JP2021047087A - 測距装置及び測距方法 - Google Patents

Abstract

【課題】送信部にＶＣＯ直接変調方式を用い、受信部にＳＨ方式を用いた構成であっても、正確な測距を実現する測距装置を提供する。【解決手段】実施形態によれば、装置１は、第１基準信号源ＯＳＣ１と、第１基準信号源の出力を用いて２つ以上の第１キャリア信号を送信すると共に２つ以上の第２キャリア信号を受信する第１送受信器と、算出部を具備し、装置２は、第１基準信号源とは独立に動作する第２基準信号源ＯＳＣ２と、第２の基準信号源の出力を用いて２つ以上の第２キャリア信号を送信すると共に２つ以上の第１キャリア信号を受信する送受信器とを具備し、２つ以上の第１キャリア信号の周波数群と２つ以上の第２キャリア信号の周波数群はそれぞれ異なり、算出部は、第１及び第２キャリア信号の受信によって得られる位相検出結果に基づいて装置１と装置２間の距離の算出を行う。【選択図】図２

Description

本発明の実施形態は、測距装置及び測距方法に関する。

近年、車の施錠・開錠を容易にするキーレスエントリシステムが多くの自動車に採用されている。この技術によれば、自動車のユーザは、自動車のキーと自動車間の通信を利用してドアを施錠・開錠することができる。更に近年、ユーザがキーに触れることなくドアを施錠・開錠したり、エンジンを始動させたりすることができるスマートキーシステムも広く普及している。

しかしながら、所謂リレーアタックを行う攻撃者がキーと自動車間の通信に侵入し、車または車内物品を盗難する事件が多発している。この攻撃、すなわち所謂リレーアタックの防御策としてキーと自動車間の距離を測定し、距離が所定の距離以上と判断したときは通信による車の制御を禁止する策が検討されている。

特開２０１８−１５５７２４公報

そこで、実施形態は、正確な測距を実現する測距装置及び測距方法を提供することを目的とする。

実施形態によれば、キャリア位相検出に基づいて距離を算出する測距装置は、少なくとも一方が移動自在な第１装置及び第２装置により取得した位相情報に基づいて前記第１装置と第２装置との間の距離を算出する算出部を有する。前記第１装置は、第１基準信号源と、前記第１基準信号源の出力を用いて２つ以上の第１キャリア信号を送信すると共に２つ以上の第２キャリア信号を受信する第１送受信器とを具備する。前記第２装置は、前記第１基準信号源とは独立に動作する第２基準信号源と、前記第２の基準信号源の出力を用いて前記２つ以上の第２キャリア信号を送信すると共に前記２つ以上の第１キャリア信号を受信する第２送受信器とを具備する。前記２つ以上の第１キャリア信号の周波数群と前記２つ以上の第２キャリア信号の周波数群はそれぞれ異なる。前記算出部は、前記第１及び第２キャリア信号の受信によって得られる位相検出結果に基づいて前記距離の算出を行う。

通信型位相検出方式により、２つの装置間で測距を行う測距システムの構成図である。 通信型位相検出方式により、２つの装置間で測距を行う測距システムの無線回路の構成図である。 ２つの装置の一方から送信される測距信号から検出される位相について説明するための測距システムの無線回路の構成図である。 ２つの装置の他方から送信される測距信号から検出される位相について説明するための測距システムの無線回路の構成図である。 周波数を変更して、２つの装置の一方から送信される測距信号から検出される位相について説明するための測距システムの無線回路の構成図である。 周波数を変更して、２つの装置の他方から送信される測距信号から検出される位相について説明するための測距システムの無線回路の構成図である。 第１の実施形態に関わる測距システムが適用されるスマートキーシステムを説明するための構成図である。 第１の実施形態に関わる、２つの装置の構成を示すブロック図である。 第１の実施形態に関わる、２つの装置間で測距を行う測距システムの無線回路の構成図である。 第１の実施形態に関わる、２つの装置の一方から他方へ第１キャリア群の１波を送信し、２つの装置の他方で位相を検出するまでの信号処理の流れを説明するための測距システムの無線回路の構成図である。 第１の実施形態に関わる、２つの装置の他方から一方へ第２キャリア群の１波を送信し、２つの装置の一方で位相を検出するまでの信号処理の流れを説明するための測距システムの無線回路の構成図である。 図１０と図１１で説明した２つの装置が送信した測距信号の周波数関係を示す図である。 第１の実施形態に関わる、２つの装置が送信する４つの測距信号の周波数関係を示す図である。 第１の実施形態に関わる、図１０とは異なる周波数を用いた図１０に対応した測距システムの無線回路の構成図である。 第１の実施形態に関わる、図１１とは異なる周波数を用いた図１１に対応した測距システムの無線回路の構成図である。 第２の実施形態に関わる、複数回送受信される測距信号のタイミングチャートである。 第１及び第２の実施形態の変形例に関わる、２つの測距信号の周波数差を説明するための図である。 第１及び第２の実施形態の変形例に関わる、１つの装置における無線回路の構成図である。 図１８の変形例を示す図である。

