JP2022119328A - インバータ装置、モータ駆動装置、並びに冷凍機器 - Google Patents

Abstract

【課題】
ＰＷＭ制御を複雑にすることなくパルス幅を制限できるインバータ装置を提供する。
【解決手段】
インバータ装置は、インバータ回路とインバータ回路を制御する制御装置を備え、制御装置はＰＷＭ信号を作成するＰＷＭ制御器（１７）を備え、ＰＷＭ制御器は、第１の変調波を作成する変調波演算器（２０）と、第１の変調波によるパルス幅が所定値よりも小さなパルスを消去するための第２の変調波を作成する処理器（２１）と、第２の変調波とキャリア波とを比較してＰＷＭ信号を作成する比較器（２４）を備え、処理器は、第１の変調波がキャリア波の山または谷に近いと判定すると、キャリア波の山または谷に一致する第２の変調波を作成し、次時点で、前時点の第１の変調波および次時点の第１の変調波によるパルス幅が所定値よりも小さくなると判定すると、キャリア波の山または谷に一致する第２の変調波を作成する。
【選択図】図３

Description

本発明は、直流電力を交流電力に変換するインバータ装置、インバータ装置を備えるモータ駆動装置、並びにモータ駆動装置を備える冷凍機器に関する。

圧縮機モータやファンモータなどの交流モータを可変速駆動するために、インバータ回路が用いられている。インバータ回路を構成する半導体スイッチング素子は、制御器からのＰＷＭ（パルス幅変調）信号に従って、オン（導通）およびオフ（非導通）の動作を行うため、スイッチング損失が生じる。

このスイッチング損失を低減する従来技術として、特許文献１に記載される技術が知られている。本従来技術では、前回演算された制御周期におけるＩＧＢＴの状態と今回演算された次の制御周期におけるＩＧＢＴの状態との関係が不連続の関係となる場合に、これらの状態に基づいて、次の制御周期においてＩＧＢＴを導通または遮断する制御が追加される。

特開２０１１－２５０６７１号公報

上記従来技術では、出力パルスの予測波形のパルス幅が最小パルス幅未満になると判定されると、出力パルスの最小パルス幅を確保したり、出力パルスを削除したりするように、追加の制御が補正される。このように、上記従来技術では、パルス幅を最小パルス幅以上に制限できるが、ＰＷＭ制御が複雑になるという課題がある。

そこで、本発明は、ＰＷＭ制御を複雑にすることなくパルス幅を最小パルス幅以上に制限できるインバータ装置、モータ駆動装置、並びに冷凍機器を提供する。

上記課題を解決するために、本発明によるインバータ装置は、スイッチング素子により直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、インバータ回路を制御する制御装置と、を備え、制御装置は、インバータ回路を制御するＰＷＭ信号を作成するＰＷＭ制御器を備えるものであって、ＰＷＭ制御器は、第１の変調波を作成する変調波演算器と、第１の変調波によるＰＷＭ信号におけるパルス幅が所定値よりも小さなパルス、もしくは所定値よりも小さなパルス間隔を消去するための第２の変調波を作成する処理器と、第２の変調波とキャリア波とを比較することによりＰＷＭ信号を作成する比較器と、を備え、処理器は、変調波演算器が一時点で出力する第１の変調波がキャリア波の山または谷に近いと判定すると、キャリア波の山または谷に一致する第２の変調波を作成し、変調波演算器が次の時点で第１の変調波を出力する時、一時点で出力された第１の変調波および次の時点で出力された第１の変調波によるＰＷＭパルスのパルス幅もしくはパルス間隔の大きさが所定値よりも小さくなると判定すると、キャリア波の山または谷に一致する第２の変調波を作成する。

上記課題を解決するために、本発明によるモータ駆動装置は、交流モータに電力を供給して交流モータを駆動するものであって、交流モータが接続されるインバータ装置を備え、インバータ装置が上記本発明によるインバータ装置である。

上記課題を解決するために、本発明による冷凍機器は、圧縮機と、圧縮機を駆動する交流モータと、交流モータに電力を供給して交流モータを駆動するモータ駆動装置と、を備えるものであって、モータ駆動装置が、上記本発明によるモータ駆動装置である。

本発明によれば、ＰＷＭ制御を複雑にすることなく、パルス幅を所定値以上に制限できる。

上記した以外の課題、構成および効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。

実施例１であるモータ駆動装置の全体構成を示す回路図である。 実施例１のモータ駆動装置が備える制御装置の内部構成を示す機能ブロック図である。 実施例１における制御装置が備えるＰＷＭ制御器の内部構成示す機能ブロック図である。 実施例１における変調波（１相分）、キャリア波、ＰＷＭ信号の一例を示す波形図である。 ２周期分の変調波と、キャリア波およびＰＷＭ信号の波形図である。 キャリア波の谷から山に向かう半周期において狭幅パルス消去処理器が実行する処理を示すフローチャートである。 キャリア波の山から谷に向かう半周期において狭幅パルス消去処理器が実行する処理を示すフローチャートである。 狭幅パルス消去処理器がキャリア波の山の近くで発生する狭いパルス間隔を消去する場合における変調波、キャリア波およびＰＷＭパルスの一例を示す波形図である。 狭幅パルス消去処理器がキャリア波の谷の近くで発生する幅の狭いパルスを消去する場合における変調波、キャリア波およびＰＷＭパルスの一例を示す波形図である。 実施例２であるインバータ装置の全体構成を示す回路図である。 実施例２のインバータ装置が備える制御装置の内部構成を示す機能ブロック図である。 実施例３である冷凍機器の主要部を示す構成図である。 モータ駆動装置が出力する３相交流電流の一例を示す波形図である。

以下、本発明の実施形態について、下記の実施例１～３により、図面を用いながら説明する。

各図において、参照番号が同一のものは同一の構成要件あるいは類似の機能を備えた構成要件を示している。

本発明の実施形態においては、インバータ回路を構成するスイッチング素子を制御するＰＷＭパルス信号列において、幅が基準を下回る信号区間（例えばオンパルス区間やオフパルス区間）を消去する。これにより、パルス幅を最小パルス幅に制限できるとともに、スイッチング損失を低減できる。

図１は、本発明の実施例１であるモータ駆動装置の全体構成を示す回路図である。

モータ駆動装置１００は、整流回路２、平滑コンデンサ３、インバータ回路４、電流検出回路６、直流電圧検出回路７および制御装置８を備えている。また、モータ駆動装置１００には、交流電源１と交流モータ５が接続される。

整流回路２は、交流電源１に接続され、交流電源１からの交流電圧を直流電圧に変換する。平滑コンデンサ３は、整流回路２の直流出力端子に接続され、整流回路２の出力である直流電圧を平滑する。インバータ回路４は、制御装置８から入力されるＰＷＭ信号に従って、半導体スイッチング素子９をオン・オフ動作させ、平滑コンデンサ３の出力である直流電圧を交流電圧に変換して出力し、交流モータ５の回転数を制御する。なお、図１においては、半導体スイッチング素子９が、還流ダイオードが並列接続されるＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）である。半導体スイッチング素子として、パワーＭＯＳＦＥＴなどの他の電力用半導体スイッチング素子を用いてもよい。

