JP2022053144A - 位相補正装置及び測距装置 - Google Patents

Abstract

【課題】局部発振器および分周器における初期位相あるいは基準時刻位相の変動量を検出することができるという効果を有する。【解決手段】 実施形態の位相補正装置は、参照クロックに基づいて複数種類の局部発振信号を生成する完全デジタル位相同期回路を有し、入力された信号の位相を検出する装置に対して前記局部発振信号を与える局部発振器と、前記完全デジタル位相同期回路に含まれる位相積分器の出力を所定のタイミングで取り込んで出力する位相検出器と、前記位相検出器から出力される値を所定のタイミングで複数回取り込んでそれらの差を用いて前記入力された信号の位相を補正する位相計算器とを具備する。【選択図】図９

Description

本発明の実施形態は、位相補正装置及び測距装置に関する。

近年、車の施錠・開錠を容易にするキーレスエントリシステムが多くの自動車に採用されている。この技術によれば、自動車のユーザは、自動車のキーフォブと自動車間の通信を利用してドアを施錠・開錠することができる。更に近年、ユーザがキーフォブに触れることなくドアを施錠・開錠したり、エンジンを始動させたりすることができるスマートキーシステムも広く普及している。

しかしながら、所謂リレーアタックを行う攻撃者がキーフォブと自動車間の通信に侵入し、車または車内物品を盗難する事件が多発している。そこで、上述した攻撃（所謂リレーアタック）の防御策としてキーフォブと自動車間の距離を測定し、距離が所定の距離以上と判断したときは通信による車の制御を禁止する策が検討されている。

測距方式には時間検出方式、周波数差検出方式、位相検出方式などがあるが、実装の簡易性から、各装置間の通信によって各装置間の距離を求める通信型位相検出方式を採用した測距システムが注目されている。しかし、各装置間の基準信号は独立に動作することから、互いに基準時刻位相が異なるため一般に通信型位相検出方式では測距精度が大きく劣化する、という課題がある。

なお、この提案では、測距装置内の局部発振器において基準となる時刻における位相（特に、時刻0における位相は初期位相と呼ばれる）、以下基準時刻位相が変動しないことを前提にして正確な測距を可能にしている。

一方で、測距装置はキーフォブ側にも搭載されるため、キーフォブの電池の寿命を長くする要求があり、測距装置の低消費電力化が求められる。測距装置の消費電力の大半は無線部で消費されるので、無線部の低消費電力化が要望される。無線部の消費電力は無線部のアーキテクチャに強く依存する。送信部にデジタル制御発振器（ＤＣＯ）直接変調方式（以下、ＤＣＯ直接変調方式ともいう）を用い、受信部にスライディングＩＦ方式を用いる構成が低消費電力の構成として広く知られている。ゆえに、送信部にＤＣＯ直接変調方式を用い、受信部にスライディングＩＦ方式を用いた構成により測距装置を実現することが望まれる。

しかしながら、送信部にＤＣＯ直接変調方式を用い、受信部にスライディングＩＦ方式を用いて測距する場合には、測距装置内の局部発振器において、基準時刻位相が変動する。このため、送信部にＤＣＯ直接変調方式を用い、受信部にスライディングＩＦ方式を用いた測距装置では、正確な測距ができない。

なお、局部発振器における基準時刻位相の変動は、測距装置に限らず、局部発振器を用いて入力される信号の位相を検出する種々の装置において悪影響を及ぼすことがある。

特開２０１８－１５５７２４公報

そこで、実施形態は、局部発振器および分周器における初期位相あるいは基準時刻位相の変動量を検出することができる位相補正装置及び測距装置を提供することを目的とする。

実施形態の位相補正装置は、参照クロックに基づいて複数種類の局部発振信号を生成する完全デジタル位相同期回路を有し、入力された信号の位相を検出する装置に対して前記局部発振信号を与える局部発振器と、前記完全デジタル位相同期回路に含まれる位相積分器の出力を所定のタイミングで取り込んで出力する位相検出器と、前記位相検出器から出力される値を所定のタイミングで複数回取り込んでそれらの差を用いて前記入力された信号の位相を補正する位相計算器とを具備する。

実施の形態に係る位相変動検出装置及び位相補正装置を含む測距装置により構成される測距システムを示すブロック図。 通信型位相検出方式により、２つの装置間で測距を行う関連技術における測距システムの無線回路の構成図。 送信部にＤＣＯ直接変調方式、受信部にスライディングＩＦ方式を用いる測距装置を採用した場合における「８交番」測距シーケンスを示す説明図。 横軸に時間をとり縦軸に位相θをとって、「８交番」測距シーケンスにおける信号Ｓ２，Ｓ５の位相の変化を示すグラフ。 図３の時刻ｔ_１と時刻ｔ_２との間の装置１Ａと装置２Ａの設定を示す説明図。 図２の装置における動作を説明するための図。 図４と同様のグラフに、５通りの位相差の情報を説明する矢印を付加した図。 図４と同様のグラフに、５通りの位相差の情報を説明する矢印を付加した図。 実施の形態に係る位相変動検出装置及び位相補正装置を含む測距装置を示すブロック図。 ｍｐｌ２及び位相計算器ｐｈｓｃａｌｃ２の一部の更に具体的な構成を示す回路図。 タイミング信号ｔｈとｍｐｌ２Ａの出力信号の関係を説明する図。 タイミング信号ｔｈとｍｐｌ２Ａの出力信号の関係を説明する別の図。 タイミング生成回路４０の具体的な構成の一例を示すブロック図。

以下、図面を参照して本発明の実施の形態について詳細に説明する。

（実施形態）
図１は実施の形態に係る位相変動検出装置及び位相補正装置を含む測距装置により構成される測距システムを示すブロック図である。図１の装置１，２間で単一波信号の送受信を行うことで、装置１と装置２との間の距離を求める測距が可能となる。なお、単一波信号は、無変調キャリア等の単一周波数の信号である。

本実施の形態においては、位相変動検出装置及び位相補正装置を測距装置に適用する例について説明するが、測距装置以外にも、入力された信号の位相を検出する各種装置に適用することも可能である。例えば、測位装置への適用も可能である。

図２は、通信型位相検出方式により、２つの装置間で測距を行う関連技術における測距システムの無線回路の構成図である。図１及び図２において同一の構成要素には同一符号を付し、同一構成については重複する説明を省略するものとする。
通信型位相検出方式では、一方の装置で検出した位相情報を他方の装置へ伝えることにより測距を可能にする。このように、対となる２つの測距装置の受信部で検出した信号の位相情報を用いて、所定の演算を施すことにより精度の良い距離を算出することができる場合があるが、受信部にスライディングＩＦ方式を用いた場合には、正確な測距は困難である。

先ず、図２を参照して、送信部にデジタル制御発振器（ＤＣＯ）直接変調方式を用い、受信部にスライディングＩＦ方式を用いた関連技術の測距装置では、対となる２つの測距装置の受信部で検出した信号の位相情報を用いても、正確な測距ができない理由を説明する。また、図３から図６は図２の装置における動作を説明するための図である。

測距システム１００Ａは、装置１Ａと装置２Ａを含む。装置１Ａと装置２Ａの少なくとも一方が移動自在である。測距システム１００Ａでは、キャリア位相検出に基づいて、装置１Ａと装置２Ａ間の距離が算出される。装置１Ａと装置２Ａの一方が、装置１Ａ及び装置２Ａにより取得した位相情報に基づいて距離を算出する場合を考える。

装置１Ａが第１の測距信号（単一波信号）を送信し、装置２Ａが第２の測距信号（単一波信号）を送信する。第１及び第２の測距信号は、それぞれ装置１Ａと装置２Ａ間の伝搬経路ＰＤＬＹを経由して、装置２Ａ及び装置１Ａへ到達する。装置１Ａ及び装置２Ａは、送信部に低消費電力のＤＣＯ直接変調方式を用い、受信部に低消費電力のスライディングＩＦ方式を用いた無線回路を有している。

図２では装置１Ａ及び装置２Ａの簡略化した無線部の構成を示している。装置１Ａは、装置固有の発振器（ＯＳＣ１）、周波数乗算器（ｍｐｌ１Ａ）、ＲＦ周波数変換器（ＲＦＭＩＸ１）、第１周波数分周器（ｄｉｖ１１）、第２周波数分周器（ｄｉｖ１２）、第１中間（１ｓｔＩＦ）周波数変換器（ＩＦＭＩＸ１１）、第２中間（２ｎｄＩＦ）周波数変換器（ＩＦＭＩＸ１２）を有する。装置２Ａも、装置１Ａと同様の無線アーキテクチャを有し、装置固有の発振器（ＯＳＣ２）、周波数乗算器（ｍｐｌ２Ａ）、ＲＦ周波数変換器（ＲＦＭＩＸ２）、第１周波数分周器（ｄｉｖ２１）、第２周波数分周器（ｄｉｖ２２）、第１中間（１ｓｔＩＦ）周波数変換器（ＩＦＭＩＸ２１）、第２中間（２ｎｄＩＦ）周波数変換器（ＩＦＭＩＸ２２）を有する。なお、装置１Ａ，２Ａにおいては、ｍｐｌ１Ａ，ｍｐｌ２Ａの出力信号は装置１Ａ，２Ａの送信信号になると共に、ローカル信号（ＬＯ信号）としても用いられる。即ち、ｍｐｌ１Ａ，ｍｐｌ２Ａは、それぞれ局部発振器を構成する。

以下、問題点を明確にするために、装置１Ａと装置２Ａは先ず最初に送信周波数を設定するものとする。即ち、初期設定において、例えば、装置１Ａ，２Ａの送信周波数は、それぞれＯＳＣ１，ＯＳＣ２の発振周波数を所定倍数ｋ_Ｌ倍にした周波数にする。

装置１ＡのＯＳＣ１の出力信号（発振信号）Ｓ１（＝ｌｏ_ｘ１）は、ＯＳＣ１の発振信号の周波数をｆ_ｘ１、装置１Ａの動作において基準とする時刻ｔ_ａ1における位相（以下装置１Ａにおける基準時刻での位相、もしくは装置１Ａに関する記述であることが明らかである場合は単に基準時刻位相とよぶ)をθ_ｘ１として、下記（１）式で表すことができる。
ｌｏ_ｘ１＝ｓｉｎ（２πｆ_ｘ１（ｔ－ｔ_ａ1）＋θ_ｘ１） （１）
ｍｐｌ１Ａは、ＯＳＣ１の発振周波数をｋ_Ｌ倍する。ｍｐｌ１Ａの出力信号Ｓ２の位相φ_ｔｘ１は、ｍｐｌ１Ａの出力信号Ｓ２の基準時刻位相をθ_Ｌｘ１と置くと
φ_ｔｘ１＝２πｋ_Ｌｆ_ｘ１（ｔ－ｔ_ａ1）＋θ_Ｌｘ１ （２）
と表される。ｍｐｌ１Ａの出力は一般にデジタル制御発振器（ＤＣＯ）技術とデジタル周波数／位相同期技術により生成される。なお、位相同期部にＴＤＣ（Ｔｉｍｅ ｔｏ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）を用いたｍｐｌ１Ａでは、θ_Ｌｘ１＝ｋ_Ｌθ_ｘ１は一般に成立しない。そこで、上記（２）式では、ｍｐｌ１Ａの出力Ｓ２の基準時刻位相をθ_Ｌｘ１と定義している。

装置２Ａについても、同様の送信周波数設定を行う。装置２ＡのＯＳＣ２の出力信号Ｓ４（＝ｌｏ_ｘ２）は、ＯＳＣ２の発振信号の周波数をｆ_ｘ２、装置２Ａの動作において基準とする時刻ｔ_ａ２における位相（以下装置２Ａにおける基準時刻での位相、もしくは装置２Ａに関する記述であることが明らかである場合は単に基準時刻位相とよぶ)をθ_ｘ２として、下記（３）式で表すことができる。
ｌｏ_ｘ２＝ｓｉｎ（２πｆ_ｘ２（ｔ－ｔ_ａ２）＋θ_ｘ２） （３）
ｍｐｌ２Ａにおいても、ＯＳＣ２の発振周波数をｋ_Ｌ倍する。ｍｐｌ２Ａの出力信号Ｓ５の位相φ_ｔｘ２は、
φ_ｔｘ２＝２πｋ_Ｌｆ_ｘ２（ｔ－ｔ_ａ２）＋θ_Ｌｘ２ （４）
と表される。ここで、θ_Ｌｘ２はｍｐｌ２Ａの出力の基準時刻位相である。ｍｐｌ２Ａの出力についても、ｍｐｌ１Ａの出力と同様に、θ_Ｌｘ２＝ｋ_Ｌθ_ｘ２は一般に成立しない。そこで、上記（４）式では、ｍｐｌ２Ａの出力の基準時刻位相をθ_Ｌｘ２と定義した。

特許文献１においては、同時に送受信を実施しないＴＤＤ（Time Division Duplex）のシステムの場合、装置１Ａと装置２Ａ間で単一波信号のやり取りをすることにより正しい測距ができることを開示している。なお、特許文献１の装置は、無線部の構成が図２とは異なる。特許文献１においては、装置１Ａ，２Ａ間で、それぞれ２波の単一波信号を用いて、合わせて４回ずつの送信と受信とを繰り返す「８交番」の測距シーケンスを採用することで、正しく測距できることを示している。このような周波数を変更しながらの送信及び受信は、装置１Ａ，２Ａにおいて、ｍｐｌ１Ａ，ｍｐｌ２Ａの設定を変更することで可能となる。

