JP2022069673A - Electric power conversion device and air conditioner including the same - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、交流電圧を直流電圧に変換する電力変換装置等に関する。 The present invention relates to a power conversion device or the like that converts an AC voltage into a DC voltage.
電車、自動車、空気調和機等には、交流電圧を直流電圧に変換する電力変換装置（直流電源装置、コンバータ）が搭載されている。そして、電力変換装置から出力される直流電圧をインバータによって所定周波数の交流電圧に変換し、この交流電圧をモータ等の負荷に印加するようになっている。このような電力変換装置において、高調波電流規制に準拠して高調波を抑制し、また、電力変換効率を高めて省エネルギ化を図ることが求められている。 Electric power converters (DC power supply devices, converters) that convert AC voltage to DC voltage are installed in trains, automobiles, air conditioners, and the like. Then, the DC voltage output from the power conversion device is converted into an AC voltage having a predetermined frequency by an inverter, and this AC voltage is applied to a load such as a motor. In such a power conversion device, it is required to suppress harmonics in accordance with the harmonic current regulation, and to improve the power conversion efficiency to save energy.
例えば、特許文献１には、４つのダイオードがブリッジ接続されてなるブリッジ回路において、リアクトルに接続される側の２つのダイオードにスイッチング素子を並列接続した構成のコンバータ装置について記載されている。
For example,
特許文献１に記載の技術では、電源電圧の半周期ごとに、所定のスイッチング素子をオン・オフすることで、短絡電流を１回だけ流すように制御される。しかしながら、例えば、負荷が比較的大きいときに１回だけ短絡電流を流すのでは力率の改善に不十分である。その一方で、短絡電流を流す回数を増やしすぎると、スイッチング損失が大きくなって効率が下がるため、電力変換のさらなる高効率化が求められている。
In the technique described in
そこで、本発明は、高効率で電力変換を行う電力変換装置等を提供することを課題とする。 Therefore, it is an object of the present invention to provide a power conversion device or the like that performs power conversion with high efficiency.
前記課題を解決するために、本発明に係る電力変換装置は、ブリッジ形に接続された複数のスイッチング素子を有し、入力側は交流電源に接続され、出力側は負荷に接続されるブリッジ回路と、前記交流電源と前記ブリッジ回路とを接続する配線に設けられるリアクトルと、前記ブリッジ回路の出力側に接続され、前記ブリッジ回路から印加される電圧を平滑化して直流電圧にする平滑コンデンサと、複数の前記スイッチング素子を制御する制御部と、を備え、前記制御部は、前記平滑コンデンサを介した電流経路に含まれる前記スイッチング素子のうち、前記平滑コンデンサの正極に接続されているスイッチング素子を、前記ブリッジ回路に電流が流れている期間の少なくとも一部でオン状態とし、前記電流経路に含まれないスイッチング素子をオフ状態で維持する同期整流制御を実行することを特徴とする。 In order to solve the above problems, the power conversion device according to the present invention has a plurality of switching elements connected in a bridge form, a bridge circuit in which the input side is connected to an AC power supply and the output side is connected to a load. A reactor provided in the wiring connecting the AC power supply and the bridge circuit, and a smoothing capacitor connected to the output side of the bridge circuit and smoothing the voltage applied from the bridge circuit to a DC voltage. The control unit includes a control unit that controls a plurality of the switching elements, and the control unit includes a switching element connected to the positive electrode of the smoothing capacitor among the switching elements included in the current path via the smoothing capacitor. It is characterized in that synchronous rectification control is performed in which the switching element not included in the current path is maintained in the off state by turning it on at least a part of the period in which the current is flowing through the bridge circuit.
また、本発明は、電力変換装置と、前記電力変換装置から印加される直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、前記インバータから印加される交流電圧によって駆動するモータと、を備えるとともに、前記モータによって駆動する圧縮機と、室外熱交換器と、膨張弁と、室内熱交換器と、を備えることを特徴とする。 The present invention also includes a power conversion device, an inverter that converts a DC voltage applied from the power conversion device into an AC voltage, and a motor driven by the AC voltage applied from the inverter, and the motor. It is characterized by including a compressor driven by an outdoor heat exchanger, an expansion valve, and an indoor heat exchanger.
本発明によれば、高効率で電力変換を行う電力変換装置等を提供できる。 According to the present invention, it is possible to provide a power conversion device or the like that performs power conversion with high efficiency.
≪第１実施形態≫
＜電力変換装置の構成＞
図１は、第１実施形態に係る電力変換装置１の構成図である。
電力変換装置１は、交流電源Ｇから印加される交流電源電圧Ｖｓを直流電圧Ｖｄに変換し、この直流電圧Ｖｄを負荷Ｈ（インバータ、モータ等）に出力するコンバータである。電力変換装置１は、その入力側が交流電源Ｇに接続され、出力側が負荷Ｈに接続されている。
<< First Embodiment >>
<Structure of power converter>
FIG. 1 is a configuration diagram of a
The
図１に示すように、電力変換装置１は、ブリッジ回路１０と、リアクトルＬ１と、平滑コンデンサＣ１と、電流検出部１１と、交流電圧検出部１２と、直流電圧検出部１３と、負荷検出部１４と、シャント抵抗Ｒ１と、制御部１５と、を備えている。
As shown in FIG. 1, the
ブリッジ回路１０は、スイッチング素子Ｑ１（第１スイッチング素子）と、スイッチング素子Ｑ２（第２スイッチング素子）と、スイッチング素子Ｑ３（第３スイッチング素子）と、スイッチング素子Ｑ４（第４スイッチング素子）と、を備えている。
The
ブリッジ回路１０は、その入力側が交流電源Ｇに接続され、出力側が負荷Ｈに接続されている。また、ブリッジ回路１０のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４は、図１に示すように、ブリッジ形に接続されている。
The input side of the
スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４は、例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）であり、制御部１５によってオン・オフが制御される。なお、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４としてＭＯＳＦＥＴを用いることで、スイッチング損失を低減できるとともに、スイッチングを高速で行えるという利点がある。
The switching elements Q1 to Q4 are, for example, MOSFETs (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor), and their on / off control is controlled by the
また、スイッチング素子Ｑ１は、その内部に寄生ダイオードＤ１を有している。寄生ダイオードＤ１は、スイッチング素子Ｑ１のソースとドレインとの間に存在するｐｎ接合の部分である。 Further, the switching element Q1 has a parasitic diode D1 inside thereof. The parasitic diode D1 is a pn junction portion existing between the source and the drain of the switching element Q1.
なお、スイッチング素子Ｑ１の飽和電圧（オン状態におけるドレイン・ソース間電圧）は、寄生ダイオードＤ１の順方向の電圧降下よりも低いことが好ましい。これによって、寄生ダイオードＤ１に電流を流すよりも、スイッチング素子Ｑ１のソース・ドレインに電流を流すほうが電圧降下が小さくなり、ひいては、導通損失を低減できるからである。わかりやすくいうと、オフ状態のスイッチング素子Ｑ１において寄生ダイオードＤ１に電流を流すよりも、オン状態のスイッチング素子Ｑ１に電流を流すほうが導通損失が小さくなるようにしている。なお、他のスイッチング素子Ｑ２～Ｑ４についても同様のことがいえる。 The saturation voltage (drain-source voltage in the ON state) of the switching element Q1 is preferably lower than the forward voltage drop of the parasitic diode D1. This is because the voltage drop becomes smaller when the current is passed through the source / drain of the switching element Q1 than when the current is passed through the parasitic diode D1, and the conduction loss can be reduced. To put it simply, the conduction loss is smaller when the current is passed through the switching element Q1 in the on state than when the current is passed through the parasitic diode D1 in the switching element Q1 in the off state. The same can be said for the other switching elements Q2 to Q4.
図１に示すように、ブリッジ回路１０は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が直列接続されてなる第１レグＪ１と、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４が直列接続されてなる第２レグＪ２と、が並列接続された構成になっている。
As shown in FIG. 1, in the
第１レグＪ１において、スイッチング素子Ｑ１のソースと、スイッチング素子Ｑ２のドレインと、が接続され、その接続点Ｎ１は、配線ｈａを介して交流電源Ｇに接続されている。なお、配線ｈａは、その一端が交流電源Ｇに接続され、他端が前記した接続点Ｎ１に接続されている。 In the first leg J1, the source of the switching element Q1 and the drain of the switching element Q2 are connected, and the connection point N1 is connected to the AC power supply G via the wiring ha. One end of the wiring ha is connected to the AC power supply G, and the other end is connected to the connection point N1 described above.
第２レグＪ２において、スイッチング素子Ｑ３のソースと、スイッチング素子Ｑ４のドレインと、が接続され、その接続点Ｎ２は、配線ｈｂを介して交流電源Ｇに接続されている。なお、配線ｈｂは、その一端が交流電源Ｇに接続され、他端が前記した接続点Ｎ２に接続されている。 In the second leg J2, the source of the switching element Q3 and the drain of the switching element Q4 are connected, and the connection point N2 is connected to the AC power supply G via the wiring hb. One end of the wiring hb is connected to the AC power supply G, and the other end is connected to the connection point N2 described above.
スイッチング素子Ｑ１のドレインと、スイッチング素子Ｑ３のドレインと、は互いに接続され、その接続点Ｎ３は、配線ｈｃを介して負荷Ｈに接続されている。なお、配線ｈｃは、その一端が負荷Ｈに接続され、他端が前記した接続点Ｎ３に接続されている。 The drain of the switching element Q1 and the drain of the switching element Q3 are connected to each other, and the connection point N3 is connected to the load H via the wiring hc. One end of the wiring hc is connected to the load H, and the other end is connected to the connection point N3 described above.
スイッチング素子Ｑ２のソースと、スイッチング素子Ｑ４のソースと、は互いに接続され、その接続点Ｎ４は、配線ｈｄを介して負荷Ｈに接続されている。なお、配線ｈｄは、その一端がスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のソースに接続され、他端が負荷Ｈに接続されている。 The source of the switching element Q2 and the source of the switching element Q4 are connected to each other, and the connection point N4 is connected to the load H via the wiring hd. One end of the wiring hd is connected to the source of the switching elements Q2 and Q4, and the other end is connected to the load H.
リアクトルＬ１は、交流電源Ｇから供給される電力をエネルギとして蓄え、このエネルギを放出することで昇圧や力率の改善を行うものである。リアクトルＬ１は、交流電源Ｇとブリッジ回路１０とを接続する配線ｈａに設けられている。
The reactor L1 stores the electric power supplied from the AC power source G as energy and releases the energy to boost the voltage and improve the power factor. The reactor L1 is provided in the wiring ha that connects the AC power supply G and the
平滑コンデンサＣ１は、ブリッジ回路１０から印加される電圧を平滑化して直流電圧にするものであり、配線ｈｃ，ｈｄを介してブリッジ回路１０の出力側に接続されている。また、平滑コンデンサＣ１は、その正極が配線ｈｃを介してスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のドレインに接続され、負極が配線ｈｄを介してスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のソースに接続されている。
The smoothing capacitor C1 smoothes the voltage applied from the
電流検出部１１は、ブリッジ回路１０に流れる電流を実効値（平均電流）として検出するものであり、配線ｈｂに設けられている。電流検出部１１として、例えば、カレントトランスを用いることができる。
交流電圧検出部１２は、交流電源Ｇから印加される交流電源電圧Ｖｓを検出するものであり、配線ｈａ，ｈｂに接続されている。
The
The AC
直流電圧検出部１３は、平滑コンデンサＣ１の直流電圧Ｖｄを検出するものであり、その正側が配線ｈｃに接続され、負側が配線ｈｄに接続されている。なお、直流電圧検出部１３の検出値は、負荷Ｈに印加される電圧値が所定の目標値に達しているか否かの判定に用いられる。
The DC
負荷検出部１４は、負荷Ｈに供給される電流を検出するものであり、この負荷Ｈに設置されている。負荷検出部１４として、例えば、シャント抵抗を用いることができる。なお、負荷Ｈがモータである場合、負荷検出部１４によってモータの回転速度を検出し、この回転速度から電流値を推定するようにしてもよい。
The
シャント抵抗Ｒ１は、配線ｈｄを介して回路を流れる電流の瞬時値（瞬時電流）を検出するものであり、この配線ｈｄに設けられている。 The shunt resistor R1 detects an instantaneous value (instantaneous current) of a current flowing through the circuit via the wiring hd, and is provided in the wiring hd.
