JP2023078758A - 高圧電源装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】出力電圧に重畳するノイズを低減する。【解決手段】本発明に係る高圧電源装置の一態様は、直流高電圧を出力する電圧発生部と、導通時に電圧発生部による出力電圧を電圧出力端に出力する、半導体スイッチング素子を用いたスイッチ部と、スイッチ部における半導体スイッチング素子の制御端子を駆動する駆動部と、駆動部を通してスイッチ部の導通・非導通を制御する制御部と、を備え、駆動部は、一次巻線（５０２ａ）と二次巻線（５０２ｂ）とを有し、一次巻線と二次巻線との間の該一次巻線の単位ターン数当たりの浮遊容量の、該一次巻線の延伸方向の分布が、該一次巻線の中点に対して対称である高周波トランス（５０２）と、高周波トランスの二次巻線に励起される交流電流を整流する整流部（５０５）と、高周波トランスの一次巻線を差動で励振する平衡出力型の高周波励振部（５０１）と、を含む。【選択図】図２

Description

本発明は高圧電源装置に関する。
質量分析装置では、試料中の各種化合物をイオン化し、生成されたイオンを質量電荷比（m/z）に応じて分離して検出し、その検出信号に基いて化合物を同定したり該化合物を定量したりする。化合物には正イオン化され易いものと負イオン化され易いものとがある。そのため、ガスクロマトグラフ質量分析装置や液体クロマトグラフ質量分析装置は一般に、正イオン測定モードと負イオン測定モードとを交互に切り換えながら繰り返し測定する機能を備えている。
正イオン測定モードと負イオン測定モードとでは、質量分析装置のイオン源、質量分離器、イオン検出器などの各構成要素に印加する電圧の極性を切り替える必要がある。正負のイオン測定モードを高速に切り替えるには、各印加電圧の極性の切替えを高速に行う必要があり、出力電圧の極性の切替えが高速に行える高圧電源装置が使用されている。
こうした高圧電源装置の一つとして特許文献１に記載の装置が知られている。この高圧電源装置は、正極性の直流高電圧＋HVを発生する正電圧発生部と、負極性の直流高電圧－HVを発生する負電圧発生部と、正電圧発生部及び負電圧発生部のそれぞれの出力端に電圧が出力されるときに、該電圧により逆方向バイアス状態となるように接続された放電用ダイオードと、導通時に正電圧発生部の出力端と当該装置の電圧出力端である切替電圧出力端とを接続する正極側高電圧スイッチと、導通時に負電圧発生部の出力端と上記切替電圧出力端とを接続する負極側高電圧スイッチと、該切替電圧出力端に接続される負荷の電位を安定化するために負荷に並列に接続される出力コンデンサと、を備える。
負荷に正極性の高電圧を出力する際には、正極側高電圧スイッチをオン、負極側高電圧スイッチをオフし、正電圧発生部を動作状態、負電圧発生部を停止状態とする。一方、負荷に負極性の高電圧を出力する際には、正極側高電圧スイッチをオフ、負極側高電圧スイッチをオンし、正電圧発生部を停止状態、負電圧発生部を動作状態とする。いずれの場合にも、正電圧発生部又は負電圧発生部から負荷に供給される電力によって、出力コンデンサ等は充電される。出力電圧の極性を切り替える際には一時的に、両電圧発生部を停止状態とする一方、両高電圧スイッチを共にオンする。これによって、出力コンデンサや各電圧発生部に含まれる整流用コンデンサ等に蓄積されていた電荷は、一方の放電用ダイオードを通して放出される。
上記高圧電源装置では、高電圧スイッチとして直流駆動可能であるメカニカルリレーを用いるのが回路的には簡単である。しかしながら、メカニカルリレーは、機械的な接点の摩耗などによる不良などが生じ易く、長期間に亘って高い信頼性を確保するのが難しい。また、オン・オフの切替速度に制約があり、電圧の極性切替えの高速化に対応しにくい。さらにまた、チャタリング・バウンスを考慮した回路設計が必要になる。これに対し、高電圧スイッチとしてパワーＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などの半導体スイッチング素子を使用することで、上記問題の多くを解決することができる。
特許第６５１６０６２号公報
半導体スイッチング素子を使用する場合、該素子をオン・オフ駆動するゲート駆動回路が必要である。高圧電源装置では、扱う電圧が数百Ｖ程度以上である高電圧回路と、扱う電圧が数Ｖ程度である制御用の低電圧回路とが混在する。そのため、低電圧回路の保護等を目的として、絶縁方式のゲート駆動回路が採用されることがよくある。そうした回路の一つとして、トランスと、該トランスの一次巻線を高周波信号により励振する励振回路と、該トランスの二次巻線に励起される交流電流を整流する整流回路と、を含むゲート駆動回路が知られている。このゲート駆動回路では、励振回路からトランスの一次巻線に高周波信号による電流が供給されると、該トランスの二次巻線に交流電流が励起される。その交流電流を整流回路で整流した直流電流が半導体スイッチング素子のゲート－ソース間に接続されたコンデンサ（及びゲートの寄生容量等）を充電し、そのコンデンサの充電電圧が半導体スイッチング素子のゲート閾値電圧を越えると該半導体スイッチング素子はターンオンする。
