JP2023070523A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】部品点数が増やすことなく、出力電圧に生ずるノイズの抑制を容易とすることができる電流共振コンバータの電源装置を提供する。【解決手段】電源装置１は、電流共振コンバータ１１と、交流巻線３２が電流共振コンバータの共振経路５１に直列接続された可飽和リアクトル１２と、制御部１３と、を含む。制御部は、電流共振コンバータの出力電圧、出力電流、入力電圧又は入力電流に基づいて、可飽和リアクトルの制御巻線又は交流巻線に出力する電流を制御する。【選択図】図１

Description

本発明は、電源装置に関する。

電流共振コンバータ（ＬＬＣコンバータ）は、ブリッジ回路のスイッチング周波数を可変することにより出力電圧を制御する、ＰＦＭ（Pulse Frequency Modulation）制御が行われる。

特開２０１６－１９５５１１号公報 特開２０２０－２２３０９号公報 特開２０１７－１９２２８１号公報

ＰＦＭ制御では、スイッチング周波数が広帯域に変化するので、出力電圧に生ずるノイズも広帯域にわたる。従って、ノイズ対策が難しい。

特許文献１では、ＬＬＣコンバータの前段に力率改善回路が設けられており、力率改善回路の出力電圧を可変することにより、出力電圧を制御する。しかしながら、力率改善回路から電力の供給を受ける他の回路の入力電圧も変化してしまうことになる。また、力率改善回路が必要であり、回路規模の増大となる。

特許文献２では、ＬＬＣコンバータの前段に昇降圧コンバータが設けられており、特許文献１と同様の問題がある。

特許文献３では、ＬＬＣ共振回路のキャパシタンスを、複数のコンデンサに夫々接続されたスイッチをオンオフして可変することにより、出力電圧を調整する。しかしながら、キャパシタンスを離散的に可変することしかできない。また、回路規模が大きくなり、部品点数が増える。

本発明は、出力電圧に生ずるノイズ対策を容易とすることができる、電源装置を提供することを目的とする。

本発明の一態様の電源装置は、
電流共振コンバータと、
交流巻線が、前記電流共振コンバータの共振経路に直列接続された、可飽和リアクトルと、
前記電流共振コンバータの出力電圧、出力電流、入力電圧又は入力電流に基づいて、前記可飽和リアクトルの制御巻線又は前記交流巻線に電流を出力する、制御部と、
を含む、
ことを特徴とする。

前記電源装置において、
前記可飽和リアクトルは、
前記制御巻線又は前記交流巻線に入力される電流により、インダクタンスが可変する特性を有する、
ことを特徴とする。

前記電源装置において、
前記制御部は、
前記電流共振コンバータの出力電圧又は出力電流に基づいて、前記可飽和リアクトルの前記制御巻線に電流を出力する、第１回路
を含む、
ことを特徴とする。

前記電源装置において、
前記制御部は、
前記電流共振コンバータの出力電圧又は出力電流に基づいて、前記可飽和リアクトルの前記交流巻線に電流を出力する、第１回路
を含む、
ことを特徴とする。

前記電源装置において、
前記制御部は、
前記電流共振コンバータの入力電圧又は入力電流に基づいて、前記可飽和リアクトルの前記制御巻線に電流を出力する、第２回路
を含む、
ことを特徴とする。

前記電源装置において、
前記制御部は、
前記電流共振コンバータの入力電圧又は入力電流に基づいて、前記可飽和リアクトルの前記交流巻線に電流を出力する、第２回路
を含む、
ことを特徴とする。

前記電源装置において、
前記制御部は、
前記電流共振コンバータのブリッジ回路を、一定のスイッチング周波数でスイッチングさせる、第３回路
を更に含む、
ことを特徴とする。

前記電源装置において、
前記制御部は、
前記電流共振コンバータのブリッジ回路を、前記電流共振コンバータの出力電圧又は出力電流に基づくスイッチング周波数でスイッチングさせる、第４回路
を更に含む、
ことを特徴とする。