制御部１５は、例えば、マイコン（Microcomputer：図示せず）であり、ＲＯＭ（Read Only Memory）に記憶されたプログラムを読み出してＲＡＭ（Random Access Memory）に展開し、ＣＰＵ（Central Processing Unit）が各種処理を実行するようになっている。制御部１５は、前記したように、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のオン・オフを制御する機能を有している。
The
図１に示すように、制御部１５は、ゼロクロス判定部１５ａと、昇圧比制御部１５ｂと、ゲイン制御部１５ｃと、コンバータ制御部１５ｄと、を備えている。
As shown in FIG. 1, the
ゼロクロス判定部１５ａは、交流電圧検出部１２の検出値に基づいて、交流電源電圧Ｖｓの正負が切り替わったか（つまり、ゼロクロスに達したか）否かを判定する機能を有している。例えば、ゼロクロス判定部１５ａは、交流電源電圧Ｖｓが正の期間中にはコンバータ制御部１５ｄに‘１’の信号を出力し、交流電源電圧Ｖｓが負の期間中にはコンバータ制御部１５ｄに‘０’の信号を出力する。
The zero-
昇圧比制御部１５ｂは、負荷検出部１４の検出値に基づいて、直流電圧Ｖｄの昇圧比を設定し、その昇圧比をゲイン制御部１５ｃ及びコンバータ制御部１５ｄに出力する機能を有している。
ゲイン制御部１５ｃは、電流検出部１１によって検出される回路電流ｉｓの実効値と、直流電圧Ｖｄの昇圧比と、に基づいて、電流制御ゲインを設定する機能を有している。
The boost
The
コンバータ制御部１５ｄは、電流検出部１１、直流電圧検出部１３、シャント抵抗Ｒ１、ゼロクロス判定部１５ａ、昇圧比制御部１５ｂ、及びゲイン制御部１５ｃから入力される情報に基づいて、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のオン・オフを制御する。なお、コンバータ制御部１５ｄが実行する処理については後記する。
The
＜電力変換装置の制御モード＞
次に、負荷（例えば、電流検出部１１の検出値）の大きさに基づいて切り替えられる制御モードについて説明する。前記した制御モードには、「ダイオード整流制御」、「同期整流制御」、「部分スイッチング制御」、及び「高速スイッチング制御」が含まれる。
<Control mode of power converter>
Next, a control mode that can be switched based on the magnitude of the load (for example, the detection value of the current detection unit 11) will be described. The control modes described above include "diode rectification control", "synchronous rectification control", "partial switching control", and "high speed switching control".
（１．ダイオード整流制御）
ダイオード整流制御は、４つの寄生ダイオードＤ１～Ｄ４を用いて全波整流を行う制御モードである。ダイオード整流制御は、例えば、負荷の大きさが比較的小さいときに実行されるが、これに限定されるものではない。
(1. Diode rectification control)
Diode rectification control is a control mode in which full-wave rectification is performed using four parasitic diodes D1 to D4. Diode rectification control is performed, for example, when the magnitude of the load is relatively small, but is not limited to this.
図２は、ダイオード整流制御における交流電源電圧ｖｓ、回路電流ｉｓ、及びスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。
なお、図２（ａ）は、交流電源電圧ｖｓ（瞬時値）の波形であり、図２（ｂ）は、回路電流ｉｓ（瞬時値）の波形である。図２（ｃ）～（ｆ）は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動パルスである。
FIG. 2 is an explanatory diagram showing temporal changes in the AC power supply voltage vs. the circuit current is, and the drive pulses of the switching elements Q1 to Q4 in the diode rectification control.
Note that FIG. 2A is a waveform of the AC power supply voltage vs. (instantaneous value), and FIG. 2B is a waveform of the circuit current is (instantaneous value). 2 (c) to 2 (f) are drive pulses of the switching elements Q1 to Q4.
図２（ｃ）～（ｆ）に示すように、コンバータ制御部１５ｄは、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の全てをオフ状態で維持することで、次に説明するように、寄生ダイオードＤ１～Ｄ４を介して回路電流ｉｓを流す。
As shown in FIGS. 2 (c) to 2 (f), the
図３は、ダイオード整流制御において、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルに含まれるときの回路電流ｉｓの流れを示す説明図である。交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルの期間では、図３の破線矢印で示すように、交流電源Ｇ→リアクトルＬ１→寄生ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ１→シャント抵抗Ｒ１→寄生ダイオードＤ４→交流電源Ｇの順に回路電流ｉｓが流れる。
また、交流電源電圧ｖｓが負の半サイクルの期間では、図示はしないが、交流電源Ｇ→寄生ダイオードＤ３→平滑コンデンサＣ１→シャント抵抗Ｒ１→寄生ダイオードＤ２→リアクトルＬ１→交流電源Ｇの順に回路電流ｉｓが流れる。なお、回路電流ｉｓの波形は、図２（ｂ）に示すとおりである。
FIG. 3 is an explanatory diagram showing the flow of the circuit current is when the AC power supply voltage vs. is included in the positive half cycle in the diode rectification control. During the half-cycle period when the AC power supply voltage vs. is positive, as shown by the broken line arrow in FIG. 3, the AC power supply G → reactor L1 → parasitic diode D1 → smoothing capacitor C1 → shunt resistor R1 → parasitic diode D4 → AC power supply G. The circuit current is flows in order.
In the half cycle period when the AC power supply voltage vs. is negative, the circuit current is in the order of AC power supply G → parasitic diode D3 → smoothing capacitor C1 → shunt resistance R1 → parasitic diode D2 → reactor L1 → AC power supply G, although not shown. is flows. The waveform of the circuit current is is as shown in FIG. 2 (b).
このようなダイオード整流制御を低負荷時に行うことで、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４におけるスイッチング損失を低減できる。 By performing such diode rectification control at a low load, the switching loss in the switching elements Q1 to Q4 can be reduced.
（２．同期整流制御）
同期整流制御は、平滑コンデンサＣ１を介した電流経路に含まれるスイッチング素子のうち、平滑コンデンサＣ１の正極に接続されているスイッチング素子を、ブリッジ回路１０に電流が流れている期間の少なくとも一部でオン状態とし、前記した電流経路に含まれないスイッチング素子をオフ状態で維持する制御モードである。なお、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルの期間において、前記した「電流経路」は、図５の破線矢印で示す経路である。
(2. Synchronous rectification control)
In the synchronous rectification control, among the switching elements included in the current path via the smoothing capacitor C1, the switching element connected to the positive electrode of the smoothing capacitor C1 is at least a part of the period in which the current is flowing through the
本実施形態では、一例として、交流電源電圧ｖｓの極性に同期させてスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のオン・オフを切り替えるとともに（図４（ｄ）、（ｆ）参照）、回路電流ｉｓが流れているか否かによってスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のオン・オフを切り替えるようにしている（図４（ｃ）、（ｅ）参照）。なお、同期整流制御は、例えば、負荷（電流検出部１１の検出値等）が比較的小さいときに実行されるが、これに限定されるものではない。
In this embodiment, as an example, is the circuit current is flowing while switching on / off of the switching elements Q2 and Q4 in synchronization with the polarity of the AC power supply voltage vs. (see FIGS. 4 (d) and 4 (f))? The switching elements Q1 and Q3 are switched on and off depending on whether or not they are present (see FIGS. 4 (c) and 4 (e)). The synchronous rectification control is executed, for example, when the load (detection value of the
図４は、同期整流制御における交流電源電圧ｖｓ、回路電流ｉｓ、及びスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。
同期整流制御においてコンバータ制御部１５ｄは、シャント抵抗Ｒ１によって検出される回路電流ｉｓに同期させて、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のオン・オフを切り替える。交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルの期間について説明すると（図４（ａ）参照）、コンバータ制御部１５ｄは、回路電流ｉｓが流れているときには（図４（ｂ）参照）、スイッチング素子Ｑ１をオン状態とし（図４（ｃ）参照）、回路電流ｉｓが流れていないときには、スイッチング素子Ｑ１をオフ状態にする。なお、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルの期間において、スイッチング素子Ｑ３はオフ状態で維持される（図４（ｅ）参照）。
FIG. 4 is an explanatory diagram showing temporal changes in the AC power supply voltage vs. the circuit current is, and the drive pulses of the switching elements Q1 to Q4 in the synchronous rectification control.
In the synchronous rectification control, the
また、コンバータ制御部１５ｄは、交流電源電圧ｖｓの極性の変化に同期させて、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のオン・オフを切り替える。例えば、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルの期間では（図４（ａ）参照）、コンバータ制御部１５ｄは、スイッチング素子Ｑ２をオフ状態にし（図４（ｄ）参照）、スイッチング素子Ｑ４をオン状態にする（図４（ｆ）参照）。なお、交流電源電圧ｖｓの極性は、ゼロクロス判定部１５ａによって判定（特定）される。
Further, the
このように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３は、回路電流ｉｓが流れているか否かによってオン・オフが切り替えられ、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４は、交流電源電圧ｖｓの極性に同期させてオン・オフが切り替えられる。これは、次に説明するように、平滑コンデンサＣ１から交流電源Ｇ側への逆流電流を防ぐためである。 In this way, the switching elements Q1 and Q3 are switched on and off depending on whether or not the circuit current is is flowing, and the switching elements Q2 and Q4 are switched on and off in synchronization with the polarity of the AC power supply voltage vs. Be done. This is to prevent a backflow current from the smoothing capacitor C1 to the AC power supply G side, as will be described next.
仮に、直流電圧Ｖｄが交流電源電圧ｖｓよりも高いときに、回路電流ｉｓが通流していない状態でスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４を両方ともオン状態にすると、平滑コンデンサＣ１から交流電源Ｇ側に逆流電流が流れてしまう。
これに対して本実施形態では、前記した状態においてスイッチング素子Ｑ１をオフにするため（図４（ｃ）参照）、逆流電流が流れること防止できる。また、例えば、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルではスイッチング素子Ｑ２がオフ状態で維持されるため（図４（ｄ）参照）、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４を介して逆流電流がループすることもない。
If the DC voltage Vd is higher than the AC power supply voltage vs. and the switching elements Q1 and Q4 are both turned on while the circuit current is is not flowing, the backflow current from the smoothing capacitor C1 to the AC power supply G side. Will flow.
On the other hand, in the present embodiment, since the switching element Q1 is turned off in the above-mentioned state (see FIG. 4C), it is possible to prevent the backflow current from flowing. Further, for example, in a half cycle in which the AC power supply voltage vs. is positive, the switching element Q2 is maintained in the off state (see FIG. 4D), so that the backflow current does not loop through the switching elements Q2 and Q4. ..
なお、交流電源電圧ｖｓが直流電圧Ｖｄよりも低くなった直後の所定時間ｄｔ（図４（ｂ）参照）では、リアクトルＬ１のインダクタンスによって回路電流ｉｓが流れ続ける。ここで、前記した所定時間ｄｔは、以下の（数式１）で表される。 In the predetermined time dt (see FIG. 4B) immediately after the AC power supply voltage vs. becomes lower than the DC voltage Vd, the circuit current is continues to flow due to the inductance of the reactor L1. Here, the predetermined time dt described above is represented by the following (formula 1).
本実施形態では、図４（ｂ）、（ｃ）、（ｅ）に示すように、交流電源電圧ｖｓの絶対値が平滑コンデンサＣ１の電圧（直流電圧Ｖｄ）よりも小さくなってからも所定時間ｄｔは、平滑コンデンサＣ１の正極に接続されているスイッチング素子Ｑ１（交流電源電圧ｖｓが負の半サイクルでは、スイッチング素子Ｑ３）をオン状態で維持するようにしている。これによって、所定時間ｄｔにおいてもスイッチング素子Ｑ１のソース・ドレインを介して回路電流ｉｓを流すことができる。したがって、寄生ダイオードＤ１を介して回路電流ｉｓを流す場合よりも損失が小さくなるため、高効率で電力変換を行うことができる。なお、所定時間ｄｔは、事前の実験に基づいて計算してもよいし、また、リアルタイムで計算してもよい。 In this embodiment, as shown in FIGS. 4B, 4C, and 4E, even if the absolute value of the AC power supply voltage vs. is smaller than the voltage of the smoothing capacitor C1 (DC voltage Vd), it takes a predetermined time. The dt keeps the switching element Q1 (switching element Q3 in the half cycle in which the AC power supply voltage vs. is negative) connected to the positive electrode of the smoothing capacitor C1 in the ON state. As a result, the circuit current is can flow through the source / drain of the switching element Q1 even at a predetermined time dt. Therefore, since the loss is smaller than when the circuit current is is passed through the parasitic diode D1, power conversion can be performed with high efficiency. The predetermined time dt may be calculated based on a prior experiment, or may be calculated in real time.
図５は、同期整流制御において、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。交流電源電圧Ｖｓが正の半サイクルの期間では、図５の破線矢印で示すように、交流電源Ｇ→リアクトルＬ１→スイッチング素子Ｑ１→平滑コンデンサＣ１→シャント抵抗Ｒ１→スイッチング素子Ｑ４→交流電源Ｇの電流経路において回路電流ｉｓが流れる。このとき、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３は、オフ状態で維持される（図４（ｄ）、（ｅ）参照）。 FIG. 5 is an explanatory diagram showing a current flow when the AC power supply voltage vs. is included in a positive half cycle in the synchronous rectification control. During the half-cycle period when the AC power supply voltage Vs is positive, as shown by the dashed arrow in FIG. 5, the AC power supply G → reactor L1 → switching element Q1 → smoothing capacitor C1 → shunt resistor R1 → switching element Q4 → AC power supply G. The circuit current is flows in the current path. At this time, the switching elements Q2 and Q3 are maintained in the off state (see FIGS. 4 (d) and 4 (e)).
また、交流電源電圧ｖｓが負の半サイクルの期間では、図示はしないが、交流電源Ｇ→スイッチング素子Ｑ３→平滑コンデンサＣ１→シャント抵抗Ｒ１→スイッチング素子Ｑ２→リアクトルＬ１→交流電源Ｇの電流経路において回路電流ｉｓが流れる。このとき、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４は、オフ状態で維持されるる（図４（ｃ）、（ｆ）参照）。 Further, in the period of a half cycle in which the AC power supply voltage vs. is negative, although not shown, in the current path of the AC power supply G → switching element Q3 → smoothing capacitor C1 → shunt resistor R1 → switching element Q2 → reactor L1 → AC power supply G. The circuit current is flows. At this time, the switching elements Q1 and Q4 are maintained in the off state (see FIGS. 4 (c) and 4 (f)).
