JP2021514570A - 温度過昇保護回路 - Google Patents

Abstract

温度過昇保護回路（１１）を記載する。当該回路は、トランジスタの両端の電圧（ＶＤＳ）を検知するための入力（１３）と、電圧に応じて電流（Ｉｓｅｎｓｅ＿ｉｎ）を生成するように構成された電圧−電流変換器（１５）と、トランジスタによって損失される電力を示す、かつ電流に依存する値を記憶する累算器（ＣＳＯＡ）と、値が閾値を超えるか否かを判定し、値が閾値を超えたことに応じて、トランジスタをオフに切り替える信号（ＳＯＡ＿ＳＤ）を生成するように構成された比較器（Ｒ、４５、４６）とを備える。

Description

発明の分野
本発明は温度過昇保護回路に関する。

背景
パワー金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）および絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）などのパワー半導体装置は、自動車用途、工業用途およびその他の用途で用いられるランプおよびＬＥＤ、モータ、ソレノイドおよびヒータなどの誘導負荷および／または抵抗負荷を切り替えるためのスイッチング素子（または「スイッチ」）として用いられ得る。

ＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子は、ディスクリート部品であってもよいし、負荷スイッチ集積回路（ＩＣ）またはプリドライバＩＣに統合されてもよい。

統合スイッチング素子には、スイッチング素子が最大許容動作温度を超えることを確実にするために、温度過昇（ＯＴ）保護が設けられることが多い。これは、たとえば、負荷の抵抗が低い値に低下した場合に、または短絡が生じた場合に起こり得る。ＯＴ保護は通常、回路に結合されたスイッチング素子の近くにＯＴセンサを設けることによって達成され、このＯＴセンサは、スイッチの動作温度が最大動作温度を超えていると判定した場合にサーマルシャットダウンをトリガする。

しかしながら、ＯＴ保護は多くの課題に直面している。たとえば、ＯＴセンサがスイッチング素子に非常に密接して、たとえばスイッチング素子の周りのガードリングの内側に位置している場合は、センサは、装置がまだ許容限界内で動作している状態でも、高温の局所領域（「ホットスポット」）を検出してサーマルシャットダウンをトリガしてしまう可能性がある。さらに、ＯＴセンサをガードリングの内側に配置すると、活性ドライバ面積が減少するため、ＩＣが大きくなりオン状態抵抗Ｒ_ＯＮが高くなってしまう。ＯＴセンサをスイッチング素子からさらに離してガードリングの外側に配置すると、これらの欠点を回避または克服しやすくなるが、時間遅延が発生してしまう。特に、温度過昇が起こった場合、センサがこの状態を検出するのが遅すぎる可能性があり、そのときまでにはスイッチング素子は不可逆的な損傷を被っている可能性がある。

米国特許第８，２９９，７６７ Ｂ１号に記載されている１つの解決法は、装置の瞬間電圧および電流を検知し、検知した瞬間電圧および電流に基づいて、装置内で損失される電力を表す値を求め、求めた損失電力と装置の熱的挙動のモデルとを用いて装置の接合温度をモデル化し、モデル化した接合温度に基づいて装置の動作を制御することによって、装置動作を安全動作領域（ＳＯＡ）内に動的に維持することである。しかしながら、これは複雑な解決策である。

概要
本発明の第１の局面によれば、温度過昇保護回路が提供される。上記温度過昇保護回路は、トランジスタの両端の電圧を検知するための入力と、上記トランジスタによって損失される電力を示す、かつ上記電圧に依存する値を記憶するための累算器と、上記値が閾値を超えるか否かを判定し、上記値が上記閾値を超えたことに応じて、上記トランジスタをオフに切り替えることを信号伝達するための信号を生成するように構成された比較器とを備える。

上記回路は、安全動作領域（ＳＯＡ）基準を用いてドライバをシャットダウンする柔軟な方法を提供することができる。これは、統合パワードライバに適合され得る。

上記回路は、上記電圧に応じて電流を生成するように構成された電圧−電流変換器をさらに備えてもよく、上記トランジスタによって損失される電力を示す上記値は上記電流に依存する。上記回路は電流ミラーをさらに備えてもよい。

上記累算器はコンデンサを備えてもよい。上記累算器は演算増幅器を備えてもよい。たとえば、上記演算増幅器およびコンデンサは積分器として構成されてもよい。

上記回路は、上記入力と好ましくは接地である基準レベルとの間に配置された経路を備えてもよく、上記経路は抵抗器を備えてもよい。上記抵抗器は負の温度係数を有することが好ましい。上記経路は電圧調整器をさらに備えてもよい。上記電圧調整器はツェナーダイオードを備えることが好ましい。