本発明の一態様の電源装置は、出力電圧に生ずるノイズ対策を容易とすることができるという効果を奏する。

図１は、第１の実施の形態の電源装置の構成を示す図である。 図２は、第１の実施の形態の電源装置の出力監視回路と可飽和リアクトルに電流を出力する回路の構成の一例を示す図である。 図３は、第１の実施の形態の電源装置の出力電圧－スイッチング周波数特性の一例を示す図である。 図４は、第１の実施の形態の電源装置の出力電圧－出力電流特性の一例を示す図である。 図５は、第１の実施の形態の電源装置の制御電圧に対する出力電圧の波形の一例を示す図である。 図６は、第１の実施の形態の電源装置の出力電圧に関するＦＦＴの波形の一例を示す図である。 図７は、第２の実施の形態の電源装置の構成を示す図である。 図８は、第２の実施の形態の電源装置の出力監視回路の構成の一例を示す図である。 図９は、第３の実施の形態の電源装置の構成を示す図である。 図１０は、第４の実施の形態の電源装置の構成を示す図である。 図１１は、第５の実施の形態の電源装置の構成を示す図である。

以下に、本発明の電源装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態により本発明が限定されるものではない。

＜第１の実施の形態＞
図１は、第１の実施の形態の電源装置の構成を示す図である。

電源装置１は、入力電圧Ｖｉｎ及び入力電流Ｉｉｎの供給を直流電源２から受けて、直流の出力電圧Ｖｏｕｔ及び出力電流Ｉｏｕｔを負荷３に出力する。

電源装置１は、ＬＬＣコンバータ１１と、可飽和リアクトル１２と、制御部１３と、を含む。

ＬＬＣコンバータ１１は、ブリッジ回路２１と、コンデンサ２２及び２５と、トランス２３と、整流回路２４と、を含む電流共振コンバータである。

ブリッジ回路２１は、トランジスタＴｒ１及びＴｒ２を含む。第１の実施の形態では、ブリッジ回路２１はハーフブリッジ回路としたが、本開示はこれに限定されない。ブリッジ回路２１は、例えば、フルブリッジ回路であっても良い。

なお、本開示では、各トランジスタがＭＯＳＦＥＴであることとしたが、これに限定されない。各トランジスタは、シリコンパワーデバイス、ＧａＮパワーデバイス、ＳｉＣパワーデバイスなどでも良い。

各トランジスタは、積極的に電流を流すことができる寄生ダイオード（ボディダイオード）を有する、又は、逆並列にダイオードが接続されている。寄生ダイオードとは、ＭＯＳＦＥＴのバックゲートとソース及びドレインとの間のｐｎ接合である。

トランジスタＴｒ１のドレインは、直流電源２の高電位側端子に電気的に接続されている。トランジスタＴｒ１のソースは、ノードＮ１に電気的に接続されている。トランジスタＴｒ２のドレインは、ノードＮ１に電気的に接続されている。トランジスタＴｒ２のソースは、直流電源２の低電位側端子に電気的に接続されている。

コンデンサ２２の一端は、ノードＮ１に電気的に接続されている。コンデンサ２２の他端は、可飽和リアクトル１２の交流巻線３１の一端に電気的に接続されている。

トランス２３は、１次巻線２３ａと、２次巻線２３ｂと、コア２３ｃと、を含む。１次巻線２３ａ及び２次巻線２３ｂは、コア２３ｃに巻回されている。１次巻線２３ａは、励磁インダクタンス２３ｄを含む。

ＬＬＣコンバータ１１は、ブリッジ回路２１とトランス２３との間に、漏れインダクタンス２３ｅを含む。漏れインダクタンス２３ｅは、トランス２３に含まれても良い。

漏れインダクタンス２３ｅの一端は、交流巻線３１の他端に電気的に接続されている。漏れインダクタンス２３ｅの他端は、１次巻線２３ａの一端に電気的に接続されている。１次巻線２３ａの他端は、トランジスタＴｒ２のソースに電気的に接続されている。

コンデンサ２２、交流巻線３１、漏れインダクタンス２３ｅ及び励磁インダクタンス２３ｄが、ＬＬＣコンバータ１１の共振経路５１である。

交流巻線３１は、共振経路５１に直列に挿入されている。なお、第１の実施の形態では、交流巻線３１は、コンデンサ２２と、漏れインダクタンス２３ｅと、の間に直列に挿入されていることとしたが、本開示はこれに限定されない。交流巻線３１は、例えば、漏れインダクタンス２３ｅと、励磁インダクタンス２３ｄと、の間に直列に挿入されても良い。