このように同期整流制御では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４には積極的に電流を流し、寄生ダイオードＤ１，Ｄ４にはほとんど電流を流さないようにしている。これによって、高効率で電力変換を行うことができる。また、後記する部分スイッチング制御や高速スイッチング制御と比較して、同期整流制御ではスイッチングの回数が少なくて済む。したがって、適度な力率を保ちながらもスイッチング損失を低減できるため、高効率で電力変換を行うことができる。 As described above, in the synchronous rectification control, a current is positively passed through the switching elements Q1 and Q4, and almost no current is passed through the parasitic diodes D1 and D4. This makes it possible to perform power conversion with high efficiency. In addition, the number of switchings can be reduced in the synchronous rectification control as compared with the partial switching control and the high-speed switching control described later. Therefore, since the switching loss can be reduced while maintaining an appropriate power factor, power conversion can be performed with high efficiency.
（３．部分スイッチング制御）
部分スイッチング制御は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のうち、リアクトルＬ１に接続されている２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオン・オフする動作を所定回数行う制御モードである。部分スイッチング制御は、例えば、負荷Ｈの定格運転中に実行されるが、これに限定されるものではない。
(3. Partial switching control)
The partial switching control is a control mode in which the two switching elements Q1 and Q2 connected to the reactor L1 among the switching elements Q1 to Q4 are alternately turned on and off a predetermined number of times. The partial switching control is performed, for example, during the rated operation of the load H, but is not limited to this.
図６は、部分スイッチング制御における交流電源電圧ｖｓ、回路電流ｉｓ・短絡電流ｉｓｐ、及びスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。
交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルの期間について説明すると（図６（ａ）参照）、コンバータ制御部１５ｄは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を所定回数・所定パルス幅で交互にオン・オフする。より詳しく説明すると、コンバータ制御部１５ｄは、交流電源電圧ｖｓの正・負が切り替わった直後に（図６（ａ）参照）、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオン・オフする動作を所定回数行う（図６（ｃ）、（ｄ）参照）。また、コンバータ制御部１５ｄは、交流電源電圧ｖｓの極性に同期して、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のオン・オフを制御する（図６（ｅ）、（ｆ）参照）。
FIG. 6 is an explanatory diagram showing temporal changes in the AC power supply voltage vs. the circuit current is / short-circuit current isp, and the drive pulses of the switching elements Q1 to Q4 in the partial switching control.
Explaining the period of half a cycle in which the AC power supply voltage vs. is positive (see FIG. 6A), the
以下では、部分スイッチング制御ついてわかりやすく説明するために、この部分スイッチング制御を「力率改善動作」と「同期整流動作」とに分けて説明する。 In the following, in order to explain the partial switching control in an easy-to-understand manner, this partial switching control will be described separately for "power factor improvement operation" and "synchronous rectification operation".
前記した「力率改善動作」とは、スイッチング素子Ｑ１又はスイッチング素子Ｑ２を一時的にオン状態にすることで、リアクトルＬ１を介して短絡電流ｉｓｐ（図７参照）を流す動作である。 The above-mentioned "power factor improving operation" is an operation in which a short-circuit current isp (see FIG. 7) is passed through the reactor L1 by temporarily turning on the switching element Q1 or the switching element Q2.
前記した「同期整流動作」とは、交流電源電圧ｖｓの極性に基づいてスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を制御し、平滑コンデンサＣ１を介して回路電流ｉｓを流す動作である。ちなみに、前記した同期整流モード（図４、図５参照）は、この「同期整流動作」を継続的に行う制御モードである。 The above-mentioned "synchronous rectification operation" is an operation in which the switching elements Q1 to Q4 are controlled based on the polarity of the AC power supply voltage vs. and the circuit current is is passed through the smoothing capacitor C1. Incidentally, the above-mentioned synchronous rectification mode (see FIGS. 4 and 5) is a control mode in which this "synchronous rectification operation" is continuously performed.
詳細については後記するが、部分スイッチング制御では、前記した「同期整流動作」と「力率改善動作」とが交互に所定回数行われる。 The details will be described later, but in the partial switching control, the above-mentioned "synchronous rectification operation" and "power factor improving operation" are alternately performed a predetermined number of times.
まず、「力率改善動作」について説明する。
例えば、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルの期間においてコンバータ制御部１５ｄは、スイッチング素子Ｑ３をオフ状態で維持するとともに（図６（ｅ）参照）、スイッチング素子Ｑ４をオン状態で維持する（図６（ｆ）参照）。また、コンバータ制御部１５ｄは、ブリッジ回路１０に電流が流れ始める所定の区間ｔｆにおいて、スイッチング素子Ｑ２をオン（図６（ｄ）参照）、スイッチング素子Ｑ１をオフにする（図６（ｃ）参照）。このときに流れる短絡電流ｉｓｐの経路について、図７を参照して説明する。
First, the "power factor improvement operation" will be described.
For example, the
図７は、交流電源電圧ｖｓが正の極性の半サイクルにおいて、力率改善動作を行ったときの電流の流れを示す説明図である。
交流電源電圧ｖｓが正の極性のときに力率改善動作を行うと、図７の破線矢印で示すように、交流電源Ｇ→リアクトルＬ１→スイッチング素子Ｑ２→スイッチング素子Ｑ４→交流電源Ｇ、の短絡経路において、短絡電流ｉｓｐ（力率改善電流）が流れる。このときリアクトルＬ１には、以下の（数式２）で表されるエネルギが蓄えられる。なお、（数式２）に示すＩｓｐは、短絡電流ｉｓｐの実効値である。
FIG. 7 is an explanatory diagram showing a current flow when a power factor improving operation is performed in a half cycle in which the AC power supply voltage vs. the positive polarity is performed.
When the power factor improvement operation is performed when the AC power supply voltage vs. the positive polarity is performed, as shown by the broken line arrow in FIG. 7, a short circuit between the AC power supply G → the reactor L1 → the switching element Q2 → the switching element Q4 → the AC power supply G. A short-circuit current isp (power factor improving current) flows in the path. At this time, the energy represented by the following (formula 2) is stored in the reactor L1. The ISP shown in (Formula 2) is an effective value of the short-circuit current isp .
このように短絡電流ｉｓｐを流すことで、電流波形の歪みを小さくし、電流波形を正弦波に近づけることができる（図６（ｂ）参照）。したがって、電力変換装置１の力率を改善できるとともに、高調波電流に伴う高調波を抑制できる。
By passing the short-circuit current isp in this way, the distortion of the current waveform can be reduced and the current waveform can be made closer to a sine wave (see FIG. 6 (b)). Therefore, the power factor of the
なお、交流電源電圧ｖｓが負の極性である期間では、図示はしないが、交流電源Ｇ→スイッチング素子Ｑ３→スイッチング素子Ｑ１→リアクトルＬ１→交流電源Ｇの短絡経路において、短絡電流ｉｓｐ（力率改善電流）が流れる。 Although not shown in the period when the AC power supply voltage vs. the negative polarity, the short-circuit current isp (power factor improvement) in the short-circuit path of the AC power supply G → switching element Q3 → switching element Q1 → reactor L1 → AC power supply G. Current) flows.
次に、「同期整流動作」について説明する。
図６（ｄ）に示す所定の区間ｔｆにおいて「力率改善動作」を行った後、コンバータ制御部１５ｄは、所定の区間ｔｇにおいて「同期整流動作」を行う。すなわち、コンバータ制御部１５ｄは、スイッチング素子Ｑ１をオフからオンに切り替えるとともに（図６（ｃ）参照）、スイッチング素子Ｑ２をオンからオフに切り替える（図６（ｄ）参照）。なお、区間ｔｇにおいてもスイッチング素子Ｑ３はオフ状態で維持され（図６（ｅ）参照）、スイッチング素子Ｑ４はオン状態で維持される（図６（ｆ）参照）。
Next, the "synchronous rectification operation" will be described.
After performing the "power factor improving operation" in the predetermined section tf shown in FIG. 6D, the
このようにスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４が制御されることで、リアクトルＬ１に蓄えられたエネルギが平滑コンデンサＣ１に放出され、平滑コンデンサＣ１の直流電圧が昇圧される。なお、同期整流動作における電流経路は、前記した同期整流モードにおける電流経路（図５の破線矢印を参照）と同様である。 By controlling the switching elements Q1 to Q4 in this way, the energy stored in the reactor L1 is released to the smoothing capacitor C1, and the DC voltage of the smoothing capacitor C1 is boosted. The current path in the synchronous rectification operation is the same as the current path in the synchronous rectification mode described above (see the broken line arrow in FIG. 5).
このようにして「力率改善動作」と「同期整流動作」とを所定回数、交互に行った後、コンバータ制御部１５ｄは、回路電流ｉｓが流れている区間ｔｈにおいて、スイッチング素子Ｑ１をオン状態（図６（ｃ）参照）、スイッチング素子Ｑ２をオフ状態で維持する（図６（ｄ））。つまり、コンバータ制御部１５ｄは、交流電源電圧ｖｓの絶対値が平滑コンデンサＣ１の電圧（直流電圧Ｖｄ）よりも小さくなってから所定時間ｔｄは、リアクトルＬ１に接続されているスイッチング素子Ｑ１をオン状態で維持する。これによって、交流電源電圧ｖｓが直流電圧Ｖｄよりも低くなってからも、図５に示す電流経路で回路電流ｉｓを流すことができる。したがって、寄生ダイオードＤ１を介して回路電流ｉｓを流す場合よりも、スイッチング素子Ｑ１の導通損失を低減し、高効率化を図ることができる。
After performing the "power factor improving operation" and the "synchronous rectification operation" alternately a predetermined number of times in this way, the
例えば、負荷Ｈがモータである場合、回転速度の上昇に伴ってモータの誘起電圧が高くなり、モータが駆動しにくくなることがあるが、前記した「力率改善動作」及び「同期整流動作」を交互に行って昇圧することで、モータの回転速度の許容限度を高めることができる。 For example, when the load H is a motor, the induced voltage of the motor increases as the rotation speed increases, which may make it difficult to drive the motor. However, the above-mentioned "power factor improvement operation" and "synchronous rectification operation" By alternately performing and boosting the voltage, the permissible limit of the rotation speed of the motor can be increased.
ちなみに、図６（ｃ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１は、１ショット目の前の区間ｔａ、及び、同期整流動作が継続される区間ｔｈの後の区間ｔｂでは、オフ状態にされる。これは、前述した平滑コンデンサＣ１から逆流電流が流れることを防止するためである。なお、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオン・オフする際のタイミングや回数は、適宜設定できる。 Incidentally, as shown in FIG. 6C, the switching element Q1 is turned off in the section ta before the first shot and the section tb after the section th in which the synchronous rectification operation is continued. This is to prevent a backflow current from flowing from the smoothing capacitor C1 described above. The timing and number of times when the switching elements Q1 and Q2 are alternately turned on and off can be appropriately set.
次に、部分スイッチング制御におけるスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動パルスの設定について、さらに詳しく説明する。 Next, the setting of the drive pulse of the switching elements Q1 to Q4 in the partial switching control will be described in more detail.
図８は、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルにおける部分スイッチング制御の説明図である。
なお、図８（ａ）～（ｆ）の横軸は、時間である。図８（ａ）は、正の半サイクルにおける交流電源電圧ｖｓである。図８（ｂ）は、回路電流ｉｓ、短絡電流ｉｓｐ、及び正弦波状の理想電流である。図８（ｃ）、（ｄ）（ｆ）は、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４，Ｑ１の駆動パルスである。図８の「理想電流」に示すように、正弦波状の回路電流ｉｓが交流電源電圧ｖｓに対して同相で流れることが理想的である。この理想電流は、例えば、電流検出部１１（図７参照）の検出値と、ゼロクロス判定部１５ａ（図７参照）の判定結果と、に基づいて、ゲイン制御部１５ｃ（図７参照）によって求められる。
FIG. 8 is an explanatory diagram of partial switching control in a half cycle in which the AC power supply voltage vs. is positive.
The horizontal axis of FIGS. 8A to 8F is time. FIG. 8A is an AC power supply voltage vs. in a positive half cycle. FIG. 8B shows a circuit current is, a short-circuit current isp, and a sinusoidal ideal current. 8 (c), (d) and (f) are drive pulses of the switching elements Q2, Q4 and Q1. As shown in the "ideal current" of FIG. 8, it is ideal that the sinusoidal circuit current is flows in phase with respect to the AC power supply voltage vs. This ideal current is obtained by the
例えば、理想電流上の点Ｐ１（図８（ｂ）参照）に関して、この点Ｐ１での傾きをdi(P1)/dtとおく。回路電流ｉｓがゼロの状態から、スイッチング素子Ｑ２を時間ton1_Q2に亘ってオンする力率改善動作を行ったときの短絡電流ｉｓｐの傾きをdi(ton1_Q2)/dtとおく。また、その後に時間toff1_Q2に亘ってオフして同期整流動作を行ったときの回路電流ｉｓの傾きをdi(toff1_Q2)/dtとおく。ここで、傾きdi(ton1_Q2)/dtと、傾きdi(toff1_Q2)/dtとの平均値が、点Ｐ１における傾きdi(P1)/dtと等しくなるようにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフが制御される。 For example, with respect to the point P1 on the ideal current (see FIG. 8B), the slope at this point P1 is set to di (P1) / dt. Let di (ton1_Q2) / dt be the slope of the short-circuit current isp when the power factor improving operation is performed to turn on the switching element Q2 over the time ton1_Q2 from the state where the circuit current is is zero. Further, the slope of the circuit current is when the synchronous rectification operation is performed after turning off for the time toff1_Q2 is set as di (toff1_Q2) / dt. Here, the switching elements Q1 and Q2 are turned on and off so that the average value of the slope di (ton1_Q2) / dt and the slope di (toff1_Q2) / dt becomes equal to the slope di (P1) / dt at the point P1. Be controlled.