上記経路は、上記値を選択的に制御するための電流源をさらに備えてもよい。上記電流源は、上記値を減少させる電流を送り出すことができるので、トランジスタがオフに切り替えられる回復時間を設定するために用いることができる。

上記比較器は少なくとも１つのシュミットトリガを備えてもよい。
上記回路は、上記電圧を間引いて、デジタル化された電圧を出力するように構成されたアナログ−デジタル変換器をさらに備えてもよい。上記比較器は、上記デジタル化された電圧に依存する信号を受信するように構成されたカウンタ（たとえばパルスカウンタ）をさらに備えてもよい。上記回路は、クロック信号を与えるように配置されたクロックと乗算器とをさらに備えてもよく、上記乗算器は、上記デジタル化された電圧と上記クロック信号を乗算して、電圧制御されて周波数乗算されたクロック信号を上記カウンタに与えるように構成される。上記回路は、上記カウンタの累積および減少を制御するように配置された第１および第２のスイッチを含んでもよい。

上記回路は、上記比較器からの出力と温度過昇検出回路からの出力とを受信し、上記トランジスタをオフに切り替える制御信号を出力するように構成されたゲートを含んでもよい。

本発明の第２の局面によれば、発明の第１の局面の回路を備える集積回路が提供される。

上記集積回路は、制御ロジックと、ドライバを制御して上記トランジスタのスイッチングを制御するためのプリドライバとをさらに備えてもよい。上記集積回路は、上記トランジスタを備えるドライバをさらに備えてもよい。

本発明の第３の局面によれば、発明の第２の局面の集積回路と、ドライバまたは上記ドライバに接続された負荷とを備えるシステムが提供される。

上記負荷はモータ、ランプまたはバルブであってもよい。
上記システムは、上記集積回路と通信するコントローラをさらに備えてもよい。

本発明の第４の局面によれば、発明の第２の局面の回路、発明の第３の局面の集積回路、および／または発明の第４の局面のシステムを備える自動車両が提供される。

自動車両は、オートバイ、自動車（「車」とも称される）、小型バス、バス、トラックまたは大型トラックであってもよい。上記自動車両は、内燃機関および／または１つ以上の電気モータによって動力を供給されてもよい。

本発明の第５の局面によれば、温度過昇保護の方法が提供され、上記方法は、トランジスタの両端の電圧を検知することと、上記トランジスタによって損失される電力を示す、かつ上記電圧に依存する値を記憶することと、上記値が閾値を超えるか否かを判定し、上記値が上記閾値を超えたことに応じて、上記トランジスタをオフに切り替えることを信号伝達するための信号を生成することとを備える。

上記方法は、上記電圧に応じて電流を生成することをさらに備えてもよい。
本発明の第６の局面によれば、発明の第５の局面の方法を実行するように構成されたハードウェア回路が提供される。

本発明の第７の局面によれば、コンピューティングデバイスによって実行されると上記コンピューティングデバイスに発明の第５の局面の方法を実行させるコンピュータプログラムが提供される。

本発明の第８の局面によれば、発明の第７の局面のコンピュータプログラムを格納または保持している、非一時的であり得るコンピュータ可読媒体を備えるコンピュータプログラム製品が提供される。

添付の図面を参照して、本発明の特定の実施形態を一例として以下に説明する。

負荷を制御および駆動するためのシステムのブロック図である。 負荷と、統合スイッチング素子および安全動作領域（ＳＯＡ）に基づく保護回路を含む負荷スイッチとの概略図である。 別のＳＯＡに基づく保護回路を示す図である。 −４０℃でのさまざまな値のソース−ドレイン電圧についてのＳＯＡに基づく保護のシミュレーション結果を示す図である。 ２５℃の室温でのさまざまな値のソース−ドレイン電圧についてのＳＯＡに基づく保護のシミュレーション結果を示す図である。 １５０℃の室温でのさまざまな値のソース−ドレイン電圧についてのＳＯＡに基づく保護のシミュレーション結果を示す図である。 １ｍｍ^２の活性領域についてのオン時間に対するピークエネルギ密度のシミュレーション結果を示す図である。 ０．６７ｍｍ^２の活性領域についてのオン時間に対するピークエネルギ密度のシミュレーション結果を示す図である。 ０．２５ｍｍ^２の活性領域についてのオン時間に対するピークエネルギ密度のシミュレーション結果を示す図である。 デジタルの安全動作領域（ＳＯＡ）に基づく保護回路を示す図である。 負荷を制御および駆動するためのシステムを備える自動車両を示す図である。

