JP2670406B2 - ゲート電力供給回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、自己消弧形素子等のス
イッチング動作を利用して主回路から自己消弧形素子の
ゲ―ト駆動回路にゲ―ト電力を供給するようにしたゲ―
ト電力供給回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】インバ―タ装置などの電力変換装置に自
己消弧形素子を適用することで従来に比べて電源側及び
負荷側高調波の抑制、電源力率の改善、装置の小形化な
どの利点が得られる。これまでは高電圧、大電流に耐え
られる自己消弧形素子が得られなかったが、最近はＧＴ
Ｏに代表されるような高電圧、大電流用途に適した自己
消弧形素子が製造できるようになったため、大電力分野
への自己消弧形素子の応用が活発となってきた。

【０００３】ＧＴＯのような自己消弧形素子を高電圧用
途に応用するときには、自己消弧形素子のゲ―ト駆動回
路の駆動電源の問題が無視できない。特に大電力分野で
おもに用いられているスイッチング素子であるＧＴＯの
場合には大きな問題となる。なぜなら、ＧＴＯは電流制
御形素子であり、しかもタ―ンオフ時の電流増幅度が小
さいので、タ―ンオフ時には主回路電流の数分の一とい
う、非常に大きな電流をＧＴＯのゲ―トに流さなければ
ならない。又、ＧＴＯはオン時にも、導通損失を低減す
るためにゲ―トに電流を流し続ける必要がある。そのた
めＧＴＯのゲ―ト駆動回路の消費電力は、ＧＴＯの品種
にもよるが、ひとつのＧＴＯにつき１００Ｗ以上にも達
する。

【０００４】ＧＴＯのゲ―ト駆動回路は駆動対象となる
ＧＴＯのカソ―ド及びゲ―トに直接つながるため、電気
的には駆動対象のＧＴＯのカソ―ドと同じ電位に置かれ
る。ＧＴＯを直列接続する場合には、各々のＧＴＯのゲ
―ト駆動回路はそれぞれ異る電位に置かれるため、各々
のゲ―ト駆動回路の電源もまた、それぞれ電位が異って
いなければならない。即ち、ゲ―ト駆動回路の電源は、
それぞれのＧＴＯ毎に互いに絶縁されなければならな
い。

【０００５】従来使用されているＧＴＯのゲ―ト駆動回
路の例を図１２に示す。図１２では電力変換回路を構成
する複数のＧＴＯの中の一個のＧＴＯとそれに付随する
スナバ回路及びゲ―ト駆動回路を示している。

【０００６】図１２において、ＧＴＯ１が主スイッチン
グ素子であり、ダイオ―ド２とコンデンサ３とはＧＴＯ
１のスナバ回路をなし、ＧＴＯ１の電圧上昇率を抑え、
タ―ンオフ時のＧＴＯの損失を抑える。ダイオ―ド４は
フリ―ホイリングダイオ―ドであって回生モ―ドにおい
て主回路電流の通路となる。抵抗５は直流バランス抵抗
であり、多数個直列接続されるＧＴＯの各々の直流分担
電圧を、各ＧＴＯの特性の僅かなバラツキに影響されな
いようにバランスさせる働きをする。

【０００７】ＧＴＯ１のゲ―トはゲ―ト駆動回路１０に
よって駆動される。ゲ―トのオン・オフ信号は光フファ
イバ１１によって、光信号で伝送されてゲ―ト駆動回路
１０内の図示しない光受信モジュ―ルによって電気信号
に変換される。光信号を用いるので、ゲ―トのオン、オ
フ信号については各ＧＴＯ１ごとの絶縁は自動的に達成
される。ゲ―ト駆動回路１０の電源は、絶縁変圧器１３
を経由して高周波交流電源１４から供給される高周波電
力を、整流器１２によって整流して直流電力とすること
で得ている。高周波交流電源１４は低電位部に置かれて
各ＧＴＯで共通に使用され、各ＧＴＯ１間での電位の差
は、各々のＧＴＯ１に相対する絶縁変圧器１３によって
絶縁されている。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】しかし、ＧＴＯを多数
直列接続し、直流母線電圧が数十ＫＶを超える変換器に
従来技術を応用するには大きな問題がある。即ち、低電
位部から絶縁変圧器を介して高周波電力を送り込むため
には、数十ＫＶの高電圧を絶縁することができる、極端
に絶縁耐圧の大きな絶縁変圧器が多数個必要となるから
である。このような絶縁変圧器は、大きなスペ―スを必
要とするのみならず、はなはだしく高価なものとなって
しまう。そのため、スペ―ス及びコストの面で、従来技
術ではＧＴＯを多数直列接続して高電圧用途に応用する
には問題があった。

【０００９】従って、本発明の目的は、絶縁変圧器を省
略し、自己消弧形素子のオン・オフ動作を利用してゲ―
ト駆動回路へ供給する電力を主回路から得るようにした
ゲ―ト電力供給回路を提供することにある。

【００１０】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の請求項（１）に係るゲ―ト電力供給回路
は、電力変換回路を構成するスイッチング素子に並列接
続される第１のコンデンサとリアクトルから成る直列回
路と、前記リアクトルに並列接続される第１のダイオ―
ドと第２のコンデンサから成る直列回路を具備し、前記
第２のコンデンサに蓄えられるエネルギを前記スイッチ
ング素子のゲ―ト駆動回路等に供給するものである。