図３は送信部にＤＣＯ直接変調方式、受信部にスライディングＩＦ方式を用いる測距装置を採用した場合における「８交番」測距シーケンスの例を示している。図３の測距シーケンスについて、送信信号に注目して交番の順序を説明すると以下の通りとなる。装置１Ａは時刻ｔ＝ｔ_１，ｔ＝ｔ_３において、周波数ｋ_Ｌｆ_ｘ１の信号を送信し、時刻Ｄ＋ｔ_１，Ｄ＋ｔ_３において、周波数ｋ_Ｈｆ_ｘ１の信号を送信する。一方、装置２Ａは時刻ｔ_２から、周波数ｋ_Ｌｆ_ｘ２の信号を２回送信し、時刻Ｄ＋ｔ_２から、周波数ｋ_Ｈｆ_ｘ２の信号を２回送信する。

装置１Ａ、装置２Ａは、初期設定において、送信信号の周波数をそれぞれｋ_Ｌｆ_ｘ１、周波数ｋ_Ｌｆ_ｘ２（以下、これらを低周波数ともいう）に設定した後、送信を行う。装置１Ａ，２Ａの送信のみを考慮した場合、先ず、装置１Ａから装置２Ａへ周波数ｋ_Ｌｆ_ｘ１の単一波信号が送信され、装置２Ａは装置１Ａからの周波数ｋ_Ｌｆ_ｘ１の単一波信号を受信する。図３では、装置１Ａが装置２Ａへ周波数ｋ_Ｌｆ_ｘ１の単一波信号を送信する設定に所定の時間を要した後時刻ｔ_１で送信が行われることを示している。

次に装置２Ａにおいて装置１Ａへ周波数ｋ_Ｌｆ_ｘ２の単一波信号を送信する設定に所定の時間を要した後、時刻ｔ_２でこの単一波信号の送信が２回行われる。さらに、再度、装置１Ａから装置２Ａへ周波数ｋ_Ｌｆ_ｘ１の単一波信号が送信され、装置２Ａは装置１Ａからの周波数ｋ_Ｌｆ_ｘ１の単一波信号を受信する。装置１はこの送信のために所定の時間を要し、時刻ｔ_３において送信を行う。これらの信号のやり取りは時刻ｔ_４で終了する。

図４は横軸に時間をとり縦軸に位相θをとって、「８交番」測距シーケンスにおける信号Ｓ２，Ｓ５の位相の変化を示すグラフである。図４においては位相の変化が理解しやすいようにｔ_ａ１＝ｔ_ａ２とした場合を示しており、縦軸と横軸の交点の時間を時刻ｔ_ａ１ないしは時刻ｔ_ａ２として図示している。なお、図４中の括弧で示す数字は、明細書中の式の番号に対応する。また、図４の縦軸に示した時刻における位相において、添え字に含まれるＬは、単一波信号が低周波数であることを示し、ｘ１は信号Ｓ２の基準時刻位相であることを示し、ｘ２は信号Ｓ５の基準時刻位相であることを示し、ｍは周波数を（ｋ_Ｌ＋ｍ）ｎ／（ｎ－１）倍する場合を示し、図４の位相θの下付括弧内の数字は括弧のない初期設定の周波数からの周波数の変化の順番に対応している。ｎ，ｍの意味は後述する。なお、明細書中においては、以下同様の添え字を用い、信号Ｓ２，Ｓ５の基準時刻位相を示す記号中の添え字のＨは、単一波信号が高周波数であることを示す。

図４の破線直線（２）は、上記送信のみを考慮した場合において、装置１Ａのｍｐｌ１Ａの出力信号Ｓ２の位相φ_ｔｘ１を示し、破線直線（４）は、装置２Ａのｍｐｌ２Ａの出力信号Ｓ５の位相φ_ｔｘ２を示している。位相φ_ｔｘ１は、基準時刻位相をθ_Ｌｘ１とし、２πｋ_Ｌｆ_ｘ１の傾斜を有する直線状の特性を有する。また、位相φ_ｔｘ２は、時刻ｔ_ａにおける位相をθ_Ｌｘ２とし、２πｋ_Ｌｆ_ｘ２の傾斜を有する直線状の特性を有する。

しかしながら、ＤＣＯ直接変調方式及びスライディングＩＦ方式を用いる図２の測距装置では、送信時と受信時とで、ｍｐｌ１Ａ，ｍｐｌ２Ａの送信信号の周波数を変更する必要がある。

図５は図３の時刻ｔ_１と時刻ｔ_２との間の装置１Ａと装置２Ａの設定を示す説明図である。なお、この期間には、装置１Ａの受信動作は行われないので、動作に不要な部分を一点鎖線にて示す。

スライディングＩＦ方式では、受信信号を１ｓｔＩＦ周波数に変換してから２ｎｄＩＦ周波数に変換する。図５の例では、装置２ＡのＲＦＭＩＸ２は、受信信号をまず約－｛（ｋ_Ｌ＋ｍｎ）／（ｎ－１）｝ｆ_ｘ２の１ｓｔＩＦ周波数信号Ｓ８１に変換する必要がある。この理由から、装置１Ａからの周波数ｋ_Ｌｆ_ｘ１の単一波信号を受信する装置２Ａにおいては、ＲＦＭＩＸ２に与えるｍｐｌ２Ａからのローカル信号（ＬＯ信号）Ｓ５の周波数をｋ_Ｌｆ_ｘ２ではなく、｛（ｋ_Ｌ＋ｍ）ｎ／（ｎ－１）｝ｆ_ｘ２とする。１ｓｔＩＦ周波数Ｓ８１に変換された受信信号は、第１ＩＦ周波数変換器（ＩＦＭＩＸ２１）により周波数変換されて、２ｎｄＩＦ周波数信号Ｓ８２が得られる。ｄｉｖ２１は、ＬＯ信号Ｓ５を（１／ｎ）倍した周波数を有する信号Ｓ６１に分周し、それはＩＦＭＩＸ２１用のＬＯ信号として用いられる。２ｎｄＩＦ周波数に変換された受信信号は、第２ＩＦ周波数変換器（ＩＦＭＩＸ２２）により周波数変換されて、ベースバンドの出力信号Ｓ９が得られる。ｄｉｖ２２は、ＯＳＣ２の出力信号Ｓ４をｍ倍した周波数を有する信号Ｓ６２に分周し、それはＩＦＭＩＸ２２用のＬＯ信号として用いられる。信号Ｓ６２の位相φ_ｂ２は、下記（５）式で表される。
φ_ｂ２＝２πｍｆ_ｘ２（ｔ－ｔ_ａ２）＋θ_Ｂｘ２ （５）
ここで、θ_Ｂｘ２はｄｉｖ２２からのＩＦＭＩＸ２２用ＬＯ信号の基準時刻位相である。

装置２Ａにおいて装置１Ａからの信号を受信するために、ｍｐｌ２Ａの出力信号Ｓ５の位相φ_ｔｘ２を、上記（４）式を変形した下記（６）式に示すものに設定する。
φ_ｔｘ２＝２π｛（ｋ_Ｌ＋ｍ）ｎ／（ｎ－１）｝ｆ_ｘ２（ｔ－ｔ_ａ２）＋θ_{Ｌｍｘ２（１）} （６）
ここで、θ_{Ｌｍｘ２（１）}は時刻ｔ_１と時刻ｔ_２間におけるｍｐｌ２Ａの出力信号Ｓ５の基準時刻位相である。このとき、信号Ｓ６１の位相φ_ｖ２は、下記（６a）式で表される。
φ_ｖ２＝２π｛（ｋ_Ｌ＋ｍ）／（ｎ－１）｝ｆ_ｘ２（ｔ－ｔ_ａ２）＋θ_{ＬＶｘ２（１）} （６a）
ここで、θ_{ＬＶｘ２（１）}は時刻ｔ_１と時刻ｔ_２間における信号Ｓ６１の基準時刻位相である。なお、装置１Ａにおいては、ｍｐｌ１Ａの周波数を変更する必要がないので、ｍｐｌ１Ａの出力信号Ｓ２の位相φ_ｔｘ１は（２）式のままである。

図６は図３の時刻ｔ_２と時刻ｔ_３との間の装置１Ａと装置２Ａの設定を示す説明図である。なお、この期間には、装置２Ａの受信動作は行われないので、動作に不要な部分を一点鎖線にて示す。

スライディングＩＦ方式を採用する装置１Ａにおいても、図６の例では、ＲＦＭＩＸ１は受信信号をまず約－｛（ｋ_Ｌ＋ｍｎ）／（ｎ－１）｝ｆ_ｘ１の１ｓｔＩＦ周波数信号Ｓ１１１に変換する必要がある。この理由から、装置２Ａからの周波数ｋ_Ｌｆ_ｘ２の単一波信号を受信する装置１Ａにおいては、ＲＦＭＩＸ１に与えるｍｐｌ１Ａからのローカル信号（ＬＯ信号）Ｓ２の周波数をｋ_Ｌｆ_ｘ１ではなく、｛（ｋ_Ｌ＋ｍ）ｎ／（ｎ－１）｝ｆ_ｘ１とする。１ｓｔＩＦ周波数Ｓ１１１に変換された受信信号は、第１ＩＦ周波数変換器（ＩＦＭＩＸ１１）により周波数変換されて、２ｎｄＩＦ周波数信号Ｓ１１２が得られる。ｄｉｖ１１は、ＬＯ信号Ｓ２を（１／ｎ）倍した周波数を有する信号Ｓ３１に分周し、それはＩＦＭＩＸ１１用のＬＯ信号として用いられる。２ｎｄＩＦ周波数に変換された受信信号は、第２ＩＦ周波数変換器（ＩＦＭＩＸ１２）により周波数変換されて、ベースバンドの出力信号Ｓ１２が得られる。ｄｉｖ１２は、ＯＳＣ１の出力信号Ｓ１をｍ倍した周波数を有する信号Ｓ３２に分周し、それはＩＦＭＩＸ１２用のＬＯ信号として用いられる。信号Ｓ３２の位相φ_ｂ１は、下記（７）式で表される。
φ_ｂ１＝ｍ２πｆ_ｘ１（ｔ－ｔ_ａ１）＋θ_Ｂｘ１ （７）
ここで、θ_Ｂｘ１はｄｉｖ１２からのＩＦＭＩＸ１２用ＬＯ信号の基準時刻位相である。

装置１Ａにおいて装置２Ａからの信号を受信するために、ｍｐｌ１Ａの出力信号Ｓ２の位相φ_ｔｘ１を、上記（２）式を変形した下記（８）式に示すものに設定する。
φ_ｔｘ１＝２π｛（ｋ_Ｌ＋ｍ）ｎ／（ｎ－１）｝ｆ_ｘ１（ｔ－ｔ_ａ１）＋θ_{Ｌｍｘ１（１）} （８）
ここで、θ_{Ｌｍｘ１（１）}は時刻ｔ_２と時刻ｔ_３間におけるｍｐｌ１Ａの出力信号Ｓ２の基準時刻位相である。このとき、信号Ｓ３１の位相φ_ｖ１は、下記（８ａ）式で表される。
φ_ｖ１＝２π｛（ｋ_Ｌ＋ｍ）／（ｎ－１）｝ｆ_ｘ１（ｔ－ｔ_ａ１）＋θ_{ＬＶｘ１（１）} （８ａ）
ここで、θ_{ＬＶｘ１（１）}は時刻ｔ_２と時刻ｔ_３間における信号Ｓ３１の基準時刻位相である。

一方装置２Ａはこの期間において、送信周波数の設定を｛（ｋ_Ｌ＋ｍ）ｎ／（ｎ－１）｝ｆ_ｘ２からｋ_Ｌｆ_ｘ２に戻す。このとき、ｍｐｌ２Ａの出力信号Ｓ５の位相φ_ｔｘ２は、下記（９）式で表される。なお、θ_{Ｌｘ２（２）}は、この場合における信号Ｓ５の基準時刻位相である。
φ_ｔｘ２＝２πｋ_Ｌｆ_ｘ２（ｔ－ｔ_ａ２）＋θ_{Ｌｘ２（２）} （９）
次のシーケンスになる時刻ｔ_３と時刻ｔ_４との間においては、装置１Ａと装置２Ａの設定は図５と同じになる。装置２Ａは、装置１Ａからの周波数ｋ_Ｌｆ_ｘ１の単一波信号を受信するために、ＲＦＭＩＸ２に与えるＬＯ信号（信号Ｓ５）の周波数はｋ_Ｌｆ_ｘ２から｛（ｋ_Ｌ＋ｍ）ｎ／（ｎ－１）｝ｆ_ｘ２に変更される。なお、この場合に、ＩＦＭＩＸ２に与えるＩＦＭＩＸ２用ＬＯ信号（信号Ｓ６）の位相φ_ｂ２は、上記（５）式と同じである。