上述したようなゲート駆動回路を使用した場合、励振回路で生成される高周波信号に由来する高周波ノイズが高圧電源装置の出力電圧に重畳する場合がある。例えば、飛行時間型質量分析装置におけるイオン射出部やフライトチューブなどに印加される高電圧にこうしたノイズが重畳されると、質量分解能や質量精度などの性能が低下するおそれがある。出力電圧に現れる高周波ノイズを軽減する一つの方法は、出力電圧を安定化するための出力コンデンサの静電容量を増加させることである。しかしながら、出力コンデンサの静電容量を増やすと、出力電圧の極性を反転させる際に出力コンデンサを充放電する電荷量が増大し、例えば極性反転時間の増加をもたらすおそれがある。
本発明は上記課題を解決するために成されたものであり、出力電圧の切替えやオン・オフ動作に半導体スイッチング素子を用いた高圧電源装置において、該半導体スイッチング素子のゲート駆動回路に由来して出力電圧に重畳されるノイズを低減することを主たる目的としている。
上記課題を解決するために成された本発明に係る高圧電源装置の一態様は、
直流高電圧を出力する電圧発生部と、
導通時に前記電圧発生部による出力電圧を電圧出力端に出力する、半導体スイッチング素子を用いたスイッチ部と、
前記スイッチ部における半導体スイッチング素子の制御端子を駆動する駆動部と、
前記駆動部を通して前記スイッチ部の導通・非導通を制御する制御部と、
を備え、前記駆動部は、
一次巻線と二次巻線とを有し、該一次巻線と該二次巻線との間の該一次巻線の単位ターン数当たりの浮遊容量の、該一次巻線の延伸方向の分布が、該一次巻線の中点に対して対称である高周波トランスと、
前記高周波トランスの二次巻線に励起される交流電流を整流する整流部と、
前記高周波トランスの一次巻線を差動で励振する平衡出力型の高周波励振部と、
を含むものである。
本発明に係る高圧電源装置の上記態様によれば、高周波トランスの一次巻線と二次巻線との間の浮遊容量の大きさに関係なく、電圧出力端に現れる、高周波トランスの励振に伴って生じるコモンモードノイズを抑制することができる。これにより、高圧電源装置の出力電圧に重畳する、主としてゲート駆動回路に起因するノイズを低減することができる。また、出力コンデンサの静電容量を必要以上に大きくする必要がないので、出力電圧の極性の切替えや立ち上がりに要する時間を短縮することができる。また、出力コンデンサの静電容量を抑えることで該コンデンサの小形化、軽量化が可能であり、高圧電源装置自体の小形化、軽量化にも有利である。
上記態様の高圧電源装置を例えば飛行時間型質量分析装置におけるイオン射出用又はフライトチューブ用の高圧電源装置に適用した場合、出力電圧に重畳するノイズが低減されることで質量分解能や質量精度等を向上させることができる。また、出力コンデンサの静電容量が抑えられることにより、分析時間の短縮を図ることができるとともに、正イオン測定モードと負イオン測定モードとを切り替えて測定する際に実質的に同時であるとみなせる測定が可能である。
本発明の一実施形態である極性切替高圧電源装置の概略ブロック構成図。 本実施形態の極性切替高圧電源装置におけるゲート駆動部の原理的な概略構成図。 不平衡出力型の励振部を用いたゲート駆動部の原理的な概略構成図。 高周波トランスの一次巻線と二次巻線との間の浮遊容量の説明図。 本実施形態の極性切替高圧電源装置において、ゲート駆動部に含まれる高周波トランスの浮遊容量に流れるコモンモード電流の原理説明図（高周波トランスの一次巻線が単独である場合）。 本実施形態の極性切替高圧電源装置において、ゲート駆動部に含まれる高周波トランスの浮遊容量に流れるコモンモード電流の原理説明図（高周波トランスの一次巻線を複数直列接続した場合）。 高周波トランスの浮遊容量の分布が一次巻線の中点に対して対称でない場合に、該浮遊容量に流れるコモンモード電流の説明図。 不平衡出力型の励振部を用い、高周波トランスの浮遊容量の分布が一次巻線の中点に対して対称である場合に該浮遊容量に流れるコモンモード電流の説明図。 本実施形態の極性切替高圧電源装置における高周波トランスの一例を示す図。 従来の極性切替高圧電源装置における出力ノイズの実測波形の一例（Ａ）及び本実施形態の極性切替高圧電源装置における出力ノイズの実測波形の一例（Ｂ）。