なお、交流電源１に代え、蓄電池などの直流電源から給電する場合は、整流回路２と平滑コンデンサ３を省略し、直流電源の出力をインバータ回路４に入力する。

電流検出回路６は、平滑コンデンサ３とインバータ回路４との間に設けられるシャント抵抗６０により、インバータ回路４の直流母線電流を検出する。直流電圧検出回路７は、平滑コンデンサ３の両端の直流電圧を検出する。

制御装置８は、電流検出回路６および直流電圧検出回路７からの検出信号に基づいて、インバータ回路４の各半導体スイッチング素子９をスイッチング（オン・オフ）制御するためのＰＷＭ（パルス幅変調）信号を作成する。制御装置８としては、マイクロコンピュータやＤＳＰ（Digital Signal Processor）などの演算処理装置が用いられる。また、制御装置８はサンプリングホールド回路およびＡ／Ｄ（Analog/Digital）変換部を備えており、入力される各電圧・電流の検出信号がデジタル信号に変換される。

図２は、実施例１のモータ駆動装置１００が備える制御装置８の内部構成を示す機能ブロック図である。

図２に示すように、制御装置８は、速度制御器１０と、ｄ軸電流指令発生器１１と、電圧制御器１２と、２軸／３相変換器１３と、速度・位相推定器１４と、３相／２軸変換器１５と、電流再現演算器１６と、ＰＷＭ制御器１７と、を備える。このような内部構成により、制御装置８は、交流モータ５に印加する電圧指令信号を演算し、インバータ回路４を制御するＰＷＭ制御信号を作成する。なお、本実施例において、２軸とは、回転座標系におけるｄ軸およびｑ軸である。すなわち、本実施例では、いわゆるベクトル制御が適用されている。

電流再現演算器１６は、電流検出回路６が出力する母線電流検出信号と、２軸／３相変換器１３が出力する３相電圧指令値Ｖ_ｕ ^＊，Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊を用いて、インバータ回路４の出力電流Ｉ_ｕ，Ｉ_ｖ，Ｉ_ｗを再現する。なお、母線電流検出信号から３相電流を再現する代わりに、電流センサなどの電流検出手段を用いてインバータ回路４の出力である交流電流を検出してもよい。この場合は、電流検出手段が検出した３相電流が３相／２軸変換器１５に入力される。

なお、図２に示す速度制御器１０、電圧制御器１２、速度・位相推定器１４には、一般的な公知技術（例えば、比例制御器、微分制御器、積分制御器、もしくはこれら制御器の組み合わせ）が適用される。

ＰＷＭ制御器１７は、２軸／３相変換器１３からの３相電圧指令値（Ｖ_ｕ ^＊，Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊）と、直流電圧検出回路７（図１）からの直流電圧検出信号Ｅ_ｄｃと、所定周波数のキャリア波とに基づいてＰＷＭ制御信号を作成する。制御装置８は、このＰＷＭ制御信号によって、インバータ回路４の各半導体スイッチング素子９がスイッチング動作する。これにより、インバータ回路４の出力電圧が制御される。

ＰＷＭ制御器１７におけるＰＷＭ制御の方式としては、例えば、いわゆる三角波比較方式を適用することができる。三角波比較方式では、マイクロコンピュータの内蔵機能を用いて、三角波または鋸歯状波のキャリア波信号を作成し、各レジスタの出力と比較して、出力信号のレベルを制御する。

なお、本実施例１では、三角波のキャリア波信号を用いた三角波比較方式が適用される。

図３は、本実施例１における制御装置８が備えるＰＷＭ制御器１７の内部構成示す機能ブロック図である。

ＰＷＭ制御器１７は、タイマ機能を用いて、キャリア波発生器２５で、三角波のキャリア波信号を発生させるとともに、山（三角波の上に凸部分の頂点）および谷（三角波の下に凸部分の頂点）のタイミングを示す山・谷信号を作成する。この山・谷信号が発生するタイミングから、ＰＷＭ制御器１７は、演算処理を実行する。

ＰＷＭ制御器１７は、２軸／３相変換器２４からの３相電圧指令値（Ｖ_ｕ ^＊，Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊）を、変調波演算器２０で、直流電圧検出信号を用いて正規化し、変調波信号に変換する。

ＰＷＭ制御器１７は、変調波演算器２０で演算された変調波信号に対し、狭幅パルス消去処理器２１で、ＰＷＭ信号においてパルスのオン・オフ区間の幅が所定基準未満となるパルスを消去するための処理を実行する。

狭幅パルス消去処理器２１の出力は、バッファレジスタ２２に入力され、山・谷信号に従って、キャリア波の山または谷の時点で、比較用レジスタ２３へ転送される。比較器２４は、比較用レジスタ２３の出力（変調波信号）と、キャリア波発生器２５で発生されたキャリア波信号とを比較することにより、ＰＷＭ信号を作成する。

図４は、本実施例１における変調波（１相分）、キャリア波、ＰＷＭ信号の一例を示す波形図である。ＰＷＭ制御器１７におけるＰＷＭ信号の作成の仕方を説明する。なお、図４中に、電圧指令のレジスタ更新のタイミングを示す。

狭幅パルス消去処理器２１からの変調波３１は、所定のタイミングｔ１でバッファレジスタ２２に入力され、さらにキャリア波３３の山・谷時点ｔ２で比較用レジスタ２３に転送される。比較用レジスタ２３の出力が変調波３２となる。比較器２４は、比較用レジスタ２３からの出力である変調波３２とキャリア波３３とを比較して、ＰＷＭ信号３４を作成する。

ＰＷＭ信号３４は、キャリア波３３が、比較用レジスタ２３に転送された変調波３２のレベルを下から上へ横切るタイミングで、ＨＩＧＨ状態からＬＯＷ状態へ遷移する。また、ＰＷＭ信号３４は、キャリア波が変調波３２のレベルを上から下へ横切るタイミングで、ＬＯＷ状態からＨＩＧＨ状態へ遷移する。

以下、狭幅パルス消去処理器２１が実行する処理について詳細に説明する。

まず、ＰＷＭ制御信号に発生するパルス幅の狭いパルスについて説明する。

図５は、２周期分の変調波３２と、キャリア波３３およびＰＷＭ信号３４の波形図である。なお、図５では、正規化された波形が示されている。

図５に示すように、変調波３２がキャリア波３３の山あるいは谷に近づくと、ＰＷＭ信号３４のオンおよびオフの区間、すなわちパルス幅およびパルス間隔が狭くなる（図中、点線の四角内のパルス）。このようなオンおよびオフの区間の狭いＰＷＭ信号に対応する出力電圧の変化分は小さいため、ＰＷＭ信号におけるこのような狭いパルス区間を消去することにより、出力電圧の変動を抑えながら半導体スイッチング素子９のスイッチング動作の回数を低減することができる。これにより、半導体スイッチング素子９のスイッチング損失を低減することができる。

以下、狭幅パルス消去処理器２１（図３）の動作について説明する。

図６は、キャリア波の谷から山に向かう半周期において狭幅パルス消去処理器２１が実行する処理を示すフローチャートである。

また、図７は、キャリア波の山から谷に向かう半周期において狭幅パルス消去処理器２１が実行する処理を示すフローチャートである。

狭幅パルス消去処理器２１は、図６に示す処理と図７に示す処理を交互に実行する。

まず、図６および図７に示す処理について、概略的に説明する。

変調波がキャリア波の山（頂）や谷（底）に近いと、幅もしくは間隔の狭いＰＷＭパルスが作成される。そこで、本実施例では次のような処理により、幅もしくは間隔の狭いＰＷＭパルスが消去される。