【００１１】又、本発明の請求項（２）に係るゲ―ト電
力供給回路は、電力変換回路を構成するスイッチング素
子に並列接続される第１のコンデンサとリアクトルと第
２のダイオ―ドから成る直列回路と、前記リアクトルと
第２のダイオ―ドの直列回路に並列接続される第１のダ
イオ―ドと第２のコンデンサから成る直列回路を具備
し、前記第２のコンデンサに蓄えられるエネルギを前記
スイッチング素子のゲ―ト駆動回路等に供給するもので
ある。

【００１２】更に、本発明の請求項（３）に係るゲ―ト
電力供給回路は、電力変換回路を構成するスイッチング
素子に並列接続される第１のコンデンサとリアクトルか
ら成る直列回路と、前記リアクトルに並列接続される第
３のコンデンサと、前記リアクトルと第３のコンデンサ
の並列回路に並列接続される第１のダイオ―ドと第２の
コンデンサから成る直列回路を具備し、前記第２のコン
デンサに蓄えられるエネルギを前記スイッチング素子の
ゲ―ト駆動回路等に供給するものである。

【００１３】更に又、本発明の請求項（４）に係るゲ―
ト電力供給回路は、電力変換回路を構成するスイッチン
グ素子に並列接続される第１のコンデンサとリアクトル
から成る直列回路と、前記リアクトルに並列接続される
第１のダイオ―ドと第２のコンデンサから成る直列回路
を具備し、前記第２のコンデンサに蓄えられるエネルギ
をチョッパ回路或いはＤＣ／ＤＣコンバ―タ回路を介し
て前記スイッチング素子のゲ―ト駆動回路等に供給する
ものである。

【００１４】又、本発明の請求項（５）に係るゲ―ト電
力供給回路は、電力変換回路を構成するスイッチング素
子に並列接続される第１のコンデンサとリアクトルから
成る直列回路と、前記リアクトルに並列接続される第１
のダイオ―ドと第２のコンデンサから成る直列回路と、
前記第２のコンデンサに並列接続される半導体スイッチ
と抵抗とから成る直列回路を具備し、前記第２のコンデ
ンサに蓄えられるエネルギを前記スイッチング素子のゲ
―ト駆動回路等に供給し、且つ前記第２のコンデンサの
電圧が所定値に達した時に前記半導体スイッチをオンす
るようにしたものである。

【００１５】更に、本発明の請求項（６）に係るゲ―ト
電力供給回路は、電力変換回路を構成するスイッチング
素子に並列接続される第１のコンデンサとリアクトルか
ら成る直列回路と、前記リアクトルに並列接続される第
１のダイオ―ドと第２のコンデンサから成る直列回路
と、前記スイッチング素子の一端に一方の端子が接続さ
れ他方の端子が前記第１のダイオ―ドと第２のコンデン
サの直列接続点に接続される抵抗とを具備し、前記スイ
ッチング素子のオフ時前記抵抗を介して前記第２のコン
デンサを充電し、前記第２のコンデンサに蓄えられたエ
ネルギを前記スイッチング素子のゲ―ト駆動回路等に供
給するものである。

【００１６】

【作用】請求項（１）に係る発明においては、スイッチ
ング素子がオフの期間に第１のコンデンサに蓄えれるエ
ネルギは、スイッチング素子がオンの期間にリアクトル
を経由して第２のコンデンサに移るため、スイッチング
素子がスイッチング動作している時は第２のコンデンサ
に所定のエネルギを蓄えられるため、この第２のコンデ
ンサに蓄えられるエネルギをスイッチング素子のゲ―ト
駆動回路等に供給することができる。

【００１７】請求項（２）に係る発明においては、スイ
ッチング素子がオフの期間に第１のコンデンサに蓄えれ
るエネルギは、スイッチング素子がオンの期間にリアク
トルを経由して第２のコンデンサに移るため、スイッチ
ング素子がスイッチング動作している時は第２のコンデ
ンサに所定のエネルギを蓄えることができ、この第２の
コンデンサに蓄えられるエネルギをスイッチング素子の
ゲ―ト駆動回路等に供給することができるが、この過程
においてリアクトルに振動電流が流れるため、この振動
電流はリアクトルに直列接続される第２のダイオ―ドに
よって除去できる。

【００１８】請求項（３）に係る発明においては、スイ
ッチング素子がオフの期間に第１のコンデンサに蓄えれ
るエネルギは、スイッチング素子がオンの期間にリアク
トルを経由して第２のコンデンサに移るため、スイッチ
ング素子がスイッチング動作している時は第２のコンデ
ンサに所定のエネルギを蓄えることができ、この第２の
コンデンサに蓄えられるエネルギをスイッチング素子の
ゲ―ト駆動回路等に供給することができるが、この過程
においてリアクトルにスパイク電圧が現れるが、このス
パイク電圧はリアクトルに並列接続される第３のコンデ
ンサによって除去できる。

【００１９】請求項（４）に係る発明においては、スイ
ッチング素子がオフの期間に第１のコンデンサに蓄えれ
るエネルギは、スイッチング素子がオンの期間にリアク
トルを経由して第２のコンデンサに移るため、スイッチ
ング素子がスイッチング動作している時は第２のコンデ
ンサに所定のエネルギを蓄えられるため、この第２のコ
ンデンサに蓄えられるエネルギをスイッチング素子のゲ
―ト駆動回路等に供給する場合、チョッパ回路或いはＤ
Ｃ／ＤＣコンバ―タ回路を介して前記スイッチング素子
のゲ―ト駆動回路等に供給することによって、ゲ―ト駆
動回路等に高精度の安定した電力を供給することができ
る。