また、点Ｐ１と同様に、点Ｐ２での電流の傾きをdi(P2)/dtとおく。そして、スイッチング素子Ｑ２を時間ton2_Q2に亘ってオンする力率改善動作を行ったときの短絡電流ｉｓｐの傾きをdi(ton2_Q2)/dtとおく。また、その後に時間toff2_Q2に亘ってスイッチング素子Ｑ２をオフして同期整流動作を行ったときの回路電流ｉｓの傾きをdi(toff2_Q2)/dtとおく。点Ｐ１の場合と同様に、傾きdi(ton2_Q2)/dtと、傾きdi(toff2_Q2)/dtと、の平均値が、点Ｐ２における傾きdi(P2)/dtと等しくなるようにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフが制御される。交流電源電圧ｖｓが正の半周期において、このような処理が所定回数繰り返される。なお、スイッチング素子Ｑ２のスイッチング回数が多いほど、回路電流ｉｓを理想的な正弦波状の波形に近づけることができるが、スイッチング損失を考慮してスイッチング回数を設定することが望ましい。 Further, similarly to the point P1, the slope of the current at the point P2 is set to di (P2) / dt. Then, the slope of the short-circuit current isp when the power factor improving operation of turning on the switching element Q2 over the time ton2_Q2 is performed is set to di (ton2_Q2) / dt. Further, after that, the slope of the circuit current is when the switching element Q2 is turned off for the time toff2_Q2 and the synchronous rectification operation is performed is set as di (toff2_Q2) / dt. As in the case of the point P1, the switching element Q1 so that the average value of the slope di (ton2_Q2) / dt and the slope di (toff2_Q2) / dt becomes equal to the slope di (P2) / dt at the point P2. The on / off of Q2 is controlled. Such processing is repeated a predetermined number of times in a half cycle in which the AC power supply voltage vs. is positive. The larger the number of switchings of the switching element Q2, the closer the circuit current is to the ideal sinusoidal waveform, but it is desirable to set the number of switchings in consideration of the switching loss.
なお、交流電源電圧ｖｓが負の極性の半サイクルについても、前記と同様にしてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動パルスが設定される。 The drive pulses of the switching elements Q1 and Q2 are set in the same manner as described above for the half cycle in which the AC power supply voltage vs. the negative polarity.
（４．高速スイッチング制御）
高速スイッチング制御は、スイッチング素子Ｑ～Ｑ４のうち、リアクトルＬ１に接続されている２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオン・オフする動作を所定周期で繰り返す制御モードである。高速スイッチング制御は、例えば、負荷（電流検出部１１の検出値等）が比較的大きい高負荷時に実行されるが、これに限定されるものではない。
(4. High-speed switching control)
The high-speed switching control is a control mode in which the operation of alternately turning on / off the two switching elements Q1 and Q2 connected to the reactor L1 among the switching elements Q to Q4 is repeated in a predetermined cycle. The high-speed switching control is executed, for example, when the load (detection value of the
図９は、高速スイッチング制御における交流電源電圧ｖｓ、回路電流ｉｓ・短絡電流ｉｓｐ、及びスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。
高速スイッチング制御では、部分スイッチング制御で説明した「力率改善動作」と「同期整流動作」とが所定周期で交互に繰り返される。
FIG. 9 is an explanatory diagram showing temporal changes in the AC power supply voltage vs. the circuit current is / short-circuit current isp, and the drive pulses of the switching elements Q1 to Q4 in the high-speed switching control.
In the high-speed switching control, the "power factor improving operation" and the "synchronous rectification operation" described in the partial switching control are alternately repeated in a predetermined cycle.
力率改善動作について、交流電源電圧ｖｓ（図９（ａ）参照）の正の半サイクルを例に説明すると、コンバータ制御部１５ｄは、所定の区間ｔｋにおいてスイッチング素子Ｑ２をオン状態（図９（ｄ）参照）、スイッチング素子Ｑ１をオフ状態にする（図９（ｃ）参照）。また、コンバータ制御部１５ｄは、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルにおいて、スイッチング素子Ｑ３をオフ状態（図９（ｅ）参照）、スイッチング素子Ｑ４をオン状態で維持する（図９（ｆ）参照）。これによって、リアクトルＬ１を介して短絡電流ｉｓｐ（図７参照）が流れるため、力率を改善できるとともに、高調波を抑制できる。
Explaining the power factor improving operation by taking a positive half cycle of the AC power supply voltage vs. (see FIG. 9A) as an example, the
次に、同期整流動作について、交流電源電圧ｖｓ（図９（ａ）参照）の正の半サイクルを例に説明すると、コンバータ制御部１５ｄは、例えば、前記した区間ｔｋの後の区間ｔｍにおいて、スイッチング素子Ｑ１をオン状態、スイッチング素子Ｑ２をオフ状態にする。これによって、リアクトルＬ１に蓄えられたエネルギが平滑コンデンサＣ１に放出されるため、平滑コンデンサＣ１の直流電圧Ｖｄが昇圧される。また、寄生ダイオードＤ１を介して回路電流ｉｓを流す場合と比べて導通損失が低減されるため、電力変換を高効率で行うことができる。なお、同期整流動作時における電流経路は、図５と同様である。
Next, the synchronous rectification operation will be described by taking as an example a positive half cycle of the AC power supply voltage vs. (see FIG. 9A). For example, the
また、交流電源電圧ｖｓが負の半サイクルにおいても、同様にして、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオン・オフされる（図９（ｃ）、（ｄ）参照）。また、交流電源電圧ｖｓの極性に同期して、スイッチング素子Ｑ３がオン状態（図９（ｅ）参照）、スイッチング素子Ｑ４がオフ状態にされる（図９（ｆ）参照）。なお、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンデューティは、回路電流ｉｓを正弦波に近づけるように適宜設定される。 Further, even in a half cycle in which the AC power supply voltage vs. is negative, the switching elements Q1 and Q2 are alternately turned on and off in the same manner (see FIGS. 9 (c) and 9 (d)). Further, in synchronization with the polarity of the AC power supply voltage vs., the switching element Q3 is turned on (see FIG. 9E) and the switching element Q4 is turned off (see FIG. 9F). The on-duty of the switching elements Q1 and Q2 is appropriately set so that the circuit current is close to a sine wave.
また、交流電源電圧ｖｓの正の半サイクルの初期において、交流電源電圧ｖｓが直流電圧Ｖｄよりも低い区間ｔｊ（図９（ｃ）参照）では、逆流電流を防止するためにスイッチング素子Ｑ１がオフ状態で維持される。
また、交流電源電圧ｖｓが直流電圧Ｖｄを下回ってから所定時間ｄｔが経過するまでは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチングが継続される（図９（ｃ）、（ｄ））。これによって寄生ダイオードＤ１，Ｄ２に流れる電流を抑制し、高効率で電力変換を行うことができる。そして、前記した所定時間ｄｔが経過した後の区間ｔｎでは、逆流電流が流れないように、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態にされる（図９（ｃ）参照）。
Further, at the initial stage of a positive half cycle of the AC power supply voltage vs., in the section tj (see FIG. 9C) where the AC power supply voltage vs. is lower than the DC voltage Vd, the switching element Q1 is turned off in order to prevent the backflow current. Maintained in a state.
Further, switching of the switching elements Q1 and Q2 is continued until a predetermined time dt elapses after the AC power supply voltage vs. falls below the DC voltage Vd (FIGS. 9 (c) and 9 (d)). As a result, the current flowing through the parasitic diodes D1 and D2 can be suppressed, and power conversion can be performed with high efficiency. Then, in the section nt after the predetermined time dt has elapsed, the switching element Q1 is turned off so that the backflow current does not flow (see FIG. 9C).
なお、高負荷時には比較的大きな回路電流ｉｓが流れるため、それに伴って高調波が発生しやすくなる。本実施形態では、高負荷時に高速スイッチング制御を行うことで、回路電流ｉｓを正弦波に近づけるようにしている。これによって、高調波を抑制できるとともに、力率を改善できる。 Since a relatively large circuit current is flows when the load is high, harmonics are likely to be generated accordingly. In the present embodiment, the circuit current is is brought closer to a sine wave by performing high-speed switching control when the load is high. As a result, harmonics can be suppressed and the power factor can be improved.
以下では、部分スイッチング制御と、高速スイッチング制御と、を含めて「スイッチング制御」という。この「スイッチング制御」は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のうち、リアクトルＬ１に接続されている２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオン・オフする制御である。 Hereinafter, it is referred to as "switching control" including partial switching control and high-speed switching control. This "switching control" is a control for alternately turning on / off two switching elements Q1 and Q2 connected to the reactor L1 among the switching elements Q1 to Q4.
次に、部分スイッチング制御及び高速スイッチング制御におけるデューティの設定について説明する。
電力変換装置１における回路電流ｉｓ（瞬時値）は、以下の（数式３）で表される。ここで、Ｖｓは交流電源電圧ｖｓの実効値であり、Ｋｐは電流制御ゲインであり、Ｖｄは直流電圧であり、ωは角周波数である。
Next, the duty setting in the partial switching control and the high-speed switching control will be described.
The circuit current is (instantaneous value) in the
上記の（数式３）を整理すると、以下の（数式４）になる。 The above (Formula 3) can be rearranged into the following (Formula 4).
また、回路電流ｉｓ（瞬時値）と、回路電流Ｉｓ（実効値）と、の関係は、以下の（数式５）で表される。前記したように、回路電流ｉｓ（瞬時値）はシャント抵抗Ｒ１によって検出され、回路電流Ｉｓ（実効値）は電流検出部１１によって検出される。
Further, the relationship between the circuit current is (instantaneous value) and the circuit current Is (effective value) is expressed by the following (formula 5). As described above, the circuit current is (instantaneous value) is detected by the shunt resistor R1, and the circuit current Is (effective value) is detected by the
（数式４）を変形して（数式５）に代入すると、電流制御ゲインＫｐは、以下の（数式６）で表される。なお、ａは昇圧比である。 When (Equation 4) is transformed and substituted into (Equation 5), the current control gain Kp is expressed by the following (Equation 6). In addition, a is a step-up ratio.
ここで、（数式６）から、昇圧比ａの逆数を右辺に移項すると、以下の（数式７）の関係が成り立つ。 Here, if the reciprocal of the boost ratio a is transferred to the right side from (Formula 6), the following relationship (Formula 7) is established.
また、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルにおいて、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティｄ（通流率）は、以下の（数式８）で表される。なお、交流電源電圧ｖｓが負の半サイクルにおけるスイッチング素子Ｑ１のオンデューティｄについても同様である。 Further, in a half cycle in which the AC power supply voltage vs. is positive, the on-duty d (fluxion) of the switching element Q2 is expressed by the following (formula 8). The same applies to the on-duty d of the switching element Q1 in a half cycle in which the AC power supply voltage vs. is negative.
以上より、（数式７）に示したＫｐ・Ｉｓを制御することで、直流電圧Ｖｄを交流電源電圧Ｖｓ（実効値）のａ倍に昇圧できる。そのときのスイッチング素子Ｑ２（又は、スイッチング素子Ｑ１）のオンデューティｄは、（数式８）で与えられる。
なお、昇圧比ａは、負荷検出部１４によって検出される負荷に基づき、昇圧比制御部１５ｂ（図７参照）によって設定される。例えば、負荷が大きいほど、昇圧比ａも大きな値に設定される。
From the above, by controlling Kp · Is shown in (Formula 7), the DC voltage Vd can be boosted to a times the AC power supply voltage Vs (effective value). The on-duty d of the switching element Q2 (or the switching element Q1) at that time is given by (Equation 8).
The boost ratio a is set by the boost
図１０は、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルにおいて、高速スイッチング制御でのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンデューティを示す説明図である。
なお、図１０の横軸は、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルにおける時間（正の半サイクルの開始時からの経過時間）であり、縦軸は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンデューティｄ_Ｑ１，ｄ_Ｑ２である。
FIG. 10 is an explanatory diagram showing on-duty of switching elements Q1 and Q2 in high-speed switching control in a half cycle in which the AC power supply voltage vs. is positive.
The horizontal axis of FIG. 10 is the time in the positive half cycle of the AC power supply voltage vs. the time elapsed from the start of the positive half cycle, and the vertical axis is the on-duty d_Q1 of the switching elements Q1 and Q2. It is d_Q2.