特定の実施形態の詳細な説明
図１を参照して、負荷２を制御および駆動するためのシステム１が示されている。

システム１は、マイクロコントローラなどのコントローラ３と、制御ロジック５、プリドライバ６（または「ゲートドライバ」）および統合ドライバ７を含む負荷スイッチ集積回路（ＩＣ）４とを含む。

統合ドライバ７は、ｎチャネルのパワー金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）（本明細書では「ｎＭＯＳＦＥＴ」または単に「ｎＭＯＳトランジスタ」とも称される）の形態のスイッチング素子８と、少なくとも１つの温度センサ９とを含む。

ＭＯＳＦＥＴ８は共通ソーストポロジで構成されている。ＭＯＳＦＥＴ８のドレインＤは、負荷スイッチＩＣ４の出力端子ＯＵＴｘに接続される。負荷２が、たとえばバッテリ１０２（図９）などのバッテリからの正電圧源Ｖ_ＢＡＴと出力端子ＯＵＴｘとの間に接続される。ソースＳはスイッチング素子９を介して接地ＧＮＤに接続される。この場合、ローサイドスイッチング構成が用いられる。ワーストケースのドレイン電流Ｉ_{ｌｉｍｉｔ＿ｘ}は電流制限によって規定される。

温度センサ９の挙動は温度過昇（ＯＴ）検出回路１０によって監視され、当該回路１０を用いて、ＭＯＳＦＥＴ８の破壊的な加熱を引き起こし得る、たとえば短絡に起因するＭＯＳＦＥＴ８のＯＴ状態の存在が判定される。

負荷スイッチＩＣ４も安全動作領域（ＳＯＡ）に基づく温度過昇保護回路１１を含み、当該回路１１は、ＳＯＡに基づく判定を用いて、温度過昇検出を補足し、かつ、シャットダウン・イネーブル信号ｎＳＤ（温度過昇が発生した場合はＬＯＷに設定される）を用いてＭＯＳＦＥＴ８を一時的にオフに切り替える。

後で説明するように、温度に基づく保護およびＳＯＡに基づく保護は別々に動作する。したがって、ＭＯＳＦＥＴ８は、温度センサ９が温度過昇を直接測定した結果として、および／または、ＳＯＡに基づく回路１１が温度過昇状態を推論した結果として、オフに切り替えられ得る。

後でより詳細に説明するように、ＳＯＡに基づく保護回路１１は、ＭＯＳＦＥＴ８によって損失される電力量を効果的に計算し、当該電力が所与の閾値を超えるか否かを判定し、超える場合はＭＯＳＦＥＴ８を一時的にシャットダウンする。

電力Ｐは、Ｐ＝ＩＶに従って、電圧Ｖおよび電流Ｉに関連している。
電流Ｉを正確に求めることが好ましい場合があるが、これを達成するのは実際には困難であり得る。たとえば、（電流Ｉが閾値Ｉ_ＯＣを超える）ソフト過負荷と、その値が事実上無限であり得る短絡電流とを区別することは困難であり得る。したがって、規定された高速電流制限Ｉ_{ｌｉｍｉｔ}が電流Ｉの値として用いられ得る。電流は迅速に（たとえば２μｓ以内に）整定し得るため、これで十分であり得る。説明するように、ＳＯＡに基づく保護回路１１は、たとえばわずか１０マイクロ秒または数十マイクロ秒で、迅速に電流を遮断することができる。

電圧Ｖが測定され、電流Ｉの値が仮定または規定されると、電力Ｐまたは電力に依存するパラメータは電圧Ｖを用いて簡単に計算可能である。

ドライバ制御はドライバ制御信号ＯＮｘを介して実行される。ドライバ制御信号ＯＮｘおよびシャットダウン・イネーブル信号ｎＳＤは、ＡＮＤゲート１２への入力である。ＡＮＤゲート１２の出力はプリドライバ６の入力に供給される。

図２を参照して、第１のＳＯＡに基づく保護回路１１，１１_１が示されている。
回路１１は、出力端子ＯＵＴｘとＭＯＳＦＥＴ８のドレインＤとの間のタップ１３（または「ノード」）を介してソース−ドレイン電圧ＶＤＳを検知する。ソース−ドレイン電圧ＶＤＳは、センス抵抗器Ｒ_ＶＤＳによって電流Ｉ_{ｓｅｎｓｅ＿ｉｎ}に変換される。センス抵抗器Ｒ_ＶＤＳは、高温での、すなわちドライバが形成される基板の高温でのシャットダウン感度を高めるために、負の温度係数を有することが好ましい。