【００２０】請求項（５）に係る発明においては、スイ
ッチング素子がオフの期間に第１のコンデンサに蓄えれ
るエネルギは、スイッチング素子がオンの期間にリアク
トルを経由して第２のコンデンサに移るため、スイッチ
ング素子がスイッチング動作している時は第２のコンデ
ンサに所定のエネルギを蓄えられるため、この第２のコ
ンデンサに蓄えられるエネルギをスイッチング素子のゲ
―ト駆動回路等に供給する場合、通常第２のコンデンサ
に蓄えられるエネルギよりゲ―ト駆動回路等で消費する
エネルギの方が少いようにしているため、第２のコンデ
ンサの電圧は徐々に上昇し過電圧にある恐れがある。こ
のため、第２のコンデンサの電圧が所定値に達した時に
第２のコンデンサに並列接続される半導体スイッチと抵
抗とから成る直列回路を構成する前記半導体スイッチを
オンすることによって第２のコンデンサのエネルギは前
記抵抗で消費されるため、第２のコンデンサの過電圧を
抑制出来る。

【００２１】請求項（６）に係る発明においては、スイ
ッチング素子がオフの期間に第１のコンデンサに蓄えれ
るエネルギは、スイッチング素子がオンの期間にリアク
トルを経由して第２のコンデンサに移るため、スイッチ
ング素子がスイッチング動作している時は第２のコンデ
ンサに所定のエネルギを蓄えられることが出来る。しか
しスイッチング素子がスイッチング動作を開始する前の
オフ状態の時には第２のコンデンサに蓄えられるエネル
ギは非常に小さいため、スイッチング素子がオフ状態の
時に抵抗を介して第２のコンデンサを充電し、スイッチ
ング素子のスイッチング動作開始以前に第２のコンデン
サに予め所定のエネルギを蓄えておくことができる。

【００２２】

【実施例】図１は本発明の一実施例を示す構成図であり
図において、１は主回路の自己消弧形素子（以下ＧＴＯ
１と記す）であり、スナバダイオ―ド２とスナバコンデ
ンサ３の直列回路から成るスナバ回路及びフリ―ホイ―
リングダイオ―ド４及び直流バランス抵抗５をＧＴＯ１
に並列に接続する。第１のコンデンサ６の一端をＧＴＯ
１のアノ―ドに接続し、他端を第１のダイオ―ド７のア
ノ―ドに接続する。リアクトル８の一端を第１のダイオ
―ド７のアノ―ドに接続し、他端をＧＴＯ１のカソ―ド
に接続する。第２のコンデンサ９の一端と第１のダイオ
―ド７のカソ―ドを接続し、第２のコンデンサ９の他端
をＧＴＯ１のカソ―ドに接続する。ＧＴＯ１のスイッチ
ング動作時に第２のコンデンサ９に蓄えられるエネルギ
をゲ―ト駆動回路１０に供給する。ゲ―ト駆動回路１０
は、光ファイバ１１からの光信号によってゲ―ト信号を
発生し、ＧＴＯ１のゲ―ト信号となる。前述のように構
成した図１のゲ―ト電力供給回路の動作を図２を参照し
て説明する。

【００２３】ＧＴＯ１がオフしている間に、第１のコン
デンサ６は第１のダイオ―ド７、第２のコンデンサ９を
通して、ほぼＧＴＯ１の直流分担電圧まで充電されてい
る。図２の時点Ａにおいて、ＧＴＯ１がタ―ンオンを開
始する。時点ＡからＧＴＯ１のアノ―ド・カソ―ド間電
圧ＶAKが下がり、これと共に第１のコンデンサ６の電荷
は第１のコンデンサ６→ＧＴＯ１→リアクトル８→第１
のコンデンサ６の経路で放電し、第１のコンデンサ６の
電圧ＶC6は下がり始める。第１のコンデンサ６の放電が
終わって第１のコンデンサ６の電圧が零になり、リアク
トル８の電流ＩL8は最大値に達する。引き続きリアクト
ル８の電流が第１のコンデンサ６を逆方向に充電し、時
点Ｂに至る。時点Ｂで第１のコンデンサ６の電圧が第２
のコンデンサ９の電圧と等しくなり、第１のダイオ―ド
７が導通を開始し、第１のダイオ―ド７の電流ＩD7が立
ち上がる。第１のダイオ―ド７が導通すると、リアクト
ル８の電流は第２のコンデンサ９と第１のコンデンサ６
とに分流することになる。この状態で第２のコンデンサ
９と第１のコンデンサ６の電流の比は静電容量の比と等
しくなる。第２のコンデンサ９の容量は、ゲ―ト駆動回
路１０への供給電圧の変動を抑えるために、第１のコン
デンサ６よりも非常に大きな値とするから、リアクトル
８の電流のほとんどは第２のコンデンサ９に流れ込む。
即ち、時点Ｂ以降、リアクトル８の持っているエネルギ
はほとんど第２のコンデンサ９に流れ込む。時点Ｃで第
１のダイオ―ド７の電流は零になる。

