KR101566754B1 - 전류 불평형 감소를 위한 트랜스포머 - Google Patents

전류 불평형 감소를 위한 트랜스포머 Download PDF

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Abstract

전류 불평형 감소를 위한 트랜스포머가 개시된다. 본 발명의 트랜스포머는 보빈; 1차 코일; 제1의 2차 코일; 및 제2의 2차 코일을 포함하고, 상기 제1의 2차 코일 및 제2의 2차 코일이 상기 보빈 상에 권선되고, 상기 1차 코일이 상기 제1의 2차 코일 및 제2의 2차 코일 상에 권선된다. 이때, 상기 제1의 2차 코일 및 제2의 2차 코일은 한 쌍으로서 상기 보빈 상에 권선될 수 있다.

Description

전류 불평형 감소를 위한 트랜스포머 {TRANSFORMER FOR REDUCING UNBALANCED CURRENT}
본 발명은 트랜스포머에 관한 것으로서, 더 상세하게는 보빈에 권선되는 코일의 구조를 변경하여 전류 불평형을 감소하기 위한 펄스 트랜스포머에 관한 것이다.
전기 자동차 또는 하이브리드 전기 자동차의 보조 배터리 충전 장치로는 고전압의 직류를 저전압의 직류로 변환하는 DC-DC 컨버터를 적용하고 있다. 이러한 직류변환장치는 고전압 직류에서 고전압 교류, 그리고 고전압 교류에서 저전압 직류로 전력 변환하는 계통으로 구성된다. 또한 교류로 변환하기 위해 복수 개의 MOSFET과 이를 구동하기 위한 게이트 구동 회로로 구성된다.
도 3은 공개특허공보 10-2013-0002632의 펄스 트랜스포머 구조에 관한 것이다. 이러한 펄스 트랜스포머는 일명 샌드위치 권선구조 방식으로서, 보빈, 제1의 2차 코일, 1차 코일, 제2의 2차 코일 순서로 권선되어 구성된다.
이러한 구조에서 각각의 2차 코일은 0.31uH 내지 0.45uH의 누설 인덕턴스의 차이를 갖는다. 이러한 누설 인덕턴스의 편차에 의해서 풀브릿지 구조인 직류변환장치의 스위칭 시에 스위칭 소자인 MOSFET 게이트의 구동전압 차이(deviation)을 야기하고, 이는 결국 메인 트랜스포머의 불평형 전류 상태로 나타난다.
따라서, 스위칭 소자의 전기적인 스트레스로 인해 소손 가능성이 생기고 결국 직류변환장치의 내구성을 감소시키게 된다.
또한, 펄스 트랜스포머 양산시에 불평형 전류측정의 기준을 통과하지 못해 수율이 떨어져 양산이 힘들고, 폐기 비용이 발생하는 문제점이 있다.
본 발명은 펄스 트랜스포머의 권선 구조를 변경하여 누설 인덕턴스의 편차를 줄임으로써, FET로 인가되는 게이트 구동전압의 편차를 감소시키고 전류 불평형을 억제하고자 한다.
또한, 본 발명은 FET의 전류 스트레스를 줄여 안정성을 향상시킴으로써 양산 수율을 높이고 폐기 비용을 감소시키고자 한다.
본 발명에 따른 전류 불평형 감소를 위한 트랜스포머는, 보빈; 1차 코일; 제1의 2차 코일; 및 제2의 2차 코일을 포함하고, 상기 제1의 2차 코일 및 제2의 2차 코일이 상기 보빈 상에 권선되고, 상기 1차 코일이 상기 제1의 2차 코일 및 제2의 2차 코일 상에 권선되는 트랜스포머이다.
이때, 상기 제1의 2차 코일 및 제2의 2차 코일은 한 쌍으로서 상기 보빈 상에 권선될 수 있다.
이때, 상기 제1의 2차 코일 및 제2의 2차 코일은 교번하여 상기 보빈 상에 권선될 수 있다.
이때, 상기 제1의 2차 코일 및 제2의 2차 코일과 상기 1차 코일 사이에는 0.2mm 내지 0.3mm 두께의 절연체가 개재될 수 있다.