図６では、キャリア波の谷から山に向かう半周期においてキャリア波と比較されるＭａ（ｕｐ）が、山に近いかを判定し、山に近ければ、ＰＷＭパルスの幅（間隔）の内、Ｍａ（ｕｐ）による分をゼロとするように、Ｍａ’（ｕｐ）（＝Ｔｐ）を作成する。また、前回（図７）、Ｍａ（ｄｗ）が谷に近いと判定された場合、Ｍａ（ｄｗ）とＭａ（ｕｐ）によるＰＷＭパルスの幅（間隔）が所定の許容最小値より小さくなるか（＜Ｔｍｉｎ？）が判定され、ＰＷＭパルスの幅（間隔）をゼロとするように（＜Ｔｍｉｎ）、もしくはＰＷＭパルスの幅（間隔）を確保するように（≧Ｔｍｉｎ）、Ｍａ’（ｕｐ）（＝Ｔｖ（：＜Ｔｍｉｎ），＝Ｍａ（ｕｐ）－Ｓｈｉｆｔ）。

図７では、キャリア波の山から谷に向かう半周期においてキャリア波と比較されるＭａ（ｄｗ）が谷に近いかを判定し、谷に近ければ、ＰＷＭパルスの幅（間隔）の内、Ｍａ（ｄｗ）による分をゼロとするように、Ｍａ’（ｄｗ）（＝Ｔｖ）が作成される。また、前回（図６）、Ｍａ（ｕｐ）が山に近いと判定された場合、Ｍａ（ｕｐ）とＭａ（ｄｗ）によるＰＷＭパルスの幅（間隔）が所定の許容最小値より小さくなるか（＜Ｔｍｉｎ？）が判定され、ＰＷＭパルスの幅（間隔）をゼロとするように（＜Ｔｍｉｎ）、もしくはＰＷＭパルスの幅（間隔）を確保するように（≧Ｔｍｉｎ）、Ｍａ’（ｄｗ）（＝Ｔｐ（：＜Ｔｍｉｎ），＝Ｍａ（ｄｗ）－Ｓｈｉｆｔ）が作成される。

図６および図７の処理において、狭幅パルス消去処理器２１は、一つのパルス間隔もしくは一つのパルスが作成されるキャリア波の一周期において変調波演算器２０が出力する変調波Ｍａの内、前半周期における変調波がキャリア波の山もしくは谷に近いと判定すると、キャリア波の山もしくは谷のレベルに一致する変調波Ｍａ’を作成する。すなわち、狭幅パルス消去処理器２１は、前半周期においてパルス間隔もしくはパルス幅が狭くなりえると判定すると、パルス間隔もしくはパルス幅を確定させる後半周期における変調波の出力を待たずに、いわば後半周期におけるパルス消去処理の前処理として、前半周期におけるパルス間隔もしくはパルス幅を消去するような変調波Ｍａ’を作成する。

さらに、狭幅パルス消去処理器２１は、キャリア波の後半周期において、変調波演算器２０が前後半周期に出力した変調波によるＰＷＭパルスのパルス間隔もしくはパルス幅が所定の許容最小値よりも小さくなると判定すると、後半周期におけるパルス間隔もしくはパルス幅を消去するような変調波Ｍａ’を作成する。これにより、前述した前半周期における前処理(パルス間隔もしくはパルス幅の消去)と相まって、ＰＷＭパルスにおける狭いパルス間隔もしくは幅の狭いパルスが消去される。

また、狭幅パルス消去処理器２１は、キャリア波の後半周期において、変調波演算器２０が前後半周期に出力した変調波によるＰＷＭパルスのパルス間隔もしくはパルス幅が所定の許容最小値よりも小さくはないと判定すると、後半周期におけるパルス間隔もしくはパルス幅を、前半周期において狭めた分だけ広げて、変調波演算器２０が出力する変調波Maによるパルス間隔もしくはパルス幅が確保されるような変調波Ｍａ’を作成する。

図６の処理について、具体的に説明する。

狭幅パルス消去処理器２１は、処理を開始すると（ステップS１００）、変調波演算器２０（図３）が出力する変調波Ｍａを取得する(ステップＳ１０１)。

次に、狭幅パルス消去処理器２１は、前回の処理（後述する図７の処理）において設定されたシフト量(図７のステップＳ２０４,Ｓ２０５,Ｓ２０７,Ｓ２０８におけるＳｈｉｆｔ)が零（０）であるかを判定する。狭幅パルス消去処理器２１は、Ｓｈｉｆｔが零であると判定すると（ステップＳ１０２のＹＥＳ）、次にステップＳ１０６を実行し、Ｓｈｉｆｔが零ではないと判定すると（ステップＳ１０２のＮＯ）、次にステップＳ１０３を実行する。

ここで、図７のステップＳ２０７では、変調波Ｍａ’（ｄｗ）を谷Ｔｖに一致させてＭａ（ｄｗ）によるパルス幅（間隔）を零にするため、次のＭａ’（ｕｐ）によりＰＷＭパルス幅を調整（確保または消去）するため、Ｓｈｉｆｔ＝Ｔｖ－Ｍａ（ｄｗ）≠０と設定される。このＳｈｉｆｔに基づいて、ステップＳ１０２でＳｈｉｆｔが零ではないと判定されると、図６のステップＳ１０３以降の処理が実行され、Ｓｈｉｆｔに基づいて、ＰＷＭパルス幅を調整（確保または消去）するためのＭａ’（ｕｐ）が作成される。

また、図７のステップＳ２０８では、Ｍａ’（ｄｗ）＝Ｍａ（ｄｗ）であり、次のＭａ’（ｕｐ）によりＰＷＭパルス幅（間隔）を調整（確保または消去）しない。さらに、図７のステップＳ２０４およびＳ２０５では、ＰＷＭパルス幅を調整（確保または消去）するためのＭａ’（ｄｚ）が作成されるので、次のＭａ’（ｕｐ）によりＰＷＭパルス幅（間隔）を調整（確保または消去）しない。したがって、図７のステップＳ２０８，Ｓ２０４，Ｓ２０５では、Ｓｈｉｆｔ＝０と設定される。このＳｈｉｆｔに基づいて、ステップＳ１０２でＳｈｉｆｔが零であると判定されると、図６のステップＳ１０６以降の処理が実行される。

ステップＳ１０６において、狭幅パルス消去処理器２１は、Ｍａが閾値Ｔｈ１より大きいかを判定する。Ｔｈ１は式（１）により設定される。

Ｔｈ１＝Ｔｐ－Ｔｍｉｎ … （１）
Ｔｐはキャリア波の山のレベルであり、Ｔｍｉｎは許容されるＰＷＭパルス幅（間隔）の最小値を得るためのキャリア波の山と変調波のレベル差である。図６の処理では、このレベル差は、Ｔｐ－Ｍａ（ｕｐ）とＴｐ－Ｍａ（ｄｗ）の和に対応する。