ブリッジ回路２１は、トランジスタＴｒ１がオン状態、且つ、トランジスタＴｒ２がオフ状態の場合、正方向の直流電圧をトランス２３の１次巻線２３ａに出力する。

ブリッジ回路２１は、トランジスタＴｒ１がオフ状態、且つ、トランジスタＴｒ２がオン状態の場合、トランス２３の１次巻線２３ａを短絡する。

ブリッジ回路２１は、トランジスタＴｒ１がオフ状態、且つ、トランジスタＴｒ２がオフ状態の場合、トランス２３の１次巻線２３ａを開放する。若しくは、トランジスタＴｒ２の寄生ダイオードを通じてトランス２３が短絡される。若しくは、トランジスタＴｒ１の寄生ダイオードを通じて直流電源２にトランス２３の電流が還流される。

整流回路２４は、ダイオードＤ１及びＤ２を含む。ダイオードＤ１のアノードは、トランス２３の２次巻線２３ｂの一端に電気的に接続されている。ダイオードＤ２のアノードは、トランス２３の２次巻線２３ｂの他端に電気的に接続されている。

ダイオードＤ１のカソード及びダイオードＤ２のカソードは、コンデンサ２５の一端（高電位側端）に電気的に接続されている。コンデンサ２５の他端（低電位側端）は、トランス２３の２次巻線２３ｂの中点に電気的に接続されている。

整流回路２４は、トランス２３の２次巻線２３ｂに励磁される電圧を整流して、コンデンサ２５に出力する。コンデンサ２５は、整流回路２４で整流された電圧を平滑化する。コンデンサ２５の電圧が、出力電圧Ｖｏｕｔである。

可飽和リアクトル１２は、交流巻線３１と、制御巻線３２と、コア３３と、を含む。交流巻線３１及び制御巻線３２は、コア３３に巻回されている。

可飽和リアクトル１２は、交流巻線３１又は制御巻線３２に入力される電流により、インダクタンスが可変する特性を有する回路要素である。

制御部１３は、出力監視回路４１と、発振回路４２と、を含む。

出力監視回路４１が、本開示の「第１回路」の一例に相当する。発振回路４２が、本開示の「第３回路」の一例に相当する。

発振回路４２は、一定の周波数のスイッチング制御信号を、トランジスタＴｒ１及びＴｒ２のゲートに出力する。発振回路４２は、トランジスタＴｒ１及びＴｒ２の各々を、一定のスイッチング周波数でオン状態又はオフ状態に制御する。

出力監視回路４１には、出力電圧Ｖｏｕｔが入力される。出力監視回路４１は、出力電圧Ｖｏｕｔに基づいて、電流Ｉ１を可飽和リアクトル１２の制御巻線３２に出力する。

出力監視回路４１は、目標電圧が出力電圧Ｖｏｕｔよりも高い場合、可飽和リアクトル１２の制御巻線３２に電流Ｉ１を出力する。すると、可飽和リアクトル１２が飽和する方向に変化し、可飽和リアクトル１２の交流巻線３１のインダクタンスが減少し、共振経路５１のインダクタンスが減少し、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇する。

これにより、電源装置１は、出力電圧Ｖｏｕｔを目標電圧に制御できる。

出力監視回路４１は、目標電圧が出力電圧Ｖｏｕｔよりも低い場合、可飽和リアクトル１２の制御巻線３２に電流Ｉ１を出力しない。すると、可飽和リアクトル１２が飽和しない方向に変化し、可飽和リアクトル１２の交流巻線３１のインダクタンスが増加し、共振経路５１のインダクタンスが増加し、出力電圧Ｖｏｕｔが下降する。

これにより、電源装置１は、出力電圧Ｖｏｕｔを目標電圧に制御できる。

図２は、第１の実施の形態の電源装置の出力監視回路と可飽和リアクトルに電流を出力する回路の構成の一例を示す図である。

出力監視回路４１は、抵抗６１、６２、６５及び６７と、定電圧源６３と、エラーアンプ６４（差動増幅器）と、トランジスタ６６と、を含む。

抵抗６１の一端には、出力電圧Ｖｏｕｔが入力される。抵抗６１の他端は、ノードＮ２に電気的に接続されている。抵抗６２の一端は、ノードＮ２に電気的に接続されている。抵抗６２の他端は、基準電位に電気的に接続されている。基準電位は、接地電位が例示されるが、本開示はこれに限定されない。