【００２４】時点Ｃにおいて、第１のコンデンサ６は逆
方向に充電されている。このエネルギは時点Ｃ以降、リ
アクトル８との間で振動的にやりとりされているうち
に、ＧＴＯ１の導通損失等の形で徐々に消費され、時点
ＤでＧＴＯ１がタ―ンオフし、第１のコンデンサ６が再
び充電されるまで振動が続く。この損失の形で消費され
るエネルギＥlossは、第１のコンデンサ６の容量をＣ6
、第２のコンデンサ９の電圧の最高値をＶc9とする
と、 Ｅloss＝Ｃ6 ・（Ｖc9）² ／２ となる。通常、Ｖc9の値はゲ―ト駆動回路１０の電源電
圧として好適な十数Ｖ程度の低い値である。第１のコン
デンサ６がＧＴＯ１の直流分担電圧ＶD まで充電されて
いるときに得たエネルギＥc6は、 Ｅc6＝Ｃ6 ・（ＶD)² ／２ である。これらの式より、第１のコンデンサ６が逆充電
されることで失われるエネルギの率が分る。代表的な値
として、ＶD ＝３０００［Ｖ］，Ｖc9＝１５［Ｖ］とす
れば、失われるエネルギのパ―センテ―ジは、 （Ｅloss／Ｅc6）×１００＝（Ｖc9／ＶD)² ×１００ ＝（１５／３０００）² ×１００ ＝０．００２５［％］ このように、エネルギロスとしては、ほとんど無視でき
るほど小さく、実用上問題になるものとは考えられな
い。

【００２５】とはいえ、用途によっては、時点Ｃ以降に
第１のコンデンサ６とリアクトル８との間に流れる振動
電流が問題となる場合も考えられる。図３はこの点を考
慮して為された本発明の第２の実施例を示す構成図であ
る。この図３の実施例は、図１に示す実施例のリアクト
ル８に図示極性で第２のダイオ―ド１５を直列に接続し
たものである。

【００２６】以下、図３に示す第２の実施例の動作を図
４を参照して説明する。図４の時点Ａから、時点Ｃまで
は、図１の実施例と全く同じ動作をする。時点Ｃより先
では第２のダイオ―ド１５の作用によって動作が異って
くる。

【００２７】即ち、第１のコンデンサ６は逆充電される
が、この電荷がリアクトル８を通って放電しようとして
も、リアクトル８に直列に接続されている第２のダイオ
―ド１５によっ放電は阻止される。そのため、第１のコ
ンデンサ６の逆充電電荷はＧＴＯ１が再びオフし始める
時点Ｄまでそのまま保持され、振動電流は流れることは
ない。時点Ｄ以降、ＧＴＯ１に流れていた電流が、第１
のコンデンサ６、第１のダイオ―ド７、第２のコンデン
サ９と流れて第１のコンデンサ６が再充電される際に、
逆充電電荷は第２のコンデンサ９に流れ込むことにな
る。

【００２８】さて、図１の実施例では、リアクトル８に
印加される電圧の最大値は、ＧＴＯ１が分担する直流分
担電圧ＶD とほぼ等しい。このことは以下のように説明
できる。ＧＴＯ１のタ―ンオン時間は１０μs 程度と、
第１のコンデンサ６の放電回路の時定数と比べて短い。
そのためＧＴＯ１のタ―ンオンが完了した時点では、第
１のコンデンサ６の電圧はＧＴＯ１がオフしている間に
充電された値ＶD をそのまま保つと考えられる。しかる
に、リアクトル８に印加される電圧は、第１のコンデン
サ６の電圧からＧＴＯ１の電圧を差し引いたものである
から、ＧＴＯ１のタ―ンオンが完了した時点では、第１
のコンデンサ６の電圧がそのままリアクトル８に印加さ
れることになる。従って、リアクトル８に印加される電
圧は、ＧＴＯ１のタ―ンオンが完了した時点で最大とな
り、その値はＧＴＯ１の直流分担電圧ＶD とほぼ等し
い。直流分担電圧ＶD は、通常３０００Ｖ程度の高電圧
であり、このような高電圧の印加に耐えられるようなリ
アクトルは、サイズ・コストとともに大きくならざるを
得ない。

【００２９】そこで、リアクトル８に印加される電圧を
抑える工夫を施したのが、本発明の第３の実施例であ
る。図５は本発明の第３の実施例を示す構成図であり、
この実施例は、図１の実施例におけるリアクトル８に、
並列に第３のコンデンサ１６を接続したものである。

【００３０】以下、図５に示す第３の実施例の動作を図
６を参照して説明する。図６の時点Ａにおいて、ＧＴＯ
１はタ―ンオンを開始する。この時点Ａにおいては第１
のコンデンサ６はＧＴＯ１の直流分担電圧まで充電され
ていて、第３のコンデンサ１６の電荷は零である。時点
ＡからＧＴＯ１のアノ―ド・カソ―ド間電圧ＶAKが下が
りだし、これと共に第１のコンデンサ６の電荷はＧＴＯ
１を通って第３のコンデンサ１６に移る。第１のコンデ
ンサ６の電圧と第３のコンデンサ１６の電圧の差がＧＴ
Ｏ１の電圧ＶAKと等しいのだから、時点ＥでＧＴＯ１の
電圧ＶAKがほぼ零と見做せるようになるときには第１の
コンデンサ６と第３のコンデンサ１６の電圧とは相等し
くなり、従って、リアクトル８の電圧ＶL8もまた相等し
くなる。時点Ｅから第１のコンデンサ６の電荷はＧＴＯ
１を経由してリアクトル８を流れて放電し、第１のコン
デンサ６の電荷はそのまま並列接続されているリアクト
ル８を通って放電する。時点Ｂで第１のコンデンサ６及
び第３のコンデンサ１６の放電は同時に終わり、第１の
コンデンサ６及び第３のコンデンサ１６の電圧は零にな
る。時点Ｂにおいて、リアクトル８の電流ＩL8は最大値
に達する。時点Ｂにおいて、第１のコンデンサ６及び第
３のコンデンサ１６の電圧は第２のコンデンサ９の電圧
と等しくなり、第１のダイオ―ド７が導通を開始する。
第１のダイオ―ド７が導通すると、リアクトル８の電流
は第２のコンデンサ９と第１のコンデサ６と第３のコン
デンサ１６とに分流することになる。この状態での第２
のコンデンサ９と第１のコンデンサ６と第３のコンデン
サ１６の電流の比は静電容量の比と等しくなる。第２の
コンデンサ９の容量は、ゲ―ト駆動回路１０への供給電
圧の変動を抑えるために、第１のコンデンサ６及び第３
のコンデンサ１６よりも非常に大きい値するのだから、
リアクトル８の電流のほとんどは第２のコンデンサ９に
流れ込む。即ち、時点Ｂ以降、リアクトル８の持ってい
るエネルギはほとんど第２のコンデンサ９に流れ込む。
時点Ｃで第１のダイオ―ド７の電流ＩD7は零になる。時
点Ｃにおいて、第１のコンデンサ６及び第３のコンデン
サ１６は逆方向に充電されている。このエネルギは時点
Ｃ以降、リアクトル８との間で振動的にやりとりされる
うちにＧＴＯ１の導通損失などの形で徐々に消費され、
時点ＤでＧＴＯ１がタ―ンオフし、第１のコンデンサ６
が再び充電されるまで振動が続く。