したがって、狭幅パルス消去処理器２１は、ステップＳ１０６において、Ｓ１０１で取得したＭａ（ｕｐ）が、山（Ｔｐ）に近いかを判定する。すなわち、狭幅パルス消去処理器２１は、次の半周期でＭ’（ｄｗ）によるＰＷＭパルス幅（間隔）の調整をするかを判定する。狭幅パルス消去処理器２１は、Ｍａ（ｕｐ）が山（Ｔｐ）に近いと判定すると（ステップＳ１０６のＹＥＳ）、次にステップＳ１０７を実行し、Ｍａ（ｕｐ）が山（Ｔｐ）に近くない判定すると（ステップＳ１０６のＮＯ）、次にステップＳ１０８を実行する。

ステップＳ１０７において、狭幅パルス消去処理器２１は、Ｔｐとレベルが等しいＭａ’（ｕｐ）（＝Ｔｐ）を作成する。これにより、ＰＷＭパルス幅（間隔）が、ＰＷＭパルス幅（間隔）の内、Ｍａ（ｕｐ）による分だけ狭められる。また、狭幅パルス消去処理器２１は、シフト量（Ｓｈｉｆｔ）をＴｐとＭａ（ｕｐ）のレベル差（Ｔｐ－Ｍａ（ｕｐ））に設定する。このレベル差は、ＰＷＭパルス幅（間隔）の内、Ｍａ（ｕｐ）による分に対応する。

ステップＳ１０８において、狭幅パルス消去処理器２１は、Ｍｐ（ｕｐ）とレベルが等しいＭａ’（ｕｐ）（＝Ｍａ（ｕｐ））を作成する。すなわち、変調波は変更されない。これにより、ＰＷＭパルス幅（間隔）の内、Ｍａ（ｕｐ）による分は変更されずに維持される。また、次の半周期でＭ’（ｄｗ）によるＰＷＭパルス幅（間隔）調整は不要となるため、狭幅パルス消去処理器２１は、シフト量（Ｓｈｉｆｔ）を零に設定する。

ステップＳ１０3において、狭幅パルス消去処理器２１は、Ｍａ（ｕｐ）と前回の処理（図７）により設定されたＳｈｉｆｔとの差（Ｍａ（ｕｐ）－Ｓｈｉｆｔ）が閾値Ｔｈ０より小さいかを判定する。Ｔｈ１は式（２）により設定される。

Ｔｈ０＝Ｔｖ＋Ｔｍｉｎ … （２）
Ｔｖはキャリア波の谷のレベルであり、Ｔｍｉｎは、式（１）と同様に、許容されるＰＷＭパルス幅（間隔）の最小値を得るためのキャリア波１周期におけるＭａ（ｕｐ）およびＭａ（ｄｗ）のレベル差である。

ステップＳ１０３において、Ｓｈｉｆｔ＝Ｔｖ－Ｍａ（ｄｗ）であるから、判定式「Ｍａ（ｕｐ）－Ｓｈｉｆｔ＜Ｔｈ０」は、式（２）により、「（Ｍａ（ｄｗ）－Ｔｖ）＋（Ｍａ（ｕｐ）－Ｔｖ）＜Ｔｍｉｎ」に変形できる。したがって、狭幅パルス消去処理器２１は、ステップＳ１０３において、Ｍａ（ｄｗ）とＭａ（ｕｐ）によるＰＷＭパルスの幅（間隔）が許容最小値（Ｔｍｉｎ）より小さいかを判定している。狭幅パルス消去処理器２１は、Ｍａ（ｕｐ）－Ｓｈｉｆｔ＜Ｔｈ０であると判定すると（ｓｔｅｐ１０３のＹＥＳ）、すなわちＰＷＭパルスの幅（間隔）＜Ｔｍｉｎであると判定すると、次にステップＳ１０４を実行する。また、狭幅パルス消去処理器２１は、Ｍａ（ｕｐ）－Ｓｈｉｆｔ≧Ｔｈ０であると判定すると（ｓｔｅｐ１０３のＮＯ）、すなわちＰＷＭパルスの幅（間隔）≧Ｔｍｉｎであると判定すると、次にステップＳ１０５を実行する。

ステップＳ１０４において、狭幅パルス消去処理器２１は、谷のレベルに等しいＭａ’（ｕｐ）（＝Ｔｖ）を作成する。これにより、前回の処理によりＭａ’（ｄｗ）は谷のレベル（Ｔｖ）に設定されているから、ＴｖとＭａ’（ｄｗ）とのレベル差と、ＴｖとＭａ’（ｕｐ）とのレベル差は、ともに零となる。したがって、Ｍａ’（ｄｗ）とＭａ’（ｕｐ）によるＰＷＭパルスの幅（間隔）は零となる。すなわち、Ｍａ（ｄｗ）とＭａ（ｕｐ）による狭い幅のＰＷＭパルスや、パルス間の狭い間隔が消去される。また、次の半周期でＭ’（ｄｗ）によるＰＷＭパルス幅（間隔）調整は不要となるため、狭幅パルス消去処理器２１は、シフト量（Ｓｈｉｆｔ）を零に設定する。

ステップＳ１０５において、狭幅パルス消去処理器２１は、Ｍａ（ｕｐ）と前回の処理によるＳｈｉｆｔとの差に等しいＭａ’（ｕｐ）（＝Ｍａ（ｕｐ）－Ｓｈｉｆｔ）を作成する。前回の処理によるＳｈｉｆｔ＝Ｔｖ－Ｍａ（ｄｗ）であるから、ステップＳ１０５における設定式「Ｍａ’（ｕｐ）＝Ｍａ（ｕｐ）－Ｓｈｉｆｔ」は、「Ｔｖ－Ｍａ’（ｕｐ）＝（Ｔｖ－Ｍａ（ｄｗ））＋（Ｔｖ－Ｍａ（ｕｐ））」と変形される。したがって、Ｍａ’（ｕｐ）によるＰＷＭパルス幅（間隔）は、Ｍａ（ｄｗ）とＭａ（ｕｐ）によるＰＷＭパルスの幅（間隔）に等しい。すなわち、Ｍａ’（ｕｐ）によるＰＷＭパルス幅（間隔）は、前回の処理（Ｍａ’（ｄｗ）＝Ｔｖ）で狭められたパルス幅の分だけ広げられる。したがって、Ｍａ（ｄｗ）とＭａ（ｕｐ）によるＰＷＭパルスの幅（間隔）が確保される。また、次の半周期でＭ’（ｄｗ）によるＰＷＭパルス幅（間隔）調整は不要となるため、狭幅パルス消去処理器２１は、シフト量（Ｓｈｉｆｔ）を零に設定する。

次に、図７の処理について、具体的に説明する。

図７におけるステップＳ２０１，Ｓ２０２，Ｓ２０３，Ｓ２０４，Ｓ２０５，Ｓ２０６，Ｓ２０７，Ｓ２０８は、それぞれ、図６におけるステップＳ１０１，Ｓ１０２，Ｓ１０３，Ｓ１０４，Ｓ１０５，Ｓ１０６，Ｓ１０７，Ｓ１０８に対応する。