エラーアンプ６４の反転入力端子（－端子）は、ノードＮ２に電気的に接続されている。エラーアンプ６４の反転入力端子（－端子）には、出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗６１及び６２で抵抗分圧した後の電圧Ｖｓｅｎｓｅが入力される。

エラーアンプ６４の非反転入力端子（＋端子）は、定電圧源６３に電気的に接続されている。定電圧源６３は、目標電圧に応じたリファレンス電圧Ｖｒｅｆを、エラーアンプ６４の非反転入力端子（＋端子）に出力する。

エラーアンプ６４は、電源電圧Ｖｃｃの供給を受けて動作する。エラーアンプ６４の出力端子は、抵抗６５の一端に電気的に接続されている。エラーアンプ６４は、リファレンス電圧Ｖｒｅｆと電圧Ｖｓｅｎｓｅとの差分に応じた電圧Ｖｅｒｒを、抵抗６５の一端に出力する。

電圧Ｖｅｒｒは、電圧Ｖｓｅｎｓｅに応じて、連続的に変化する。

抵抗６５の他端は、トランジスタ６６のベースに電気的に接続されている。トランジスタ６６のコレクタには、電源電圧Ｖｃｃが供給される。トランジスタ６６のエミッタは、抵抗６７の一端に電気的に接続されている。トランジスタ６６は、電圧Ｖｅｒｒに応じた電流Ｉ１を、抵抗６７の一端に出力する。

電流Ｉ１は、電圧Ｖｅｒｒに応じて、連続的に変化する。つまり、電流Ｉ１は、電圧Ｖｓｅｎｓｅに応じて、連続的に変化する。

可飽和リアクトル１２の制御巻線３２は、巻線３２ａと、巻線３２ｂと、が直列接続されている。巻線３２ａの一端は、抵抗６７の他端に電気的に接続されている。巻線３２ａの他端は、巻線３２ｂの一端に電気的に接続されている。巻線３２ｂの他端は、基準電位に電気的に接続されている。

エラーアンプ６４は、リファレンス電圧Ｖｒｅｆが電圧Ｖｓｅｎｓｅよりも高い場合、ハイレベルの電圧Ｖｅｒｒを出力する。すると、トランジスタ６６は、オン状態になり、抵抗６７を介して、電圧Ｖｅｒｒに応じた電流Ｉ１を制御巻線３２に出力する。

可飽和リアクトル１２は、電流Ｉ１が制御巻線３２に入力されると、コア３３が直流に偏磁される。交流巻線３１のインダクタンスは、偏磁の度合いによって、減少する。交流巻線３１のインダクタンスは、コア３３が飽和すると、最小となる。交流巻線３１のインダクタンスが減少すると、共振経路５１のインダクタンスが減少し、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇する。

これにより、電源装置１は、出力電圧Ｖｏｕｔを目標電圧に制御できる。

エラーアンプ６４は、リファレンス電圧Ｖｒｅｆが電圧Ｖｓｅｎｓｅよりも低い場合、ローレベルの電圧Ｖｅｒｒを出力する。すると、トランジスタ６６は、オフ状態になり、電流Ｉ１を制御巻線３２に出力しない。

交流巻線３１には、交流電流が供給されるので、コア３３は、正負両方に偏磁される。従って、コア３３は飽和せず、交流巻線３１のインダクタンスは、最大となる。また、制御巻線３２は、巻線３２ａ及び３２ｂが直列接続されているので、制御巻線３２の両端の電圧は、交流巻線３１の電圧によらず、ゼロとなる。交流巻線３１のインダクタンスが増加すると、共振経路５１のインダクタンスが増加し、出力電圧Ｖｏｕｔが下降する。

これにより、電源装置１は、出力電圧Ｖｏｕｔを目標電圧に制御できる。

図３は、第１の実施の形態の電源装置の出力電圧－スイッチング周波数特性の一例を示す図である。

図３において、波形７１は、交流巻線３１のインダクタンスが下限値の場合の出力電圧Ｖｏｕｔの一例を示す。波形７２は、交流巻線３１のインダクタンスが中間値の場合の出力電圧Ｖｏｕｔの一例を示す。波形７３は、交流巻線３１のインダクタンスが上限値の場合の出力電圧Ｖｏｕｔの一例を示す。

線７４は、ブリッジ回路２１のスイッチング周波数の下限の一例を示す。線７５は、ブリッジ回路２１のスイッチング周波数の上限の一例を示す。矢印７６は、ブリッジ回路２１のスイッチング周波数の範囲の一例を示す。