【００３１】ここで第３のコンデンサ１６を付け加える
ことで、リアクトル８の電圧がどの程度に抑えられるか
を示す。リアクトル８に印加される電圧の最大値は、時
点Ｅでの第３のコンデンサ１６電圧Ｖc16(E)と相等し
く、これは以下のようにして計算される。

【００３２】ＧＴＯ１がタ―ンオンに要する時間は高々
１０μs 程度と極短いので、この期間にリアクトル８に
流れる電流の影響は無視できる。そのため、第１のコン
デンサ６に蓄えられていた電荷がそのまま第３のコンデ
ンサ１６に移動して、ＧＴＯ１のタ―ンオンが完了した
時点Ｅで、第１のコンデンサ６の電圧と第３のコンデン
サ１６の電圧とが相等しくなると考えてよい。従って、
時点Ａでの第１のコンデンサ６の電荷をＱc6(A) とし時
点Ｅでの第１のコンデンサ６の電荷をＱc6(E)同じく第
３のコンデンサ１６の電荷をＱc16(E)とすれば、 Ｑc6(A) ＝Ｑc6(E) ＋Ｑc16(E)

【００３３】しかるに、コンデンサの電荷は電圧と静電
容量の積であるから、第１のコンデンサ６の時点Ａでの
電圧を直流分担電圧ＶD とし、時点Ｅでの第１のコンデ
ンサ６の電圧をＶc6(E) 、同じく第３のコンデンサ１６
の電圧をＶc16(E)とすれば、 ＶD ・Ｃ6 ＝Ｖc6(E) ・Ｃ6 ＋Ｖc16(E)・Ｃ１６

【００３４】すでに述べた通り、第１のコンデンサ６の
電圧と第３のコンデンサ１６の電圧の差はＧＴＯ１の電
圧に等しいのだから、時点Ｅにおいて、ＧＴＯ１の電圧
ＶＡＫが零と見做せることを考えれば、 Ｖc6(E) ＝Ｖc16(E) これらの２つの式から Ｖc16(E)＝［Ｃ6 ／（Ｃ16＋Ｃ6 ）］・ＶD となる。即ち、リアクトル８に印加される電圧の最大値
は、図１に示す実施例に比較して、第３のコンデンサ１
６と第１のコンデンサ６とで分圧された値まで低減され
る。例えば、第３のコンデンサ１６の値を第１のコンデ
ンサ６と相等しい値とするならば、リアクトル８に印加
される電圧の最大値は、図１の実施例に対して半分の値
となる。

【００３５】ただし、第３の実施例では、リアクトル８
の最大印加電圧を抑えることはできるが、そのかわりエ
ネルギ効率は低下する。さきほどの計算で求めたＶc6
(E) およびＶc16(E)の値より、時点Ｅにおける第１のコ
ンデンサ６及び第３のコンデンサ１６に蓄えられている
エネルギの和は、 ＥTOT(E)＝（Ｃ6 ・Ｖc6(E )² ／２）＋（Ｃ16・Ｖc16(E)² ／２） ＝（Ｃ6 ・ＶD ² ）［Ｃ6 ／（Ｃ16＋Ｃ6 ）］ もともと、Ｃ6 に蓄えれていたエネルギが ＥTOT(A)＝（Ｃ6 ・ＶD ² ／２） であることを考えれば、時点Ａで蓄えられていたもとの
エネルギの内 ［Ｃ6 ／（Ｃ16＋Ｃ6 ）］ だけしか残っていないことがわかる。それ以外のエネル
ギはＧＴＯ１で損失となっている。この損失は、電力変
換器ト―タルでの損失に比べれば、ごくわずかなもので
しかないが、ＧＴＯ１の損失増加としては、その影響は
無視できない。このため、第３の実施例は、ＧＴＯ１の
損失の多少の増加は問題ないが、リアクトル８の最大印
加電圧を抑えたい用途に適した実施例といえる。

【００３６】これまでの実施例では、第２のコンデンサ
９の電圧をそのままゲ―ト駆動回路１０の電源電圧とし
て用いているが、これに対して第２のコンデンサ９の電
圧を数百Ｖ程度の電圧として、ゲ―ト駆動回路１０との
間にチョッパ回路或いはＤＣ／ＤＣコンバ―タ回路を設
けて、ゲ―ト駆動回路１０の電源電圧として好適な十数
Ｖ程度の電圧の電源を得るようにしたのが、図７に示し
た本発明の第４の実施例である。