以下、本発明に係る高圧電源装置の一実施形態について、従来技術に基く装置と対比しつつ、その構成と動作を説明する。
［本実施形態の極性切替高圧電源装置の全体構成と概略動作］
図１は、本実施形態の極性切替高圧電源装置の概略ブロック構成図である。
本実施形態の極性切替高圧電源装置は、正極性の直流高電圧＋HVを発生する正電圧発生部１と、負極性の直流高電圧－HVを発生する負電圧発生部２と、複数のパワーＭＯＳＦＥＴ３１～３Ｎを含む正極側高電圧スイッチ部３と、同じく複数のパワーＭＯＳＦＥＴ４１～４Ｎを含む負極側高電圧スイッチ部４と、複数のパワーＭＯＳＦＥＴ３１～３Ｎ及びパワーＭＯＳＦＥＴ４１～４Ｎをそれぞれ駆動する複数のゲート駆動部５１～５Ｎ、６１～６Ｎをそれぞれ含む正極側駆動部５及び負極側駆動部６と、正極側高電圧スイッチ部３と負極側高電圧スイッチ部４との接続端である電圧出力端９とグランド（GND）との間に接続された出力コンデンサ７と、制御部８と、を備える。
この極性切替高圧電源装置は、質量分析装置や電気泳動装置などに電圧を印加するものであり、直流高電圧＋HV、－HVの電圧値（絶対値）は通常１kV以上、低くても４００～５００Ｖ程度以上である。
正電圧発生部１及び負電圧発生部２は、それぞれ制御部８の制御に応じて直流高電圧＋HV、－HVを出力できるものであれば、その構成を問わない。一例として、正電圧発生部１及び負電圧発生部２はそれぞれ、特許文献１に記載のように、高電圧の高周波交流信号を出力する励振回路と、高周波交流信号を直流高電圧に変換する整流回路と、直流高電圧に含まれるリップル電圧を除去するフィルタ回路と、を含む構成とすることができる。また、正電圧発生部１及び負電圧発生部２の出力端にそれぞれ電圧が出力されるとき、該電圧により逆方向バイアス状態となる向きに接続される放電用ダイオードを含んでいてもよい。
正極側高電圧スイッチ部３及び負極側高電圧スイッチ部４はそれぞれ、Ｎ個のパワーＭＯＳＦＥＴが直列に接続されたものである。正極側高電圧スイッチ部３に含まれるパワーＭＯＳＦＥＴ３１～３Ｎは、Ｎ個のゲート駆動部５１～５Ｎにより同時にオン・オフ駆動される。負極側高電圧スイッチ部４に含まれるパワーＭＯＳＦＥＴ４１～４Ｎは、Ｎ個のゲート駆動部６１～６Ｎにより同時にオン・オフ駆動される。
制御部８は、正電圧発生部１及び負電圧発生部２による電圧出力動作を制御するとともに、ゲート駆動部５１～５Ｎ、６１～６１Ｎを制御することで、正極側高電圧スイッチ部３及び負極側高電圧スイッチ部４をそれぞれオン・オフ駆動する。制御部８は、例えば、ＣＰＵ、ＲＡＭ、ＲＯＭなどを含むマイクロコンピュータなどを中心として構成されるものとすることができる。
本実施形態の極性切替高圧電源装置において、正電圧発生部１がオン（動作状態）、負電圧発生部２がオフ（停止状態）、正極側高電圧スイッチ部３がオン（導通状態）、負極側高電圧スイッチ部４がオフ（非導通状態）であるとき、電圧出力端９の出力電圧HVoutは正の直流高電圧+HVである。一方、正電圧発生部１がオフ、負電圧発生部２がオン、正極側高電圧スイッチ部３がオフ、負極側高電圧スイッチ部４がオンであるとき、電圧出力端９の出力電圧HVoutは負の直流高電圧-HVである。制御部８が、予め設定されたプログラムに従って正電圧発生部１及び負電圧発生部２のオン・オフ動作、並びに、正極側高電圧スイッチ部３及び負極側高電圧スイッチ部４のオン・オフ動作を制御することで、電圧出力端９には＋HV又は-HVの直流高電圧が出力される。このとき、出力コンデンサ７は、電圧出力端９に接続された図示しない負荷の電位を安定化する機能を有する。
［従来のゲート駆動回路の構成とその課題］
上述したように、ゲート駆動部５１～５Ｎ、６１～６Ｎは、パワーＭＯＳＦＥＴ３１～３Ｎ、４１～４Ｎのゲート（制御端子）を駆動することでオン・オフ動作をさせるものである。ここで、従来技術によるゲート駆動回路の構成とその問題点について説明する。
図３は、従来の一般的なゲート駆動部の概略回路構成図である。
このゲート駆動部１５０は、励振部５１１、高周波トランス５１２、整流用ダイオード５０３と整流用コンデンサ５０４とを含む整流部５０５、及び放電用抵抗５０６、を含む。
励振部５１１がオン状態になると、励振部５１１の出力である高周波信号電圧が高周波トランス５１２の一次巻線５１２ａに印加され、一次巻線５１２ａに高周波電流が流れる。これにより高周波トランス５１２の二次巻線５１２ｂに励起された交流電流は、整流部５０５で整流され、整流用コンデンサ５０４（及びパワーＭＯＳＦＥＴ３０のゲート－ソース間の寄生容量）を充電する。この充電電圧がパワーＭＯＳＦＥＴ３０のゲート閾値電圧を越えると、パワーＭＯＳＦＥＴ３０がオンする。励振部５１１がオフ状態になると、整流用コンデンサ５０４及び上記寄生容量に溜まっている電荷は主として放電用抵抗５０６を通して放電され、パワーＭＯＳＦＥＴ３０はターンオフする。