装置２Ａのｍｐｌ２Ａの出力信号Ｓ５の位相φ_ｔｘ２は、上記（９）式を変形した下記（１０）式で与えられる。
φ_ｔｘ２＝２π｛（ｋ_Ｌ＋ｍ）ｎ／（ｎ－１）｝ｆ_ｘ２（ｔ－ｔ_ａ２）＋θ_{Ｌｍｘ２（２）} （１０）
ここで、θ_{Ｌｍｘ２（２）}は時刻ｔ_３と時刻ｔ_４間におけるｍｐｌ２Ａの出力信号Ｓ５の基準時刻位相である。このとき、信号Ｓ６１の位相φ_ｖ２は、下記（１０ａ）式で表される。
φ_ｖ２＝２π｛（ｋ_Ｌ＋ｍ）／（ｎ－１）｝ｆ_ｘ２（ｔ－ｔ_ａ２）＋θ_{ＬＶｘ２（２）}
（１０ａ）
ここで、θ_{ＬＶｘ２（２）}は時刻ｔ_３と時刻ｔ_４間における信号Ｓ６１の基準時刻位相である。

一方、装置１Ａは、送信周波数を｛（ｋ_Ｌ＋ｍ）ｎ／（ｎ－１）｝ｆ_ｘ１からｋ_Ｌｆ_ｘ１に戻す。このとき、ｍｐｌ１Ａの出力信号Ｓ２の位相φ_ｔｘ１は、下記（１１）式に示すものに設定される。
φ_ｔｘ１＝２πｋ_Ｌｆ_ｘ１（ｔ－ｔ_ａ１）＋θ_{Ｌｘ１（２）} （１１）
ここで、θ_{Ｌｘ１（２）}は時刻ｔ_３と時刻ｔ_４との間におけるｍｐｌ１Ａの出力信号Ｓ２の基準時刻位相である。

このように、時刻ｔ_１と時刻ｔ_４の間において、ｍｐｌ１Ａの信号Ｓ２の位相φ_ｔｘ１は、図４の太線特性Ｃ１に示すように変化し、ｍｐｌ２Ａの信号Ｓ５の位相φ_ｔｘ２は、図４の太線特性Ｃ２に示すように変化する。

図３の時刻Ｄ＋ｔ_１から時刻Ｄ＋ｔ_４においては、装置１Ａからは周波数がｋ_Ｈｆ_ｘ１の単一波信号が送信され、装置２Ａからは周波数がｋ_Ｈｆ_ｘ２の単一波信号が出力される。以下、これらの周波数を高周波数ともいう。この場合のシーケンスは、図５及び図６において、ｋ_Ｌをｋ_Ｈに変更するだけの違いなので、説明を省略する。

次に、図５を参照して、ｍｐｌ１Ａ、ｍｐｌ２Ａの位相を考慮しつつ、時刻ｔ_１と時刻ｔ_２との間に装置２Ａにおいて検出されるベースバンド信号Ｓ９の位相φ_{ＢＢ２Ｌ（Ｔ１２）}（ｔ）を求める。伝搬経路ＰＤＬＹの通過後の信号Ｓ７の位相φ_ｒｘ２は、下記（１２）式で表される。
φ_ｒｘ２＝２πｋ_Ｌｆ_ｘ１（ｔ－ｔ_ａ１－τ_Ｒ）＋θ_Ｌｘ１ （１２）
ここで、τ_Ｒは伝搬経路長Ｒの遅延時間である。信号Ｓ７は信号Ｓ５（ＬＯ信号）を用いて周波数変換される。（１２）式と（６）式から、ＲＦＭＩＸ２の出力信号Ｓ８１の位相φ_{ｉｆ１ｘ２（Ｔ１２）}（ｔ）は、下記（１３）式で表される。
φ_{ｉｆ１ｘ２（Ｔ１２）}（ｔ）＝２πｋ_Ｌｆ_ｘ１（ｔ－ｔ_ａ１）－２π｛（ｋ_Ｌ＋ｍ）ｎ／（ｎ－１）｝ｆ_ｘ２（ｔ－ｔ_ａ２）＋（θ_Ｌｘ１－θ_{Ｌｍｘ２（１）}）－２πｋ_Ｌｆ_ｘ１τ_Ｒ （１３）
なお、（１３）式は所望の信号のみを抽出した位相結果を示している。この信号が信号Ｓ６１を用いて周波数変換される。（１３）式と（６ａ）式から、ＩＦＭＩＸ２１の出力信号Ｓ８２の位相φ_{ｉｆ２ｘ２（Ｔ１２）}（ｔ）は、下記（１３ａ）式で表される。
φ_{ｉｆ２ｘ２（Ｔ１２）}（ｔ）＝２πｋ_Ｌ（ｆ_ｘ１－ｆ_ｘ２）ｔ－２πｍｆ_ｘ２ｔ＋（θ_Ｌｘ１－θ_{Ｌｍｘ２（１）}＋θ_{ＬＶｘ２（１）}）－２πｋ_Ｌｆ_ｘ１τ_Ｒ－２πｋ_Ｌｆ_ｘ１ｔ_ａ１＋２π（ｋ_Ｌ＋ｍ）ｆ_ｘ２ｔ_ａ２ （１３ａ）
なお、（１３ａ）式は所望の信号のみを抽出した位相結果を示している。この信号が信号Ｓ６２を用いて周波数変換される。従って、式（１３ａ）と式（５）から、装置２Ａで検出される信号Ｓ９の位相φ_{ＢＢ２Ｌ（Ｔ１２）}（ｔ）は、下記（１４）式で表されるものとなる。
φ_{ＢＢ２Ｌ（Ｔ１２）}（ｔ）＝２πｋ_Ｌ（ｆ_ｘ１－ｆ_ｘ２）ｔ＋（θ_Ｌｘ１－θ_{Ｌｍｘ２（１）}＋θ_{ＬＶｘ２（１）}）＋θ_Ｂｘ２－２πｋ_Ｌ（ｆ_ｘ１ｔ_ａ１－ｆ_ｘ２ｔ_ａ２）－２πｋ_Ｌｆ_ｘ１τ_Ｒ （１４）
なお、（１４）式は、所望の直交復調した結果を示している。

同様に、図５を参照して、時刻ｔ_３と時刻ｔ_４との間に装置２Ａで検出される信号Ｓ９の位相を求める。式（１１）から伝搬経路ＰＤＬＹの通過後の信号Ｓ７の位相は、
φ_ｒｘ２＝２πｋ_Ｌｆ_ｘ１（ｔ－ｔ_ａ１－τ_Ｒ）＋θ_{Ｌｘ１（２）} （１５）
で表される。信号Ｓ７は信号Ｓ５（ＬＯ信号）により周波数変換される。式（１５）と式（１０）から、ＲＦＭＩＸ２の出力信号Ｓ８１の位相φ_{ｉｆ１ｘ２（Ｔ３４）}（ｔ）は、下記（１６）式で表される。
φ_{ｉｆ１ｘ２（Ｔ３４）}（ｔ）＝２πｋ_Ｌｆ_ｘ１（ｔ－ｔ_ａ１）－２π｛（ｋ_Ｌ＋ｍ）ｎ／（ｎ－１）｝ｆ_ｘ２（ｔ－ｔ_ａ２）＋（θ_{Ｌｘ１（２）}－θ_{Ｌｍｘ２（２）}）－２πｋ_Ｌｆ_ｘ１τ_Ｒ
（１６）
なお、（１６）式は所望の信号のみを抽出した位相結果を示している。この信号が信号Ｓ６１を用いて周波数変換される。（１６）式と（１０ａ）式から、ＩＦＭＩＸ２１の出力信号Ｓ８２の位相φ_{ｉｆ２ｘ２（Ｔ３４）}（ｔ）は、下記（１６ａ）式で表される。
φ_{ｉｆｘ２（Ｔ３４）}（ｔ）＝２πｋ_Ｌ（ｆ_ｘ１－ｆ_ｘ２）ｔ－２πｍｆ_ｘ２ｔ＋（θ_{Ｌｘ１（２）}－θ_{Ｌｍｘ２（２）}＋θ_{ＬＶｘ２（２）}）－２πｋ_Ｌｆ_ｘ１τ_Ｒ－２πｋ_Ｌｆ_ｘ１ｔ_ａ１＋２π（ｋ_Ｌ＋ｍ）ｆ_ｘ２ｔ_ａ２ （１６ａ）
なお、（１６ａ）式は所望の信号のみを抽出した位相結果を示している。この信号が信号Ｓ６２を用いて周波数変換される。式（１６ａ）と式（５）から、装置２Ａで検出される信号Ｓ９の位相φ_{ＢＢ２Ｌ（Ｔ３４）}（ｔ）は、
φ_{ＢＢ２Ｌ（Ｔ３４）}（ｔ）＝２πｋ_Ｌ（ｆ_ｘ１－ｆ_ｘ２）ｔ＋（θ_{Ｌｘ１（２）}－θ_{Ｌｍｘ２（２）}＋θ_{ＬＶｘ２（２）}）＋θ_Ｂｘ２－２πｋ_Ｌ（ｆ_ｘ１ｔ_ａ１－ｆ_ｘ２ｔ_ａ２）－２πｋ_Ｌｆ_ｘ１τ_Ｒ
（１７）
となる。なお、（１７）式は所望の直交復調した結果を記載している。

次に、図６を参照して、時刻ｔ_２と時刻ｔ_３との間に装置１Ａにおいて検出する信号Ｓ１２の位相を求める。上記（９）式から伝搬経路ＰＤＬＹの通過後の信号Ｓ１０の位相φ_ｒｘ１は、下記（１８）式で与えられる。
φ_ｒｘ１＝２πｋ_Ｌｆ_ｘ２（ｔ－ｔ_ａ１－τ_Ｒ）＋θ_{Ｌｘ２（２）} （１８）
信号Ｓ１０は、ＲＦＭＩＸ１において、信号Ｓ２（ＬＯ信号）を用いて周波数変換される。（１８）式及び（８）式から、ＲＦＭＩＸ１の出力信号Ｓ１１１の位相φ_{ｉｆ１ｘ１（Ｔ２３）}（ｔ）は、下記（１９）式で表される。
φ_{ｉｆ１ｘ１（Ｔ２３）}（ｔ）＝２πｋ_Ｌｆ_ｘ２（ｔ－ｔ_ａ２）－２π｛（ｋ_Ｌ＋ｍ）ｎ／（ｎ－１）｝ｆ_ｘ１（ｔ－ｔ_ａ１）＋（θ_Ｌｘ２－θ_{Ｌｍｘ１（１）}）－２πｋ_Ｌｆ_ｘ２τ_Ｒ （１９）
なお、（１９）式は所望の信号のみを抽出した位相結果を示している。この信号が信号Ｓ３１を用いて周波数変換される。（１９）式と（８ａ）式から、ＩＦＭＩＸ１１の出力信号Ｓ１１２の位相φ_{ｉｆ２ｘ２（Ｔ２３）}（ｔ）は、下記（１９ａ）式で表される。
φ_{ｉｆｘ１（Ｔ２３）}（ｔ）＝２πｋ_Ｌ（ｆ_ｘ２－ｆ_ｘ１）ｔ－２πｍｆ_ｘ１ｔ＋（θ_{Ｌｘ２（２）}－θ_{Ｌｍｘ１（１）}＋θ_{ＬＶｘ１（１）}）－２πｋ_Ｌｆ_ｘ２τ_Ｒ＋２π（ｋ_Ｌ＋ｍ）ｆ_ｘ１ｔ_ａ１－２πｋ_Ｌｆ_ｘ２ｔ_ａ２ （１９ａ）
なお、（１９ａ）式は所望の信号のみを抽出した位相結果を示している。この信号Ｓ１１２は信号Ｓ３２を用いて周波数変換される。その結果、装置１Ａで検出される信号Ｓ１２の位相φ_{ＢＢ２Ｌ（Ｔ２３）}（ｔ）は、（１９ａ）式及び（７）式から下記（２０）式で表される。
φ_{ＢＢ２Ｌ（Ｔ２３）}（ｔ）＝２πｋ_Ｌ（ｆ_ｘ２－ｆ_ｘ１）ｔ＋（θ_{Ｌｘ２（２）}－θ_{Ｌｍｘ１（１）}＋θ_{ＬＶｘ１（１）}）＋θ_Ｂｘ１＋２πｋ_Ｌ（ｆ_ｘ１ｔ_ａ１－ｆ_ｘ２ｔ_ａ２）－２πｋ_Ｌｆ_ｘ２τ_Ｒ （２０）
なお、（２０）式は所望の直交復調した結果を記載している。