この場合は２段電流ミラーである多段電流ミラー１４を用いて、スケール係数ｋだけスケール変更される、縮小された電流が生成され、ｋは約１００である。各段は電流を１０倍スケール変更する。

第１の経路１５がタップ１３と接地ＧＮＤとの間に延びており、センス抵抗器Ｒ_ＶＤＳと、（好ましくは可変の）電圧調整器１６と、ｎ型ＭＯＳＦＥＴの形態であって、そのゲートがプリドライバ６によって供給される過電流信号ＯＣによって制御される第１のトランジスタＱ１のチャネルと、ｎ型ＭＯＳＦＥＴの形態の第２のトランジスタＱ２のチャネルとを備えている。第２のトランジスタＱ２のドレインはそのゲートに接続される。過電流信号ＯＣは、過負荷事象の開始を信号伝達する。所与の閾値ＯＣ_{ｌｉｍｉｔ}未満では、シャットダウンの必要はない。閾値ＯＣ_{ｌｉｍｉｔ}を上回ると、回路１１が動作を開始する。

過電流管理には２つの局面がある。第１に、ＯＣ事象（すなわち、電流Ｉ_ＯＣが上昇してプログラム可能な閾値を超えたこと）を信号伝達するが、依然として負荷２は低いＲ_ＯＮで駆動されることになるＯＣ検出器１０がある。負荷電流がさらに増加すると、ドライバは電流制限モードになる。電流制限モードでは、ドライバは、レベルＩ（＝＝Ｉ_{ｌｉｍｉｔ＿ｘ}）で電流源として機能する。電流が制限されている間、損失電力は単にドライバの両端の電圧降下に依存する。言い換えれば、ＯＣ検出閾値未満では、関連するＳＯＡ電力損失はない。正しい正常動作を試みることおよび保証することを助けるために、ＳＯＡシャットダウン回路は、Ｉ_ＯＣを超えた場合にのみイネーブルにされる。したがって、ＯＣ検出器の出力は、ＳＯＡシャットダウンメカニズム全体に対するＥＮＡＢＬＥ信号として見ることができる。

電圧調整器１６はツェナーダイオードＺＤの形態を取り、ソース−ドレイン電圧閾値ＶＤＳ＿０を設定するために用いられる。ソース−ドレイン電圧閾値ＶＤＳ＿０は、ＳＯＡに基づく回路１１_１が電力を積分し始める（ＶＤＳ＿０×Ｉ_{ｌｉｍｉｔ＿ｘ}）電圧を規定する。言い換えれば、ソース−ドレイン電圧閾値ＶＤＳ＿０は、無制限の永続的な電力損失レジーム（すなわち、ＳＯＡクリティカルではない）から、電力損失が監視されるレジームへの移行をマーク付ける。

ソース−ドレイン電圧閾値ＶＤＳ＿０の値は、ドライバサイズおよびアプリケーションに依存する。当該値は、たとえばｅ−ｆｕｓｅプログラミング（または他の形態のワンタイムプログラミング）によって固定され得る。

経路１５における電流は、検知電流Ｉ_{ｓｅｎｓｅ＿ｉｎ}である。
第２の経路１９が接地ＧＮＤと電源電圧ＶＤＤとの間に延びており、ｎ型ＭＯＳＦＥＴの形態であって、そのゲートが第２のトランジスタＱ２のゲートに接続される第３のトランジスタＱ３のチャネルと、ｎ型ＭＯＳＦＥＴの形態の第４のトランジスタＱ４のチャネルとを含んでいる。第４のトランジスタＱ４のソースはそのゲートに接続される。

第３の経路２７が電源電圧ＶＤＤと接地ＧＮＤとの間に延びており、ｎ型ＭＯＳＦＥＴの形態の第５のトランジスタＱ５と、第１および第２のノード２９、３０と、電流ｉ_{ＳＯＡｒｅｆ}を駆動するプログラマブル電流源３１とを含んでいる。コンデンサＣ_ＳＯＡが電流源３１と並列に、すなわち、第２のノード３０と接地ＧＮＤとの間に配置される。第３の経路２７における電流は、スケール変更されたセンス電流Ｉ_{ｓｅｎｓｅ＿ｉｎ}／ｋである。

レベルシフトを用いて、ノード３０における一貫したスイング振幅が提供される。
キャパシタＣ_ＳＯＡを用いて、スケール変更されたセンス電流Ｉ_{ｓｅｎｓｅ＿ｉｎ}／ｋが積分され、したがって、蓄積された堆積電力が効果的に求められる。