図４は、上記ゲート駆動部１５０に使用される高周波トランス５１２の一次巻線５１２ａと二次巻線５１２ｂとの間の浮遊容量の説明図である。一次巻線５１２ａと二次巻線５１２ｂとの間には、複数の分布容量Ｃ1、Ｃ2・・・Ｃnの総和に相当する浮遊容量５１２ｃが存在する。図４に示すように、一次巻線５１２ａに不平衡出力型である励振部５１１を接続すると、励振部５１１→一次巻線５１２ａ→浮遊容量５１２ｃ→二次巻線５１２ｂ→二次対地コンデンサ５１６→グランド、という経路でコモンモード電流が流れる。これにより、コモンモード電流に応じたコモンモードノイズが二次対地コンデンサ５１６に発生する。
即ち、図３に示したゲート駆動部１５０を図１に示した高圧電源装置に適用した場合、高周波トランス５１２の一次巻線５１２ａと二次巻線５１２ｂとの間の浮遊容量５１２ｃを通じて出力ノード、つまりは電圧出力端９にコモンモード電流が流れ、電圧発生部１、２に由来する出力ノイズに、さらにコモンモードノイズが重畳され、結果として出力電圧のノイズの増加に繋がる。
図３に示したゲート駆動部１５０を図１に示した高圧電源装置に適用した構成において、電圧出力端９で観測されるコモンモードノイズの大きさは、励振部５１１で生成される励振信号の振幅と高周波トランス５１２における浮遊容量とに比例し、出力コンデンサ７の静電容量に反比例する。そのため、コモンモードノイズを低減するには、励振信号の振幅と高周波トランス５１２の浮遊容量を低減し、出力コンデンサ７の静電容量を増加させればよい。
しかしながら、励振信号の振幅を小さくすると、パワーＭＯＳＦＥＴ３０をオン状態に維持するのに必要なゲート電圧を確保するために、高周波トランス５１２の一次巻線５１２ａと二次巻線５１２ｂとの巻数比を大きくする必要があり、これは一次巻線５１２ａと二次巻線５１２ｂとの間の浮遊容量５１２ｃの増加を招く。また、一次巻線５１２ａと二次巻線５１２ｂとの間の浮遊容量５１２ｃを低減させるには、一次巻線５１２ａと二次巻線５１２ｂとの離間距離を大きくするか、一次巻線５１２ａと二次巻線５１２ｂとの間に静電シールドを配置すればよい。しかしながら、そうした対策はいずれも、高周波トランス５１２の大形化及び高コスト化に繋がる。一方、出力コンデンサ７の静電容量を大きくすると、出力電圧の極性を反転させる際に出力コンデンサ７を充放電する電荷量が増大し、既に述べたように、例えば極性反転時間の増加をもたらす可能性がある。
［本実施形態におけるゲート駆動回路の構成と動作］
図２は、上記課題を解決し得る本実施形態の極性切替高圧電源装置における、正極側駆動部５に含まれるゲート駆動部５１～５Ｎの原理的な概略回路構成図である。ここでは説明を省略するが、負極側駆動部６に含まれるゲート駆動部６１～６Ｎの原理的な概略回路構成も基本的には同じである。図１に示した高圧電源装置では、複数のパワーＭＯＳＦＥＴを直列接続した構成が用いられているが、図２では図３と同様に、単独のパワーＭＯＳＦＥＴ３０を駆動することを想定している。従って、図１中の各パワーＭＯＳＦＥＴ３１～３Ｎはそれぞれ図２中のパワーＭＯＳＦＥＴ３０に対応し、図１中の各ゲート駆動部５１～５Ｎはそれぞれ図２中のゲート駆動部５０に対応する。なお、図２において図３中と実質的に同じ構成要素には同じ符号を付している。つまり、整流部５０５及びそれより後段の構成要素は、本実施形態の装置と従来の装置とで実質的に同じである。
ゲート駆動部５０は、励振部５０１、高周波トランス５０２、整流用ダイオード５０３と整流用コンデンサ５０４とを含む整流部５０５、及び放電用抵抗５０６、を含む。励振部５０１は、図３に示した不平衡出力型の励振部ではなく、互いに波形形状が上下反転している（つまりは逆極性である）二つの高周波信号を出力する平衡出力型の発振回路である。
詳しい構造は後述するが、高周波トランス５０２は、一次巻線５０２ａと二次巻線５０２ｂとの間の一次巻線５０２ａの単位ターン数当たりの浮遊容量の、一次巻線５０２ａの延伸方向に沿った分布が、該一次巻線５０２ａの中点Ｐに対して対称になるように構成されている。勿論、その対称性は、製造上の誤差やばらつきなどのために、完全であるとは限らない。なお、こうした特性の高周波トランスを、以下、浮遊容量分布対称型の高周波トランスといい、そうでない高周波トランスを、浮遊容量分布非対称型の高周波トランスという。