矢印７６で示されるスイッチング周波数の範囲内では、交流巻線３１のインダクタンスが大きくなるほど、出力電圧Ｖｏｕｔが低下する。

発振回路４２は、ブリッジ回路２１のスイッチング周波数を、矢印７６で示される範囲内のいずれかのスイッチング周波数で一定にする。そして、出力監視回路４１は、交流巻線３１のインダクタンスを、波形７１から波形７３までの範囲内で連続的に可変する。

これにより、電源装置１は、出力電圧Ｖｏｕｔを連続的に可変制御できる。

図４は、第１の実施の形態の電源装置の出力電圧－出力電流特性の一例を示す図である。

図４において、波形８１は、交流巻線３１のインダクタンスが下限値の場合の出力電圧Ｖｏｕｔの一例を示す。波形８２は、交流巻線３１のインダクタンスが中間値の場合の出力電圧Ｖｏｕｔの一例を示す。波形８３は、交流巻線３１のインダクタンスが上限値の場合の出力電圧Ｖｏｕｔの一例を示す。

領域８４は、電源装置１の定電圧出力制御が可能な範囲の一例を示す。

領域８４で示される定電圧出力制御が可能な範囲内では、交流巻線３１のインダクタンスが大きくなるほど、出力電流Ｉｏｕｔが低下する。

発振回路４２は、ブリッジ回路２１のスイッチング周波数を一定に制御する。そして、出力監視回路４１は、交流巻線３１のインダクタンスを、波形８１から波形８３までの範囲内で連続的に可変する。

これにより、電源装置１は、出力電圧Ｖｏｕｔを定電圧制御できる。

図５及び図６は、第１の実施の形態の電源装置の波形の一例を示す図である。

図５は、電圧Ｖｅｒｒを操作（設定）した場合の、回路シミュレーション結果を示す。

図５において、波形９１は、リファレンス電圧Ｖｒｅｆの一例を示す。波形９２は、エラーアンプ６４の電圧Ｖｅｒｒの一例を示す。波形９３は、電源装置１の出力電圧Ｖｏｕｔの一例を示す。

タイミングｔ_０からタイミングｔ_１までの期間において、エラーアンプ６４の電圧Ｖｅｒｒがハイレベルに操作（設定）される。すると、出力電圧Ｖｏｕｔは、タイミングｔ_０からタイミングｔ_１までの期間において、電圧Ｖｅｒｒに応じて上昇する。

このように、波形９２で示す電圧Ｖｅｒｒに追従して、波形９３で示す出力電圧Ｖｏｕｔが変化する。

図６は、図５の波形９３で示す出力電圧ＶｏｕｔのＦＦＴ（高速フーリエ変換）によるスペクトラム波形の一例を示す。

スイッチング周波数ｆｓｗの整数倍（例えば、２ｆｓｗ）にノイズのピーク値が出ている。

従って、電源装置１は、スイッチング周波数ｆｓｗ及びその高調波の周波数成分のノイズ対策を主にすれば良いので、ノイズ抑制を容易とすることができる。

なお、第１の実施の形態では、出力監視回路４１は、出力電圧Ｖｏｕｔに基づいて、電流Ｉ１を可飽和リアクトル１２の制御巻線３２に出力することとしたが、本開示はこれに限定されない。出力監視回路４１は、出力電流Ｉｏｕｔに基づいて、電流を可飽和リアクトル１２の制御巻線３２に出力することとしても良い。例えば、出力監視回路４１は、目標電流と出力電流Ｉｏｕｔとを比較し、目標電流が出力電流Ｉｏｕｔよりも大きい場合に、目標電流と出力電流Ｉｏｕｔとの差分に応じた電流Ｉ１を、制御巻線３２に出力するようにしても良い。

＜第２の実施の形態＞
第２の実施の形態の構成要素のうち、第１の実施の形態と同一の構成要素については、同一の符号を付して説明を省略する。

図７は、第２の実施の形態の電源装置の構成を示す図である。

第２の実施の形態の電源装置１Ａは、第１の実施の形態の電源装置１（図１参照）と比較して、制御部１３に代えて、制御部１３Ａを含む。また、電源装置１Ａは、電源装置１と比較して、可飽和リアクトル１２に代えて、可飽和リアクトル１２Ａを含む。可飽和リアクトル１２Ａは、可飽和リアクトル１２と比較して、制御巻線３２を含んでいない。