이때, 상기 제1의 2차 코일 및 제2의 2차 코일과 상기 1차 코일 사이에는 0.225mm 두께의 절연체가 개재될 수 있다.
이때, 권선된 상기 1차 코일의 양쪽 가장자리에 절연체가 있을 수 있다.
이때, 상기 절연체는 0.5mm 내지 1.0mm의 두께일 수 있다.
이때, 상기 절연체는 0.75mm의 두께일 수 있다.
이때, 상기 트랜스포머는 펄스 트랜스포머일 수 있다.
본 발명에 따르면, 펄스 트랜스포머의 권선 구조를 변경하여 누설 인덕턴스의 편차를 줄임으로써, FET로 인가되는 게이트 구동전압의 편차가 감소되고 전류 불평형이 억제된다.
또한, 본 발명에 따르면 FET의 전류 스트레스가 줄어들어 안정성이 향상됨으로써 양산 수율이 높아지고 폐기 비용이 감소된다.
도 1은 직류변환장치를 개략적으로 도시한 도면이다.
도 2는 게이트 구동 회로를 개략적으로 도시한 도면이다.
도 3은 샌드위치 권선 방식의 펄스 트랜스포머를 개략적으로 도시한 도면이다.
도 4는 본 발명의 펄스 트랜스포머를 개략적으로 도시한 도면이다.
도 5는 본 발명의 펄스 트랜스포머의 일 실시예를 도시한 도면이다.
도 6은 전압검출부에서 검출된 전압 파형을 비교하여 도시한 도면이다.
도 7은 게이트 전압 파형을 비교하여 도시한 도면이다.
이하 본 발명의 바람직한 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 다만, 하기의 설명 및 첨부된 도면에서 본 발명의 요지를 흐릴 수 있는 공지 기능 또는 구성에 대한 상세한 설명은 생략한다. 또한, 도면 전체에 걸쳐 동일한 구성 요소들은 가능한 한 동일한 도면 부호로 나타내고 있음에 유의하여야 한다.
이하에서 설명되는 본 명세서 및 청구범위에 사용된 용어나 단어는 통상적이거나 사전적인 의미로 한정해서 해석되어서는 아니 되며, 발명자는 그 자신의 발명을 가장 최선의 방법으로 설명하기 위한 용어의 개념으로 적절하게 정의할 수 있다는 원칙에 입각하여 본 발명의 기술적 사상에 부합하는 의미와 개념으로 해석되어야만 한다. 따라서 본 명세서에 기재된 실시예와 도면에 도시된 구성은 본 발명의 가장 바람직한 일 실시예에 불과할 뿐이고, 본 발명의 기술적 사상을 모두 대변하는 것은 아니므로, 본 출원시점에 있어서 이들을 대체할 수 있는 다양한 균등물과 변형 예들이 있을 수 있음을 이해하여야 한다. 또한 제 1, 제 2 등의 용어는 다양한 구성요소들을 설명하기 위해 사용하는 것으로, 하나의 구성요소를 다른 구성요소로부터 구별하는 목적으로만 사용될 뿐, 상기 구성요소들을 한정하기 위해 사용되지 않는다.
도 1은 직류변환장치를 개략적으로 도시한 도면이다.
도 1을 참조하면 직류변환장치(100)는 커렌트 트랜스포머(Current Transformer)(110), FET A(120), FET B(130), FET C(140), FET D(150), 및 메인 트랜스포머(Main Transformer)(160)를 포함한다. 동작의 설명에서 제외되는 부분은 박스 처리하여 도시하였으며, 이는 회로의 구성을 제한하는 것이 아니다.
직류변환장치(100)는 직류 고전압(예를들어, 100V 이상)을 Vin에서 인가받고 직류 저전압(예를들어, 13.9V)을 Vout에 인가시킨다. 이러한 전압 변환을 위해서는 후술하는 게이트 구동 회로(200)와 메인 트랜스포머(160)가 필요하다. 이러한 게이트 구동 회로(200)는 일정한 스위칭 주파수를 가지며 듀티 제어가 가능하다.