【００３７】図７の実施例は、図１の実施例において、
第２のコンデンサ９とゲ―ト駆動回路１０との間にＤＣ
／ＤＣコンバ―タ回路１７を設けたもので、その他の構
成は図１の構成と同じものである。

【００３８】ＤＣ／ＤＣコンバ―タ回路１７は、第２の
コンデンサ９の電圧が入力電圧として印加される制御回
路１８、制御回路１８によって駆動されるトランジスタ
１９a ，１９b は、トランジスタ１９a がオンの時には
１９b がオフ、トランジスタ１９b がオンの時には１９
a がオフとなるように交互にスイッチング動作を行っ
て、変圧器２０の一次巻線に交流電圧を印加する。変圧
器２０によって２つの適当な電圧に変圧された後に、整
流器２１a ，２１b によって直流に変換され、コンデン
サ２２a ，２２b によって平滑されて、ゲ―ト駆動回路
１０に好適な２種類の絶縁された直流電源として供給す
る。

【００３９】この際、制御回路１８は、ＤＣ／ＤＣコン
バ―タ回路１７の出力電圧を監視し、常に定められた電
圧を維持するようにトランジスタ１９a ，１９b のそれ
ぞれのオン・オフ時間比を制御する機能を持っている。

【００４０】この第４の実施例では、これまでの実施例
とは異り、ゲ―ト駆動回路１０に２つの直流電圧を供給
している。スイッチング素子の中でもＧＴＯの場合は、
オン時にはゲ―トをカソ―ドに対して正側に、オフ時に
は負側に駆動するために、ゲ―ト駆動回路１０が正負の
２つの電源を必要とする。第４の実施例はこのような用
途に好適なものである。

【００４１】又、ＤＣ／ＤＣコンバ―タ回路１７を設け
ることによって、電力変換器における異常事態に対処す
る能力が高められる効果がある。以下この理由を説明す
る。本発明のゲ―ト電力供給回路はコンデンサに蓄えら
れたスイッチング素子の直流分担電圧がおおもとの電力
源となっているため、なんらかの事故によって電力変換
器の直流母線電圧が失われた場合には、事故が復旧する
か或いは運転の継続を断念するまでは、ゲ―ト電力は第
２のコンデンサ９に蓄えられたエネルギだけから供給を
続けなければならない。このような異常事態に陥った場
合、第２のコンデンサ９の電圧は平常時に比べて大幅に
低下すると考えられる。第２のコンデンサ９の電圧をそ
のままゲ―ト駆動回路１０に供給している場合には、第
２のコンデンサ９の電圧低下はゲ―ト駆動回路１０の異
常動作を招く恐れが大きい。ところが、すでにＤＣ／Ｄ
Ｃコンバ―タ回路１７の動作を説明した時に述べたよう
に、ＤＣ／ＤＣコンバ―タ回路１７は、出力電圧を一定
とするように内部のトランジスタ１９a ，１９b のオン
・オフ時間比を制御するようになっている。そのため、
ＤＣ／ＤＣコンバ―タ回路１７を経由してゲ―ト駆動回
路１０に電力を供給しているならば、たとえ第２のコン
デンサ９の電圧が大幅に低下した場合でも、ＤＣ／ＤＣ
コンバ―タ回路１７の出力電圧は平常時と変わらないレ
ベルを維持することが可能である。このように、ＤＣ／
ＤＣコンバ―タ回路１７の出力電圧調整能力によって、
ゲ―ト電力供給回路が異常事態に対処する能力は高めら
れる。 本発明の第４の実施例では、第２のコンデンサ
９とゲ―ト駆動回路１０との間にＤＣ／ＤＣコンバ―タ
回路１７を設けているが、同様の電圧変換機能を果すこ
とができるならば、ＤＣ／ＤＣコンバ―タ回路１７に限
らずチョッパ回路等を用いても同様の効果が得られるこ
とは言うまでもない。

【００４２】第２のコンデン９の電圧は第１のコンデン
サ６より供給される電力とゲ―ト駆動回路１０の消費す
る電力とがバランスしている限り、平均的には一定の電
圧となる。しかし、実際には、第１のコンデンサ６より
供給される電力はスイッチング素子の直流分担電圧の変
動、部品定数の誤差や経年変化などの要因よって変動す
るし、ゲ―ト駆動回路１０の消費する電力も同様に変動
する。そのため、第１のコンデンサ６より供給される電
力はさまざまな変動要因を考慮した上で、余裕を見込ん
で、ゲ―ト駆動回路１０の消費電力よりもやや多めに設
定することになる。なぜならば、もしも第１のコンデン
サ６より供給される電力が不足すれば、第２のコンデン
サ９の電圧は低下していき、やがてはゲ―ト駆動回路１
０が誤動作するからである。このような理由で、第１の
コンデンサ６より供給される電力はゲ―ト駆動回路１０
が消費する電力よりも平均的には大きく設定されるの
で、そのままでは第２のコンデンサ９の電圧は徐々に上
昇していき、やがてはゲ―ト駆動回路１０の電源電圧と
して好適な範囲を逸脱してしまう。