特許文献１においては、測距シーケンスによって得られる受信信号の位相の加算によって、距離を求めることができることを示している。図３の例では、時刻ｔ_１から時刻ｔ_４における低周波数の単一波信号の送受信において得られる受信信号の４つの位相をそれぞれ、φ_{１２－１Ｌ}、φ_{２１－１Ｌ}、φ_{２１－２Ｌ}、φ_{１２－２Ｌ}とすると、４つの位相の加算結果φ_{ＢＢＬＳＵＭ}（ｔ）は、下記（２１）式で表される。
φ_{ＢＢＬＳＵＭ}（ｔ）＝φ_{１２－１Ｌ}＋φ_{２１－１Ｌ}＋φ_{２１－２Ｌ}＋φ_{１２－２Ｌ} （２１）
時刻ｔ_２と時刻ｔ_１の間隔と時刻ｔ_４と時刻ｔ_３の間隔ｔ_０を
ｔ_０＝ｔ_２－ｔ_１＝ｔ_４－ｔ_３ （２２）
とし、装置１Ａから１回目の測距信号を送信する時刻から装置２Ａから２回目の測距信号を送信する時刻までの時間間隔をＴとすると、（２１）式の４位相加算結果は、下記（２３）式に示すものとなる。
φ_{ＢＢＬＳＵＭ}（ｔ）＝φ_{ＢＢ２Ｌ（Ｔ１２）}（ｔ）＋φ_{ＢＢ２Ｌ（Ｔ２３）}（ｔ＋ｔ_０）＋φ_{ＢＢ２Ｌ（Ｔ２３）}（ｔ＋Ｔ）＋φ_{ＢＢ２Ｌ（Ｔ３４）}（ｔ＋ｔ_０＋Ｔ） （２３）
上記（２３）式に、上記（１４）式、（１７）式及び（２０）式を代入して、下記（２４）及び（２５）式が得られる。
φ_{ＢＢＬＳＵＭ}（ｔ）＝－４πｋ_Ｌ（ｆ_ｘ１＋ｆ_ｘ２）τ_Ｒ＋２（θ_Ｂｘ１＋θ_Ｂｘ２）＋θ_ＬＳＵＭ （２４）
θ_ＬＳＵＭ＝（θ_Ｌｘ１－θ_{Ｌｍｘ２（１）}＋θ_{ＬＶｘ２（１）}）＋２×（θ_{Ｌｘ２（２）}－θ_{Ｌｍｘ１（１）}＋θ_{ＬＶｘ１（１）}）＋（θ_{Ｌｘ１（２）}－θ_{Ｌｍｘ２（２）}＋θ_{ＬＶｘ２（２）}） （２５）
上記（２４）式から遅延τ_Ｒを求めると、装置間距離に応じた遅延τ_Ｒは、下記（２６）式によって示すものとなる。
τ_Ｒ＝－（θ_Ｂｘ１＋θ_Ｂｘ２）／｛２πｋ_Ｌ（ｆ_ｘ１＋ｆ_ｘ２）｝－θ_ＬＳＵＭ／｛４πｋ_Ｌ（ｆ_ｘ１＋ｆ_ｘ２）｝＋φ_{ＢＢＬＳＵＭ}（ｔ）／｛４πｋ_Ｌ（ｆ_ｘ１＋ｆ_ｘ２）｝ （２６）
上記（２６）式の第３項は４位相の加算結果であり、計測によって求められる。しかし、それ以外の項は、検出が困難である。従って、低周波数の単一波信号の４交番では正しい測距はできない。

図３の測距シーケンスでは、装置１Ａ，２Ａは低周波数での送信に続けて、高周波数の単一波信号を用いたシーケンスを実施する。高周波数のシーケンスは低周波数のシーケンスと同じであるが、違いは周波数設定パラメータｋ_Ｌをｋ_Ｈに変更することである。解析に重要な式を以下に示す。

時刻Ｄ＋ｔ_１と時刻Ｄ＋ｔ_２との間において、装置２Ａは、装置１Ａからの周波数ｋ_Ｈｆ_ｘ１の単一波信号を受信する。装置２Ａが受信する信号Ｓ７の位相φ_{ＢＢ２Ｈ（Ｔ１２）}（ｔ）は、下記（２７）式で表される。
φ_{ＢＢ２Ｈ（Ｔ１２）}（ｔ）＝２πｋ_Ｈ（ｆ_ｘ１－ｆ_ｘ２）ｔ＋（θ_Ｈｘ１－θ_{Ｈｍｘ２（１）}＋θ_{ＨＶｘ２（１）}）＋θ_Ｂｘ２－２πｋ_Ｌ（ｆ_ｘ１ｔ_ａ１－ｆ_ｘ２ｔ_ａ２）－２πｋ_Ｈｆ_ｘ１τ_Ｒ （２７）
ただし、θ_Ｈｘ１は装置１Ａの周波数ｋ_Ｈｆ_ｘ１の信号Ｓ２の基準時刻位相であり、θ_{Ｈｍｘ２（１）}は装置２Ａの周波数｛（ｋ_Ｈ＋ｍ）ｎ／（ｎ－１）｝ｆ_ｘ２の信号Ｓ５の基準時刻位相であり、θ_{ＨＶｘ２（１）}はこの時の信号Ｓ６１の基準時刻位相である。

時刻Ｄ＋ｔ_２と時刻Ｄ＋ｔ_３との間には、装置１Ａが装置２Ａからの周波数ｋ_Ｈｆ_ｘ２の単一波信号を受信する。装置１Ａで受信する信号Ｓ１２の位相φ_{ＢＢ２Ｈ（Ｔ２３）}（ｔ）は、下記（２８）式で表される。
φ_{ＢＢ２Ｈ（Ｔ２３）}（ｔ）＝２πｋ_Ｈ（ｆ_ｘ２－ｆ_ｘ１）ｔ＋（θ_{Ｈｘ２（２）}－θ_{Ｈｍｘ１（１）}＋θ_{ＨＶｘ１（１）}）＋θ_Ｂｘ１＋２πｋ_Ｌ（ｆ_ｘ１ｔ_ａ１－ｆ_ｘ２ｔ_ａ２）－２πｋ_Ｈｆ_ｘ２τ_Ｒ （２８）
ただし、θ_{Ｈｘ２（２）}は装置２Ａの周波数ｋ_Ｈｆ_ｘ２の信号Ｓ５の基準時刻位相であり、θ_{Ｈｍｘ１（１）}は装置１Ａの周波数｛（ｋ_Ｈ＋ｍ）ｎ／（ｎ－１）｝ｆ_ｘ１の信号Ｓ２の基準時刻位相であり、θ_{ＨＶｘ１（１）}はこの時の信号Ｓ３１の基準時刻位相である。

時刻Ｄ＋ｔ_３と時刻Ｄ＋ｔ_４との間には、装置２Ａは、装置１Ａからの周波数ｋ_Ｈｆ_ｘ１の単一波信号を受信する。装置２Ａで受信する信号Ｓ７の位相φ_{ＢＢ２Ｈ（Ｔ３４）}（ｔ）は、下記（２９）式で表される。
φ_{ＢＢ２Ｈ（Ｔ３４）}（ｔ）＝２πｋ_Ｈ（ｆ_ｘ１－ｆ_ｘ２）ｔ＋（θ_{Ｈｘ１（２）}－θ_{Ｈｍｘ２（２）}＋θ_{ＨＶｘ２（２）}）＋θ_Ｂｘ２－２πｋ_Ｌ（ｆ_ｘ１ｔ_ａ１－ｆ_ｘ２ｔ_ａ２）－２πｋ_Ｈｆ_ｘ１τ_Ｒ （２９）
ただし、位相θ_{Ｈｘ１（２）}は装置１Ａの周波数ｋ_Ｈｆ_ｘ１の信号Ｓ２の基準時刻位相であり、θ_{Ｈｍｘ２（２）}は装置２Ａの周波数｛（ｋ_Ｈ＋ｍ）ｎ／（ｎ－１）｝ｆ_ｘ２の信号Ｓ５の基準時刻位相であり、θ_{ＨＶｘ２（２）}はこの時の信号Ｓ６１の基準時刻位相である。

図３の例において、時刻Ｄ＋ｔ_１から時刻Ｄ＋ｔ_４における高周波数の単一波信号の送受信において得られる受信信号の４つの位相をそれぞれ、φ_{１２－１Ｈ}、φ_{２１－１Ｈ}、φ_{２１－２Ｈ}、φ_{１２－２Ｈ}とすると、４つの位相の加算結果φ_{ＢＢＨＳＵＭ}（ｔ）は、下記（３０）式で表される。
φ_{ＢＢＨＳＵＭ}（ｔ）＝φ_{１２－１Ｈ}＋φ_{２１－１Ｈ}＋φ_{２１－２Ｈ}＋φ_{１２－２Ｈ} （３０）
上記（３０）式に、（２２）式及び時刻Ｔの情報を加えると、下記（３１）式が得られる。
φ_{ＢＢＨＳＵＭ}（ｔ）＝φ_{ＢＢ２Ｈ（Ｔ１２）}（ｔ）＋φ_{ＢＢ２Ｈ（Ｔ２３）}（ｔ＋ｔ_０）＋φ_{ＢＢ２Ｈ（Ｔ２３）}（ｔ＋Ｔ）＋φ_{ＢＢ２Ｈ（Ｔ３４）}（ｔ＋Ｔ＋ｔ_０） （３１）
（２７）式、（２８）式及び（２９）式を用いて、（３１）式を変形すると、下記（３２）式及び（３３）式が得られる。
φ_{ＢＢＨＳＵＭ}（ｔ）＝－４πｋ_Ｈ（ｆ_ｘ１＋ｆ_ｘ２）τ_Ｒ＋２（θ_Ｂｘ１＋θ_Ｂｘ２）＋θ_ＨＳＵＭ （３２）
θ_ＨＳＵＭ＝（θ_Ｈｘ１－θ_{Ｈｍｘ２（１）}＋θ_{ＨＶｘ２（１）}）＋２×（θ_{Ｈｘ２（２）}－θ_{Ｈｍｘ１（１）}＋θ_{ＨＶｘ１（１）}）＋（θ_{Ｈｘ１（２）}－θ_{Ｈｍｘ２（２）}＋θ_{ＨＶｘ２（２）}） （３３）
（３２）式を装置間距離に応じた遅延τ_Ｒについて解くと、下記（３４）式が得られる。
τ_Ｒ＝－（θ_Ｂｘ１＋θ_Ｂｘ２）／｛２πｋ_Ｈ（ｆ_ｘ１＋ｆ_ｘ２）｝－θ_ＨＳＵＭ／｛４πｋ_Ｈ（ｆ_ｘ１＋ｆ_ｘ２）｝＋φ_{ＢＢＨＳＵＭ}（ｔ）／｛４πｋ_Ｈ（ｆ_ｘ１＋ｆ_ｘ２）｝ （３４）
（３４）式の第３項は、４位相の加算結果であるので、測定による検出できる。しかし、それ以外の項は検出が困難である。従って、高周波数の単一波信号による４交番の送受信では正しい測距はできない。

次に、低周波数および高周波数の２波を用いた測距を考える。すなわち、上記（２３）式と（３１）式の減算をすることにより、遅延τ_Ｒを求める。（２３）式と（３１）式の減算により、下記（３５）式が得られる。
φ_{ＢＢＬＳＵＭ}（ｔ）－φ_{ＢＢＨＳＵＭ}（ｔ）＝４π（ｋ_Ｈ－ｋ_Ｌ）（ｆ_ｘ１＋ｆ_ｘ２）τ_Ｒ＋θ_ＬＳＵＭ－θ_ＨＳＵＭ （３５）
（３５）式から、遅延τ_Ｒは、下記（３６）式によって得られる。
τ_Ｒ＝－（θ_ＬＳＵＭ－θ_ＨＳＵＭ）／４π（ｋ_Ｈ－ｋ_Ｌ）（ｆ_ｘ１＋ｆ_ｘ２）＋（φ_{ＢＢＬＳＵＭ}（ｔ）－φ_{ＢＢＨＳＵＭ}（ｔ））／４π（ｋ_Ｈ－ｋ_Ｌ）（ｆ_ｘ１＋ｆ_ｘ２） （３６）
（３６）式の第２項は、受信した単一波信号の位相の演算により得られる値、即ち計測値である。しかし、（３６）式の第１項は（２５）式および（３３）式で表される装置１Ａ、２Ａの信号Ｓ２，Ｓ５の基準時刻位相の加減算を示している。信号Ｓ２，Ｓ５の基準時刻位相は、図３の測距シーケンスでは図４に示すものとなる。特許文献１の提案では、基準時刻を時刻０としたときの基準時刻位相すなわち初期位相が測距シーケンスにおいて変化しない条件を用いて初期位相の成分を相殺することで、正確な測距が可能であった。しかしながら、ＤＣＯ直接変調方式及びスライディングＩＦ方式を用いた場合には、図４のように周波数設定を変えるたびに初期位相が変化してしまうことから、上記（３６）式の第１項を求めることはできず、伝搬遅延時間τ_Ｒを正確に計算することができない。伝搬遅延時間に光速を乗算することにより距離が算出できるので、言い換えれば、距離を正確に算出できない。

なお、上記説明は、測距装置において、局部発振器であるｍｐｌ１Ａ，ｍｐｌ２Ａの出力信号の初期位相の変動により測距を正確に行うことができない問題について示した。しかし、測距装置に限らず、局部発振器を用いて信号の位相を検出する種々の装置において、その出力信号の初期位相の変動により所望の機能が達成できないことが考えられる。本実施の形態は、このような局部発振器を用いて信号の位相を検出する種々の装置に適用可能なものである。

（変動する初期位相の補正方法）
本実施の形態においては、局部発振器と周波数分周器の出力位相を求めるための位相検出器を採用し、位相検出器は初期設定の周波数と再設定した周波数の公約数の周波数を基にしたタイミングで位相を検出し、位相検出器で検出した周波数再設定前の位相と周波数再設定後の位相との差を求めることで位相変化及び周波数変化による位相の変動量を求め、求めた変動量に応じて位相を補正することで、局部発振器と周波数分周器を用いる装置において、初期位相を変化させない場合と同様の機能を達成することを可能にする。