制御部１３Ａは、制御部１３と比較して、出力監視回路４１に代えて、出力監視回路４１Ａを含む。

出力監視回路４１Ａが、本開示の「第１回路」の一例に相当する。

出力監視回路４１Ａは、出力電圧Ｖｏｕｔに基づいて、可飽和リアクトル１２Ａの交流巻線３１の他端に電流Ｉ２を出力する。

図８は、第２の実施の形態の電源装置の出力監視回路の構成の一例を示す図である。

出力監視回路４１Ａは、出力監視回路４１（図２参照）と比較して、ダイオード６８を更に含む。

ダイオード６８のアノードは、抵抗６７の他端に電気的に接続されている。ダイオード６８のカソードは、交流巻線３１の他端に電気的に接続されている。

エラーアンプ６４は、リファレンス電圧Ｖｒｅｆが電圧Ｖｓｅｎｓｅよりも高い場合、ハイレベルの電圧Ｖｅｒｒを出力する。すると、トランジスタ６６は、オン状態になり、抵抗６７を介して、電圧Ｖｅｒｒに応じた電流Ｉ２を交流巻線３１の他端に出力する。

可飽和リアクトル１２Ａは、電流Ｉ２が交流巻線３１に入力されると飽和する方向に変化し、交流巻線３１のインダクタンスが減少し、共振経路５１のインダクタンスが減少し、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇する。

これにより、電源装置１Ａは、出力電圧Ｖｏｕｔを目標電圧に制御できる。

エラーアンプ６４は、リファレンス電圧Ｖｒｅｆが電圧Ｖｓｅｎｓｅよりも低い場合、ローレベルの電圧Ｖｅｒｒを出力する。すると、トランジスタ６６は、オフ状態になり、電流Ｉ２を交流巻線３１に出力しない。

可飽和リアクトル１２Ａは、電流Ｉ２が交流巻線３１に入力されないと飽和しない方向に変化し、可飽和リアクトル１２の交流巻線３１のインダクタンスが増加し、共振経路５１のインダクタンスが増加し、出力電圧Ｖｏｕｔが下降する。

これにより、電源装置１Ａは、出力電圧Ｖｏｕｔを目標電圧に制御できる。

なお、第２の実施の形態では、出力監視回路４１Ａは、出力電圧Ｖｏｕｔに基づいて、電流Ｉ２を可飽和リアクトル１２Ａの交流巻線３１に出力することとしたが、本開示はこれに限定されない。出力監視回路４１Ａは、出力電流Ｉｏｕｔに基づいて、電流Ｉ２を可飽和リアクトル１２Ａの交流巻線３１に出力することとしても良い。例えば、出力監視回路４１Ａは、目標電流と出力電流Ｉｏｕｔとを比較し、目標電流が出力電流Ｉｏｕｔよりも大きい場合に、目標電流と出力電流Ｉｏｕｔとの差分に応じた電流Ｉ２を、交流巻線３１に出力するようにしても良い。

＜第３の実施の形態＞
第３の実施の形態の構成要素のうち、他の実施の形態と同一の構成要素については、同一の符号を付して説明を省略する。

図９は、第３の実施の形態の電源装置の構成を示す図である。

第３の実施の形態の電源装置１Ｂは、第１の実施の形態の電源装置１（図１参照）と比較して、制御部１３に代えて、制御部１３Ｂを含む。

制御部１３Ｂは、制御部１３と比較して、発振回路４２に代えて、周波数変調回路４３を含む。

周波数変調回路４３が、本開示の「第４回路」の一例に相当する。

周波数変調回路４３には、電圧Ｖｓｅｎｓｅ（図２参照）が出力監視回路４１から入力される。電圧Ｖｓｅｎｓｅは、出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗分圧した電圧である。

周波数変調回路４３は、電圧Ｖｓｅｎｓｅ、つまり出力電圧Ｖｏｕｔに基づくスイッチング周波数で、ブリッジ回路２１をスイッチングさせる。

電源装置１Ｂは、可飽和リアクトル１２による出力電圧制御に加えて、ブリッジ回路２１のスイッチング周波数制御による出力電圧制御を行うことで、共振経路５１の共振を維持したまま出力電圧制御範囲を拡大可能である。