ｉ_{ＳＯＡｒｅｆ}、Ｃ_ＳＯＡおよび／またはＲ_ＶＤＳの値は、ドライバクラスごとに個別に設定される。

第４の経路３５が電源電圧ＶＤＤと接地ＧＮＤとの間に延びており、ｎ型ＭＯＳＦＥＴの形態の第６のトランジスタＱ６と、ＲＳフリップフロップ動作を制御するためのレベル設定抵抗器Ｒ（たとえばＭΩのオーダの値、１０ｓのＭΩを有する）と、ｎ型ＭＯＳＦＥＴの形態の第７のトランジスタＱ７とを含んでいる。第６および第７のトランジスタＱ６、Ｑ７のゲートは第１および第２のノード２９、３０にそれぞれ接続される。

第６のトランジスタＱ６のソースとレベル設定抵抗器Ｒとの間の第４のノード３９が、第１のシュミットトリガ４０の入力に接続される。第６のトランジスタＱ６のドレインとレベル設定抵抗器Ｒとの間の第５のノード４１が、第２のシュミットトリガ４２の入力に接続される。

シュミットトリガ４０、４２の出力は、それぞれの第１および第２のＮＡＮＤゲート４３、４４の第１の入力に供給され、第１および第２のＮＡＮＤゲート４３、４４の出力は他方のＮＡＮＤ４３、４４の第２の入力に与えられて（すなわち、交差結合されて）ＲＳフリップフロップ４５を提供する。

第１のＮＡＮＤゲート４３の出力（すなわち、非反転フリップフロップ出力Ｑ）は、第３のＮＯＲゲート４６の第１の入力に供給される、ＳＯＡに基づくシャットダウン信号ＳＯＡ＿ＳＤである。第３のＮＯＲゲート４６の第２の入力は、温度過昇信号のＯＲ結合である。第３のＮＯＲゲート４６の出力は、シャットダウン・イネーブル信号ｎＳＤとしてドライバコントローラＡＮＤゲート１２に与えられる。

低いソース−ドレイン電圧ＶＤＳで短絡すると、遮断時間が長くなる。後でより詳細に説明するように、静的な電力閾値Ｐ_ｔｏｔ未満ではシャットダウンしない。温度過昇センサ検出器はシャットダウンを引き継いで、Ｔ＜Ｔ_ＯＴでＯＮｘドライバ制御を解除し、Ｔ_ＯＴはシャットダウンの閾値温度である。

電流ｉ_{ＳＯＡｒｅｆ}は回復の持続期間（「クールダウン時間」）を規定し、これは一定であるが、所与のドライバおよびアプリケーションについて設定することができる。

図３を参照して、第２のＳＯＡに基づく保護回路１１、１１_２が示されている。
第２の回路１１、１１_２は、出力端子ＯＵＴｘとＭＯＳＦＥＴ８のドレインＤとの間のタップ１３を介してソース−ドレイン電圧ＶＤＳを検知し、ソース−ドレイン電圧ＶＤＳはセンス抵抗器Ｒ_ＶＤＳによって電流Ｉ_{ｓｅｎｓｅ＿ｉｎ}に変換される。

経路５１がタップ１３と接地ＧＮＤとの間に延びており、センス抵抗器Ｒ_ＶＤＳと、ツェナーダイオードＺＤの形態の電圧調整器１６と、プリドライバ６によって供給される過電流信号ＯＣによって制御されるスイッチＳ１と、ノード５２と、ＳＯＡに基づくシャットダウン信号ＳＯＡ＿ＳＤによって制御される第２のスイッチＳ２と、電流ｉ_{ＳＯＡｒｅｆ}を駆動するプログラマブル電流源５３とを備えている。

ノード５２は、演算増幅器５４と帰還コンデンサＣ_ＳＯＡとを備える積分器５５の演算増幅器５４の反転入力に接続される。電圧基準Ｖｒｅｆが演算増幅器５４の非反転入力に接続される。

演算増幅器５４の出力は、シュミットトリガ５６の入力に接続される。シュミットトリガ５６の出力はインバータ５７の入力に供給され、インバータ５７の出力はＳＯＡに基づくシャットダウン信号ＳＯＡ＿ＳＤである。

インバータの出力は、ＮＯＲゲート５８の第１の入力に供給される。ＮＯＲゲート５８の第２の入力は、温度過昇信号ＯＴｘのＯＲ結合である。ＮＯＲゲート５８の出力は、シャットダウン・イネーブル信号ｎＳＤとしてドライバコントローラＡＮＤゲート１２に与えられる。