（測距装置）
図１において、測距装置である装置１，２は、送信部にデジタル制御発振器（ＤＣＯ）直接変調方式を用い、受信部にスライディングＩＦ方式を用いた構成である。本実施の形態の測距システム１００は、装置１と装置２を含み、装置１と装置２の少なくとも一方が移動自在である。装置１が第１の測距信号（単一波信号）を送信し、装置２が第２の測距信号（単一波信号）を送信する。第１及び第２の測距信号は、それぞれ装置１と装置２間の伝搬経路ＰＤＬＹを経由して、装置２及び装置１へ到達する。

図１において、装置１は、装置固有の発振器（ＯＳＣ１）、周波数乗算器（ｍｐｌ１）、ＲＦ周波数変換器（ＲＦＭＩＸ１）、第1周波数分周器（ｄｉｖ１１）、第２周波数分周器（ｄｉｖ１２）、第１中間（１ｓｔＩＦ）周波数変換器（ＩＦＭＩＸ１１）、第２中間（２ｎｄＩＦ）周波数変換器（ＩＦＭＩＸ１２）を有する。また、装置２は、装置１と同一構成であり、装置固有の発振器（ＯＳＣ２）、周波数乗算器（ｍｐｌ２）、ＲＦ周波数変換器（ＲＦＭＩＸ２）、第１周波数分周器（ｄｉｖ２１）、第２周波数分周器（ｄｉｖ２２）、第１中間（１ｓｔＩＦ）周波数変換器（ＩＦＭＩＸ２１）、第２中間（２ｎｄＩＦ）周波数変換器（ＩＦＭＩＸ２２）を有する。

即ち、装置１，２が図２の装置１Ａ，２Ａとそれぞれ異なる主な点は、ｍｐｌ１Ａ，ｍｐｌ２Ａにそれぞれ代えてｍｐｌ１，ｍｐｌ２を採用したことである。ｍｐｌ１，ｍｐｌ２においてもそれぞれの出力信号は装置１，２の送信信号になると共に、ローカル信号（ＬＯ信号）としても用いられる。即ち、ｍｐｌ１，ｍｐｌ２は、それぞれ局部発振器を構成する。

ｍｐｌ１及びｍｐｌ２は、それぞれｍｐｌ１Ａ又はｍｐｌ２Ａと同様のＬＯ信号を発生することができる。従って、本実施の形態においても、図３に示す測距シーケンスを実施することができ、装置間距離に応じた遅延τ_Ｒを求める上記（３６）式が成立する。本実施の形態は、ｍｐｌ１，ｍｐｌ２を採用して、上記（３６）式の第１項の値を求めることにより、正確な測距を可能にする。

先ず、図７のグラフを参照して、上記（３６）式の第１項の計算に必要な、１０種類の位相差について説明する。図７は図４と同様のグラフに、低周波数における５通りの位相差の情報を説明する矢印を付加したものである。なお、図７及び後述の図８においても位相の変化が理解しやすいようにｔ_ａ１＝ｔ_ａ２とした場合を示しており、縦軸と横軸の交点の時間を時刻ｔ_ａ１ないしは時刻ｔ_ａ２として図示している。また、５通りの位相差を示す記号中の添え字に含まれるＴＴは、周波数がｋ_Ｌ倍（図８においてはｋ_Ｈ倍。以下同じ）された信号の位相の変動に関するもの、ＲＲは周波数が｛（ｋ_Ｌ＋ｍ）ｎ／（ｎ－１）｝倍された信号の位相の変動に関するもの、ＴＲは周波数がｋ_Ｌ倍された信号の位相と周波数が｛（ｋ_Ｌ＋ｍ）ｎ／（ｎ－１）｝倍された信号の位相との変化に関するものであることを示している。また、これらの位相差を示す記号中の添え字に含まれるＬは、単一波信号が低周波数であることを示し、Ｈは単一波信号が高周波数であることを示し、１は信号Ｓ２に関するものであることを示し、２は信号Ｓ５に関するものであることを示している。

上述したように、装置１，２は、図３の時刻ｔ_１までに、送信周波数の初期設定を行う。即ち、装置１、装置２は、ｍｐｌ１，ｍｐｌ２によって、それぞれ送信周波数がｋ_Ｌｆ_ｘ１，ｋ_Ｌｆ_ｘ２に設定される。図３の低周波数における測距シーケンスを再度説明すると、装置１のｍｐｌ１の出力信号Ｓ２の基準時刻位相は、時刻ｔ_２以前の基準時刻位相θ_Ｌｘ１、時刻ｔ_２から時刻ｔ_３における基準時刻位相θ_{Ｌｍｘ１（１）}、時刻ｔ_３から時刻ｔ_４の基準時刻位相θ_{Ｌｘ１（２）}と変化する。また、装置２については、ｍｐｌ２の出力信号Ｓ５の基準時刻位相は、時刻ｔ_１以前の基準時刻位相θ_Ｌｘ２、時刻ｔ_１から時刻ｔ_２における基準時刻位相θ_{Ｌｍｘ２（１）}、時刻ｔ_２から時刻ｔ_３における基準時刻位相θ_{Ｌｘ２（２）}、時刻ｔ_３から時刻ｔ_４における基準時刻位相θ_{Ｌｍｘ２（２）}と変化する。

図７の位相差Δθ_ＬＴＴ１，Δθ_ＬＴＲ１は、装置１に関する位相差である。位相差Δθ_ＬＴＴ１は、信号Ｓ２における時刻ｔ_３から時刻ｔ_４の基準時刻位相θ_{Ｌｘ１（２）}と時刻ｔ_２以前の基準時刻位相θ_Ｌｘ１との差分である。また、位相差Δθ_ＬＴＲ１は、信号Ｓ２における時刻ｔ_２から時刻ｔ_３の基準時刻位相θ_{Ｌｍｘ１（１）}と時刻ｔ_２以前の基準時刻位相θ_Ｌｘ１との差分である。また、図示しないθ_{ＬＶｘ１（１）}はこの時の信号Ｓ２を（１／ｎ）倍した信号Ｓ３１の基準時刻位相である。ｎが自然数であれば周波数分周器は入力信号を単純に整数分周する回路でよいので、これらの関係は、それぞれ（３７）式、（３８）式及び（３８ａ）式で表すことができる。
θ_{Ｌｘ１（２）}＝θ_Ｌｘ１＋Δθ_ＬＴＴ１ （３７）
θ_{Ｌｍｘ１（１）}＝θ_Ｌｘ１＋Δθ_ＬＴＲ１ （３８）
θ_{ＬＶｘ１（１）}＝θ_{Ｌｍｘ１（１）}／ｎ＝（θ_Ｌｘ１＋Δθ_ＬＴＲ１）／ｎ （３８ａ）
また、位相差Δθ_ＬＴＴ２，Δθ_ＬＲＲ２，Δθ_ＬＴＲ２は装置２に関する位相差である。位相差Δθ_ＬＴＴ２は、信号Ｓ５における時刻ｔ_２から時刻ｔ_３の基準時刻位相θ_{Ｌｘ２（２）}と時刻ｔ_１以前の基準時刻位相θ_Ｌｘ２との差分である。位相差Δθ_ＬＲＲ２は、信号Ｓ５における時刻ｔ_３から時刻ｔ_４の基準時刻位相θ_{Ｌｍｘ２（２）}と時刻ｔ_１から時刻ｔ_２の基準時刻位相θ_{Ｌｍｘ２（１）}との差分である。位相差Δθ_ＬＴＲ２は、信号Ｓ５における時刻ｔ_１から時刻ｔ_２の基準時刻位相θ_{Ｌｍｘ２（１）}と時刻ｔ_１以前の基準時刻位相θ_Ｌｘ２との差分である。また、図示しないθ_{ＬＶｘ２（１）}は時刻ｔ_１と時刻ｔ_２間における信号Ｓ５を（１／ｎ）倍した信号Ｓ６１の基準時刻位相であり、θ_{ＬＶｘ２（２）}は時刻ｔ_３と時刻ｔ_４間における信号Ｓ５を（１／ｎ）倍した信号Ｓ６１の基準時刻位相である。これらの関係は、それぞれ下記（３９）式から（４１ａ）式で表すことができる。
θ_{Ｌｘ２（２）}＝θ_Ｌｘ２＋Δθ_ＬＴＴ２ （３９）
θ_{Ｌｍｘ２（１）}＝θ_Ｌｘ２＋Δθ_ＬＴＲ２ （４０）
θ_{ＬＶｘ２（１）}＝θ_{Ｌｍｘ２（１）}／ｎ＝（θ_Ｌｘ２＋Δθ_ＬＴＲ２）／ｎ （４０ａ）
θ_{Ｌｍｘ２（２）}＝θ_{Ｌｍｘ２（１）}＋Δθ_ＬＲＲ２＝θ_Ｌｘ２＋Δθ_ＬＴＲ２＋Δθ_ＬＲＲ２ （４１）
θ_{ＬＶｘ２（２）}＝θ_{Ｌｍｘ２（２）}／ｎ＝（θ_Ｌｘ２＋Δθ_ＬＴＲ２＋Δθ_ＬＲＲ２）／ｎ
（４１ａ）
後述するように、これらの位相差のうちΔθ_ＬＴＴ１，Δθ_ＬＴＴ２，Δθ_ＬＲＲ２については、ｍｐｌ１，ｍｐｌ２によって直接計測可能である。一方、（３８）式のΔθ_ＬＴＲ１及び（４０）式のΔθ_ＬＴＲ２は、直接計測することはできない。そこで、本実施の形態においては、後述するように、ｍｐｌ１，ｍｐｌ２は、Δθ_ＬＴＲ１及びΔθ_ＬＴＲ２に関連した位相差を計測することで、Δθ_ＬＴＲ１及びΔθ_ＬＴＲ２を求めるようになっている。

ここでは、基準時刻位相計測方法の考え方を示すために、Δθ_ＬＴＲ１及びΔθ_ＬＴＲ２を計測可能なものとして説明する。

上記（２５）式のθ_ＬＳＵＭに上記（３７）式～（４１ａ）式を代入すると、上記（３６）式中のθ_ＬＳＵＭは、下記（４２）式で与えられる。
θ_ＬＳＵＭ＝－（２×Δθ_ＬＴＲ１＋２×Δθ_ＬＴＲ２＋Δθ_ＬＲＲ２）×（ｎ－１）／ｎ＋Δθ_ＬＴＴ１＋２×Δθ_ＬＴＴ２＋２×（θ_Ｌｘ１＋θ_Ｌｘ２）／ｎ （４２）
次に、（３３）式に示した高周波数でのθ_ＨＳＵＭを求める。

図８のグラフは、高周波数の測距シーケンスにおける信号Ｓ２，Ｓ５の基準時刻位相の遷移を示しており、図７と同様に、上記（３６）式の第１項の計算に必要な、５通りの位相差について説明するものである。図８は、図４と同様のグラフに、５通りの位相差の情報を説明する矢印を付加したものである。なお、説明の簡略化のために、図８のグラフは、図７と同じ形状の特性を有する例を示しているが、図７と同じ形状の特性を有している必要はない。また説明を簡潔にするため、高周波数での説明における時刻Ｄ＋ｔ_１は適宜「Ｄ＋」を省いて時刻ｔ_１のように表現するものとする。

装置１のｍｐｌ１からの信号Ｓ２の基準時刻位相については、太線特性Ｃ３に示すように、時刻ｔ_２以前の基準時刻位相θ_Ｈｘ１、時刻ｔ_２から時刻ｔ_３の基準時刻位相はθ_{Ｈｍｘ１（１）}、時刻ｔ_３から時刻ｔ_４の基準時刻位相θ_{Ｈｘ１（２）}と変化する。装置２のｍｐｌ２からの信号Ｓ５の基準時刻位相については、時刻ｔ_１以前の基準時刻位相θ_Ｈｘ２、時刻ｔ_１から時刻ｔ_２の基準時刻位相はθ_{Ｈｍｘ２（１）}、時刻ｔ_２から時刻ｔ_３の基準時刻位相θ_{Ｈｘ２（２）}、時刻ｔ_３から時刻ｔ_４の基準時刻位相θ_{Ｈｍｘ２（２）}と変化する。