電源装置１Ｂでは、可飽和リアクトル１２による出力電圧制御が主となり、ブリッジ回路２１のスイッチング周波数制御による出力電圧制御が従となっている。

従って、電源装置１Ｂは、スイッチング周波数の帯域が狭く、従来のＰＦＭ制御に比べてノイズ抑制が容易である。

なお、第３の実施の形態では、出力監視回路４１は、出力電圧Ｖｏｕｔに基づいて、電流Ｉ１を可飽和リアクトル１２の制御巻線３２に出力することとしたが、本開示はこれに限定されない。出力監視回路４１は、出力電流Ｉｏｕｔに基づいて、電流Ｉ１を可飽和リアクトル１２の制御巻線３２に出力することとしても良い。

また、第３の実施の回路と、第２の実施の回路と、を組み合わせることも可能である。即ち、制御部１３Ｂは、出力監視回路４１に代えて、出力監視回路４１Ａを備えても良い。

＜第４の実施の形態＞
第４の実施の形態の構成要素のうち、他の実施の形態と同一の構成要素については、同一の符号を付して説明を省略する。

図１０は、第４の実施の形態の電源装置の構成を示す図である。

第４の実施の形態の電源装置１Ｃは、第１の実施の形態の電源装置１（図１参照）と比較して、制御部１３に代えて、制御部１３Ｃを含む。

制御部１３Ｃは、制御部１３と比較して、出力監視回路４１に代えて、入力監視回路４４を含む。

入力監視回路４４が、本開示の「第２回路」の一例に相当する。

入力監視回路４４には、入力電圧Ｖｉｎが入力される。

入力電圧Ｖｉｎが上昇すると、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇する傾向がある。入力電圧Ｖｉｎが下降すると、出力電圧Ｖｏｕｔが下降する傾向がある。つまり、入力電圧Ｖｉｎと、出力電圧Ｖｏｕｔと、の間には、正の相関関係がある。

そこで、入力監視回路４４は、入力電圧Ｖｉｎに基づいて、電流Ｉ１を可飽和リアクトル１２の制御巻線３２に出力する。

入力監視回路４４は、入力リファレンス電圧が入力電圧Ｖｉｎよりも高い場合、入力電圧Ｖｉｎに応じた電流Ｉ１を制御巻線３２に出力する。

入力監視回路４４は、入力リファレンス電圧が入力電圧Ｖｉｎよりも低い場合、電流Ｉ１を制御巻線３２に出力しない。

これにより、電源装置１Ｃは、電源装置１と同様の効果を奏する。

なお、第４の実施の形態では、入力監視回路４４は、入力電圧Ｖｉｎに基づいて、電流Ｉ１を可飽和リアクトル１２の制御巻線３２に出力することとしたが、本開示はこれに限定されない。入力監視回路４４は、入力電流Ｉｉｎに基づいて、電流Ｉ１を可飽和リアクトル１２の制御巻線３２に出力することとしても良い。例えば、入力監視回路４４は、入力リファレンス電流と入力電流Ｉｉｎとを比較し、入力リファレンス電流が入力電流Ｉｉｎよりも大きい場合に、入力リファレンス電流と入力電流Ｉｉｎとの差分に応じた電流Ｉ１を、制御巻線３２に出力するようにしても良い。

また、第４の実施の回路と、第２の実施の回路と、を組み合わせることも可能である。即ち、入力監視回路４４は、入力電圧Ｖｉｎ又は入力電流Ｉｉｎに基づいて、電流Ｉ２を可飽和リアクトル１２の交流巻線３１に出力することとしても良い。

＜第５の実施の形態＞
第５の実施の形態の構成要素のうち、他の実施の形態と同一の構成要素については、同一の符号を付して説明を省略する。

図１１は、第５の実施の形態の電源装置の構成を示す図である。

第５の実施の形態の電源装置１Ｄは、第４の実施の形態の電源装置１Ｃ（図１０参照）と比較して、制御部１３Ｃに代えて、制御部１３Ｄを含む。

制御部１３Ｄは、制御部１３Ｃと比較して、発振回路４２に代えて、出力監視回路４１と、周波数変調回路４３と、を含む。

電源装置１Ｄは、可飽和リアクトル１２による出力電圧制御に加えて、ブリッジ回路２１のスイッチング周波数制御による出力電圧制御を行うことで、共振経路５１の共振を維持したまま出力電圧制御範囲を拡大可能である。