第２のＳＯＡに基づく保護回路１１、１１_２は、第１のＳＯＡに基づく保護回路１１、１１_１と実質的に同じように動作する。

図４は、−４０℃での６つの異なる値のソース−ドレイン電圧Ｖ_ＳＤ、すなわち、２．５Ｖ、３Ｖ、４Ｖ、７Ｖ、１４Ｖおよび３２Ｖについて、図２に示す保護回路１１によって生成された時間に対するシャットダウン信号ＳＯＡ＿ＳＤのシミュレーション結果を示す。

２．５および３．５Ｖのソース−ドレイン電圧については、１０ｍｓ以内にシャットダウンはなく、シャットダウン信号ＳＯＡ＿ＳＤはＬＯＷのままである。４Ｖのソース−ドレイン電圧については、シャットダウン信号ＳＯＡ＿ＳＤは２．４ｍｓでＨＩＧＨになり、０．９ｍｓの間ＨＩＧＨのままである。シャットダウン信号ＳＯＡ＿ＳＤは５．１ｍｓで再びＨＩＧＨになり、０．９ｍｓの間ＨＩＧＨのままである。ソース−ドレイン電圧が増加するにつれて、シャットダウン信号ＳＯＡ＿ＳＤのデューティサイクルは増加する。

図５は、２５℃での同じ値のソース−ドレイン電圧Ｖ_ＳＤについて、図２に示す保護回路１１によって生成された時間に対するシャットダウン信号ＳＯＡ＿ＳＤのシミュレーション結果を示す。

２５℃での結果は−４０℃についての結果と同様であるが、デューティサイクルは、対応するソース−ドレイン電圧についてわずかに高い。

図６は、１５０℃での同じ値のソース−ドレイン電圧Ｖ_ＳＤについて、図２に示す保護回路１１によって生成された時間に対するシャットダウン信号ＳＯＡ＿ＳＤのシミュレーション結果を示す。この結果は、シャットダウン信号ＳＯＡ＿ＳＤがより低いソース−ドレイン電圧で、すなわち３ＶでＨＩＧＨになり始めることを示している。

図７は、３つの異なる周囲温度、すなわち、−４０℃、２５℃および１５０℃について、０．８ｍｍ^２のドライバ領域についてのオン時間（単位：μｓ）に対して計算された１平方ミリメートル当たりのエネルギ密度（単位：ｍＪｍｍ^−２）のプロットを示す。また、図６は、−２７℃および１５０℃での対応してサイズ決めされた装置について、オン時間に対して測定された最大安全動作領域エネルギ密度のプロットを示す。

オン抵抗は３５０ｍΩであり、熱抵抗Ｒｔｈは５．５ＫＷ^−１である。計算上、Ｉ＿ｌｉｍｉｔ＿ｍａｘ（すなわち、Ｉ_{ｌｉｍｉｔ＿ｘ}）は６．９Ａである。ピーク損失電力は、Ｉ＿ｌｉｍｉｔ＿ｍａｘにＶ_ＤＳを乗じることにより計算される。平均電流は、Ｉ＿ｌｉｍｉｔ＿ｍａｘにＤを乗じることにより計算され、Ｄはデューティサイクルである。平均損失電力は、ピーク損失電力にＤを乗じることにより計算される。ピークエネルギは、ピーク電力にオン時間を乗じることにより計算される。ピークエネルギ密度は、ピークエネルギにドライバ面積を乗じることにより計算される。平均接合温度は、熱抵抗を乗じた平均損失電力に周囲温度（すなわち、−４０℃、２５℃または１５０℃）を加算することにより計算される。

図７に示すように、計算された１平方ミリメートル当たりのエネルギ密度は、−４０℃、２５℃、および１５０℃においてほぼ同じであり、オン時間とともに指数的に増加するが、安全動作領域内に十分とどまっている。

図８は、同じ３つの周囲温度について、０．６１ｍｍ^２のドライバ面積についてのオン時間に対して計算された１平方ミリメートル当たりのエネルギ密度のプロットを示す。この場合、オン抵抗は７２０ｍΩであり、熱抵抗Ｒｔｈは７．２ＫＷ^−１である。計算上、Ｉ＿ｌｉｍｉｔ＿ｍａｘは４．１Ａである。