位相差Δθ_ＨＴＴ１とΔθ_ＨＴＲ１は装置１に関する位相差である。位相差Δθ_ＨＴＴ１は、信号Ｓ２における時刻ｔ_３から時刻ｔ_４の基準時刻位相θ_{Ｈｘ１（２）}と時刻ｔ_２以前の基準時刻位相θ_Ｈｘ１の差分である。位相差Δθ_ＨＴＲ１は、信号Ｓ２における時刻ｔ_２から時刻ｔ_３の基準時刻位相θ_{Ｈｍｘ１（１）}と時刻ｔ_２以前の基準時刻位相θ_Ｈｘ１の差分である。また、図示しないθ_{ＨＶｘ１（１）}はこの時の信号Ｓ２を（１／ｎ）倍した信号Ｓ３１の基準時刻位相である。これらの関係は、それぞれ下記（４３）式、（４４）式及び（４４ａ）式で表される。
θ_{Ｈｘ１（２）}＝θ_Ｈｘ１＋Δθ_ＨＴＴ１ （４３）
θ_{Ｈｍｘ１（１）}＝θ_Ｈｘ１＋Δθ_ＨＴＲ１ （４４）
θ_{ＨＶｘ１（１）}＝θ_{Ｈｍｘ１（１）}／ｎ＝（θ_Ｈｘ１＋Δθ_ＨＴＲ１）／ｎ （４４ａ）
同様に、位相差Δθ_ＨＴＴ２、Δθ_ＨＲＲ２、Δθ_ＨＴＲ２は装置２に関する位相差である。位相差Δθ_ＨＴＴ２は、信号Ｓ５における時刻ｔ_２から時刻ｔ_３の基準時刻位相θ_{Ｈｘ２（２）}と時刻ｔ_１以前の基準時刻位相θ_Ｈｘ２との差分である。位相差Δθ_ＨＲＲ２は、信号Ｓ５における時刻ｔ_３から時刻ｔ_４の基準時刻位相θ_{Ｈｍｘ２（２）}と時刻ｔ_１から時刻ｔ_２の基準時刻位相θ_{Ｈｍｘ２（１）}との差分である。位相差Δθ_ＨＴＲ２は、信号Ｓ５における時刻ｔ_１から時刻ｔ_２の基準時刻位相θ_{Ｈｍｘ２（１）}と時刻ｔ_１以前の基準時刻位相θ_Ｈｘ２との差分である。また、図示しないθ_{ＨＶｘ２（１）}は時刻ｔ_１と時刻ｔ_２間における信号Ｓ５を（１／ｎ）倍した信号Ｓ６１の基準時刻位相であり、θ_{ＨＶｘ２（２）}は時刻ｔ_３と時刻ｔ_４間における信号Ｓ５を（１／ｎ）倍した信号Ｓ６１の基準時刻位相である。これらの関係は、それぞれ下記（４５）式から（４７ａ）式で表すことができる。
θ_{Ｈｘ２（２）}＝θ_Ｈｘ２＋Δθ_ＨＴＴ２ （４５）
θ_{Ｈｍｘ２（１）}＝θ_Ｈｘ２＋Δθ_ＨＴＲ２ （４６）
θ_{ＨＶｘ２（１）}＝θ_{Ｈｍｘ２（１）}／ｎ＝（θ_Ｈｘ２＋Δθ_ＨＴＲ２）／ｎ （４６ａ）
θ_{Ｈｍｘ２（２）}＝θ_{Ｈｍｘ２（１）}＋Δθ_ＨＲＲ２＝θ_Ｈｘ２＋Δθ_ＨＴＲ２＋Δθ_ＨＲＲ２ （４７）
θ_{ＨＶｘ２（２）}＝θ_{Ｈｍｘ２（２）}／ｎ＝（θ_Ｈｘ２＋Δθ_ＨＴＲ２＋Δθ_ＨＲＲ２）／ｎ
（４７ａ）
また、θ_Ｌｘ１とθ_Ｈｘ１の差をΔθ_{ＬＨｘ１、}θ_Ｌｘ２とθ_Ｈｘ２の差をΔθ_ＬＨｘ２と定義し、次式で表せるものとする。
θ_Ｈｘ１＝θ_Ｌｘ１＋Δθ_ＬＨｘ１ （４７ｂ）
θ_Ｈｘ２＝θ_Ｌｘ２＋Δθ_ＬＨｘ２ （４７ｃ）
低周波数の場合と同様に、これらの位相差のうちΔθ_ＨＴＴ１，Δθ_ＨＴＴ２，Δθ_ＨＲＲ２については、ｍｐｌ１，ｍｐｌ２によって直接計測可能である。一方、（４４）式のΔθ_ＨＴＲ１及び（４６）式のΔθ_ＨＴＲ２は、直接計測することはできない。そこで、本実施の形態においては、後述するように、ｍｐｌ１，ｍｐｌ２は、Δθ_ＨＴＲ１及びΔθ_ＨＴＲ２に関連した位相差を計測することで、Δθ_ＨＴＲ１及びΔθ_ＨＴＲ２を求めるようになっている。また、Δθ_ＬＨｘ１、Δθ_ＬＨｘ２を求める方法についても後述する。

ここでは、基準時刻位相計測方法の考え方を示すために、Δθ_ＨＴＲ１及びΔθ_ＨＴＲ２、Δθ_ＬＨｘ１、Δθ_ＬＨｘ２を計測可能なものとして説明する。

上記（２５）式のθ_ＨＳＵＭに上記（４３）式～（４７ｃ）式を代入すると、上記（３６）式中のθ_ＨＳＵＭは、下記（４８）式で与えられる。
θ_ＨＳＵＭ＝－（２×Δθ_ＨＴＲ１＋２×Δθ_ＨＴＲ２＋Δθ_ＨＲＲ２）×（ｎ－１）／ｎ＋Δθ_ＨＴＴ１＋２×Δθ_ＨＴＴ２＋２×（Δθ_ＬＨｘ１＋Δθ_ＬＨｘ２）／ｎ＋２×（θ_Ｌｘ１＋θ_Ｌｘ２）／ｎ （４８）
以上のように、上記（４２）式及び（４８）式により、上記（３６）式の第１項を計算する際に、２×（θ_Ｌｘ１＋θ_Ｌｘ２）／ｎの項は相殺されるので、（３６）式の第１項を求めることが可能である。

図７及び図８の太線特性Ｃ１～Ｃ４において、傾斜が小さい区間は送信区間であり、傾斜が大きい区間は受信区間である。なお、装置１，２の一方が送信区間の場合には他方は受信区間である。上記（４２）式及び（４８）式において、位相差Δθ_ＬＴＴ１、Δθ_ＬＴＴ２、Δθ_ＨＴＴ１、Δθ_ＨＴＴ２は、装置１，２のそれぞれにおいて、受信区間を挟んだ２つの送信区間の各ＲＦ信号同士の位相差を表す。位相差Δθ_ＬＲＲ２、Δθ_ＨＲＲ２は送信区間を挟んだ２つの受信区間の各ＲＦ信号同士の位相差を表す。そして、位相差Δθ_ＬＴＲ１、Δθ_ＬＴＲ２、Δθ_ＨＴＲ１、Δθ_ＨＴＲ２は連続する送信区間と受信区間の各ＲＦ信号同士の位相差を表す。前者２つは同一周波数の基準時刻位相差であるが、後者は異なる周波数での基準時刻位相差である。また、Δθ_ＬＨｘ１、Δθ_ＬＨｘ２は、低周波数と高周波数の最初の送信区間のＲＦ信号同士の位相差を表す。上記、「２つの送信区間の各ＲＦ信号同士の位相差」（以下、第１の位相差ともいう）、「２つの受信区間の各ＲＦ信号同士の位相差」（以下、第２の位相差ともいう）、「連続する送信区間と受信区間の各ＲＦ信号同士の位相差」（以下、第３の位相差ともいう）、「低周波数と高周波数の最初の送信区間のＲＦ信号同士の位相差」（以下、第４の位相差ともいう）の全４種類を求めることができれば、上記（３６）式により正確な測距が可能になる。

本実施の形態においては、これらの４種類の位相差又はこれらの４種類の位相差を求めるための情報をｍｐｌ１，ｍｐｌ２によって求めるようになっている。図１において、ｍｐｌ１，ｍｐｌ２は、求めたこれらの位相差に関する情報をそれぞれ演算装置ＣＡ１，ＣＡ２に出力する。演算装置ＣＡ１，ＣＡ２は、それぞれＩＦＭＩＸ１，ＩＦＭＩＸ２から信号Ｓ１２，Ｓ９が与えられ、これらの信号Ｓ１２，Ｓ９の位相を検出する。演算装置ＣＡ１は、信号Ｓ１２から得た位相情報とｍｐｌ１からの位相差に関する情報とを用いて、上記（３６）式の演算を行って遅延τ_Ｒを求め更に距離Ｒを求める。なお、装置２において、演算装置ＣＡ２は、信号Ｓ９から得た位相情報とｍｐｌ２からの位相差に関する情報とを用いて、上記（３６）式の演算を行って遅延τ_Ｒを求め更に距離Ｒを求めることもできる。なお、演算装置ＣＡ１，ＣＡ２は、それぞれ装置１，２における測距に関する各種制御、例えば測距シーケンスにおける周波数設定やタイミング制御等を行うことができるようになっている。

（具体的な構成）
図９は実施の形態に係る位相変動検出装置及び位相補正装置を含む測距装置を示すブロック図であり、装置２において上記４種類の位相差に関する情報を算出するｍｐｌ２の具体的な構成を示すものである。また、装置１のｍｐｌ１の構成も図９と同様であり、図示及び説明を省略する。なお、図９において、位相変動検出装置は、主にＯＳＣ２及びｍｐｌ２により構成され、位相補正装置は、ＯＳＣ２、ｍｐｌ２、位相計算器ｐｈｓｃａｌｃ２及び演算器ｄｃａｌｃ２により構成される。上述したように、位相変動検出装置及び位相補正装置は、測距装置に限らず、入力された信号の位相を検出する各種装置に利用することも可能であり、その場合には、位相補正装置は、位相計算器ｐｈｓｃａｌｃ２及び演算器ｄｃａｌｃ２に代えてｍｐｌ２の出力を用いて基準時刻位相の変動量に応じて入力信号の位相を補正する他の回路が採用される。

ｍｐｌ２は、周波数乗算器ｍｐｌ２０及び位相検出器ｐｈｓｄｅｔ２により構成される。周波数乗算器ｍｐｌ２０は、図２のｍｐｌ２Ａと同一の機能を有している。即ち、周波数乗算器ｍｐｌ２０は、局部発振器を構成するものであり、ＯＳＣ２の発振出力である信号Ｓ４が与えられ、信号Ｓ４の周波数を所定倍して、局部発振信号である信号Ｓ５を生成して出力する。なお、周波数乗算器ｍｐｌ２０による逓倍数は、演算装置ＣＡ２の制御装置ＣＮ２によって指定されるようになっている。制御装置ＣＮ２は、周波数乗算器ｍｐｌ２０の逓倍数を決定するための周波数制御データを発生する。

信号Ｓ５は、測距の受信区間にはＬＯ信号としてＲＦＭＩＸ２に与えられると共に、測距の送信区間には単一波信号として送信される。更に、周波数乗算器ｍｐｌ２０は、信号Ｓ５の位相の情報を位相検出器ｐｈｓｄｅｔ２に出力することもできるようになっている。

位相検出器ｐｈｓｄｅｔ２には、信号Ｓ５の位相の情報及びＯＳＣ２の発振出力である信号Ｓ４が入力される。

位相検出器ｐｈｓｄｅｔ２は、入力された情報に基づいて、演算装置ＣＡ２の制御装置ＣＮ２によって指定されるタイミングで上記４３種類の位相差を求めるための情報を取得して、その情報（Ｓ１５）を演算装置ＣＡ２に出力する。

演算装置ＣＡ２は、位相計算器ｐｈｓｃａｌｃ２、演算器ｄｃａｌｃ２及び制御装置ＣＮ２により構成される。制御装置ＣＮ２は、補正回路を構成する位相計算器ｐｈｓｃａｌｃ２及び演算器ｄｃａｌｃ２の演算を制御すると共に、ｍｐｌ２及びｄｉｖ２を制御する。制御装置ＣＮ２は、装置２において測距に関する周波数制御やタイミング制御等が可能であり、例えば、上述した周波数制御データを設定することができる。

位相計算器ｐｈｓｃａｌｃ２は、位相検出器ｐｈｓｄｅｔ２の出力を用いて、上記（３６）式のθ_ＬＳＵＭ，θ_ＨＳＵＭを求めて演算器ｄｃａｌｃ２に出力する。演算装置ＣＡ２には、ＩＦＭＩＸ２２からの信号Ｓ９も与えられており、演算器ｄｃａｌｃ２は、位相計算器ｐｈｓｃａｌｃ２の出力と信号Ｓ９とから、上記（３６）式の演算により遅延τ_Ｒを求め、更に、距離Ｒを算出する。

図１０はｍｐｌ２及び位相計算器ｐｈｓｃａｌｃ２の更に具体的な構成を示す回路図である。なお、装置１のｍｐｌ１及び位相計算器ｐｈｓｃａｌｃ１の構成も図１０と同様であり、図示及び説明を省略する。

周波数乗算器ｍｐｌ２０は、デジタル制御発振器（ＤＣＯ）を含むＡＤＰＬＬ（完全デジタル位相同期回路）を有する一般的な構成の周波数乗算器の回路部分を含む。デジタル制御発振器ＤＣＯは、入力されるデジタル値に応じた発振周波数の発振出力を発生して出力する。後述するように、ＡＤＰＬＬのロック時には、デジタル制御発振器ＤＣＯは、参照発振器１０が発生する参照クロックの周波数の有理数倍の周波数の発振出力を発生する。なお、参照発振器１０は図１及び図９のＯＳＣ２に相当する
デジタル制御発振器ＤＣＯの発振出力は信号Ｓ５として出力されるとともに、
カウンタ１１に供給される。カウンタ１１はデジタル制御発振器ＤＣＯの発振出力をカウントしており、カウンタ１１のカウント値は、減算器１２に出力される。カウンタ１１は、デジタル制御発振器ＤＣＯの発振出力の波数（パルス数）をカウントする。参照クロックの１周期中のカウンタ１１のカウント値は、デジタル制御発振器ＤＣＯの発振出力が例えば参照クロックの何整数逓倍であるかを示している。