電源装置１Ｄでは、可飽和リアクトル１２による出力電圧制御が主となり、ブリッジ回路２１のスイッチング周波数制御による出力電圧制御が従となっている。

従って、電源装置１Ｄは、スイッチング周波数の帯域が狭く、従来のＰＦＭ制御に比べてノイズ抑制が容易である。

なお、第５の実施の形態では、入力監視回路４４は、入力電圧Ｖｉｎに基づいて、電流Ｉ１を可飽和リアクトル１２の制御巻線３２に出力することとしたが、本開示はこれに限定されない。入力監視回路４４は、入力電流Ｉｉｎに基づいて、電流Ｉ１を可飽和リアクトル１２の制御巻線３２に出力することとしても良い。

また、第５の実施の回路と、第２の実施の回路と、を組み合わせることも可能である。即ち、入力監視回路４４は、入力電圧Ｖｉｎ又は入力電流Ｉｉｎに基づいて、電流Ｉ２を可飽和リアクトル１２の交流巻線３１に出力することとしても良い。

本発明のいくつかの実施の形態を説明したが、これらの実施の形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施の形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施の形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。

本開示では、電流共振コンバータの一例としてＬＬＣコンバータを用いたが、これに限定されない。本開示は、ＬＬＣコンバータ以外の電流共振コンバータにも適用可能である。

１、１Ａ、１Ｂ、１Ｃ、１Ｄ 電源装置
２ 直流電源
３ 負荷
１１ ＬＬＣコンバータ
１２、１２Ａ 可飽和リアクトル
１３、１３Ａ、１３Ｂ、１３Ｃ、１３Ｄ 制御部
２１ ブリッジ回路
２２、２５ コンデンサ
２３ トランス
２４ 整流回路
３１ 交流巻線
３２ 制御巻線
３３ コア
４１、４１Ａ 出力監視回路
４２ 発振回路
４３ 周波数変調回路
４４ 入力監視回路
６１、６２、６５、６７ 抵抗
６３ 定電圧源
６４ エラーアンプ
６６、Ｔｒ１、Ｔｒ２ トランジスタ
６８、Ｄ１、Ｄ２ ダイオード

Claims (8)

1. 電流共振コンバータと、
   交流巻線が、前記電流共振コンバータの共振経路に直列接続された、可飽和リアクトルと、
   前記電流共振コンバータの出力電圧、出力電流、入力電圧又は入力電流に基づいて、前記可飽和リアクトルの制御巻線又は前記交流巻線に電流を出力する、制御部と、
   を含む、
   ことを特徴とする、電源装置。
2. 前記可飽和リアクトルは、
   前記制御巻線又は前記交流巻線に入力される電流により、インダクタンスが可変する特性を有する、
   ことを特徴とする、請求項１に記載の電源装置。
3. 前記制御部は、
   前記電流共振コンバータの出力電圧又は出力電流に基づいて、前記可飽和リアクトルの前記制御巻線に電流を出力する、第１回路
   を含む、
   ことを特徴とする、請求項１又は２に記載の電源装置。
4. 前記制御部は、
   前記電流共振コンバータの出力電圧又は出力電流に基づいて、前記可飽和リアクトルの前記交流巻線に電流を出力する、第１回路
   を含む、
   ことを特徴とする、請求項１又は２に記載の電源装置。
5. 前記制御部は、
   前記電流共振コンバータの入力電圧又は入力電流に基づいて、前記可飽和リアクトルの前記制御巻線に電流を出力する、第２回路
   を含む、
   ことを特徴とする、請求項１又は２に記載の電源装置。
6. 前記制御部は、
   前記電流共振コンバータの入力電圧又は入力電流に基づいて、前記可飽和リアクトルの前記交流巻線に電流を出力する、第２回路
   を含む、
   ことを特徴とする、請求項１又は２に記載の電源装置。
7. 前記制御部は、
   前記電流共振コンバータのブリッジ回路を、一定のスイッチング周波数でスイッチングさせる、第３回路
   を更に含む、
   ことを特徴とする、請求項３から６のいずれか１項に記載の電源装置。
8. 前記制御部は、
   前記電流共振コンバータのブリッジ回路を、前記電流共振コンバータの出力電圧又は出力電流に基づくスイッチング周波数でスイッチングさせる、第４回路
   を更に含む、
   ことを特徴とする、請求項３から６のいずれか１項に記載の電源装置。

Images