出される周波数成分の光パワーを最小化する処理を、前記他の駆動信号をそれぞれに対して実行する
    ことを特徴とする請求項5に記載の光送信器。

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