デジタル制御発振器ＤＣＯの発振出力は、ＴＤＣ１３にも供給される。ＴＤＣ１３は、例えば、発振出力の周期よりも十分に短い遅延時間の複数の遅延素子により構成してもよい。ＴＤＣ１３には参照クロックも与えられており、ＴＤＣ１３は、デジタル制御発振器ＤＣＯの発振出力と参照クロックとの遅延時間（位相差に相当）を求めて、正規化回路１４に出力する。正規化回路１４は、参照クロックの１周期を１としてＴＤＣ１３の出力を正規化する。即ち、正規化回路１４の出力は、ＴＤＣ１３の出力（遅延時間）が参照クロック周期の何小数倍であるかを示していると共に、デジタル制御発振器ＤＣＯ出力と参照クロックとの位相差を示している。正規化回路１４の出力は減算器１２に供給される。

積分器（Σ）１５は、周波数制御データ及び参照クロックが与えられる。周波数制御データはデジタル制御発振器ＤＣＯの希望発振出力周波数と参照クロック周波数との比の値である、参照クロックに対する有理数の逓倍数を示している。積分器１５は、参照クロック毎に周波数制御データを積算して、積算結果を減算器１２に出力する。

カウンタ１１の出力はデジタル制御発振器ＤＣＯ出力の周波数の参照クロックに対する整数逓倍数の積算結果であり、正規化回路１４の出力は、デジタル制御発振器ＤＣＯ出力の周波数の参照クロックに対する小数逓倍数である。カウンタ１１及び正規化回路１４の出力は、発振中のデジタル制御発振器ＤＣＯ出力の周波数の参照クロックに対する有理数の逓倍数を示している。すなわち、カウンタ１１及び正規化回路１４の出力は、参照クロックを基準としたデジタル制御発振器ＤＣＯ出力の現在の位相を示している。

減算器１２は、積分器１５の出力からカウンタ１１及び正規化回路１４の出力を減算することで、位相誤差を求める。減算器１２は、求めた位相誤差をループフィルタ１６及び正規化回路１７を介してデジタル制御発振器ＤＣＯに与える。これにより、デジタル制御発振器ＤＣＯの発振出力は、減算器１２の出力が０となるように周波数が変化する。なお、ループフィルタ１６は参照クロック周期で動作し、正規化回路１７はループフィルタ１６の出力をデジタル制御発振器ＤＣＯの周波数制御に適した情報に正規化してデジタル制御発振器ＤＣＯに与える。こうして、ＡＤＰＬＬのロック時には、デジタル制御発振器ＤＣＯからは、参照クロックの周波数制御データに基づく有利数倍の周波数の発振出力が得られる。

上述したように、カウンタ１１及び正規化回路１４の出力は、参照クロックを基準としたデジタル制御発振器ＤＣＯ出力の現在の位相を示しており、カウンタ１１の出力である２π（３６０度）の整数倍の位相差を無視すると、小数逓倍数を示す正規化回路１４の出力が参照クロックを基準としたデジタル制御発振器ＤＣＯ出力の現在の位相を示すものとなる。ロック時には、減算器１２の出力が０となるので、積分器１５の出力も参照クロックを基準としたデジタル制御発振器ＤＣＯ出力の現在の位相を示すことになる。

デジタル制御発振器ＤＣＯの発振出力は、分周器１８にも供給される。分周器１８は図１及び図９のｄｉｖ２１に相当する。分周器１８は入力された信号をｎ分周し、信号Ｓ６１として出力する。分周器１８とカウンタ１１はどちらもデジタル制御発振器ＤＣＯの発振出力を数えて動作する回路であり、本質的には同等の動作をすることから、分周器１８の出力信号の現在の位相はカウンタ１１の出力をｎで除算した余りから知ることができる。

すなわちロック時には、積分器１５の出力のうち、２πの整数倍の位相差に相当する整数逓倍数の出力をｎで除算した余りと小数逓倍数を合わせた値を、ｎで割った値が、参照クロックを基準とした分周器１８の出力の現在の位相を示すことになる。例えば、カウンタ１１や積分器１５が２進数で動作しておりｎ＝８であれば、分周器１８の出力信号の位相はカウンタ１１の下位３ビットに対応し、積分器１５の出力のうち整数逓倍数部分の下位３ビットと小数逓倍数部分を合わせた値を８で割った値が、参照クロックを基準とした分周器１８の出力の現在の位相に一致する。

本実施の形態においては、積分器１５の出力のうち、２πの整数倍の位相差に相当する整数逓倍数（ｎ＝８であれば少なくとも下位３ビット）と小数逓倍数を合わせた値を、参照クロックを基準としたデジタル制御発振器ＤＣＯ出力の現在の位相もしくは分周器１８の出力の現在の位相として、ホールド回路３０に出力するように構成される。

タイミング生成回路４０、ホールド回路３０により図９の位相検出器ｐｈｓｄｅｔ２が構成され、制御回路５０、メモリ５１、計算回路５２により、図９の位相計算器ｐｈｓｃａｌｃ２が構成される。ホールド回路３０は、タイミング生成回路４０から与えられるタイミング信号ｔｈに基づいて、積分器１５の出力により示される位相（以下、積分器１５の出力位相という）をホールドし、ホールドして取得した位相をメモリ５１に出力する。

タイミング生成回路４０から与えられるタイミング信号ｔｈについて説明する。ここで実数に拡張した公倍数を以下のように定義する。「あるＭ個の実数ｒ_ｉ（ｉは1～Ｍ）に対し、ｒ_ｉ×ｑ_ｉ＝ｃを満たすＭ個の非零の整数ｑ_ｉが存在するとき、実数ｃを実数ｒ_ｉの公倍数と呼ぶ」。タイミング信号ｔｈは、参照クロックとデジタル制御発振器ＤＣＯの出力と分周器１８の出力に必要とされるすべての信号の周期の、公倍数の周期の信号、またはそれらを間引いた信号である。また、このとき参照クロックの周波数をｆ_１、参照クロックの周波数とデジタル制御発振器ＤＣＯの出力と分周器１８の出力に必要とされるすべての信号の周波数をｆ_ｉとし、前述の公倍数ｃを与える非零の整数ｑ_ｉを用いると、周波数は周期の逆数であるから式（４９）が成り立つのは明らかである。
ｑ_１／ｆ_１＝ｑ_ｉ／ｆ_ｉ （４９）
式（４９）を変形すると
ｆ_ｉ／ｆ_１×ｑ_１＝ｑ_ｉ （５０）
が成立する。ｑ_ｉは整数であるから、デジタル制御発振器ＤＣＯの出力周波数と分周器１８の出力周波数（ｆ_ｉ）を参照クロックの周波数（ｆ_１）で正規化した値に、前述の公倍数ｃを与える非零の整数ｑ_１を掛けるといずれのｆ_ｉに対しても整数になることがわかる。よって整数ｑ_１を周波数関係から求めてもよい。

本実施例ではタイミング信号ｔｈを、参照クロックを分周して生成する。所定の分周数をｐとし、タイミング信号ｔｈは参照クロック周期のｐ倍の間隔の信号、または参照クロック周期のｐ倍の間隔の信号を間引いた信号とする。この時、参照クロックをｐ分周した信号の周期が、デジタル制御発振器ＤＣＯの出力信号の周期と分周器１８の出力信号の周期の公倍数の周期となるようにｐを決める。具体的なｐの決め方を説明するためのに、式（４）、式（６）、式（６ａ）、式（９）、式（１０）、式（１０ａ）を再掲する。
φ_ｔｘ２＝２πｋ_Ｌｆ_ｘ２ｔ＋θ_Ｌｘ２ （４）
φ_ｔｘ２＝２π｛（ｋ_Ｌ＋ｍ）ｎ／（ｎ－１）｝ｆ_ｘ２ｔ＋θ_{Ｌｍｘ２（１）} （６）
φ_ｖ２＝２π｛（ｋ_Ｌ＋ｍ）／（ｎ－１）｝ｆ_ｘ２t＋θ_{ＬＶｘ２（１）} （６a）
φ_ｔｘ２＝２πｋ_Ｌｆ_ｘ２ｔ＋θ_{Ｌｘ２（２）} （９）
φ_ｔｘ２＝２π｛（ｋ_Ｌ＋ｍ）ｎ／（ｎ－１）｝ｆ_ｘ２ｔ＋θ_{Ｌｍｘ２（２）} （１０）
φ_ｖ２＝２π｛（ｋ_Ｌ＋ｍ）／（ｎ－１）｝ｆ_ｘ２t＋θ_{ＬＶｘ２（２）} （１０ａ）
高周波数の場合は、ｋ_Ｌをｋ_Ｈに変更するだけの違いなので、ここではｋ_Ｌをｋに置き換えて説明することにする。これらの式から、デジタル制御発振器ＤＣＯと分周器１８の出力に必要とされる周波数は１つのｋに対し、ｋｆ_ｘ２、｛（ｋ＋ｍ）ｎ／（ｎ－１）｝ｆ_ｘ２、｛（ｋ＋ｍ）／（ｎ－１）｝ｆ_ｘ２の３つであることが分かる。装置２の参照クロックの周波数はｆ_ｘ２なので、ｋ×ｐ_、｛（ｋ＋ｍ）ｎ／（ｎ－１）｝×ｐ、｛（ｋ＋ｍ）／（ｎ－１）｝×ｐが整数となるｐを求めればよい。この時、タイミング信号ｔｈは、デジタル制御発振器ＤＣＯの出力と分周器１８の出力に必要とされるすべての信号の周期の、公倍数の周期の信号となる。ｋが複数ある場合はその分だけ必要とされる周波数の数が増えることになる。

ｐを自然数としたときの具体的な計算例を示す。例えばｎを８、ｆ_ｘ２を32MHz、ｍｆ_ｘ２を5MHz、ｋｆ_ｘ２を2411と2417MHzとした場合、
｛（ｋ＋ｍ）ｎ／（ｎ－１）｝ｆ_ｘ２＝19328/7または19336/7
｛（ｋ＋ｍ）／（ｎ－１）｝ｆ_ｘ２＝2416/7または2422/7
であるので、2411/32×ｐ, 2417/32×ｐ, 19328/7/32×ｐ, 19336/7/32×ｐ, 2416/7/32×ｐ, 2422/7/32×ｐのすべてが整数となるｐを求めればよい。ｐ＝224とすると、それぞれの値は16877、16919、19328、19336、2416、2422とすべて整数になり、かつこれらの最小公約数は１である。よってｐは224の倍数であればよく、ｐの最小値は224である。

参照クロックをｐ分周した信号をｔｈとし、ｔｈの3つの立ち上がり時間をそれぞれｔ_ａ、ｔ_ｂ、ｔ_ｃとする。参照クロックとｔｈと式（４）、式（６）、式（６ａ）、式（９）、式（１０）、式（１０ａ）で表された信号の位相の例を、図１１及び図１２に示す。分周カウンタは参照クロックを分周する際のカウンタ値の例であり、０～ｐ－１の値を参照クロックでカウントする様子を示し、この値がｐ－１から０に変化するごとにｔｈが立ち上がる様子を示している。図１１は時間ｔ_ａにおいて、式（４）、式（６）、式（６ａ）、式（９）、式（１０）、式（１０ａ）で表された信号の位相が０であった場合の例である。ｔｈの周期は式（４）、式（６）、式（６ａ）、式（９）、式（１０）、式（１０ａ）で表された信号のそれぞれの周期の整数倍なので、時間ｔ_ｂ、ｔ_ｃのいずれにおいても位相は０になり、図１１はこの様子を示している。
図１２は時間ｔ_ａにおいて、式（４）、式（６）、式（６ａ）、式（９）、式（１０）、式（１０ａ）で表された信号の位相が０と異なる例を示している。この場合も、例えば（４）式で表された信号の位相をそれぞれθ_ａ、θ_ｂ、θ_ｃとすると、常にθ_ａ＝θ_ｂ＝θ_ｃが成り立ち、図１２はこの様子を示している。このことは他の式についても同様である。すなわち、ｔｈの立ち上がり時間で観測した各式における位相は立ち上がり時間によらず常に別の立ち上がり時間における位相と同じ値になることが、図１２から直感的にも理解できるだろう。この性質は異なる時間の位相の比較に利用することができる。

ホールド回路３０は、タイミング生成回路４０から与えられる信号ｔｈの立ち上がり時間に、積分器１５の出力位相をホールドする。よって、ホールド回路３０の出力は、異なる時間の位相の比較に利用できる位相情報となる。後述するようにホールド回路３０の出力を用いることで基準時刻位相の変動による影響を除去することが可能である。測距装置に適用した場合には、ホールド回路３０の出力は、上述した第１～第４の位相を取得するための位相情報Ｓ１５として、位相計算器ｐｈｓｃａｌｃ２の一部を構成する、メモリ５１に供給される。