また、図１０の破線は、デッドタイムｄｔｘを考慮しない場合のスイッチング素子Ｑ１のオンデューティｄ_Ｑ１である。実線は、デッドタイムｄｔｘを考慮した場合のスイッチング素子Ｑ１のオンデューティｄ_Ｑ１である。二点鎖線は、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティｄ_Ｑ２である。 Further, the broken line in FIG. 10 is the on-duty d_Q1 of the switching element Q1 when the dead time dtx is not taken into consideration. The solid line is the on-duty d_Q1 of the switching element Q1 when the dead time dtx is taken into consideration. The alternate long and short dash line is the on-duty d_Q2 of the switching element Q2.
破線で示すスイッチング素子Ｑ１のオンデューティｄ_Ｑ１は、例えば、交流電源電圧Ｖｓに比例するように設定されている。二点鎖線で示すスイッチング素子Ｑ２のオンデューティｄ_Ｑ２は、１．０からスイッチング素子Ｑ１のオンデューティｄ_Ｑ１を減算した値として設定される。 The on-duty d_Q1 of the switching element Q1 shown by the broken line is set to be proportional to, for example, the AC power supply voltage Vs. The on-duty d_Q2 of the switching element Q2 shown by the two-dot chain line is set as a value obtained by subtracting the on-duty d_Q1 of the switching element Q1 from 1.0.
（数式８）で説明したように、回路電流ｉｓが大きいほど、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティｄ_Ｑ２は小さな値に設定され、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティｄ_Ｑ１は大きな値に設定される。言い換えると、同期整流動作でオンされるスイッチング素子Ｑ１のオンデューティｄ_Ｑ１は、力率改善動作でオンされるスイッチング素子Ｑ２のオンデューティｄ_Ｑ２に対して逆特性になっている。 As described in (Formula 8), the larger the circuit current is, the smaller the on-duty d_Q2 of the switching element Q2 is set, and the larger the on-duty d_Q1 of the switching element Q1 is set. In other words, the on-duty d_Q1 of the switching element Q1 turned on in the synchronous rectification operation has the opposite characteristic to the on-duty d_Q2 of the switching element Q2 turned on in the power factor improving operation.
なお、ブリッジ回路１０における上下短絡を回避するために、図１０の実線で示すように、デッドタイムｄｔｘを考慮した制御を行うことが望ましい。所定のデッドタイムｄｔｘ（図示せず）を付与すると、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティｄ_Ｑ１は、このデッドタイムｄｔｓ分だけ小さくなる。
In addition, in order to avoid a vertical short circuit in the
図１１は、高速スイッチング制御における交流電源電圧ｖｓと回路電流ｉｓとの関係を示す説明図である。
図１１の横軸は、交流電源電圧ｖｓの正の半サイクルが開始された時点からの経過時間（時間）であり、縦軸は、交流電源電圧ｖｓ（瞬時値）及び回路電流ｉｓ（瞬時値）である。
FIG. 11 is an explanatory diagram showing the relationship between the AC power supply voltage vs. the circuit current is in the high-speed switching control.
The horizontal axis of FIG. 11 is the elapsed time (time) from the time when the positive half cycle of the AC power supply voltage vs. is started, and the vertical axis is the AC power supply voltage vs. the circuit current is (instantaneous value). ).
図１１に示すように、高速スイッチング制御を行うことで、交流電源電圧ｖｓ及び回路電流ｉｓが正弦波状の波形になっており、また、交流電源電圧ｖｓと回路電流ｉｓとが同相になっている。つまり、高速スイッチング制御を行うことで、力率が改善されていることがわかる。このような正弦波状の回路電流ｉｓを流すために、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティｄ_Ｑ２は、以下の（数式９）で設定される。また、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティｄ_Ｑ１は、以下の（数式１０）で設定される。 As shown in FIG. 11, by performing high-speed switching control, the AC power supply voltage vs. the circuit current is has a sinusoidal waveform, and the AC power supply voltage vs. the circuit current is are in phase. .. That is, it can be seen that the power factor is improved by performing high-speed switching control. In order to pass such a sinusoidal circuit current is, the on-duty d_Q2 of the switching element Q2 is set by the following (formula 9). Further, the on-duty d_Q1 of the switching element Q1 is set by the following (formula 10).
図１２は、高速スイッチング制御において、リアクトルＬ１による電流位相の遅れ分を考慮しない場合と、電流位相の遅れ分を考慮した場合と、におけるスイッチング素子Ｑ２のオンデューティｄ_Ｑ２を示す説明図である。
図１２の横軸は、交流電源電圧ｖｓの正の半サイクルが開始された時点からの経過時間（時間）であり、縦軸は、高速スイッチング制御におけるスイッチング素子Ｑ２のオンデューティである。
FIG. 12 is an explanatory diagram showing on-duty d_Q2 of the switching element Q2 in the case where the delay of the current phase due to the reactor L1 is not taken into consideration and the case where the delay of the current phase is taken into consideration in the high-speed switching control.
The horizontal axis of FIG. 12 is the elapsed time (time) from the time when the positive half cycle of the AC power supply voltage vs. is started, and the vertical axis is the on-duty of the switching element Q2 in the high-speed switching control.
また、実線は、リアクトルＬ１による電流位相の遅れを考慮しない場合のスイッチング素子Ｑ２のオンデューティである。破線は、リアクトルＬ１による電流位相の遅れを考慮した場合のスイッチング素子Ｑ２のオンデューティである。図１２の破線で示すように、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティを設定することで、リアクトルＬ１のインダクタンスが大きい場合であっても、正弦波状の回路電流ｉｓを流すことができる。 Further, the solid line is the on-duty of the switching element Q2 when the delay of the current phase due to the reactor L1 is not taken into consideration. The broken line is the on-duty of the switching element Q2 when the delay of the current phase due to the reactor L1 is taken into consideration. As shown by the broken line in FIG. 12, by setting the on-duty of the switching element Q2, a sinusoidal circuit current is can flow even when the inductance of the reactor L1 is large.
＜制御モードの切替えについて＞
コンバータ制御部１５ｄ（図１参照）は、例えば、負荷が比較的小さい低負荷領域では同期整流制御を行い、定格運転領域では部分スイッチング制御を行い、負荷が比較的大きい高負荷領域では高速スイッチング制御を行う。なお、負荷が非常に小さいときにダイオード整流制御を行ってもよいし、また、ダイオード整流を行わないようにしてもよい。
<About switching control modes>
The
図１３（ａ）は、部分スイッチング制御における正の半サイクルでの交流電源電圧ｖｓ及び回路電流ｉｓの説明図である。なお、図１３（ａ）に示すピーク値ｉｓ１は、部分スイッチング制御における回路電流ｉｓのピーク値である。 FIG. 13A is an explanatory diagram of an AC power supply voltage vs. a circuit current is in a positive half cycle in partial switching control. The peak value is1 shown in FIG. 13A is the peak value of the circuit current is in the partial switching control.
図１３（ｂ）は、高速スイッチング制御における正の半サイクルでの交流電源電圧ｖｓ及び回路電流ｉｓの説明図である。
なお、図１３（ｂ）に示すピーク値ｉｓ２は、高速スイッチング制御における回路電流ｉｓのピーク値である。図１３（ｂ）に示すように、高速スイッチング制御における回路電流ｉｓのピーク値ｉｓ２は、部分スイッチング制御における回路電流ｉｓのピーク値ｉｓ２よりも小さくなっている。
FIG. 13B is an explanatory diagram of an AC power supply voltage vs. a circuit current is in a positive half cycle in high-speed switching control.
The peak value is2 shown in FIG. 13B is the peak value of the circuit current is in the high-speed switching control. As shown in FIG. 13B, the peak value is2 of the circuit current is in the high-speed switching control is smaller than the peak value is2 of the circuit current is in the partial switching control.
仮に、前記したピーク値ｉｓ１，ｉｓ２が略同一となるように制御すると、部分スイッチング制御よりも高速スイッチング制御のほうが力率が高いため、高速スイッチング制御において直流電圧Ｖｄが昇圧されすぎてしまう。これに対して本実施形態では、ピーク値ｉｓ１＞ピーク値ｉｓ２となるように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンデューティが調整される。つまり、コンバータ制御部１５ｄは、部分スイッチング制御及び高速スイッチング制御の一方から他方に切り替える際、平滑コンデンサＣ１の直流電圧Ｖｄの変動を抑制するように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンデューティを調整する。これによって、部分スイッチング制御及び高速スイッチング制御の一方から他方に移行する際、直流電圧Ｖｄの変動を抑制できる。
If the peak values are1 and is2 are controlled to be substantially the same, the power factor of the high-speed switching control is higher than that of the partial switching control, so that the DC voltage Vd is boosted too much in the high-speed switching control. On the other hand, in the present embodiment, the on-duty of the switching elements Q1 and Q2 is adjusted so that the peak value is1> the peak value is2. That is, the
また、コンバータ制御部１５ｄは、交流電源電圧ｖｓのゼロクロス（正・負の切り替わり）のタイミングで、制御モードの切替えを行うことが好ましい。例えば、コンバータ制御部１５ｄは、交流電源電圧ｖｓのゼロクロスのタイミングで、部分スイッチング制御から高速スイッチング制御に切り替える。これによって、制御モードの切替時に、制御が不安定になったり、直流電圧Ｖｄが変動したりすることを抑制できる。
Further, it is preferable that the
＜効果＞
本実施形態よれば、低負荷時には同期整流制御を行うことで、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４に積極的に電流を流すようにしている。これによって、寄生ダイオードＤ１～Ｄ４での損失を抑制し、電力変換を高効率で行うことができる。
<Effect>
According to this embodiment, when the load is low, synchronous rectification control is performed so that a current is positively passed through the switching elements Q1 to Q4. As a result, the loss in the parasitic diodes D1 to D4 can be suppressed, and the power conversion can be performed with high efficiency.
また、定格運転時には部分スイッチング制御が行われ、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が所定回数、交互にスイッチングされる。これによって、昇圧、力率の改善、及び高調波の抑制を行うことができる。また、高速スイッチング制御と比べてスイッチング回数が少ないため、スイッチング損失を低減できる。 Further, during rated operation, partial switching control is performed, and the switching elements Q1 and Q2 are switched alternately a predetermined number of times. This makes it possible to boost the voltage, improve the power factor, and suppress harmonics. Moreover, since the number of switchings is smaller than that of high-speed switching control, switching loss can be reduced.
また、高負荷時には高速スイッチング制御を行って、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を所定周期で交互にスイッチングするようにしている。これによって、昇圧、力率の改善、及び高調波の抑制を行うことができる。高速スイッチング制御では、前記したように、回路電流ｉｓが正弦波状になるため（図９（ｂ）参照）、特に力率の改善や高調波の抑制に効果がある。 Further, when the load is high, high-speed switching control is performed so that the switching elements Q1 and Q2 are switched alternately at a predetermined cycle. This makes it possible to boost the voltage, improve the power factor, and suppress harmonics. In the high-speed switching control, as described above, since the circuit current is has a sinusoidal shape (see FIG. 9B), it is particularly effective in improving the power factor and suppressing harmonics.
≪第２実施形態≫
第２実施形態は、電流検出部１１の検出値Ｉと所定の閾値Ｉ１，Ｉ２との大小を比較し、その比較結果に基づいて制御モードを切り替える点が、第１実施形態とは異なっている。また、第２実施形態では、電力変換装置１の負荷Ｈが、空気調和機Ｗ（図１５参照）の圧縮機４１のモータ４１ａである点が、第１実施形態とは異なっている。なお、その他の構成（図１に示す電力変換装置１の構成や、各制御モードの内容）については、第１実施形態と同様である。したがって、第１実施形態と異なる部分について説明し、重複する部分については説明を省略する。
<< Second Embodiment >>
The second embodiment is different from the first embodiment in that the magnitude I of the detected value I of the
＜空気調和機の構成＞
図１４は、第２実施形態に係る空気調和機Ｗが備える室内機Ｕ１、室外機Ｕ２、及びリモコンＲｅの正面図である。
空気調和機Ｗは、冷媒回路４（図１５参照）において周知のヒートポンプサイクルで冷媒を循環させることによって、空調（冷房運転、暖房運転、除湿運転等）を行う機器である。図１４に示すように、空気調和機Ｗは、室内機Ｕ１と、室外機Ｕ２と、リモコンＲｅと、を備えている。
<Structure of air conditioner>
FIG. 14 is a front view of the indoor unit U1, the outdoor unit U2, and the remote controller Re included in the air conditioner W according to the second embodiment.
The air conditioner W is a device that performs air conditioning (cooling operation, heating operation, dehumidifying operation, etc.) by circulating the refrigerant in a well-known heat pump cycle in the refrigerant circuit 4 (see FIG. 15). As shown in FIG. 14, the air conditioner W includes an indoor unit U1, an outdoor unit U2, and a remote controller Re.
室内機Ｕ１は、次に説明する室内熱交換器４４（図１５参照）、室内ファンＦ２等を備えている。
室外機Ｕ２は、次に説明する圧縮機４１（図１５参照）、室外熱交換器４２、膨張弁４３、室外ファンＦ１等を備えている。
なお、室内機Ｕ１と室外機Ｕ２とは、冷媒が通流する配管ｋを介して接続されるとともに、図示はしないが、通信線を介して接続されている。
リモコンＲｅは、室内機Ｕ１との間で所定の信号（運転／停止指令、設定温度の変更、タイマの設定、運転モードの変更等）を送受信するものである。
The indoor unit U1 includes an indoor heat exchanger 44 (see FIG. 15), an indoor fan F2, and the like, which will be described next.