上述した図６の処理の具体的な説明において、Ｍａ（ｕｐ），Ｍａ（ｄｗ），Ｍａ’（ｕｐ），Ｍａ’（ｄｗ），Ｔｈ０，Ｔｈ１，Ｔｐ，Ｔｖを、それぞれ、Ｍａ（ｄｗ），Ｍａ（ｕｐ），Ｍａ’（ｄｗ），Ｍａ’（ｕｐ），Ｔｈ１，Ｔｈ０，Ｔｖ，Ｔｐに置き換えるとともに、変調波と閾値との大小関係を逆にすれ、図７の処理の具体的な説明となる。

次に、狭幅パルス消去処理器２１によって作成される変調波の例について説明する。

図８は、狭幅パルス消去処理器２１がキャリア波の山の近くで発生する狭いパルス間隔を消去する場合における変調波、キャリア波およびＰＷＭパルスの一例を示す波形図である。

なお、図８中、上側の波形図が狭幅パルス消去処理器２１による処理前の波形を示し、下側の波形図が狭幅パルス消去処理器２１による処理後の波形を示す。

図８中に示す、Ｍａ＿ｕｐｉ，Ｍａ＿ｄｗｉ，Ｍａ＿ｕｐｉ’，Ｍａ＿ｄｗｉ’（ｉ＝１，２，３）は、それぞれ、上述したＭａ（ｕｐ），Ｍａ（ｄｗ），Ｍａ’（ｕｐ），Ｍａ’（ｄｗ）に相当する。また、０＜Ｔｈ１＜Ｔｐ，Ｔｖ＜Ｔｈ０＜０である。ここで、０レベルは、ＴｐとＴｖの中央のレベル（（Ｔｐ＋Ｔｖ）／２）である（図５（正規化されている場合）参照）。

以下、適宜、図６（Ｓ１０１～Ｓ１０８）および図７（Ｓ２０１～Ｓ２０８）を参照しながら説明する。

本例において、Ｍａ＿ｕｐ１に対する処理時には、前の処理によるＳｈｉｆｔは零であり（Ｓ１０２）、Ｍａ＿ｕｐ１はＴｈ１より小さいので（Ｓ１０６のＮＯ）、Ｍａ＿ｕｐ１’＝Ｍａ＿ｕｐ１となる（Ｓ１０８）。このため、ＰＷＭパルスの立下り（ＨＩＧＨ→ＬＯＷ）の時点は、処理の前後で変わらない。なお、Ｓｈｉｆｔは０に設定される（Ｓ１０８）。

Ｍａ＿ｄｗ１に対する処理時には、前の処理によるＳｈｉｆｔは零であり（Ｓ２０２）、Ｍａ＿ｄｗ１はＴｈ０より大きいので（Ｓ２０６のＮＯ）、Ｍａ＿ｄｗ１’＝Ｍａ＿ｄｗ１となる（Ｓ２０８）。このため、ＰＷＭパルスの立上り（ＬＯＷ→ＨＩＧＨ）の時点は、処理の前後で変わらない。なお、Ｓｈｉｆｔは０に設定される（Ｓ２０８）。

したがって、Ｍａ＿ｕｐ１’，Ｍａ＿ｄｗ１’によるＰＷＭパルスの間隔は、大きさおよび位相の両方について、Ｍａ＿ｕｐ１，Ｍａ＿ｄｗ１によるＰＷＭパルスの間隔が維持される。

Ｍａ＿ｕｐ２に対する処理時には、前の処理によるＳｈｉｆｔは零であり（Ｓ１０２）、Ｍａ＿ｕｐ１はＴｈ１より大きいので（Ｓ１０６のＹＥＳ）、Ｍａ＿ｕｐ２’＝Ｔｐとなる（Ｓ１０７）。このため、ＰＷＭパルスの立下り（ＨＩＧＨ→ＬＯＷ）の時点は、キャリア波の山の時点まで移動する。この場合、山と変調波のレベル差Ｓ２（＝Ｔｐ－Ｍａ＿ｕｐ２）に応じて、パルス間隔が狭められる。なお、ＳｈｉｆｔはＴｐ－Ｍａ＿ｕｐ２（＝Ｓ２）に設定される（Ｓ１０８）。

Ｍａ＿ｄｗ２に対する処理時には、前の処理によるＳｈｉｆｔ（＝Ｓ２）は零ではなく（Ｓ２０２）、Ｍａ＿ｄｗ２－Ｓ２はＴｈ１より小さいので（Ｓ２０３のＮＯ）、Ｍａ＿ｄｗ２’＝Ｍａ＿ｄｗ２－Ｓ２となる（Ｓ２０５）。このため、ＰＷＭパルスの立上り（ＬＯＷ→ＨＩＧＨ）の時点は、レベル差Ｓ２に応じて時間が進む方向（図８中右方向）に移動する。なお、Ｓｈｉｆｔは０に設定される（Ｓ２０５）。

したがって、Ｍａ＿ｕｐ２’，Ｍａ＿ｄｗ２’によるＰＷＭパルスの間隔は、位相はずれるが、大きさについては、Ｍａ＿ｕｐ１，Ｍａ＿ｄｗ１によるＰＷＭパルスの間隔の大きさＡが確保される。これにより、出力電流の大きさの変動が抑制される。

Ｍａ＿ｕｐ３に対する処理時には、前の処理によるＳｈｉｆｔは零であり（Ｓ１０２）、Ｍａ＿ｕｐ３はＴｈ１より大きいので（Ｓ１０６のＹＥＳ）、Ｍａ＿ｕｐ３’＝Ｔｐとなる（Ｓ１０７）。このため、ＰＷＭパルスの立下り（ＨＩＧＨ→ＬＯＷ）の時点は、キャリア波の山の時点まで移動する。この場合、山と変調波のレベル差Ｓ３（＝Ｔｐ－Ｍａ＿ｕｐ３）に応じて、パルス間隔が狭められる。なお、ＳｈｉｆｔはＴｐ－Ｍａ＿ｕｐ３（＝Ｓ３）に設定される（Ｓ１０８）。

Ｍａ＿ｄｗ３に対する処理時には、前の処理によるＳｈｉｆｔ（＝Ｓ３）は零ではなく（Ｓ２０２）、Ｍａ＿ｄｗ３－Ｓ３はＴｈ１より大きいので（Ｓ２０３のＹＥＳ）、Ｍａ＿ｄｗ３’＝Ｔｐとなる（Ｓ２０４）。このため、ＰＷＭパルスの立上り（ＬＯＷ→ＨＩＧＨ）の時点は、キャリア波の山の時点まで移動する。この場合、山と変調波のレベル差（＝Ｔｐ－Ｍａ＿ｄｗ３）に応じて、パルス間隔が狭められる。なお、Ｓｈｉｆｔは０に設定される（Ｓ２０５）。

したがって、Ｍａ＿ｕｐ３’，Ｍａ＿ｄｗ３’によるＰＷＭパルスの間隔は零となる。すなわち、位相はずれるが、大きさについては、Ｍａ＿ｕｐ３，Ｍａ＿ｄｗ３によるＰＷＭパルスの間隔（Ｂ）が消去される。これにより、インバータ回路４（図１）のスイッチング損失が低減される。

図９は、狭幅パルス消去処理器２１がキャリア波の谷の近くで発生する幅の狭いパルスを消去する場合における変調波、キャリア波およびＰＷＭパルスの一例を示す波形図である。