励振部５０１の二つの出力は、高周波トランス５０２の一次巻線５０２ａの両端にそれぞれ接続されている。そのため、励振部５０１がオン状態になると、励振部５０１は一次巻線５０２ａの両端を差動で励振する。これにより高周波トランス５０２の二次巻線５０２ｂに励起された交流電流は、整流部５０５で整流され、整流用コンデンサ５０４（及びパワーＭＯＳＦＥＴ３０のゲート－ソース間の寄生容量）を充電する。この充電電圧がパワーＭＯＳＦＥＴ３０のゲート閾値電圧を越えるとパワーＭＯＳＦＥＴ３０がオンする。励振部５０１をオフすると、整流用コンデンサ５０４及び上記寄生容量に溜まっている電荷は主として放電用抵抗５０６を通して放電され、パワーＭＯＳＦＥＴ３０はターンオフする。
図１に示した高圧電源装置に上記構成のゲート駆動部５０を用いることで、出力電圧に生じるコモンモードノイズが低減される原理を、図５を用いて説明する。
図５は、浮遊容量分布対称型の高周波トランス５０２の一次巻線５０２ａを平衡出力型の励振部５０１にて差動で励振した場合（図５（Ａ）参照）において、高周波トランス５０２の浮遊容量に流れるコモンモード電流の原理的な説明図である。
図５（Ｂ）、(Ｃ）、及び（Ｄ）はいずれも、一次巻線５０２ａのターン数ＮｐをＹ軸（縦軸）としたグラフである。また、図５（Ｂ）、(Ｃ）、及び（Ｄ）に示すグラフのＸ軸（横軸）は、一次巻線５０２ａと二次巻線５０２ｂとの間の一次巻線５０２ａの単位ターン数当たりの浮遊容量（ΔＣ／Δｎ）、一次巻線５０２ａに印加されるコモンモード電圧の瞬時値（一階微分値：ｄＶｃ／ｄｔ）、及び、浮遊容量に流れるコモンモード電流の瞬時値（一階微分値：ΔＩｃ／ｄｔ）、を表している。一次巻線５０２ａと二次巻線５０２ｂとの間に流れるコモンモード電流は、一次巻線５０２ａの微小なターン数に対する浮遊容量毎に、その浮遊容量に印加されるコモンモード電圧の瞬時値を乗じ、その積をＹ軸に沿って（ターン数）で積算することによって求めることができる。
図５（Ｂ）に示すように、高周波トランス５０２の一次巻線５０２ａと二次巻線５０２ｂとの間の一次巻線５０２ａの単位ターン数当たりの浮遊容量の、該一次巻線５０２ａの延伸方向の分布は、Ｘ軸に対して対称である。また、図５（Ｃ）に示すように、一次巻線５０２ａに印加されるコモンモード電圧の瞬時値は、原点０に対して点対称である。そのため、その両者を乗じた値であるコモンモード電流の瞬時値をＹ軸に沿って積算するとゼロになる。これは、図５（Ｄ）に示すグラフにおいて、Ｘ軸より上の斜線の部分とＸ軸より下の斜線の部分とが互いに逆極性で且つその面積が同一であることで示される。即ち、このゲート駆動部５０では、高周波トランス５０２においてコモンモード電流はキャンセルされ、二次巻線５０２ｂとグランドとの間のインピーダンスの大きさとは関係なく、コモンモードノイズの発生を回避することができる。
図１に示すように、一つの高電圧スイッチ部３、４が複数のパワーＭＯＳＦＥＴを直列接続した構成である場合、図６（Ａ）に示すように、浮遊容量分布対称型の高周波トランスの一次巻線をパワーＭＯＳＦＥＴと同数（図６の例では一次巻線５０２ａ１、５０２ａ２、５０２ａ３の３個）直列に接続し、その直列回路の両端を平衡出力型の一つの励振部５０１により差動で励振する構成とすることができる。
図６（Ｂ）～（Ｄ）は、図６（Ａ）に示した回路に対応する図５（Ｂ）～（Ｄ）と同様のグラフである。図６（Ｂ）に示すように、各高周波トランスにおける一次巻線と二次巻線との間の一次巻線５０２ａの単位ターン数当たりの浮遊容量の、該一次巻線５０２ａの延伸方向の分布は、いずれもＸ軸に対して対称である。図６（Ｃ）に示すように、３個の一次巻線５０２ａ１、５０２ａ２、５０２ａ３の直列回路に印加されるコモンモード電圧の瞬時値は、中央に位置する高周波トランスの中点に対応する原点０に対して点対称である。そのため、その両者を乗じた値であるコモンモード電流の瞬時値をＹ軸に沿って積算するとゼロになる。これは、図６（Ｄ）において、中央に位置する高周波トランスに対応するグラフでは、Ｘ軸より上の斜線の部分とＸ軸より下の斜線の部分とが互いに逆極性で且つその面積が同一であり、その中央のグラフを挟んで上に位置するグラフにおける斜線の部分とその中央のグラフを挟んで下に位置するグラフにおける斜線の部分とが、互いに逆極性で且つその面積が同一であることから示される。即ち、この構成においても、コモンモード電流はキャンセルされ、図５の場合と同様に、各高周波トランスの二次巻線とグランドとの間のインピーダンスの大きさとは関係なく、コモンモードノイズの発生を回避することができる。
図７は、図５及び図６との対比のための例であり、図３に示した構成で用いたような浮遊容量分布非対称型の高周波トランス５１２の一次巻線５１２ａを、平衡出力型の励振部５０１により励振した場合（（Ａ）参照）における、高周波トランス５１２の浮遊容量に流れるコモンモード電流の原理的な説明図である。図７（Ｂ）～（Ｄ）は、図７（Ａ）に示した回路に対応する、図５（Ｂ）～（Ｄ）と同様のグラフである。