図９は、同じ３つの周囲温度について、０．２８ｍｍ^２のドライバ面積についてのオン時間に対して計算された１平方ミリメートル当たりのエネルギ密度のプロットを示す。この場合、オン抵抗は２，４００ｍΩであり、熱抵抗Ｒｔｈは１５．８ＫＷ^−１である。計算上、Ｉ＿ｌｉｍｉｔ＿ｍａｘは１．４Ａである。

上述したＳＯＡに基づく保護回路１１は、アナログ回路によって実現される。しかしながら、ＳＯＡに基づく保護は、以下により詳細に説明するようにデジタル回路によって実現可能である。

図１０を参照して、デジタルのＳＯＡに基づく保護回路１１_３が示されている。
回路１１ｅは、ソース−ドレイン電圧ＶＳＤを間引いてｎビットの電圧信号を出力するアナログ−デジタル変換器６１を含む。

クロック６２のデジタル電圧信号からのクロック信号ＣＬＫが、乗算器６３を用いて電圧信号によって周波数乗算される。乗算されたデジタル電圧信号およびクロック信号は、それぞれの第１および第２のスイッチＳ１、Ｓ２を介して、双方向パルスカウンタ６４のカウントアップ入力およびカウントダウン入力に供給される。ソース−ドレイン電圧閾値ＶＤＳ＿０は、アナログシステムにおいてツェナーダイオードＺＤ（図２）によって与えられるオフセットと同様の適切なオフセットとして、ＡＤＣ６１の内部で考慮される。オーバーフロー割り込みフラグＯＦは、第２のスイッチＳ２、すなわち、カウントダウン入力に供給されるＣＬＫ信号を制御し、アンダーフロー割り込みフラグＵＦは、第１のスイッチＳ１、すなわち、乗算されたデジタル信号を制御する。

オーバーフロー割り込みフラグＯＦは、ＳＯＡに基づくシャットダウン信号ＳＯＡ＿ＳＤを、アナログベースの回路１１_１、１１_２と同様にＮＯＲゲート６５に供給する。

図１１を参照して、自動車両１０１が示されている。
自動車両１０１は、バッテリ１０２と、バッテリ１０２から電力が供給され、コントローラ２によって制御されるそれぞれの負荷スイッチ４によって各々が制御される、たとえばモータなどの複数の異なる負荷２とを含む。ＳＯＡに基づく保護およびシャットダウン回路１１は負荷スイッチ４内に設けられ得る。

変形
上述の実施形態に対してさまざまな変形がなされ得ることが理解されるであろう。このような変形は、負荷スイッチドライバおよびそのコンポーネント部品の設計、製造、および使用において既に周知でありかつ本明細書に既に記載の特徴の代わりにまたはそれに加えて使用され得る、均等なその他の特徴を含み得る。ある実施形態の特徴は別の実施形態の特徴によって置き換えるまたは補足することができる。

ｎＭＯＳトランジスタ６はディスクリート部品であってもよいし、負荷スイッチＩＣまたはプリドライバＩＣ４に統合されてもよい。

請求項は本願において特定の特徴の組み合わせについて作成したが、本発明の開示の範囲は、いずれかの請求項において現在請求されているものと同じ発明に関連するか否か、および、本発明と同一の技術的課題のうちのいずれかまたはすべてを緩和するか否かとは関係なく、本明細書に明示的または暗示的に開示されている新規の特徴または特徴の新規の組み合わせまたはその一般化も含むことを理解されたい。本願または本願から派生するその他いずれかの出願の手続中に、このような特徴および／またはこのような特徴の組み合わせに関して新たな請求項を作成し得ることを、出願人は通知する。

Claims (27)