【００４３】図８に示す本発明の第５の実施例は、第２
のコンデンサ９の過電圧を防止した実施例であり、この
実施例は、図１の実施例において、第２のコンデンサ９
に抵抗２３とスイッチング素子２４から成る直列回路を
並列に接続したものである。図８に示す第５の実施例に
おいて、第２のコンデンサ９の電圧が過電圧になったと
判断した時点において半導体スイッチ２４をオンさせる
と、抵抗２３によって第２のコンデンサ９に蓄えられた
エネルギが消費され、第２のコンデンサ９の電圧が下り
これによって第２のコンデンサ９の過電圧は抑制するこ
とができる。これまで述べてきた通り、本発明は、ＧＴ
Ｏ１の直流分担電圧まで充電されたコンデンサに蓄えら
れた高電圧の静電エネルギを、ＧＴＯ１自身のスイッチ
ングによって、低い電圧のエネルギに変換してゲ―ト駆
動回路１０の電力源とするものである。そのため、前述
実施例においては、ＧＴＯ１がスイッチングを開始する
前は第２のコンデンサ９の電圧は非常に低い値である。
従って、ＧＴＯ１がスイッチングを開始する前に、ある
程度の電圧を必要とする場合は、図９に示す本発明の第
６の実施例を用いれば良い。図９の実施例は、図１の実
施例においてＧＴＯ１のアノ―ドとカソ―ドの間に抵抗
２５，２６から成る分圧回路を設け、この分圧回路の分
圧点に第３のダイオ―ド２７のアノ―ドを接続し、カソ
―ドを第２のコンデンサ９の一端に接続したものであ
る。

【００４４】このように構成することによって、電力変
換回路の直流母線に電圧が印加されると、抵抗２５，２
６から成る分圧回路にも電圧が印加され、初期状態では
分圧回路から第３のダイオ―ド２７を介して第２のコン
デンサ９が充電されることになる。第３のダイオ―ド２
７はＧＴＯ１がオンしている状態で、分圧抵抗２５によ
って、第２のコンデンサ９の電力を消費することがない
ように入れられているが、この分圧抵抗２５の抵抗値は
極めて高いため省略しても良い。

【００４５】なお、図１の実施例ではＧＴＯ１に並列に
入っている直流バランス抵抗５が、図９の本発明の第６
の実施例では入っていない。これは、分圧回路の抵抗２
５，２６が直流バランス抵抗５の働きをなすためであ
る。むろん、抵抗２５，２６とは別に直流バランス抵抗
５を設けてもかまわないが、部品点数を削減することで
スペ―ス及びコストの点で有利となり、信頼性が向上す
ることを考えれば、直流バランス抵抗５を削減する方が
より有利であると考えられる。

【００４６】図１０は、本発明の第７の実施例を示す構
成図であり、この実施例は図８の本発明の第５の実施例
と、図９に示す本発明の第６の実施例を組合わせたもの
で、この場合は分圧回路の抵抗２６を省略することがで
き、図８の本発明の第５の実施例の効果と、図９に示す
本発明の第６の実施例の効果を合せ持つものである。こ
の場合も、前述同様に第３のダイオ―ド２７は省略して
も良い。

【００４７】図１１は、本発明の第８の実施例を示す構
成図で、この実施例は図７の本発明の第４の実施例と、
図９に示す本発明の第６の実施例を組合わせたものであ
り、この場合も図７の本発明の第４の実施例の効果と、
図９に示す本発明の第６の実施例の効果を合せ持つもの
である。

【００４８】尚、以上の説明では、スイッチング素子と
してＧＴＯを用いた例を述べているが、本発明はスイッ
チング素子をＧＴＯに限定するものではなく、他の自己
消弧形素子であっても良い。

【００４９】更に、前述説明ではスイッチング素子をＧ
ＴＯとしているため１０をゲ―ト駆動回路としている
が、スイッチング素子がトランジスタ等の場合にも適用
できるものであるから本発明が適用出来る回路をゲ―ト
駆動回路等とする。

【００５０】更に又、本発明の名称をゲ―ト電力供給回
路としているが、前述と同様に本発明はスイッチング素
子がトランジスタ等の場合にも適用できるものであるか
ら、ゲ―ト電力供給回路はトランジスタ等のようなスイ
ッチング素子を制御する回路も含まれるものとする。

【００５１】

【発明の効果】以上説明のように、本発明による請求項
（１）に記載のゲ―ト電力供給回路によれば、主回路に
置かれるスイッチング素子のスイッチング動作を利用し
て、主回路側からエネルギを得るために、スイッチング
素子のオフの期間に第１のコンデンサに蓄えれるエネル
ギを、スイッチング素子がオンの期間にリアクトルを経
由して第２のコンデンサに移し、この第２のコンデンサ
に蓄えられるエネルギを利用するものであるから、従来
技術で必要としていた多数の高耐圧の絶縁変圧器が不要
となり、自己消弧形素子で構成される変換回路の小形
化、低コスト化が出来る。

【００５２】又、本発明による請求項（２）に記載のゲ
―ト電力供給回路によれば、請求項（１）に係る発明の
効果のほかに、ゲ―ト電力供給回路を構成するリアクト
ルに流れる振動電流を抑制することができる。

【００５３】更に、本発明による請求項（３）に記載の
ゲ―ト電力供給回路によれば、請求項（１）に係る発明
の効果のほかに、ゲ―ト電力供給回路を構成するリアク
トルに発生するスパイク電圧を抑制することができる。

【００５４】更に又、本発明による請求項（４）に記載
のゲ―ト電力供給回路によれば、請求項（１）に係る発
明の効果のほかに、スイッチング素子のゲ―ト駆動回路
等に安定したエネルギを供給できる。