커렌트 트랜스포머(110)는 메인 트랜스포머(160)의 1차측 전류 파형을 검출하는데 사용된다. 커렌트 트랜스포머(110)는 일 실시예로서 1:100 으로 권선되어 메인 트랜스포머(160)의 1차측 전류를 미세 전류로 변환하고, 전압검출부(미도시)는 이러한 미세 전류를 검출전압(Vd)으로 변환한다. 이러한 검출전압(Vd)은 일 실시예로서 후술할 도 6의 파형을 가질 수 있다. 도 6a에서 도시하는 바와 같이 간접적으로 검출된 메인 트랜스포머(160)의 1차측 전류는 불평형한 상태를 이루고 있다.
FET A(120), FET B(130), FET C(140), 및 FET D(150)는 풀브릿지 구조를 구성하는 FET(Field Effect Transistor)이다. 일 실시예로서 FET A(120) 및 FET B(130)는 제1 게이트 구동 회로에 연결되고, FET C(140) 및 FET D(150)는 제2 게이트 구동 회로에 연결될 수 있다(미도시). 게이트 구동 회로의 구조 및 목적에 따라 연결 관계는 변형될 수 있다.
도 2는 게이트 구동 회로(200)를 개략적으로 도시한 도면이다. 여기서 게이트 구동 회로(200)는 전술한 제1 게이트 구동 회로의 일 실시예로서 도시된다.
도 2를 참조하면 게이트 구동 회로(200)는 FET A(120)의 게이트에 인가되는 게이트 신호 생성을 위한 PWM A 신호인가부, FET B(130)의 게이트에 인가되는 게이트 신호 생성을 위한 PWM B 신호인가부, 및 펄스 트랜스포머(Pulse Transformer)(210)를 포함한다. 동작의 설명에서 제외되는 부분은 박스 처리하여 도시하였으며, 이는 회로의 구성을 제한하는 것이 아니다.
펄스 트랜스포머(210)는 마이컴으로부터 송출되는 1차측 PWM(Pulse Width Modulation) 로직 신호와 FET에 인가되는 고전압 2차측 간의 절연을 위해 사용된다.
풀브릿지 구조에서는 제1 게이트 구동 회로 및 제2 게이트 구동 회로에 의해, FET A(120) 및 FET D(150)의 스위칭과 FET B(130) 및 FET C(140)의 스위칭이 교번하면서 일어난다.
FET A(120)의 스위칭 구간과 FET D(150)의 스위칭 구간의 중복 구간에서 및 FET B(130)의 스위칭 구간과 FET C(140)의 스위칭 구간의 중복 구간에서 전력전달이 발생한다.
이때, FET A(120) 및 FET D(150)의 게이트 구동 전압과 FET B(130) 및 FET C(140)의 게이트 구동 전압의 차이에 의해서 dv/dt가 다르게 되고, 결국은 FET의 도통 전류의 di/dt가 변화되고, 전류 도통 시간의 차이가 발생한다.
이러한 차이의 원인은 펄스 트랜스포머(210)의 누설 전류에서 기인한다.
펄스 트랜스포머(210)는 1차 코일과 2차 코일이 특정 권선비에 의해 권선되어 있다. 이때, 권선비는 회로의 구성 및 목적에 따라 달라 질 수 있다.
2차 코일은 풀브릿지의 4상 중 1암(2상)을 제어하기 위해서 2개의 탭으로 인출되어 있으며, 1차측의 일정한 PWM 듀티비와 데드타임을 갖는 펄스가 인가되면 FET A(120) 및 FET B(130)의 게이트 단에 일정한 데드타임을 갖는 게이트 신호를 인가하여 FET를 스위칭시키게 된다.
이때, 펄스 트랜스포머(210) 자체의 누설 편차에 의해서 게이트 전압의 상승시간 및 레벨의 변화가 발생하며, 이는 전류 불평형을 초래한다. 본 발명에서는 게이트 전압의 상승시간 및 레벨을 일정하게 함으로써 전류 불평형을 억제하고자 한다.
도 4는 본 발명의 펄스 트랜스포머를 개략적으로 도시한 도면이다.