1. 温度過昇保護回路（１１）であって、
   トランジスタ（８）の両端の電圧（ＶＤＳ）を検知するための入力（１３）と、
   前記トランジスタによって損失される電力を示す、かつ前記電圧に依存する値を記憶するための累算器（Ｃ_ＳＯＡ；５４、Ｃ_ＳＯＡ；６４）と、
   前記値が閾値を超えるか否かを判定し、前記値が前記閾値を超えたことに応じて、前記トランジスタをオフに切り替えることを信号伝達するための信号（ＳＯＡ＿ＳＤ）を生成するように構成された比較器（Ｒ、４５；５６、５７；６４）とを備える、温度過昇保護回路。
2. 前記電圧に応じて電流（Ｉ_{ｓｅｎｓｅ＿ｉｎ}）を生成するように構成された電圧−電流変換器（Ｒ_ＶＤＳ）をさらに備え、前記トランジスタによって損失される電力を示す前記値は前記電流に依存する、請求項１に記載の回路。
3. 電流ミラー（１４）をさらに備える、請求項１または２に記載の回路。
4. 前記累算器（Ｃ_ＳＯＡ；５４、Ｃ_ＳＯＡ；６４）はコンデンサ（Ｃ_ＳＯＡ）を備える、請求項１から３のいずれか１項に記載の回路。
5. 前記累算器（Ｃ_ＳＯＡ；５４、Ｃ_ＳＯＡ；６４）は演算増幅器（５４）を備える、請求項１から４のいずれか１項に記載の回路。
6. 前記入力（１３）と基準レベル（ＧＮＤ）との間に配置された経路（１５、１９、２７；５１）を備え、前記経路は抵抗器（Ｒ_ＶＤＳ）を備える、請求項１から５のいずれか１項に記載の回路。
7. 前記抵抗器（Ｒ_ＶＤＳ）は負の温度係数を有する、請求項６に記載の回路。
8. 前記経路は電圧調整器（ＺＤ）をさらに備える、請求項１から７のいずれか１項に記載の回路。
9. 前記電圧調整器（ＺＤ）はツェナーダイオードを備える、請求項７に記載の回路。
10. 前記経路（１５、１９、２７；５１）は、前記値を選択的に制御するための電流源（３１；５３）をさらに備える、請求項２に従属する場合の請求項１から９のいずれか１項に記載の回路。
11. 前記比較器（Ｒ、４５；５６、５７；６４）は少なくとも１つのシュミットトリガを備える、請求項１から１０のいずれか１項に記載の回路。
12. 前記電圧（ＶＤＳ）を間引いて、デジタル化された電圧を出力するように構成されたアナログ−デジタル変換器（６１）をさらに備え、
    前記比較器は、前記デジタル化された電圧に依存する信号を受信するように構成されたカウンタ（６４）を備える、請求項１に記載の回路。
13. クロック信号（ＣＬＫ）を与えるように配置されたクロック（６２）と、
    乗算器（６３）とをさらに備え、
    前記乗算器は、前記クロック信号（ＣＬＫ）に前記デジタル化された電圧を乗算して、電圧制御されて周波数乗算されたクロック信号を前記カウンタに与えるように構成される、請求項１２に記載の回路。
14. 前記カウンタ（６４）の累積および減少を制御するように配置された第１および第２のスイッチ（Ｓ１、Ｓ２）をさらに備える、請求項１２または１３に記載の回路。
15. 前記比較器からの出力と温度過昇検出回路からの出力とを受信し、前記トランジスタをオフに切り替える制御信号（ｎＳＤ）を出力するように構成されたゲート（４６；６５）をさらに備える、請求項１から１４のいずれか１項に記載の回路。
16. 請求項１から１５のいずれか１項に記載の回路を備える集積回路（４）。
17. 制御ロジック（５）と、
    ドライバを制御して前記トランジスタのスイッチングを制御するためのプリドライバ（６）とをさらに備える、請求項１６に記載の集積回路。
18. 前記トランジスタを備えるドライバ（７）をさらに備える、請求項１６または１７に記載の集積回路。
19. 請求項１６、１７または１８に記載の集積回路と、
    ドライバまたは前記ドライバに接続された負荷（２）とを備える、システム。
20. 前記負荷はモータである、請求項１９に記載のシステム。
21. 前記負荷はバルブである、請求項２０に記載のシステム。
22. 前記集積回路と通信するコントローラをさらに備える、請求項１０から１２のいずれか１項に記載のシステム。
23. 請求項１から１５のいずれか１項に記載の回路、請求項１６から１８のいずれか１項に記載の集積回路、および／または請求項１９から２２のいずれか１項に記載のシステムを備える、自動車両。
24. 温度過昇保護の方法であって、前記方法は、
    トランジスタ（８）の両端の電圧（ＶＤＳ）を検知することと、
    前記トランジスタによって損失される電力を示す、かつ前記電圧に依存する値を記憶することと、
    前記値が閾値を超えるか否かを判定し、前記値が前記閾値を超えたことに応じて、前記トランジスタをオフに切り替えることを信号伝達するための信号（ＳＯＡ＿ＳＤ）を生成することとを備える、方法。
25. 前記電圧に応じて電流（Ｉ_{ｓｅｎｓｅ＿ｉｎ}）を生成することをさらに備える、請求項２４に記載の方法。
26. 請求項２４または２５に記載の方法を実行するように構成されたハードウェア回路。
27. コンピューティングデバイスによって実行されると前記コンピューティングデバイスに請求項２４または２５に記載の方法を実行させる、コンピュータプログラム。

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