The outdoor unit U2 includes a compressor 41 (see FIG. 15), an
The indoor unit U1 and the outdoor unit U2 are connected via a pipe k through which the refrigerant flows, and are connected via a communication line, although not shown.
The remote controller Re transmits / receives a predetermined signal (operation / stop command, change of set temperature, timer setting, change of operation mode, etc.) to / from the indoor unit U1.
図１５は、空気調和機Ｗの構成図である。
図１５に示すように、空気調和機Ｗは、電力変換装置１と、インバータ２と、冷媒回路４と、を備えている。なお、電力変換装置１の構成については、第１実施形態（図１参照）で説明したとおりである。
FIG. 15 is a block diagram of the air conditioner W.
As shown in FIG. 15, the air conditioner W includes a
インバータ２は、電力変換装置１から印加される直流電圧を、例えば、ＰＷＭ制御（Pulse Width Modulation）に基づいて交流電圧に変換する電力変換器である。
冷媒回路４は、圧縮機４１と、室外熱交換器４２と、膨張弁４３と、室内熱交換器４４と、が配管ｋを介して環状に順次接続された構成になっている。
The
The
圧縮機４１は、モータ４１ａの駆動によって冷媒を圧縮する機器である。なお、モータ４１ａは、インバータ２から印加される交流電圧によって駆動する。
The
室外熱交換器４２は、室外ファンＦ１から送り込まれる室内空気と、冷媒と、の熱交換が行われる熱交換器である。
膨張弁４３は、室外熱交換器４２又は室内熱交換器４４から流れ込む冷媒を膨張させて減圧する減圧器である。
The
The
室内熱交換器４４は、室内ファンＦ２から送り込まれる室内空気と、冷媒と、の熱交換が行われる熱交換器である。
そして、圧縮機４１、室外熱交換器４２、膨張弁４３、及び室内熱交換器４４が配管ｋを介して環状に順次接続されてなる冷媒回路４においてヒートポンプサイクルで冷媒を循環させるようになっている。
The
Then, in the
なお、空気調和機Ｗは、冷房用であってもよいし、また、暖房用であってもよい。また、冷房時と暖房時とで冷媒の流れる向きを切り替える四方弁（図示せず）を設けてもよい。
次に、電力変換装置１が備える電流検出部１１（図１参照）の検出値（負荷）に基づいて、電力変換装置１の制御モードを切り替える処理について説明する。
The air conditioner W may be for cooling or for heating. Further, a four-way valve (not shown) that switches the flow direction of the refrigerant between cooling and heating may be provided.
Next, a process of switching the control mode of the
図１６は、負荷の大きさ、動作モード、及び機器の運転領域の関係を示す説明図である。
図１６に示す「中間運転領域」は、負荷（つまり、電流検出部１１の検出値：図１参照）が比較的小さい領域である。本実施形態では、負荷の大きさが閾値Ｉ１未満である場合に「同期整流制御」を行うことで、電力変換装置１の高効率化を図るようにしている。
FIG. 16 is an explanatory diagram showing the relationship between the magnitude of the load, the operation mode, and the operating area of the device.
The “intermediate operation region” shown in FIG. 16 is a region in which the load (that is, the detection value of the current detection unit 11: see FIG. 1) is relatively small. In the present embodiment, when the magnitude of the load is less than the threshold value I1, "synchronous rectification control" is performed to improve the efficiency of the
図１６に示す「定格運転領域」は、前記した「中間運転領域」よりも負荷が大きく、圧縮機４１のモータ４１ａ（つまり、図１に示す負荷Ｈ）を定格運転できる領域である。本実施形態では、負荷の大きさが閾値Ｉ１以上かつ閾値Ｉ２未満である場合に「部分スイッチング制御」を行うことで、昇圧、力率の改善、及び高調波の抑制を行うようにしている。
The “rated operation region” shown in FIG. 16 has a larger load than the above-mentioned “intermediate operation region” and is a region in which the
図１６に示す「高負荷領域」は、負荷の大きさが比較的大きい領域である。例えば、外気温が非常に低いときに暖房運転を行う場合や、外気温が非常に高いときに冷房運転を行う場合の運転領域が「高負荷領域」に相当する。本実施形態では、負荷の大きさが閾値Ｉ２以上である場合に「高速スイッチング制御」を行うことで、昇圧、力率の改善、及び高調波の抑制を行うようにしている。なお、閾値Ｉ１，Ｉ２の大きさは、事前の実験やシミュレーションに基づいて適宜設定される。 The “high load region” shown in FIG. 16 is a region in which the magnitude of the load is relatively large. For example, the operating area when the heating operation is performed when the outside air temperature is very low or when the cooling operation is performed when the outside air temperature is very high corresponds to the “high load area”. In the present embodiment, when the magnitude of the load is the threshold value I2 or more, "high-speed switching control" is performed to boost the voltage, improve the power factor, and suppress harmonics. The magnitudes of the threshold values I1 and I2 are appropriately set based on prior experiments and simulations.
＜電力変換装置の動作＞
図１７は、電力変換装置１の制御部１５が実行する処理を示すフローチャートである（適宜、図１を参照）。なお、図１７の「ＳＴＡＲＴ」時において、モータ４１ａ（図１５参照）が駆動しているものとする。
ステップＳ１０１において制御部１５は、電流検出部１１の検出値Ｉ（負荷）を読み込む。
<Operation of power converter>
FIG. 17 is a flowchart showing a process executed by the
In step S101, the
ステップＳ１０２において制御部１５は、ステップＳ１０１で読み込んだ検出値Ｉが閾値Ｉ１（第１閾値）未満であるか否かを判定する。つまり、制御部１５は、電流の検出値Ｉが「中間運転領域」（図１６参照）に含まれるか否かを判定する。
In step S102, the
電流の検出値Ｉが閾値Ｉ１未満である場合（Ｓ１０２：Ｙｅｓ）、制御部１５の処理はステップＳ１０３に進む。
ステップＳ１０３において制御部１５は、同期整流制御を実行する。このように中間運転領域において同期整流制御を行うことで、第１実施形態で説明したように、電力変換を高効率で行うことができる。
When the detected value I of the current is less than the threshold value I1 (S102: Yes), the process of the
In step S103, the
また、ステップＳ１０２において電流の検出値Ｉが閾値Ｉ１以上である場合（Ｓ１０２：Ｎｏ）、制御部１５の処理はステップＳ１０４に進む。
ステップＳ１０４において制御部１５は、電流検出部１１の検出値Ｉが閾値Ｉ２（第２閾値）未満であるか否かを判定する。つまり、制御部１５は、電流の検出値Ｉが「定格運転領域」（図１６参照）に含まれるか否かを判定する。ちなみに、前記した閾値Ｉ２は、閾値Ｉ１よりも大きな値である（図１６参照）。
If the current detection value I is equal to or greater than the threshold value I1 in step S102 (S102: No), the process of the
In step S104, the
電流の検出値Ｉが閾値Ｉ２未満である場合（Ｓ１０４：Ｙｅｓ）、制御部１５の処理はステップＳ１０５に進む。
ステップＳ１０５において制御部１５は、部分スイッチング制御を実行する。このように定格運転領域において部分スイッチング制御を行うことで、第１実施形態で説明したように、昇圧、力率の改善、及び高調波の抑制を行うことができる。
When the detected value I of the current is less than the threshold value I2 (S104: Yes), the process of the
In step S105, the
また、ステップＳ１０４において電流検出部１１の検出値Ｉが閾値Ｉ２以上である場合（Ｓ１０４：Ｎｏ）、制御部１５の処理はステップＳ１０６に進む。
ステップＳ１０６において制御部１５は、高速スイッチング制御を実行する。これによって、高負荷運転領域で大きな回路電流ｉｓが流れたとしても、力率を改善できるとともに、高調波を抑制できる。
ステップＳ１０３，Ｓ１０５，Ｓ１０６のいずれかの処理を行った後、制御部１５の処理は「ＳＴＡＲＴ」に戻る（ＲＥＴＵＲＮ）。
If the detection value I of the
In step S106, the
After performing any of the processes of steps S103, S105, and S106, the process of the
なお、電流の検出値Ｉが非常に小さい場合に、第１実施形態で説明したダイオード整流制御（図２，３参照）を行うようにしてもよい。 When the current detection value I is very small, the diode rectification control described in the first embodiment (see FIGS. 2 and 3) may be performed.
＜効果＞
本実施形態によれば、負荷の大きさに応じて制御モードを切り替えることで、電力変換装置１の高効率化を図るとともに、高調波を抑制できる。このような電力変換装置１を備えることで、エネルギ効率（つまり、ＡＰＦ：Annual Performance Factor）が高く、省エネ化を図った空気調和機Ｗを提供できる。
<Effect>
According to the present embodiment, by switching the control mode according to the magnitude of the load, it is possible to improve the efficiency of the
≪変形例≫
以上、本発明に係る電力変換装置１等について各実施形態により説明したが、本発明はこれらの記載に限定されるものではなく、種々の変更を行うことができる。
≪Variation example≫
Although the
≪第１の変形例≫
図１８は、第１の変形例に係る電力変換装置１Ａの構成図である。
図１８に示す電力変換装置１Ａは、第１実施形態で説明した電力変換装置１（図１参照）にリアクトルＬ２を追加した構成になっている。リアクトルＬ２は、接続点Ｎ２と交流電源Ｇとを接続する配線ｈｂに設けられている。このようにリアクトルＬ２を設けることで、第１実施形態で説明した「力率改善動作」に伴うノイズを低減できる。
<< First modification example >>
FIG. 18 is a block diagram of the
The
≪第２の変形例≫
図１９は、第２の変形例に係る電力変換装置１Ｂの構成図である。
図１９に示す電力変換装置１Ｂは、接続点Ｎ１を介してリアクトルＬ１に接続されるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２として、ＭＯＳＦＥＴではなく、ＩＧＢＴ（Insulated-Gate-Bipolar-Transistor）を用いている点が、第１実施形態（図１参照）とは異なっている。このようにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２としてＩＧＢＴを用いても、第１実施形態と同様の効果が奏される。なお、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２として、ＦＲＤ（Fast-Recovery-Diode）を用いてもよい。
<< Second modification example >>
FIG. 19 is a block diagram of the
The
その他、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４として、オン抵抗の小さいスーパージャンクションＭＯＳＦＥＴ（ＳＪＭＯＳＦＥＴ）を用いてもよい。特に、逆回復時間（time of reverse recovery：ｔｒｒ）が比較的短い高速ｔｒｒタイプのものを用いることが好ましい。前記した「逆回復時間」とは、逆回復電流が流れる時間であり、「逆回復電流」とは、寄生ダイオードＤ１～Ｄ４に印加される電圧が順方向電圧から逆方向電圧に切り替わった瞬間に流れる電流である。例えば、逆回復時間が３００ｎｓｅｃ以下のＳＪＭＯＳＦＥＴをスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４として用いることで損失を低減し、さらなる高効率化を図ることができる。
また、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４として、オン抵抗が０．１Ω以下のものを用いることが好ましい。これによって、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４における導通損失を低減できる。
In addition, as the switching elements Q1 to Q4, super junction MOSFETs (SJ MOSFETs) having a small on-resistance may be used. In particular, it is preferable to use a high-speed trr type having a relatively short time of reverse recovery (trr). The above-mentioned "reverse recovery time" is the time during which the reverse recovery current flows, and the "reverse recovery current" is the moment when the voltage applied to the parasitic diodes D1 to D4 is switched from the forward voltage to the reverse voltage. It is the flowing current. For example, by using an SJ MOSFET having a reverse recovery time of 300 nsec or less as the switching elements Q1 to Q4, the loss can be reduced and the efficiency can be further improved.
Further, it is preferable to use switching elements Q1 to Q4 having an on-resistance of 0.1Ω or less. Thereby, the conduction loss in the switching elements Q1 to Q4 can be reduced.
また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の逆回復時間は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４よりも短いことが好ましい。前記したように、同期整流制御、部分スイッチング制御、高速スイッチングでは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフが、交流電源電圧ｖｓの半サイクルごとに所定回数行われる。したがって、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２として逆回復時間の短いものを用いることで、逆回復電流が流れる時間が短くなるため、スイッチング損失を低減できる。ちなみに、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４については、オン・オフする頻度がスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に比べて少ないため、逆回復時間が比較的長い安価な素子を用いても効率にそれほど影響はない。 Further, the reverse recovery time of the switching elements Q1 and Q2 is preferably shorter than that of the switching elements Q3 and Q4. As described above, in the synchronous rectification control, the partial switching control, and the high-speed switching, the switching elements Q1 and Q2 are turned on and off a predetermined number of times every half cycle of the AC power supply voltage vs. Therefore, by using the switching elements Q1 and Q2 having a short reverse recovery time, the time for the reverse recovery current to flow is shortened, so that the switching loss can be reduced. Incidentally, since the switching elements Q3 and Q4 are turned on and off less frequently than the switching elements Q1 and Q2, the efficiency is not so affected even if an inexpensive element having a relatively long reverse recovery time is used.