図７（Ｃ）に示すように、一次巻線５１２ａに印加されるコモンモード電圧の瞬時値は原点０に対して点対称である。しかしながら、図７（Ｂ）に示すように、一次巻線５１２ａと二次巻線５１２ｂとの間の一次巻線５０２ａの単位ターン数当たりの浮遊容量の、該一次巻線５０２ａの延伸方向の分布は、Ｘ軸に対して非対称である。そのため、その両者を乗じた値であるコモンモード電流の瞬時値をＹ軸に沿って積算してもゼロにはならない。これは、図７（Ｄ）に示すグラフにおいて、Ｘ軸より上の斜線の部分とＸ軸より下の斜線の部分とが、互いに逆極性であるもののその面積が同一でないことで示される。即ち、この場合には、図５及び図６とは異なり、コモンモード電流はキャンセルされず、二次巻線５１２ｂとグランドとの間のインピーダンスの大きさに応じたコモンモードノイズが発生する。
一方、図８は、図５及び図６との対比のための別の例であり、図２で用いたような浮遊容量分布対称型の高周波トランス５０２の一次巻線５０２ａを、図３で用いたような不平衡出力型の励振部５１１により励振した場合（（Ａ）参照）における、高周波トランスの浮遊容量に流れるコモンモード電流の原理的な説明図である。図８（Ｂ）～（Ｄ）は、図８（Ａ）に示した回路に対応する、図５（Ｂ）～（Ｄ）と同様のグラフである。
図８（Ｂ）に示すように、一次巻線５０２ａと二次巻線５０２ｂとの間の一次巻線５０２ａの単位ターン数当たりの浮遊容量の、該一次巻線５０２ａの延伸方向の分布は、Ｘ軸に対して対称であるものの、図８（Ｃ）に示すように、一次巻線５０２ａに印加されるコモンモード電圧の瞬時値は原点０に対して点対称でない。そのため、その両者を乗じた値であるコモンモード電流の瞬時値をＹ軸に沿って積算してもゼロにはならない。これは、図８（Ｄ）に示すグラフにおいて、Ｘ軸より上の斜線の部分とＸ軸より下の斜線の部分とが逆極性でない（同極性である）ことから示される。即ち、この場合にも、コモンモード電流はキャンセルされず、二次巻線５０２ｂとグランドとの間のインピーダンスの大きさに応じたコモンモードノイズが発生する。
上記説明から明らかであるように、高圧電源装置の電圧出力端９においてコモンモードノイズの発生を回避する又は軽減するには、図２に示したように、高周波トランスとして浮遊容量分布対称型の高周波トランス５０２を用い、且つ、その一次巻線５０２ａの両端を平衡出力型の励振部５０１により差動で励振させることが必要である。また、直列接続された複数のパワーＭＯＳＦＥＴを駆動する際には、図６（Ａ）に示したように、複数の浮遊容量分布対称型の高周波トランス５０２の一次巻線５０２ａを直列に接続し、その直列回路の両端を平衡出力型の励振部５０１により差動で励振させてもよい。勿論、複数の浮遊容量分布対称型の高周波トランス５０２それぞれに対し、平衡出力型の励振部５０１を設けてもよい。
［高周波トランスの具体例］
図９は、本実施形態の極性切替高圧電源装置において使用され得る、浮遊容量分布対称型の高周波トランス５０２の具体的な構造の一例であり、（Ａ）は平面図、（Ｂ）は（Ａ）中のＡ－ＡＡ矢視線断面図である。
この高周波トランス５０２において、コア５０２ｃはトロイダル形状（ドーナツ形状）であり、このコア５０２ｃに二次巻線５０２ｂが巻回されている。また、コア５０２ｃの中央の上面視円形状である開口部の略中心に、絶縁性部材５０２ｄで被覆された直線状の一次巻線５０２ａが貫通されている。二次巻線５０２ｂのターン数は、必要な電圧や励振信号の振幅等に応じて適宜に調整することができる。
上記構造の高周波トランス５０２では、簡単な構造で以て、一次巻線５０２ａと二次巻線５０２ｂとの間の一次巻線５０２ａの単位ターン数当たりの浮遊容量の、該一次巻線５０２ａの延伸方向の分布を、一次巻線５０２ａの中点Ｐに対して対称とすることができる。
なお、コア５０２ｃの開口部を貫通する一次巻線５０２ａは、コア５０２ｃの中心軸に対して大きく傾いていなければ、その開口部の中心からずれていてもよい。その場合でも、上記の浮遊容量の一次巻線５０２ａの延伸方向の分布の対称性は実質的に確保することができる。また、高周波トランス５０２の具体的な構造は、図９に示したものに限らない。
［実測例］