なお、図９中、上側の波形図が狭幅パルス消去処理器２１による処理前の波形を示し、下側の波形図が狭幅パルス消去処理器２１による処理後の波形を示す。

図９中に示す、Ｍａ＿ｕｐｉ，Ｍａ＿ｄｗｉ，Ｍａ＿ｕｐｉ’，Ｍａ＿ｄｗｉ’（ｉ＝１，２，３）は、それぞれ、上述したＭａ（ｕｐ），Ｍａ（ｄｗ），Ｍａ’（ｕｐ），Ｍａ’（ｄｗ）に相当する。また、０＜Ｔｈ１＜Ｔｐ，Ｔｖ＜Ｔｈ０＜０である。ここで、０レベルは、図８と同様に、ＴｐとＴｖの中央のレベルである。

以下、適宜、図６（Ｓ１０１～Ｓ１０８）および図７（Ｓ２０１～Ｓ２０８）を参照しながら説明する。

本例において、Ｍａ＿ｄｗ１に対する処理時には、前の処理によるＳｈｉｆｔは零であり（Ｓ２０２）、Ｍａ＿ｄｗ１はＴｈ０より大きいので（Ｓ２０６のＮＯ）、Ｍａ＿ｄｗ１’＝Ｍａ＿ｄｗとなる（Ｓ２０８）。このため、ＰＷＭパルスの立上がり（ＬＯＷ→ＨＩＧＨ）の時点は、処理の前後で変わらない。なお、Ｓｈｉｆｔは０に設定される（Ｓ２０８）。

Ｍａ＿ｕｐ１に対する処理時には、前の処理によるＳｈｉｆｔは零であり（Ｓ１０２）、Ｍａ＿ｕｐ１はＴｈ１より小さいので（Ｓ１０６のＮＯ）、Ｍａ＿ｕｐ１’＝Ｍａ＿ｕｐ１となる（Ｓ１０８）。このため、ＰＷＭパルスの立下り（ＨＩＧＨ→ＬＯＷ）の時点は、処理の前後で変わらない。なお、Ｓｈｉｆｔは０に設定される（Ｓ１０８）。

したがって、Ｍａ＿ｄｗ１’，Ｍａ＿ｕｐ１’によるＰＷＭパルスは、大きさおよび位相の両方について、Ｍａ＿ｕｐ１，Ｍａ＿ｄｗ１によるＰＷＭパルスが維持される。

Ｍａ＿ｄｗ２に対する処理時には、前の処理によるＳｈｉｆｔは零であり（Ｓ２０２）、Ｍａ＿ｄｗ２はＴｈ０より小さいので（Ｓ２０６のＹＥＳ）、Ｍａ＿ｄｗ２’＝Ｔｖとなる（Ｓ２０７）。このため、ＰＷＭパルスの立上り（ＬＯＷ→ＨＩＧＨ）の時点は、キャリア波の谷の時点まで移動する。この場合谷と変調波のレベル差Ｓ２（＝Ｔｖ－Ｍａ＿ｄｗ２）に応じて、パルス幅が狭められる。なお、ＳｈｉｆｔはＴｖ－Ｍａ＿ｄｗ２（＝Ｓ２）に設定される（Ｓ２０８）。

Ｍａ＿ｕｐ２に対する処理時には、前の処理によるＳｈｉｆｔ（＝Ｓ２）は零ではなく（Ｓ１０２）、Ｍａ＿ｕｐ２－Ｓ２はＴｈ０より大きいので（Ｓ１０３のＮＯ）、Ｍａ＿ｕｐ２’＝Ｍａ＿ｕｐ２－Ｓ２となる（Ｓ１０５）。このため、ＰＷＭパルスの立下り（ＨＩＧＨ→ＬＯＷ）の時点は、レベル差Ｓ２に応じてパルス幅が広がる方向（図９中右方向）に移動する。なお、Ｓｈｉｆｔは０に設定される（Ｓ１０５）。

したがって、Ｍａ＿ｄｗ２’，Ｍａ＿ｕｐ２’によるＰＷＭパルスは、位相はずれるが、幅については、Ｍａ＿ｄｗ２，Ｍａ＿ｕｐ２によるＰＷＭパルスの幅Ａが確保される。これにより、出力電流の大きさの変動が抑制される。

Ｍａ＿ｄｗ３に対する処理時には、前の処理によるＳｈｉｆｔは零であり（Ｓ２０２）、Ｍａ＿ｄｗ３はＴｈ０より小さいので（Ｓ２０６のＹＥＳ）、Ｍａ＿ｄｗ３’＝Ｔｖとなる（Ｓ２０７）。このため、ＰＷＭパルスの立上り（ＬＯＷ→ＨＩＧＨ）の時点は、キャリア波の谷の時点まで移動する。この場合、谷と変調波のレベル差Ｓ３（＝Ｔｖ－Ｍａ＿ｄｗ３）に応じて、パルス幅が狭められる。なお、ＳｈｉｆｔはＴｖ－Ｍａ＿ｄｗ３（＝Ｓ３）に設定される（Ｓ１０８）。

Ｍａ＿ｕｐ３に対する処理時には、前の処理によるＳｈｉｆｔ（＝Ｓ３）は零ではなく（Ｓ１０２）、Ｍａ＿ｕｐ３－Ｓ３はＴｈ０より小さいので（Ｓ１０３のＹＥＳ）、Ｍａ＿ｕｐ３’＝Ｔｖとなる（Ｓ１０４）。このため、ＰＷＭパルスの立下り（ＨＩＧＨ→ＬＯＷ）の時点は、キャリア波の山の時点まで移動する。この場合、谷と変調波のレベル差（＝Ｔｖ－Ｍａ＿ｕｐ３）に応じて、パルス幅が狭められる。なお、Ｓｈｉｆｔは０に設定される（Ｓ１０４）。

したがって、Ｍａ＿ｄｗ３’，Ｍａ＿ｕｐ３’によるＰＷＭパルスの幅は零となる。すなわち、Ｍａ＿ｄｗ３，Ｍａ＿ｕｐ３による幅の狭いＰＷＭパルスが消去される。これにより、インバータ回路４（図１）のスイッチング損失が低減される。

上述のように、本実施例１によれば、狭幅パルス消去処理器２１によって、変調波演算器２０が出力する変調波Ｍａ１がキャリア波の山または谷に近いと判定された場合に、キャリア波の山または谷に一致する変調波Ｍａ１’が作成され、次に変調波演算器２０が変調波Ｍａ２を出力する時、Ｍａ１およびＭａ２によるＰＷＭパルスのパルス幅もしくはパルス間隔の大きさが所定の許容最小値よりも小さくなると判定されると、キャリア波の山または谷に一致する変調波Ｍａ２’が作成される。これにより、ＰＷＭパルスを作成するための処理を複雑化することなく、ＰＷＭパルスにおける狭いパルス間隔もしくは幅の狭いパルスを消去できる。また、パルス幅もしくはパルス間隔を確定させるＭａ２が出力される前の時点で、許容最小値との比較を行うことなく、Ｍａ１’が作成されるので、処理が複雑化せず、高速な処理ができる。