また、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４として、例えば、ＳｉＣ（Silicon Carbide）－ＭＯＳＦＥＴやＧａＮ（Gallium nitride）を用いてもよい。これによって、電力変換装置１のエネルギ損失をさらに低減し、高効率化を図ることができる。
Further, as the switching elements Q1 to Q4, for example, SiC (Silicon Carbide) -PWM or GaN (Gallium nitride) may be used. As a result, the energy loss of the
≪第３の変形例≫
図２０は、第３の変形例に係る電力変換装置において、同期整流制御における交流電源電圧ｖｓ、回路電流ｉｓ、及びスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。
図２０に示す変形例では、同期整流制御においてスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４（図２０（ｄ）、（ｆ）参照）をオン状態にする期間が、第１実施形態（図４（ｄ）、（ｆ）参照）よりも短くなっている。例えば、図２０に示す変形例では、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルでは、その一部の区間（回路電流ｉｓが流れている期間の一部）でスイッチング素子Ｑ４をオン状態にしている。なお、正の回路電流ｉｓが流れている期間の一部でスイッチング素子Ｑ４がオフ状態であっても、寄生ダイオードＤ４を介して電流が流れるため、同期整流制御に支障が生じることはない。
<< Third variant >>
FIG. 20 is an explanatory diagram showing temporal changes in the AC power supply voltage vs. the circuit current is, and the drive pulses of the switching elements Q1 to Q4 in the synchronous rectification control in the power conversion device according to the third modification.
In the modification shown in FIG. 20, the period during which the switching elements Q2 and Q4 (see FIGS. 20 (d) and (f)) are turned on in the synchronous rectification control is the period of the first embodiment (FIGS. 4 (d) and (f)). ) Is shorter than). For example, in the modification shown in FIG. 20, in the half cycle in which the AC power supply voltage vs. is positive, the switching element Q4 is turned on in a part of the section (a part of the period in which the circuit current is is flowing). Even if the switching element Q4 is in the off state during a part of the period in which the positive circuit current is is flowing, the current flows through the parasitic diode D4, so that the synchronous rectification control is not hindered.
≪第４の変形例≫
図２１は、第４の変形例に係る電力変換装置において、同期整流制御における交流電源電圧ｖｓ、回路電流ｉｓ、及びスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。
図２１に示す変形例では、同期整流制御においてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３（図２１（ｃ）、（ｅ）参照）をオン状態にする期間が、第１実施形態（図４（ｃ）、（ｅ）参照）よりも短くなっている。このようにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３を制御しても、同期整流制御を適切に行うことができる。
<< Fourth variant >>
FIG. 21 is an explanatory diagram showing temporal changes in the AC power supply voltage vs. the circuit current is, and the drive pulses of the switching elements Q1 to Q4 in the synchronous rectification control in the power conversion device according to the fourth modification.
In the modification shown in FIG. 21, the period during which the switching elements Q1 and Q3 (see FIGS. 21 (c) and 21 (e)) are turned on in the synchronous rectification control is the period of the first embodiment (FIGS. 4 (c) and (e)). ) Is shorter than). Even if the switching elements Q1 and Q3 are controlled in this way, synchronous rectification control can be appropriately performed.
なお、同期整流制御において、交流電源電圧ｖｓの極性に同期させてスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をオン・オフする処理に代えて、回路電流ｉｓが流れているか否かに応じてスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をオン・オフするようにしてもよい。 In the synchronous rectification control, instead of the process of turning on / off the switching elements Q3 and Q4 in synchronization with the polarity of the AC power supply voltage vs. the switching elements Q3 and Q4 depending on whether or not the circuit current is is flowing. You may turn it on and off.
≪第５の変形例≫
図２２は、第５の変形例に係る電力変換装置において、部分スイッチング制御における交流電源電圧ｖｓ、回路電流ｉｓ・短絡電流ｉｓｐ、及びスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。
図２２に示す変形例では、部分スイッチング制御においてスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４（図２２（ｅ）、（ｆ）参照）をオン状態にする期間が、第１実施形態（図６（ｅ）、（ｆ）参照）よりも短くなっている。例えば、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルでは、回路電流ｉｓが流れている期間の一部でスイッチング素子Ｑ４をオン状態にしている。このようにスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を制御しても、部分スイッチング制御を適切に行うことができる。
<< Fifth variant example >>
FIG. 22 is an explanatory diagram showing temporal changes in the AC power supply voltage vs. the circuit current is / short-circuit current isp and the drive pulses of the switching elements Q1 to Q4 in the power conversion device according to the fifth modification. Is.
In the modification shown in FIG. 22, the period during which the switching elements Q3 and Q4 (see FIGS. 22 (e) and 22 (f)) are turned on in the partial switching control is the period of the first embodiment (FIGS. 6 (e) and (f)). ) Is shorter than). For example, in a half cycle in which the AC power supply voltage vs. is positive, the switching element Q4 is turned on during a part of the period during which the circuit current is is flowing. Even if the switching elements Q3 and Q4 are controlled in this way, partial switching control can be appropriately performed.
≪第６の変形例≫
図２３は、第６の変形例に係る電力変換装置において、部分スイッチング制御における交流電源電圧ｖｓ、回路電流ｉｓ・短絡電流ｉｓｐ、及びスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。
図２３に示す変形例では、部分スイッチング制御においてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２（図２３（ｃ）、（ｄ）参照）をオン状態にする期間が、第１実施形態（図６（ｃ）、（ｄ）参照）よりも短くなっている。例えば、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルでは、回路電流が流れている期間の一部でスイッチング素子Ｑ１をオン状態にしている。このようにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を制御しても、部分スイッチング制御を適切に行うことができる。
<< Sixth variant >>
FIG. 23 is an explanatory diagram showing temporal changes in the AC power supply voltage vs. the circuit current is / short-circuit current isp and the drive pulses of the switching elements Q1 to Q4 in the power conversion device according to the sixth modification. Is.
In the modification shown in FIG. 23, the period during which the switching elements Q1 and Q2 (see FIGS. 23 (c) and 23 (d)) are turned on in the partial switching control is the period of the first embodiment (FIGS. 6 (c) and 6 (d)). ) Is shorter than). For example, in a half cycle in which the AC power supply voltage vs. is positive, the switching element Q1 is turned on during a part of the period in which the circuit current is flowing. Even if the switching elements Q1 and Q2 are controlled in this way, partial switching control can be appropriately performed.
≪第７の変形例≫
図２４は、第７の変形例に係る電力変換装置において、同期整流制御における交流電源電圧ｖｓ、回路電流ｉｓ、及びスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。
図２４に示す変形例は、同期整流制御の実行中、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３（図２４（ｃ）、（ｅ）参照）がオフ状態で維持されている点が、第１実施形態（図４（ｃ）、（ｅ）参照）とは異なっている。例えば、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルにおいてスイッチング素子Ｑ１がオフ状態で維持されても、寄生ダイオードＤ１を介して回路電流ｉｓが流れるため、同期整流制御に支障が生じることはない。
<< Seventh variant >>
FIG. 24 is an explanatory diagram showing temporal changes in the AC power supply voltage vs. the circuit current is, and the drive pulses of the switching elements Q1 to Q4 in the synchronous rectification control in the power conversion device according to the seventh modification.
In the modification shown in FIG. 24, the first embodiment (FIG. 4) is that the switching elements Q1 and Q3 (see FIGS. 24 (c) and 24 (e)) are maintained in the off state during the execution of the synchronous rectification control. It is different from (c) and (e)). For example, even if the switching element Q1 is maintained in the off state in the positive half cycle of the AC power supply voltage vs., the circuit current is flows through the parasitic diode D1, so that the synchronous rectification control is not hindered.
≪第８の変形例≫
図２５は、第８の変形例に係る電力変換装置において、同期整流制御における交流電源電圧ｖｓ、回路電流ｉｓ、及びスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。
図２５に示す変形例は、同期整流制御の実行中、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４はオフ状態で維持され（図２５（ｄ）、（ｆ）参照）、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３は交流電源電圧ｖｓに同期してオン・オフされている点が（図２５（ｃ）、（ｅ）参照）、第１実施形態（図４（ｃ）～（ｆ）参照）とは異なっている。このようにスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を制御しても、同期整流制御を適切に行うことができる。
<< Eighth variant example >>
FIG. 25 is an explanatory diagram showing temporal changes in the AC power supply voltage vs. the circuit current is, and the drive pulses of the switching elements Q1 to Q4 in the synchronous rectification control in the power conversion device according to the eighth modification.
In the modification shown in FIG. 25, the switching elements Q2 and Q4 are maintained in the off state during the execution of the synchronous rectification control (see FIGS. 25 (d) and 25 (f)), and the switching elements Q1 and Q3 are set to the AC power supply voltage vs. It is different from the first embodiment (see FIGS. 4 (c) to 4 (f)) in that it is turned on and off in synchronization (see FIGS. 25 (c) and 25 (e)). Even if the switching elements Q1 to Q4 are controlled in this way, synchronous rectification control can be appropriately performed.
なお、同期整流制御において、ブリッジ回路１０に回路電流ｉｓが流れている期間のうち、交流電源電圧ｖｓの絶対値｜ｖｓ｜が平滑コンデンサＣ１の電圧（直流電圧Ｖｄ）よりも小さい期間では、この平滑コンデンサＣ１の正極に接続されているスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３をオフ状態にしてもよい。これによって、ブリッジ回路１０を介して逆流電流が流れることを防止できる。
In the synchronous rectification control, during the period in which the circuit current is is flowing in the
また、スイッチング制御（部分スイッチング制御、高速スイッチング制御）を行う場合において、リアクトルＬ１を介して短絡電流ｉｓｐが流れる短絡経路（例えば、図７の破線矢印を参照）に含まれるスイッチング素子のうち、リアクトルＬ１に接続されているスイッチング素子を、交流電源電圧ｖｓの絶対値｜ｖｓ｜が平滑コンデンサＣ１の電圧よりも小さい期間ではオフ状態にするようにしてもよい。これによって、ブリッジ回路１０に逆流電流が流れることを防止できる。
Further, in the case of performing switching control (partial switching control, high-speed switching control), among the switching elements included in the short-circuit path (for example, see the broken line arrow in FIG. 7) in which the short-circuit current isp flows through the reactor L1, the reactor. The switching element connected to L1 may be turned off during a period in which the absolute value | vs | of the AC power supply voltage vs. | is smaller than the voltage of the smoothing capacitor C1. This makes it possible to prevent a backflow current from flowing through the
≪第９の変形例≫
図２６は、第９の変形例に係る電力変換装置において、部分スイッチング制御における交流電源電圧ｖｓ、回路電流ｉｓ・短絡電流ｉｓｐ、及びスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。
図２６に示す変形例は、部分スイッチング制御において、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルではスイッチング素子Ｑ１がオフ状態で維持され（図２６（ｃ）参照）、交流電源電圧ｖｓが負の半サイクルではスイッチング素子Ｑ２がオフ状態で維持される点が（図２６（ｄ）参照）、第１実施形態（図６（ｃ）、（ｄ）参照）とは異なっている。このようにしても、例えば、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルでは寄生ダイオードＤ１を介して回路電流ｉｓが流れるため、部分スイッチング制御を適切に行うことができる。
<< Ninth variant example >>
FIG. 26 is an explanatory diagram showing temporal changes in the AC power supply voltage vs. the circuit current is / short-circuit current isp and the drive pulses of the switching elements Q1 to Q4 in the power conversion device according to the ninth modification. Is.
In the modification shown in FIG. 26, in the partial switching control, the switching element Q1 is maintained in the off state in the AC power supply voltage vs. the positive half cycle (see FIG. 26C), and the AC power supply voltage vs. the negative half cycle. The switching element Q2 is maintained in the off state (see FIG. 26 (d)), which is different from the first embodiment (see FIGS. 6 (c) and 6 (d)). Even in this way, for example, in a half cycle in which the AC power supply voltage vs. is positive, the circuit current is flows through the parasitic diode D1, so that partial switching control can be appropriately performed.
≪第１０の変形例≫
図２７は、第１０の変形例に係る電力変換装置において、高速スイッチング整流制御における交流電源電圧ｖｓ、回路電流ｉｓ・短絡電流ｉｓｐ、及びスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。
図２７に示す変形例は、高速スイッチング制御において、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルではスイッチング素子Ｑ１がオフ状態で維持され（図２７（ｃ）参照）、交流電源電圧ｖｓが負の半サイクルではスイッチング素子Ｑ２がオフ状態で維持される点が（図２７（ｄ）参照）、第１実施形態（図９（ｃ）、（ｄ）参照）とは異なっている。このようにしても、高速スイッチング制御を適切に行うことができる。
<< 10th variant >>
FIG. 27 is an explanation showing the temporal changes of the AC power supply voltage vs. the circuit current is / short circuit current isp and the drive pulses of the switching elements Q1 to Q4 in the power conversion device according to the tenth modification. It is a figure.
In the modification shown in FIG. 27, in the high-speed switching control, the switching element Q1 is maintained in the off state in the AC power supply voltage vs. the positive half cycle (see FIG. 27 (c)), and the AC power supply voltage vs. the negative half cycle. The switching element Q2 is maintained in the off state (see FIG. 27 (d)), which is different from the first embodiment (see FIGS. 9 (c) and 9 (d)). Even in this way, high-speed switching control can be appropriately performed.