도 4a를 참조하면, 본 발명의 펄스 트랜스포머(210)는 보빈, 두 개의 2차 코일(NS 1, NS 2), 1차 코일(NP1, 420), 및 절연체를 포함하여 구성되어 있다.
보빈 상의 2차 코일 권선부(410)에 두 개의 2차 코일(NS 1, NS 2)이 특정한 비로 권선되고, 2차 코일 권선부(410) 상에 절연체(430)를 형성한다. 절연체(430)의 형성 후에 1차 코일(420)이 권선된다.
이때, 1차 코일(420)의 양쪽 가장자리에 절연체(440, 450)를 추가로 배치하도록 구성될 수 있다. 절연체의 배치는 펄스 트랜스포머(210)의 구성 및 목적에 따라 변형될 수 있으며, 절연체의 배치에 대한 일반적인 설명은 생략한다.
도 5는 본 발명의 펄스 트랜스포머의 일 실시예를 도시한 도면이다.
도 5를 참조하면 본 발명의 펄스 트랜스포머(210)의 일 실시 예는 보빈, 제1의 2차 코일(510), 제2의 2차 코일(520), 1차 코일(420), 및 절연체(430, 440, 450)을 포함하여 구성된다.
보빈 상의 2차 코일 권선부(410)에는 제1의 2차 코일(510) 및 제2의 2차 코일(520)이 한 쌍으로서 권선되어 있다.
이때, 제1의 2차 코일(510) 및 제2의 2차 코일(520)은 교번하여 권선될 수 있으며, 제1의 2차 코일(510)과 제2의 2차 코일(520)의 순서는 반대로 될 수도 있다.
절연체(430)는 0.2mm 내지 0.3mm 두께일 수 있으며, 특히 0.225mm일 때 바람직하다. 이는 0.025mm 두께의 절연 테이프를 9번 감아서 형성될 수 있다.
1차 코일(420)은 절연체(430) 상에 특정한 비로 권선된다. 이때, 1차 코일(420)의 양쪽 가장자리에 절연체(440, 450)를 추가로 배치하도록 1차 코일(420)의 폭이 결정될 수 있다.
이때, 절연체(440, 450)은 0.5mm 내지 1.0mm의 두께일 수 있다. 또한 절연체(440, 450)는 0.25mm의 절연 테이프가 3번 감겨 형성될 수 있다.
도 5에 도시된 펄스 트랜스포머와 도 3의 샌드위치 구조의 펄스 트랜스포머를 비교하였을 때, 도 4b의 2차측 간(6-7, 9-10)의 누설 인덕턴스의 편차가 30%에서 8% 이내로 좁혀짐을 확인하였다.
이때, 누설 인덕턴스의 편차는, FET A(120) 측의 누설 인덕턴스(A)와 FET D(150) 측의 누설 인덕턴스(D)의 합(A+D)에서 FET B(130) 측의 누설 인덕턴스(B)와 FET C(140) 측의 누설 인덕턴스(C)의 합(B+C)을 제한 값의 절대값으로 계산될 수 있다(누설 인덕턴스 편차=|(A+D)-(B+C)|).
도 6은 전압검출부에서 검출된 전압(Vd) 파형을 비교하여 도시한 도면이다.
도 6a는 도 3의 샌드위치 구조의 펄스 트랜스포머를 사용하였을 때 전압검출부에서 검출된 전압(Vd)의 전압 파형을 도시한 도면이다.
도 6b는 도 5에 도시된 구조의 펄스 트랜스포머를 사용하였을 때 전압검출부에서 검출된 전압(Vd)의 전압 파형을 도시한 도면이다.
이때, 반복되는 파형에서 피크(peak) 값이 높은 구간은 FET A(120) 및 FET D(150)의 스위칭 구간일 수 있고, 피크 값이 낮은 구간은 FET B(130) 및 FET C(140)의 스위칭 구간일 수 있으나, 반대로 될 수도 있다.
도 6a에서는 35mV의 전압차가 발생하였으나, 도 6b에서는 7mV의 전압차가 발생한 것을 알 수 있다. 이러한 측정 결과는 전류 불평형 상태를 상당 부분 해소하였음을 나타낸다.