さらに、本実施例１によれば、Ｍａ１およびＭａ２によるＰＷＭパルスのパルス幅もしくはパルス間隔の大きさが所定の許容最小値よりも小さくないと判定されると、Ｍａ１およびＭａ２によるＰＷＭパルスのパルス幅もしくはパルス間隔の大きさが確保されるようなＭａ’２が作成される。これにより、インバータ装置の出力電圧誤差を抑制して、出力電流の変動を抑制できる。

なお、パルス信号区間の幅に対する所定基準（Ｔｍｉｎ）は、例えば、所定パルス幅として、５～３０μｓｅｃの範囲の値に対応する。ただし、消去することが望ましいパルスの幅は、キャリア波の周期などに依存するため、キャリア波の周期に対する所定割合の値で指定されてもよい。例えば、キャリア周期に対する所定割合として、５～１５％の範囲の値が指定され得る。キャリア周期が例えば１００～２００μｓである場合、５～１５％の範囲の割合に対応して、５～３０μｓｅｃの所定幅が得られる。また、モータの巻線抵抗値やインダクタンス値が大きい場合、狭いパルスの消去がモータ電流リップルへ及ぼす影響が少ないため、所定基準（Ｔｍｉｎ）を大きめにしてもよい。

上述のように、実施例１によれば、ＰＷＭ制御を複雑化することなく、ＰＷＭパルスの幅（オン区間）および間隔（オフ区間）を所定値である許容最小値以上に制限できる。さらに、インバータ回路４のスイッチング損失が低減されるので、インバータ装置や、モータ駆動装置の電力損失を低減することができる。

次に、図１０および図１１を参照しながら、本発明の実施例２であるインバータ装置について説明する。本実施例２は、太陽光発電設備や蓄電池向けの系統連系インバータ装置に好適である。

以下、主に、実施例１とは異なる点について説明する。

図１０は、本発明の実施例２であるインバータ装置の全体構成を示す回路図である。

インバータ装置２００は、交流側で交流電源１に接続され、直流側で直流負荷５０に接続されている。なお、以下の説明および図１０においては、直流電力を消費する装置および直流電力を供給する装置（太陽光発電装置や蓄電池など）を含めて、「直流負荷」と称する。

図１０に示すように、インバータ装置２００は、交流電源１に直列に接続されたノイズフィルタ４２と、リアクトル４３と、直流負荷５０に接続されるインバータ回路４とを、備えている。さらに、インバータ装置２００は、インバータ回路４の直流側の正極／負極間に接続されるコンデンサ４５と、交流電源１の交流電圧を検出する交流電圧検出回路４６と、正極／負極間の直流電圧を検出する直流電圧検出回路４７と、インバータ回路４のＰＷＭ制御を実行する制御装置４８と、交流電源１の交流電流を検出する電流検出回路４９とを、備えている。

以下、インバータ回路４の動作モードについて説明する。

インバータ回路４の動作モードには、整流モード（交流／直流変換モード）と、回生モード（直流／交流変換モード）とがある。整流モードは、交流電源１から交流電力を受電して直流負荷５０に直流電力を供給する動作モードである。回生モードは、直流負荷５０からの直流電力を逆変換して交流電源１（交流負荷）へ交流電力を出力する動作モードである。整流モードおよび回生モードは、制御装置４８からの制御信号によって切り替えられる。

図１０に示す交流電源１は、３相交流電源である。インバータ回路４は、３相交流電源に対応して、６個の半導体スイッチング素子９からなる３相ブリッジ回路によって構成される。

コンデンサ４５は、インバータ回路４の直流側の直流電圧のリップル電圧およびサージ電圧を抑制する。

制御装置４８は、交流電圧検出回路４６、直流電圧検出回路４７および電流検出回路４９からの検出信号に基づいて、インバータ回路４の各半導体スイッチング素子９をスイッチング（オン・オフ）制御するためのＰＷＭ信号を作成する。制御装置４８としては、マイクロコンピュータやＤＳＰ（Digital Signal Processor）などの演算処理装置が用いられる。また、制御装置４８はサンプリングホールド回路およびＡ／Ｄ（Analog/Digital）変換部を備えており、入力される各電圧・電流の検出信号がデジタル信号に変換される。

図１１は、実施例２のインバータ装置２００が備える制御装置４８の内部構成を示す機能ブロック図である。

制御装置４８は、演算処理装置が所定のプログラムを実行することで、インバータ回路４に対するＰＷＭ信号を作成する。

図１１に示すように、制御装置４８は、電源位相演算器５１と、電圧制御器５２と、３相／２軸変換器１５と、２軸／３相変換器１３と、ＰＷＭ制御器１７とを備えている。

電源位相演算器５１は、交流電圧検出回路４６が検出した交流電圧検出信号が入力され、電源電圧位相（θ_ｓ）を演算して、演算された電源電圧位相（θ_ｓ）を３相／２軸変換器１５および２軸／３相変換器１３の各々へ出力する。

電圧制御器５２は、ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊およびｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊と、３相／２軸変換器１５で作成されるｄ軸電流検出値Ｉ_ｄおよびｑ軸電流検出値Ｉ_ｑとの誤差を無くすように、比例積分（ＰＩ）制御などを用いて、ｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊およびｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑ ^＊を作成する。

ＰＷＭ制御器５３は、２軸／３相変換器１３からの３相電圧指令値（Ｖ_ｕ ^＊，Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊）と、直流電圧検出信号と、所定周波数のキャリア波とに基づいてＰＷＭ信号を作成する。このＰＷＭ信号により、インバータ回路４の各半導体スイッチング素子９がスイッチング動作する。これにより、インバータ回路４の出力電圧が制御される。

ＰＷＭ制御器５３におけるＰＷＭ制御の方式は実施例１と同様である。また、ＰＷＭ制御器５３の内部構成は、実施例１（図３）と同様である。したがって、狭幅パルス消去処理器２１（図３）を用いて、ＰＷＭ信号中の狭いオフパルスおよびオンパルスが消去される。
インバータ回路において、インバータの変調率（インバータ出力電圧指令と直流電圧との比）が高い領域（＞０．８）では、インバータの各相の出力電圧において、狭いパルス（例えばキャリア周期が１００～２００μｓｅｃとして約３０μｓ未満）が頻発する。このような狭いパルスを消去すれば、インバータ回路のスイッチング損失を低減できる。

上述のように、実施例２によれば、ＰＷＭ制御を複雑化することなく、ＰＷＭパルスの幅（オン区間）および間隔（オフ区間）を所定値である許容最小値以上に制限できる。さらに、インバータ回路４のスイッチング損失が低減されるので、インバータ装置の電力損失を低減することができる。また、狭幅パルス消去処理をしながらも、出力電圧誤差を抑制して、出力電流の変動を抑制することができる。

次に、図１２および図１３を参照しながら、本発明の実施例３である冷凍機器について説明する。

冷凍機器とは、エアーコンディショナーや、冷蔵庫、冷凍庫など、冷媒および冷凍サイクルを利用した機器の総称である。冷凍機器の例としては、ルームエアコンやガスエンジンヒートポンプエアコンなど空気調和機、冷凍機やチリングユニットなどの熱源機器、ショーケースや冷凍冷蔵庫、ユニットクーラー、製氷機など業務用冷凍機、カーエアコンなどの輸送用冷凍機器、ヒートポンプ給湯機などがある。