その他、例えば、交流電源電圧ｖｓが正の極性の場合、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３，Ｑ４をオフ状態で維持し、スイッチング素子Ｑ２によって高速スイッチングを行うようにしてもよい（交流電源電圧ｖｓが負の極性の場合も同様）。このように制御しても、力率を改善できるとともに、高調波を抑制できる。 In addition, for example, when the AC power supply voltage vs. has a positive polarity, the switching elements Q1, Q3, and Q4 may be maintained in an off state, and high-speed switching may be performed by the switching element Q2 (AC power supply voltage vs. negative). The same applies to the polarity). Even with this control, the power factor can be improved and harmonics can be suppressed.
≪他の変形例≫
図２８は、他の変形例に係る電力変換装置の制御モードの切替えに関する説明図である。
図２８に示す「同期整流」は、同期整流モードを意味している。また、「同期整流＋部分ＳＷ」は、部分スイッチング制御に、前記した同期整流動作が含まれる（つまり、力率改善動作と同期整流動作とを交互に行う）ことを意味している。「同期整流＋高速ＳＷ」とは、高速スイッチング制御に同期整流動作が含まれることを意味している。
≪Other variants≫
FIG. 28 is an explanatory diagram relating to switching of the control mode of the power conversion device according to another modification.
“Synchronous rectification” shown in FIG. 28 means a synchronous rectification mode. Further, "synchronous rectification + partial SW" means that the partial switching control includes the above-mentioned synchronous rectification operation (that is, the power factor improving operation and the synchronous rectification operation are alternately performed). "Synchronous rectification + high-speed SW" means that the high-speed switching control includes a synchronous rectification operation.
また、「ダイオード整流＋部分ＳＷ」とは、部分スイッチング制御にダイオード整流動作が含まれることを意味している。前記した「ダイオード整流動作」とは、寄生ダイオードＤ１等を介して回路電流ｉｓを流す動作である。つまり、「ダイオード整流＋部分ＳＷ」とは、力率改善動作とダイオード整流動作とを交互に行うことで、部分スイッチング制御を行うことを意味している。「ダイオード整流＋高速ＳＷ」とは、高速スイッチング制御にダイオード整流動作が含まれることを意味している。 Further, "diode rectification + partial SW" means that the diode rectification operation is included in the partial switching control. The above-mentioned "diode rectification operation" is an operation in which a circuit current is is passed through a parasitic diode D1 or the like. That is, "diode rectification + partial SW" means that partial switching control is performed by alternately performing the power factor improving operation and the diode rectification operation. "Diode rectification + high-speed SW" means that the high-speed switching control includes a diode rectification operation.
例えば、制御方法Ｘ１に示すように、負荷（例えば、電流検出部１１の検出値）が閾値Ｉ１以上である場合には、同期整流動作を含む部分スイッチング制御を行い、負荷が閾値Ｉ１未満である場合には、同期整流制御を行うようにしてもよい。 For example, as shown in the control method X1, when the load (for example, the detection value of the current detection unit 11) is equal to or higher than the threshold value I1, partial switching control including the synchronous rectification operation is performed, and the load is less than the threshold value I1. In that case, synchronous rectification control may be performed.
また、例えば、制御方法Ｘ２で示すように、負荷が閾値Ｉ１以上である場合には、同期整流動作を含む高速スイッチング制御を行い、負荷が閾値Ｉ１未満である場合には、同期整流制御を行うようにしてもよい。 Further, for example, as shown in the control method X2, when the load is the threshold value I1 or more, high-speed switching control including the synchronous rectification operation is performed, and when the load is less than the threshold value I1, the synchronous rectification control is performed. You may do so.
図２８に示す制御方法Ｘ３は、第２実施形態で説明した制御方法（図１６、図１７参照）と同一である。
また、例えば、制御方法Ｘ４に示すように、負荷が閾値Ｉ１以上である場合には、ダイオード整流動作を含む部分スイッチング制御を行い、負荷が閾値Ｉ１未満である場合には、同期整流制御を行うようにしてもよい。このようにダイオード整流動作を行うことで、交流電源電圧ｖｓの半サイクルにおいて、オン状態にするスイッチング素子が１つで済むため、制御の簡略化を図ることができる。
The control method X3 shown in FIG. 28 is the same as the control method (see FIGS. 16 and 17) described in the second embodiment.
Further, for example, as shown in the control method X4, when the load is the threshold value I1 or more, the partial switching control including the diode rectification operation is performed, and when the load is less than the threshold value I1, the synchronous rectification control is performed. You may do so. By performing the diode rectification operation in this way, only one switching element is required to be turned on in the half cycle of the AC power supply voltage vs., so that the control can be simplified.
図２８に示す他の制御方法Ｘ５～Ｘ８については説明を省略するが、効率・高調波の抑制・昇圧等を考慮して、制御方法を適宜設定すればよい。例えば、高効率化、高調波電流の抑制、及び昇圧が主目的である場合には、制御方法Ｘ１～Ｘ３のいずれかを選択すればよい。また、高効率化は主目的でなく、高調波電流の抑制及び昇圧が主目的である場合には、制御方法Ｘ４～Ｘ６を選択すればよい。 Although the description of the other control methods X5 to X8 shown in FIG. 28 will be omitted, the control method may be appropriately set in consideration of efficiency, suppression of harmonics, boosting, and the like. For example, when the main purposes are to improve efficiency, suppress harmonic current, and boost the voltage, one of the control methods X1 to X3 may be selected. Further, when the main purpose is not to improve the efficiency but to suppress and boost the harmonic current, the control methods X4 to X6 may be selected.
また、各実施形態では、電流検出部１１（図１参照）の検出値に基づいて制御モードを切り替える場合について説明したが、これに限らない。すなわち、配線ｈａ，ｈｂ（図１参照）に流れる電流と正の相関を有する「負荷」を、負荷検出部１４（図１参照）によって検出し、この「負荷」の大きさに基づいて制御モードを切り替えるようにしてもよい。例えば、直流電圧検出部１３の検出値（出力電圧）に基づいて、制御モードを切り替えるようにしてもよい。なお、負荷が大きくなるにつれて出力電圧も大きくなるため、複数の閾値によって分けられる負荷領域と出力電圧との関係は、図１６と同様になる。
Further, in each embodiment, the case of switching the control mode based on the detection value of the current detection unit 11 (see FIG. 1) has been described, but the present invention is not limited to this. That is, a "load" having a positive correlation with the current flowing through the wiring ha and hb (see FIG. 1) is detected by the load detection unit 14 (see FIG. 1), and the control mode is based on the magnitude of this "load". May be switched. For example, the control mode may be switched based on the detection value (output voltage) of the DC
また、平滑コンデンサＣ１（図１参照）の出力側に接続されるインバータ２（図１５参照）の電流値や、このインバータ２に接続されるモータ４１ａ（図１５参照）の回転速度、モータ４１ａの変調率に基づいて、制御モードを切り替えるようにしてもよい。前記した「変調率」とは、インバータ２の直流電圧に対するモータ４１ａの印加電圧（線間電圧）の実効値の比である。なお、負荷が大きくなるにつれてインバータ２に流れる電流（モータ４１ａの回転速度、変調率）も大きくなる。したがって、複数の閾値によって分けられる負荷領域と、インバータ２に流れる電流（モータ４１ａの回転速度、変調率）との関係は、図１６と同様になる。
Further, the current value of the inverter 2 (see FIG. 15) connected to the output side of the smoothing capacitor C1 (see FIG. 1), the rotation speed of the
また、各実施形態では、シャント抵抗Ｒ１（図１参照）によって回路電流ｉｓを検出する構成について説明したが、これに限らない。例えば、シャント抵抗Ｒ１に代えて、高速の電流トランスを用いてもよい。 Further, in each embodiment, the configuration in which the circuit current is is detected by the shunt resistor R1 (see FIG. 1) has been described, but the present invention is not limited to this. For example, a high-speed current transformer may be used instead of the shunt resistor R1.
また、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４に、それぞれ、整流ダイオード（図示せず）を逆並列に接続してもよい。
また、各実施形態では、電力変換装置１が２レベルのコンバータである構成について説明したが、例えば、３レベルや５レベルのコンバータにも適用できる。
また、各実施形態では、負荷の大きさに応じて制御モードを切り替える処理について説明したが、電力変換装置１の用途や仕様によっては、負荷の大きさに関わらず、所定の制御モード（例えば、部分スイッチング制御）を実行するようにしてもよい。
Further, a rectifying diode (not shown) may be connected to each of the switching elements Q1 to Q4 in antiparallel.
Further, in each embodiment, the configuration in which the
Further, in each embodiment, the process of switching the control mode according to the magnitude of the load has been described, but depending on the application and specifications of the
また、各実施形態や変形例は、適宜組み合わせることができる。例えば、制御方法Ｘ１～Ｘ８（図２８参照）のいずれかを用いて電力変換を行うことで、第２実施形態で説明した圧縮機４１（図１５参照）のモータ４１ａを駆動するようにしてもよい。
Moreover, each embodiment and modification can be combined appropriately. For example, the
また、第２実施形態では、電力変換装置１が空気調和機Ｗ（図１５参照）に搭載される場合について説明したが、これに限らない。例えば、電車、自動車、冷蔵庫、給湯機、洗濯機、乗り物、バッテリへの充電設備等に電力変換装置１を搭載してもよい。
Further, in the second embodiment, the case where the
また、前記した各構成、機能、処理部、処理手段などは、それらの一部又は全部を、例えば集積回路などのハードウェアで実現してもよい。上記の各構成、機能などは、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈して実行することにより、ソフトウェアで実現してもよい。各機能を実現するプログラム、テーブル、ファイルなどの情報を、メモリ、ハードディスクなどの記録装置、又は、フラッシュメモリカード、ＤＶＤ（Digital Versatile Disk）等の記録媒体に記録してもよい。 Further, each of the above-mentioned configurations, functions, processing units, processing means and the like may be partially or wholly realized by hardware such as an integrated circuit. Each of the above configurations, functions, and the like may be realized by software by the processor interpreting and executing a program that realizes each function. Information such as programs, tables, and files that realize each function may be recorded in a recording device such as a memory or a hard disk, or a recording medium such as a flash memory card or a DVD (Digital Versatile Disk).
また、各実施形態に於いて、制御線や情報線は、説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしも全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には、ほとんど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。 Further, in each embodiment, the control lines and information lines indicate what is considered necessary for explanation, and do not necessarily indicate all the control lines and information lines in the product. In practice, it can be considered that almost all configurations are interconnected.
１，１Ａ，１Ｂ 電力変換装置
１０ ブリッジ回路
Ｌ１ リアクトル
Ｃ１ 平滑コンデンサ
Ｑ１ スイッチング素子（第１スイッチング素子）
Ｑ２ スイッチング素子（第２スイッチング素子）
Ｑ３ スイッチング素子（第３スイッチング素子）
Ｑ４ スイッチング素子（第４スイッチング素子）
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４ 寄生ダイオード
Ｊ１ 第１レグ
Ｊ２ 第２レグ
１１ 電流検出部
１２ 交流電圧検出部
１３ 直流電圧検出部
１４ 負荷検出部
１５ 制御部
Ｇ 交流電源
Ｈ 負荷
ｈａ 配線
Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３，Ｎ４ 接続点
Ｗ 空気調和機
２ インバータ
４ 冷媒回路
４１ 圧縮機
４１ａ モータ
４２ 室外熱交換器
４３ 膨張弁
４４ 室内熱交換器
ｋ 配管
1,1A,
Q2 switching element (second switching element)
Q3 switching element (third switching element)
Q4 switching element (4th switching element)
D1, D2, D3, D4 Parasitic diode J1 1st leg J2
Claims (2)
前記交流電源と前記ブリッジ回路とを接続する配線に設けられるリアクトルと、
前記ブリッジ回路の出力側に接続され、前記ブリッジ回路から印加される電圧を平滑化して直流電圧にする平滑コンデンサと、
複数の前記スイッチング素子を制御する制御部と、を備え、
前記制御部は、
前記平滑コンデンサを介した電流経路に含まれる前記スイッチング素子のうち、前記平滑コンデンサの正極に接続されているスイッチング素子を、前記ブリッジ回路に電流が流れている期間の少なくとも一部でオン状態とし、前記電流経路に含まれないスイッチング素子をオフ状態で維持する同期整流制御を実行すること
を特徴とする電力変換装置。 It has multiple switching elements connected in a bridge form, the input side is connected to an AC power supply, and the output side is a bridge circuit connected to a load.
A reactor provided in the wiring connecting the AC power supply and the bridge circuit, and
A smoothing capacitor connected to the output side of the bridge circuit and smoothing the voltage applied from the bridge circuit to a DC voltage,
A control unit that controls a plurality of the switching elements is provided.
The control unit
Among the switching elements included in the current path via the smoothing capacitor, the switching element connected to the positive electrode of the smoothing capacitor is turned on for at least a part of the period during which the current is flowing through the bridge circuit. A power conversion device characterized by executing synchronous rectification control that maintains a switching element not included in the current path in an off state.
前記電力変換装置から印加される直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、
前記インバータから印加される交流電圧によって駆動するモータと、を備えるとともに、
前記モータによって駆動する圧縮機と、室外熱交換器と、膨張弁と、室内熱交換器と、を備えること
を特徴とする空気調和機。 The power conversion device according to claim 1 and
An inverter that converts a DC voltage applied from the power conversion device into an AC voltage,
A motor driven by an AC voltage applied from the inverter is provided, and the motor is provided.
An air conditioner including a compressor driven by the motor, an outdoor heat exchanger, an expansion valve, and an indoor heat exchanger.
Priority Applications (1)
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