図１０（Ａ）は、図１に示した極性反転高圧電源装置において、高電圧スイッチ部３、４としてそれぞれパワーＭＯＳＦＥＴを１０個直列に接続し、図９に示した構造の高周波トランス５０２の一次巻線５０２ａを直列に接続して不平衡出力型の励振部５１１にて励振した場合における、つまりは従来技術における、電圧出力端９で観測されるノイズの実測波形である。一方、図１０（Ｂ）は、図１に示した極性反転高圧電源装置において、高電圧スイッチ部３、４としてそれぞれパワーＭＯＳＦＥＴを１０個直列に接続し、図９に示した構造の高周波トランス５０２の一次巻線５０２ａを直列に接続して平衡出力型の励振部５０１にて励振した場合における、つまり本発明の一態様における、電圧出力端９で観測されるノイズの実測波形である。いずれも、高周波トランス５０２の一次巻線５０２ａへの印加電圧は１．２Ｖp-p、出力コンデンサ７は１nF、励振部５０１又は５１１の励振周波数は３３０kHzである。
図１０（Ａ）では、励振周波数を有するコモンモードノイズが明確に観測され、その振幅は約３０mVp-pである。これに対し、図１０（Ｂ）に示すように、本発明の一態様による装置では、コモンモードノイズの振幅は４mVp-pと、図１０（Ａ）の約１／８に低減されている。このように、実測結果からも、上記実施形態の高圧電源装置の有効性を確認することができる。
上記実施形態の高圧電源装置では、高電圧スイッチ部３、４を構成する半導体スイッチング素子としてパワーＭＯＳＦＥＴを用いたが、ＩＧＢＴ等、他の半導体スイッチング素子を用いてもよいことは明白である。また、複数のパワーＭＯＳＦＥＴ又はＩＧＢＴを直列に接続した構成ではなく、１個のパワーＭＯＳＦＥＴ又はＩＧＢＴを用いてもよいことは明らかである。
また、図１、図２、図６（Ａ）等に記載の、上記実施形態の高圧電源装置における回路構成は簡略化したもの、或いは等価的なものであり、様々な変形や追加が可能であることは明らかである。
また、それ以外の点についても、本発明の趣旨の範囲で適宜に変形、追加、修正を行っても本願特許請求の範囲に包含されることは当然である。
［種々の態様］
上述した例示的な実施形態は、以下の態様の具体例であることが当業者により理解される。
（第１項）本発明に係る高圧電源装置の一態様は、
直流高電圧を出力する電圧発生部と、
導通時に前記電圧発生部による出力電圧を電圧出力端に出力する、半導体スイッチング素子を用いたスイッチ部と、
前記スイッチ部における半導体スイッチング素子の制御端子を駆動する駆動部と、
前記駆動部を通して前記スイッチ部の導通・非導通を制御する制御部と、
を備え、前記駆動部は、
一次巻線と二次巻線とを有し、該一次巻線と該二次巻線との間の該一次巻線の単位ターン数当たりの浮遊容量の、該一次巻線の延伸方向の分布が、該一次巻線の中点に対して対称である高周波トランスと、
前記高周波トランスの二次巻線に励起される交流電流を整流する整流部と、
前記高周波トランスの一次巻線を差動で励振する平衡出力型の高周波励振部と、
を含む。
第１項に記載の高圧電源装置によれば、高周波トランスの一次巻線と二次巻線との間の浮遊容量の大きさに関係なく、電圧出力端に現れる、高周波トランスの励振に伴って生じるコモンモードノイズを抑制することができる。これにより、高圧電源装置の出力電圧に重畳する、主としてゲート駆動回路に起因するノイズを低減することができる。また、出力コンデンサの静電容量を必要以上に大きくする必要がないので、出力電圧の極性の切替えや立ち上がりに要する時間を短縮することができる。また、出力コンデンサの静電容量を抑えることで該コンデンサの小形化、軽量化が可能であり、高圧電源装置自体の小形化、軽量化にも有利である。
（第２項）第１項に記載の高圧電源装置において、
前記電圧発生部として、正極性の直流高電圧を出力する第１電圧発生部と、負極性の直流高電圧を出力する第２電圧発生部と、を含み、
前記スイッチ部として、導通時に前記第１電圧発生部の出力電圧を電圧出力端に出力する第１スイッチ部と、導通時に前記第２電圧発生部の出力電圧を前記電圧出力端に出力する第２スイッチ部と、を含む、ものとすることができる。
第２項に記載の高圧電源装置によれば、電圧出力端から正極性の直流高電圧と負極性の直流高電圧とを適宜切り替えて出力させることができる。そして、その出力電圧に重畳するノイズを低減することができる。
（第３項）第１項又は第２項に記載の高圧電源装置において、前記スイッチ部は、複数の半導体スイッチング素子を直列に接続したものであり、前記駆動部は、該複数の半導体スイッチング素子の制御端子をそれぞれ駆動する回路を含むものとすることができる。
第３項に記載の高圧電源装置によれば、出力電圧が大きい場合でも、定格電圧の低い半導体スイッチング素子を使用することができる。それにより、総合的に装置のコストを抑えることが可能となる。また、入手が容易な半導体スイッチング素子を使用しながら、出力電圧を大きくすることができる。
（第４項）第１項～第３項のいずれか１項に記載の高圧電源装置において、前記高周波トランスは、トロイダル形状であるコアと、該コアの中央の開口を貫通する一次巻線と、該コアに巻回された二次巻線と、を含むものとすることができる。