タイミング生成回路４０には、参照クロックが与えられており、参照クロックを基準にして、所定のタイミング信号ｔｈを発生してホールド回路３０に出力する。

図１３はタイミング生成回路４０の具体的な構成の一例を示すブロック図である。タイミング生成回路４０は、カウンタ４１、デコーダ４２及び遅延器４３により構成される。カウンタ４１は、参照クロックをカウントしてカウント値をデコーダ４２に出力する。デコーダ４２は、演算装置ＣＡ２の制御装置ＣＮ２により制御されて（図示省略）、あるいは図示しないメモリに記憶された情報に基づいて、カウント値に対応したタイミング信号を発生して遅延器４３に出力する。遅延器４３は、入力されたタイミング信号を所定の遅延時間だけ遅延させて前述のタイミング信号ｔｈを発生させる。なお、タイミング生成回路４０は、受信区間及び送信区間中において周波数乗算器ｍｐｌ２０の出力周波数が安定した時刻にタイミングｔｈを発生させるとよい。

メモリ５１に格納された位相情報は計算回路５２に供給され、制御回路５０からの制御に基づいて上述したθ_ＬＳＵＭ，θ_ＨＳＵＭを求める。求めた結果は位相情報Ｓ１６として計算回路５２から出力される。

計算回路５２は、メモリ５１から与えられた複数の位相情報の間の減算を行うことで、後述するように、上述した第１～第４の位相差を求めることができる。例えば、図７のΔθ_ＬＴＴ２については、2回目の2_TX期間で取得した位相から1回目の2_TX期間で取得した位相を減算することで容易に得られることは明らかである。

図７及び図８では太線特性Ｃ２で示す位相φ_ｔｘ２及び準基準位相は単純に増加するものとして示したが、実際には、位相は２πを超えることはない。そこで計算回路５２は、前記減算結果の２πによる剰余を求めて出力してもよい。この剰余を用いて測距演算が可能である。

次に、このように構成された実施の形態の動作について、図７および図８のグラフを参照して説明する。ｍｐｌ２は、装置２Ａのｍｐｌ２Ａと同様に動作するものとする。即ち、装置２のｍｐｌ２の出力の位相、即ち、積分器１５の出力位相φ_２は、図７（特性Ｃ２）または図８（特性Ｃ２）によって示される。

ｍｐｌ２０は、時刻ｔ_１前の送信周波数の初期設定時に初期設定が行われているものとする。従って、ｍｐｌ２０の出力の位相φ_ｔｘ２を示す積分器１５の出力位相φ_２は、上記（４）式の右辺と等価であり、図１２の太線特性Ｃ２で表される。（４）式中のｋ_Ｌは、ｍｐｌ２０においては周波数制御データｆ_ａで示される有理数のことである。この有理数のうちの整数値（整数逓倍数）は、位相換算では３６０°（２π）の倍数に対応し、計算回路５２で位相差を求める剰余演算では省かれる。このため、ｍｐｌ２０の出力の位相φ_ｔｘ２に対応する積分器１５の出力位相φ_２を求めるに際して、整数逓倍数を考慮する必要は無く、小数値（小数逓倍数）による位相の変化のみを求めればよい。そこで、上述したように、積分器１５は、周波数制御データｆ_ａに含まれる小数逓倍数をホールド回路３０に出力する。なお、以下の説明では、整数逓倍数による位相分を含む（４）式の右辺をそのまま用いるが、特に問題は無い。

また、説明のため、時刻ｔ_１前の期間を期間Ｔ１、時刻ｔ_１と時刻ｔ_２の間の期間を期間Ｔ１２、時刻ｔ_２と時刻ｔ_３の間の期間を期間Ｔ２３、時刻ｔ_３と時刻ｔ_４の間の期間を期間Ｔ３４と呼ぶことにする。さらに装置２のメモリ５１に取り込んだ位相を装置２での取得位相、図示しない装置１のメモリ５１に対応するメモリに取り込んだ位相を装置１での取得位相と呼ぶことにする。

（第１の位相差の算出）
上述したように、位相差Δθ_ＬＴＴ１、Δθ_ＬＴＴ２、Δθ_ＨＴＴ１、Δθ_ＨＴＴ２は、装置１，２のそれぞれにおいて、受信区間を挟んだ２つの送信区間の各ＲＦ信号同士の位相差であり、これらを第１の位相差と呼んでいる。これらの位相差は図７および図８から明らかなように、以下で説明する期間における装置１での取得位相もしくは装置２での取得位相の位相差から求めることができる。
Δθ_ＬＴＴ１は低周波数における期間３４と期間１の間の装置１での取得位相の差。
Δθ_ＬＴＴ２は低周波数における期間２３と期間１の間の装置２での取得位相の差。
Δθ_ＨＴＴ１は高周波数における期間３４と期間１の間の装置１での取得位相の差。
Δθ_ＨＴＴ２は高周波数における期間２３と期間１の間の装置２での取得位相の差。

（第２の位相差の算出）
上述したように、位相差Δθ_ＬＲＲ２、Δθ_ＨＲＲ２は送信区間を挟んだ２つの受信区間の各ＲＦ信号同士の位相差であり、これらを第２の位相差と呼んでいる。これらの位相差は図７および図８から明らかなように、以下で説明する期間における装置２での取得位相の位相差から求めることができる。
Δθ_ＬＲＲ２は低周波数における期間３４と期間１２の間の装置２での取得位相の差。
Δθ_ＨＲＲ２は高周波数における期間３４と期間１２の間の装置２での取得位相の差。

（第３の位相差の算出）
上述したように、位相差Δθ_ＬＴＲ１、Δθ_ＬＴＲ２、Δθ_ＨＴＲ１、Δθ_ＨＴＲ２は連続する送信区間と受信区間の各ＲＦ信号同士の位相差であり、これらを第３の位相差と呼んでいる。これらの位相差は図７および図８から明らかなように、以下で説明する期間における装置１での取得位相もしくは装置２での取得位相の位相差から求めることができる。
Δθ_ＬＴＲ１は低周波数における期間２３と期間１の間の装置１での取得位相の差。
Δθ_ＬＴＲ２は低周波数における期間１２と期間１の間の装置２での取得位相の差。
Δθ_ＨＴＲ１は高周波数における期間２３と期間１の間の装置１での取得位相の差。
Δθ_ＨＴＲ２は高周波数における期間１２と期間１の間の装置２での取得位相の差。

（第４の位相差の算出）
上述したように、Δθ_ＬＨｘ１、Δθ_ＬＨｘ２は、低周波数と高周波数の最初の送信区間のＲＦ信号同士の位相差であり、これらを第４の位相差と呼んでいる。これらの位相差はこれまでの説明から明らかなように以下で説明する期間における装置１での取得位相もしくは装置２での取得位相の位相差から求めることができる。
Δθ_ＬＨｘ１は高周波数における期間１と低周波数における期間１の間の装置１での取得位相の差。
Δθ_ＬＨｘ２は高周波数における期間１と低周波数における期間１の間の装置２での取得位相の差。

このように、基準時刻位相差である第１～第４の位相差を図９で示した位相計算器ｐｈｓｃａｌｃ２で求めることができる。演算器ｄｃａｌｃ２は、求めた第１～第４の位相差を用いて測距演算を行う。

（測距計算）
上記（３６）式中のθ_ＬＳＵＭは、上記（４２）式に示すように、第１～第４の位相差を用いて算出可能である。同様に、上記（３６）式中のθ_ＨＳＵＭについても、上記（４８）式に示すように、第１～第４の位相差を用いて算出可能である。すなわち、θ_ＬＳＵＭ，θ_ＨＳＵＭは基準時刻位相の変動量で補正された値として求められる。位相計算器ｐｈｓｃａｌｃ２は、算出したθ_ＬＳＵＭ，θ_ＨＳＵＭを演算器ｄｃａｌｃ２に出力する。演算器ｄｃａｌｃ２は、位相計算器ｐｈｓｃａｌｃ２の出力と信号Ｓ９とから、上記（３６）式の演算により遅延τ_Ｒを求め、更に、距離Ｒを算出する。

このように本実施の形態においては、前記完全デジタル位相同期回路に含まれる位相積分器の出力を所定のタイミングで取り込んで出力する位相検出器を採用し、位相検出器の出力により得られる複数の位相の差を求めることにより、基準時刻位相の変動量を求め、求めた変動量に応じて位相を補正することで、基準時刻位相を変化させない場合と同様の機能を達成することが可能である。

例えば、装置間で単一波信号の送受信を行い受信位相から測距を行う測距装置であって、送信部に直接変調方式を用い受信部にスライディングＩＦ方式を用いた測距装置に適用した場合には、測距シーケンス中の周波数変化に伴う基準時刻位相の変動分を検出して補正することができるので、位相情報から正確な測距が可能である。

なお、本発明は、上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨は装置ごとに基準時刻位相の変動量を算出してその装置ごとに位相補正を行う点にあるので、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で種々に変形することが可能である。例えば、上記の説明では図１を用いて装置１および装置２は同じ構成の受信機であるとして説明を行ったが、装置１と装置２は同じ構成である必要はなく、例えば装置１が特許文献１に示されたような装置構成であっても、装置２に本発明を適用し、測距を行うことができることは容易に理解できるであろう。また、測距装置に限らず、局部発振器を用いて入力される信号の位相を検出する種々の装置においても適用が可能なことはもちろんである。この場合、例えば図９に示した演算装置ＣＡ２は距離を計算する以外の用途にも用いることができる。また、上記実施形態には種々の段階の発明が含まれており、開示される複数の構成要件における適当な組み合わせにより種々の発明が抽出され得る。例えば、実施形態に示される全構成要件からいくつかの構成要件が削除されても、発明が解決しようとする課題の欄で述べた課題が解決でき、発明の効果の欄で述べられている効果が得られる場合には、この構成要件が削除された構成が発明として抽出され得る。

ＯＳＣ１，ＯＳＣ２…発振器、ｄｉｖ１１，ｄｉｖ１２、ｄｉｖ２１，ｄｉｖ２２…周波数分周器、ｍｐｌ１，ｍｐｌ２，ｍｐｌ２０…周波数乗算器、ＲＦＭＩＸ１，ＲＦＭＩＸ２…ＲＦ周波数変換器、ＩＦＭＩＸ１１，ＩＦＭＩＸ２１…第１中間周波数変換器、ＩＦＭＩＸ２１，ＩＦＭＩＸ２２…第２中間周波数変換器、ｐｈｓｄｅｔ２…位相検出器、ｐｈｓｃａｌｃ２…位相計算器、ｄｃａｌｃ２…演算器。

Claims (3)

1. 参照クロックに基づいて複数種類の局部発振信号を生成する完全デジタル位相同期回路を有し、入力された信号の位相を検出する装置に対して前記局部発振信号を与える局部発振器と、
   前記完全デジタル位相同期回路に含まれる位相積分器の出力を所定のタイミングで取り込んで出力する位相検出器と、
   前記位相検出器から出力される値を所定のタイミングで複数回取り込んでそれらの差を用いて前記入力された信号の位相を補正する位相計算器と
   を具備する位相補正装置。
2. 前記所定のタイミングは、前記複数種類の局部発振信号の周期の公倍数の周期もしくはそれらを間引いたものであることを特徴とする
   請求項１に記載の位相補正装置。
3. キャリア位相検出に基づいて距離を算出する測距装置において、
   少なくとも一方が移動自在な第１装置及び第２装置により取得した位相情報に基づいて前記第１装置と第２装置との間の距離を算出する算出部を有し、
   前記第１装置は、
   第１参照クロックに基づいて第１局部発振信号を生成する第１完全デジタル位相同期回路を有し、前記第１局部発振信号を出力する第１局部発振器と、
   前記第１局部発振器の出力を用いて２つ以上の第１キャリア信号を直接変調方式により送信する第１送信器と、
   前記第１局部発振器の出力を用いて２つ以上の第２キャリア信号をスライディングＩＦ方式により受信する第１受信器と、
   前記完全デジタル位相同期回路に含まれる位相積分器の出力を第１の所定のタイミングで取り込んで出力する第１位相検出器と、
   前記位相検出器から出力される値を所定のタイミングで複数回取り込んでそれらの差を用いて前記入力された信号の位相を補正する第１位相計算器と
   とを具備し、
   前記第２装置は、
   第２参照クロックに基づいて第２局部発振信号を生成する第２完全デジタル位相同期回路を有し、前記第２局部発振信号を出力する第２局部発振器と、
   前記第２局部発振器の出力を用いて２つ以上の第２キャリア信号を直接変調方式により送信する第２送信器と、
   前記第２局部発振器の出力を用いて２つ以上の第１キャリア信号をスライディングＩＦ方式により受信する第２受信器と、
   前記完全デジタル位相同期回路に含まれる位相積分器の出力を第２の所定のタイミングで取り込んで出力する第２位相検出器と、
   前記位相検出器から出力される値を所定のタイミングで複数回取り込んでそれらの差を用いて前記入力された信号の位相を補正する第２位相計算器と
   とを具備し、
   前記算出部は、前記第１及び第２受信器による前記第１及び第２キャリア信号の受信によって得られる位相検出結果と、前記第１及び第２位相計算機で求めた補正された位相に基づいて前記距離の算出を行う
   測距装置。

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