도 7은 게이트 전압 파형을 비교하여 도시한 도면이다.
도 7a는 도 3의 샌드위치 구조의 펄스 트랜스포머를 사용하였을 때 FET A(120) 및 FET B(130)의 게이트-소스 전압의 파형을 도시한 것이다.
도 7b는 도 5에 도시된 구조의 펄스 트랜스포머를 사용하였을 때 FET A(120) 및 FET B(130)의 게이트-소스 전압의 파형을 도시한 것이다.
각각의 측정은 입력전압이 310V, 출력전류가 130A, 출력전압이 13.9V일 때 이루어진 것이다.
도 7a에서는 FET A(120)의 게이트-소스 오버슛 전압이 16.7V, FET B(130)의 게이트-소스 오버슛 전압이 14.8V로 검출되었으며, 도 7b에서는 FET A(120)의 게이트-소스 오버슛 전압이 15.8V, FET B(130)의 게이트-소스 오버슛 전압이 14.8V로 검출되었다. 이러한 측정 결과는 요구 사항인 20V보다 훨씬 아래로써 안정적인 사양임을 나타낸다.
이상에서와 같이 본 발명의 전류 불평형 감소를 위한 트랜스포머는 상기한 바와 같이 설명된 실시예들의 구성과 방법이 한정되게 적용될 수 있는 것이 아니라, 상기 실시예들은 다양한 변형이 이루어질 수 있도록 각 실시예들의 전부 또는 일부가 선택적으로 조합되어 구성될 수도 있다.
100: 직류변환장치
110: 커렌트 트랜스포머
120: FET A
130: FET B
140: FET C
150: FET D
160: 메인 트랜스포머
200: 게이트 구동 회로
210: 펄스 트랜스포머
410: 2차 코일 권선부
420: 1차 코일
430, 440, 450: 절연체
510: 제1의 2차 코일
520: 제2의 2차 코일

Claims (9)

  1. 보빈;
    입력 노드에 연결되는 1차 코일; 및
    서로 다른 출력 노드에 연결되는 제1의 2차 코일과 제2의 2차 코일을 포함하고,
    상기 제1의 2차 코일 및 제2의 2차 코일이 상기 보빈 상에 권선되고, 상기 1차 코일이 상기 제1의 2차 코일 및 제2의 2차 코일 상에 권선되는 트랜스포머.
  2. 제1 항에 있어서,
    상기 제1의 2차 코일 및 제2의 2차 코일은 한 쌍으로서 상기 보빈 상에 권선되는 트랜스포머.
  3. 제1 항에 있어서,
    상기 제1의 2차 코일 및 제2의 2차 코일은 교번하여 상기 보빈 상에 권선되는 트랜스포머.
  4. 제1 항 또는 제2 항에 있어서,
    상기 제1의 2차 코일 및 제2의 2차 코일과 상기 1차 코일 사이에는 0.2mm 내지 0.3mm 두께의 절연체가 개재되는 트랜스포머.
  5. 제1 항 또는 제2 항에 있어서,
    상기 제1의 2차 코일 및 제2의 2차 코일과 상기 1차 코일 사이에는 0.225mm 두께의 절연체가 개재되는 트랜스포머.
  6. 제1 항 또는 제2 항에 있어서,
    권선된 상기 1차 코일의 양쪽 가장자리에 절연체가 형성된 트랜스포머.
  7. 제6 항에 있어서,
    상기 절연체는 0.5mm 내지 1.0mm의 두께인 트랜스포머.
  8. 제6 항에 있어서,
    상기 절연체는 0.75mm의 두께인 트랜스포머.
  9. 제1 항 또는 제2 항에 있어서,
    상기 트랜스포머는 펄스 트랜스포머인 트랜스포머.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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JP2004207491A (ja) 2002-12-25 2004-07-22 Harison Toshiba Lighting Corp パルストランス及び放電灯点灯装置
JP2006353039A (ja) 2005-06-17 2006-12-28 Fujitsu Access Ltd スイッチング電源装置
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