第４項に記載の高圧電源装置によれば、簡単な構造で以て、一次巻線と二次巻線との間の該一次巻線の単位ターン数当たりの浮遊容量の、該一次巻線の延伸方向の分布を、該一次巻線の中点に対して対称とすることができる。
（第５項）第３項に記載の高圧電源装置において、前記高周波トランスは、トロイダル形状であるコアと、該コアの中央の開口を貫通する一次巻線と、該コアに巻回された二次巻線と、を含み、
前記複数の半導体スイッチング素子を駆動する前記駆動部に含まれる、該複数の半導体スイッチング素子にそれぞれ対応する複数の高周波トランスの一次巻線は直列に接続され、該直列に接続された一次巻線が、前記高周波励振部により差動で励振されるものとすることができる。
第５項に記載の高圧電源装置によれば、多数の半導体スイッチング素子を直列に接続してスイッチ部を構成する場合でも、駆動部の構成を簡素化することができる。それにより、装置のコストを低減することができるとともに、装置の小形化、軽量化に有利である。
（第６項）第１項～第５項のいずれか１項に記載の高圧電源装置において、前記高周波トランスの一次巻線と二次巻線との間は、該一次巻線の絶縁被覆により電気的な絶縁性が確保されているものとすることができる。
（第７項）第１項～第６項のいずれか１項に記載の高圧電源装置において、前記半導体スイッチング素子は、パワーＭＯＳＦＥＴ又はＩＧＢＴであるものとすることができる。
１…正電圧発生部
２…負電圧発生部
３…正極側高電圧スイッチ部
４…負極側高電圧スイッチ部
３０、３１～３Ｎ、４０、４１～４Ｎ…パワーＭＯＳＦＥＴ
５…正極側駆動部
５０、５１～５Ｎ、６０、６１～６Ｎ…ゲート駆動部
５０１…励振部
５０２…高周波トランス
５０２ａ、５０２ａ１、５０２ａ２、５０２ａ３…一次巻線
５０２ｂ…二次巻線
５０２ｃ…コア
５０２ｄ…絶縁性部材
５０５…整流部
５０３…整流用ダイオード
５０４…整流用コンデンサ
５０６…放電用抵抗
６…負極側駆動部
７…出力コンデンサ
８…制御部
９…電圧出力端

Claims (7)

  1. 直流高電圧を出力する電圧発生部と、
    導通時に前記電圧発生部による出力電圧を電圧出力端に出力する、半導体スイッチング素子を用いたスイッチ部と、
    前記スイッチ部における半導体スイッチング素子の制御端子を駆動する駆動部と、
    前記駆動部を通して前記スイッチ部の導通・非導通を制御する制御部と、
    を備え、前記駆動部は、
    一次巻線と二次巻線とを有し、該一次巻線と該二次巻線との間の該一次巻線の単位ターン数当たりの浮遊容量の、該一次巻線の延伸方向の分布が、該一次巻線の中点に対して対称である高周波トランスと、
    前記高周波トランスの二次巻線に励起される交流電流を整流する整流部と、
    前記高周波トランスの一次巻線を差動で励振する平衡出力型の高周波励振部と、
    を含む、高圧電源装置。
  2. 前記電圧発生部として、正極性の直流高電圧を出力する第１電圧発生部と、負極性の直流高電圧を出力する第２電圧発生部と、を含み、
    前記スイッチ部として、導通時に前記第１電圧発生部の出力電圧を電圧出力端に出力する第１スイッチ部と、導通時に前記第２電圧発生部の出力電圧を前記電圧出力端に出力する第２スイッチ部と、を含む、請求項１に記載の高圧電源装置。
  3. 前記スイッチ部は、複数の半導体スイッチング素子を直列に接続したものであり、前記駆動部は、該複数の半導体スイッチング素子の制御端子をそれぞれ駆動する回路を含む、請求項１又は２に記載の高圧電源装置。
  4. 前記高周波トランスは、トロイダル形状であるコアと、該コアの中央の開口を貫通する一次巻線と、該コアに巻回された二次巻線と、を含む、請求項１～３のいずれか１項に記載の高圧電源装置。
  5. 前記高周波トランスは、トロイダル形状であるコアと、該コアの中央の開口を貫通する一次巻線と、該コアに巻回された二次巻線と、を含み、
    前記複数の半導体スイッチング素子を駆動する前記駆動部に含まれる、該複数の半導体スイッチング素子にそれぞれ対応する複数の高周波トランスの一次巻線は直列に接続され、該直列に接続された一次巻線が、前記高周波励振部により差動で励振される、請求項３に記載の高圧電源装置。
  6. 前記高周波トランスの一次巻線と二次巻線との間は、該一次巻線の絶縁被覆により電気的な絶縁性が確保されている、請求項１～５のいずれか１項に記載の高圧電源装置。
  7. 前記半導体スイッチング素子はＭＯＳＦＥＴ又はＩＧＢＴである、請求項１～６のいずれか１項に記載の高圧電源装置。
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