以下、主に、実施例１および実施例２とは異なる点について説明する。

図１２は、本発明の実施例３である冷凍機器３００の主要部を示す構成図である。

冷凍機器３００は、空気の温度を調和する装置であり、第一の放熱フィン３００Ａと、第二の放熱フィン３００Ｂと、第一の放熱フィン３００Ａと、第二の放熱フィン３００Ｂとを互いに接続する冷媒配管３０６を備えている。

第二の放熱フィン３００Ｂは、冷媒と空気の熱交換を行う熱交換器３０２と、室外熱交換器３０２に空気を送風するファン３０４と、冷媒を圧縮して循環させる圧縮機３０５とを備える。

圧縮機３０５は、内部に交流モータを備えた圧縮機用モータ３０８を有する。モータ駆動装置３０７により圧縮機用モータ３０８を駆動することで、圧縮機３０５が駆動される。モータ駆動装置３０７は、交流電源の交流電圧を直流電圧に変換して、直流電圧をモータ駆動用インバータに供給し、圧縮機用モータ３０８を駆動する。

モータ駆動装置３０７として、前述した実施例１のモータ駆動装置１００（図１）が適用される。これにより、冷凍機器の消費電力が低減できるので、冷凍機器の効率を向上できる。

図１３は、モータ駆動装置３０７が出力する３相交流電流の一例を示す波形図である。
なお、この波形図は、本発明者の検討によるものである。なお、図中では、最小パルス幅を設定するためのＴｍｉｎ（図６，７参照）を、便宜上、Ｔｍｉｎに対応する最小パルス幅の値で示す。

図１３に示すように、最小パルス幅が３５μｓｅｃになると、図中、破線で囲んだ領域Ｒでは、電流波形に若干ひずみが生じている。圧縮機のように、定格負荷条件付近の運転時間が長い装置においては、この程度の歪は許容できるので、スイッチング回数を２０～３０％程度低減できる。したがって、圧縮機などにおいては、電力損失の低減効果が大きくなる。

なお、本発明は前述した実施形態に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、前述した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置き換えをすることが可能である。

１…交流電源
２…整流回路
３…平滑コンデンサ
４…インバータ回路
５…交流モータ
６…電流検出回路
７…直流電圧検出回路
８…制御装置
９…半導体スイッチング素子
１０…速度制御器
１１…ｄ軸電流指令発生器
１２…電圧制御器
１３…２軸／３相変換器
１４…速度・位相推定器
１５…３相／２軸変換器
１６…電流再現演算器
１７…ＰＷＭ制御器
２００…インバータ装置
４２…ノイズフィルタ
４３…リアクトル
４５…コンデンサ
４６…交流電圧検出回路
４７…直流電圧検出回路
４８…制御装置
４９…電流検出回路
５０…直流負荷
５１…電源位相演算器
５２…電圧制御器
５３…ＰＷＭ制御器
２０…変調波演算器
２１…狭幅パルス消去処理器
２２…バッファレジスタ
２３…比較用レジスタ
２４…比較器
２５…キャリア波発生器
３１…変調波
３２…変調波
３３…キャリア波
３４…ＰＷＭ信号
３００…冷凍機器
３００Ａ…第一の放熱フィン
３００Ｂ…第二の放熱フィン
３０２…熱交換器
３０４…ファン
３０５…圧縮機
３０６…冷媒配管
３０７…モータ駆動装置
３０８…圧縮機用モータ

Claims (10)

1. スイッチング素子により直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路を制御する制御装置と、を備え、前記制御装置は、前記インバータ回路を制御するＰＷＭ信号を作成するＰＷＭ制御器を備えるインバータ装置において、
   前記ＰＷＭ制御器は、
   第１の変調波を作成する変調波演算器と、
   前記第１の変調波による前記ＰＷＭ信号におけるパルス幅が所定値よりも小さなパルス、もしくは前記所定値よりも小さなパルス間隔を消去するための第２の変調波を作成する処理器と、
   前記第２の変調波とキャリア波とを比較することにより前記ＰＷＭ信号を作成する比較器と、
   を備え、
   前記処理器は、
   変調波演算器が一時点で出力する前記第１の変調波が前記キャリア波の山または谷に近いと判定すると、前記キャリア波の前記山または前記谷に一致する前記第２の変調波を作成し、
   変調波演算器が次の時点で前記第１の変調波を出力する時、前記一時点で出力された前記第１の変調波および前記次の時点で出力された前記第１の変調波による前記ＰＷＭ信号の前記パルス幅もしくは前記パルス間隔の大きさが前記所定値よりも小さくなると判定すると、前記キャリア波の前記山または前記谷に一致する前記第２の変調波を作成することを特徴とするインバータ装置。
2. 請求項１に記載のインバータ装置において、
   前記処理器は、
   前記所定値と、前記キャリア波の前記山または前記谷のレベルと、に基づいて設定される閾値に基づいて、前記変調波演算器が前記一時点で出力する前記第１の変調波が、前記キャリア波の前記山または前記谷に近いかを判定することを特徴とするインバータ装置。
3. 請求項１に記載のインバータ装置において、
   前記処理器は、
   変調波演算器が次の時点で前記第１の変調波を出力する時、前記一時点で出力された前記第１の変調波および前記次の時点で出力された前記第１の変調波による前記ＰＷＭパルスの前記パルス幅もしくは前記パルス間隔の大きさが前記所定値よりも小さくはないと判定すると、前記一時点で出力された前記第１の変調波および前記次の時点で出力された前記第１の変調波による前記ＰＷＭパルスの前記パルス幅もしくは前記パルス間隔の大きさが確保されるような前記第２の変調波を作成することを特徴とするインバータ装置。
4. 請求項３に記載のインバータ装置において、
   前記処理器は、
   前記一時点で出力された前記第１の変調波および前記次の時点で出力された前記第１の変調波による前記ＰＷＭパルスの前記パルス幅もしくは前記パルス間隔の大きさが確保されるような前記第２の変調波を、前記次の時点で出力された前記第１の変調波と、前記キャリア波の前記山もしくは前記谷と前記一時点で出力された前記第１の変調波とのレベル差とに基づいて作成することを特徴とするインバータ装置。
5. 請求項１に記載のインバータ装置において、
   前記一時点および前記次の時点は、それぞれ、前記キャリア波の一周期における前半周期および後半周期であることを特徴とするインバータ装置。
6. 請求項１に記載のインバータ装置において、
   前記キャリア波は三角波であることを特徴とするインバータ装置。
7. 請求項１に記載のインバータ装置において、
   前記所定値は、前記ＰＷＭパルスの前記パルス幅もしくは前記パルス間隔の大きさの許容最小値であることを特徴とするインバータ装置。
8. 請求項１に記載のインバータ装置において、
   前記所定値は、前記キャリア波の１周期の５～１５％であることを特徴とするインバータ装置。
9. 交流モータに電力を供給して前記交流モータを駆動するモータ駆動装置において、
   前記交流モータが接続されるインバータ装置を備え、
   前記インバータ装置が請求項１に記載のインバータ装置であることを特徴とするモータ駆動装置。
10. 圧縮機と、前記圧縮機を駆動する交流モータと、前記交流モータに電力を供給して前記交流モータを駆動するモータ駆動装置と、を備える冷凍機器において、
    前記モータ駆動装置が、請求項９に記載のモータ駆動装置であることを特徴とする冷凍機器。

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