【００５５】又、本発明による請求項（５）に記載のゲ
―ト電力供給回路によれば、請求項（１）に係る発明の
効果のほかに、ゲ―ト電力供給回路を構成する第２のコ
ンデンサの過電圧を抑制することができる。

【００５６】更に、本発明による請求項（６）に記載の
ゲ―ト電力供給回路によれば、請求項（１）に係る発明
の効果のほかに、ゲ―ト電力供給回路を構成する第２の
コンデンサにスイッチング素子のスイッチング動作開始
以前に、予め所定のエネルギを蓄えておくことができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のゲ―ト電力供給回路の一実施例を示す
構成図。

【図２】［図１］に示すゲ―ト電力供給回路の動作を説
明するための動作波形図。

【図３】本発明のゲ―ト電力供給回路の第２の実施例を
示す構成図。

【図４】［図３］に示すゲ―ト電力供給回路の動作を説
明するための動作波形図。

【図５】本発明のゲ―ト電力供給回路の第３の実施例を
示す構成図。

【図６】［図５］に示すゲ―ト電力供給回路の動作を説
明するための動作波形図。

【図７】本発明のゲ―ト電力供給回路の第４の実施例を
示す構成図。

【図８】本発明のゲ―ト電力供給回路の第５の実施例を
示す構成図。

【図９】本発明のゲ―ト電力供給回路の第６の実施例を
示す構成図。

【図１０】本発明のゲ―ト電力供給回路の第７の実施例
を示す構成図。

【図１１】本発明のゲ―ト電力供給回路の第８の実施例
を示す構成図。

【図１２】従来のゲ―ト電力供給回路の構成図。

【符号の説明】

１ ……自己消弧形素子、 ２ ……スナバダイオ―ド、 ３ ……スナバコンデンサ ４ ……フリ―ホイリングダイオ―ド、 ５ ……直流バランス抵抗、 ６ ……第１のコンデンサ、 ７ ……第１のダイオ―ド、 ８ ……リアクトル、 ９ ……第２のコンデンサ、 １０ ……ゲ―ト駆動回路、 １１ ……光ファイバ、 １２ ……整流器、 １３ ……絶縁変圧器、 １４ ……高周波交流電源、 １５ ……第２のダイオ―ド、 １６ ……第３のコンデンサ、 １７ ……ＤＣ／ＤＣコンバ―タ回路、 １８ ……ＤＣ／ＤＣコンバ―タ制御回路、 １９ ……トランジスタ、 ２０ ……変圧器、 ２１ ……整流器、 ２２ ……コンデンサ、 ２３ ……抵抗、 ２４ ……半導体スイッチ、 ２５ ……分圧抵抗、 ２６ ……分圧抵抗、 ２７ ……第３のダイオ―ド、

Claims (6)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 電力変換回路を構成するスイッチング
   素子に並列接続される第１のコンデンサとリアクトルか
   ら成る直列回路と、前記リアクトルに並列接続される第
   １のダイオ―ドと第２のコンデンサから成る直列回路を
   具備し、前記第２のコンデンサに蓄えられるエネルギを
   前記スイッチング素子のゲ―ト駆動回路等に供給するこ
   とを特徴とするゲ―ト電力供給回路。
2. 【請求項２】 前記リアクトルに第２のダイオ―ドを
   直列に接続したことを特徴とする請求項１に記載のゲ―
   ト電力供給回路。
3. 【請求項３】 前記リアクトルに第３のコンデンサを
   並列に接続したことを特徴とする請求項１に記載のゲ―
   ト電力供給回路。
4. 【請求項４】 電力変換回路を構成するスイッチング
   素子に並列接続される第１のコンデンサとリアクトルか
   ら成る直列回路と、前記リアクトルに並列接続される第
   １のダイオ―ドと第２のコンデンサから成る直列回路を
   具備し、前記第２のコンデンサに蓄えられるエネルギを
   チョッパ回路或いはＤＣ／ＤＣコンバ―タ回路を介して
   前記スイッチング素子のゲ―ト駆動回路等に供給するこ
   とを特徴とするゲ―ト電力供給回路。
5. 【請求項５】 電力変換回路を構成するスイッチング
   素子に並列接続される第１のコンデンサとリアクトルか
   ら成る直列回路と、前記リアクトルに並列接続される第
   １のダイオ―ドと第２のコンデンサから成る直列回路
   と、前記第２のコンデンサに並列接続される半導体スイ
   ッチと抵抗とから成る直列回路を具備し、前記第２のコ
   ンデンサに蓄えられるエネルギを前記スイッチング素子
   のゲ―ト駆動回路等に供給し、且つ前記第２のコンデン
   サの電圧が所定値に達した時に前記半導体スイッチをオ
   ンするようにしたことを特徴とするゲ―ト電力供給回
   路。
6. 【請求項６】 電力変換回路を構成するスイッチング
   素子に並列接続される第１のコンデンサとリアクトルか
   ら成る直列回路と、前記リアクトルに並列接続される第
   １のダイオ―ドと第２のコンデンサから成る直列回路
   と、前記スイッチング素子の一端に一方の端子が接続さ
   れ他方の端子が前記第１のダイオ―ドと第２のコンデン
   サの直列接続点に接続される抵抗を具備し、前記スイッ
   チング素子のオフ時前記抵抗を介して前記第２のコンデ
   ンサを充電し、前記第２のコンデンサに蓄えられるエネ
   ルギを前記スイッチング素子のゲ―ト駆動回路等に供給
   することを特徴とするゲ―ト電力供給回路。