以下、図面を参照して実施形態を説明する。以下に説明する各実施形態によれば、送信部にＶＣＯ直接変調方式を用い、受信部にＳＨ方式を用いた構成であっても、正確な測距を実現する測距装置及び測距方法を提供することができる。
（第１の実施形態）
（構成）
測距方式には時間検出方式、周波数差検出方式、位相検出方式などがあるが、実装の簡易性から、各装置間の通信によって各装置間の距離を求める通信型位相検出方式を採用した測距システムが注目されている。しかし、各装置間の基準信号は独立に動作することから、互いに初期位相が異なるため一般に通信型位相検出方式では測距精度が大きく劣化する。そこで、一方の装置で検出した位相情報を他方の装置へ伝えることにより測距を可能にする技術が提案されている。その提案によれば、対となる２つの測距装置の受信部で検出した信号の位相情報を用いて、所定の演算を施すことにより精度の良い距離を算出することができる。

一方で、測距装置はキー側にも搭載されるため、キーの電池の寿命を長くする要求があり、測距装置の低消費電力化が求められる。測距装置の消費電力の大半は無線部で消費されるので、無線部の低消費電力化が要望される。無線部の消費電力は無線部のアーキテクチャに強く依存する。送信部に電圧制御発振器（ＶＣＯ）直接変調方式（以下、ＶＣＯ直接変調方式ともいう）を用い、受信部にスーパーヘテロダイン（ＳＨ）方式（以下、ＳＨ方式ともいう）もしくはＬｏｗ−ＩＦ受信方式を用いる構成が低消費電力の構成として広く知られている。ゆえに、送信部にＶＣＯ直接変調方式を用い、受信部にＳＨ方式を用いた構成により測距装置を実現することが望まれるが、送信部にＶＣＯ直接変調方式を用い、受信部にＳＨ方式を用いて測距する場合、上記の提案された技術を用いても、正確な測距ができない。

はじめに、送信部に電圧制御発振器（ＶＣＯ）直接変調方式を用い、受信部にスーパーヘテロダイン（ＳＨ）方式を用いた構成の測距装置では、対となる２つの測距装置の受信部で検出した信号の位相情報を用いても、正確な測距ができない理由を説明する。

図１は、通信型位相検出方式により、２つの装置間で測距を行う測距システムの無線回路の構成図である。測距システム１００Ａは、装置１Ａと装置２Ａを含む。装置１Ａと装置２Ａの少なくとも一方が移動自在である。測距システム１００Ａでは、キャリア位相検出に基づいて、装置１Ａと装置２Ａ間の距離が算出される。装置１Ａと装置２Ａの一方が、装置１Ａ及び装置２Ａにより取得した位相情報に基づいて距離を算出する場合を考える。

装置１Ａが第１の測距信号を送信し、装置２Ａが第２の測距信号を送信する。第１及び第２の測距信号は、それぞれ装置１Ａと装置２Ａ間の伝搬経路ＰＤＬＹを経由して、装置２Ａ及び装置１Ａへ到達する。装置１Ａ及び装置２Ａは、送信部に低消費電力のＶＣＯ直接変調方式を用い、受信部に低消費電力のＳＨ方式を用いた無線回路を有している。

図１は、装置１Ａ及び装置２Ａの簡略化した無線部の構成を示す。装置１Ａは、装置固有の発振器１（以下、ＯＳＣ１という）、周波数マルチプライヤ１（以下、ｍｐｌ１という）、ＲＦ周波数変換器１（以下、ＲＦＭＩＸ１という）、周波数分周器１（以下、ｄｉｖ１という）、中間（ＩＦ）周波数変換器１（以下、ＩＦＭＩＸ１という）を有する。装置２Ａも、装置１Ａと同様の無線アーキテクチャを有し、装置固有の発振器２（以下、ＯＳＣ２という）、周波数マルチプライヤ２（以下、ｍｐｌ２という）、ＲＦ周波数変換器２（以下、ＲＦＭＩＸ２という）、周波数分周器２（以下、ｄｉｖ２という）、中間（ＩＦ）周波数変換器２（以下、ＩＦＭＩＸ２という）を有する。

まず、装置１Ａが、装置２Ａへ単一トーン波の第１の測距信号を送信し、装置２Ａは装置１Ａから送られた単一トーン波の第１の測距信号を受信する場合を考える。

基準信号源であるＯＳＣ１の発信周波数は、ｆ_ｘ１であり、基準信号源であるＯＳＣ２の発信周波数は、ｆ_ｘ２である。ＯＳＣ１の出力信号Ｓ１は、ｍｐｌ１に入力され、ＯＳＣ２の出力信号Ｓ４は、ｍｐｌ２に入力される。

ＲＦＭＩＸ１には、ｍｐｌ１の出力信号Ｓ２が入力され、ＲＦＭＩＸ１は、装置２Ａから受信した第２の測距信号を変調し、出力信号Ｓ１１をＩＦＭＩＸ１に出力する。ＩＦＭＩＸ１には、ｄｉｖ１からの出力信号Ｓ３とＲＦＭＩＸ１からの出力信号Ｓ１１が入力され、ＩＦＭＩＸ１は、ＩＱ信号である出力信号Ｓ１２を出力する。ＲＦＭＩＸ２には、ｍｐｌ２の出力信号Ｓ５を入力して、装置１Ａから受信した第１の測距信号を変調し、出力信号Ｓ８をＩＦＭＩＸ２に出力する。ＩＦＭＩＸ２は、ｄｉｖ２からの信号Ｓ６とＲＦＭＩＸ２からの信号Ｓ８を入力して、ＩＱ信号である出力信号Ｓ９を出力する。

ｍｐｌ１は、ＯＳＣ１からの出力信号Ｓ１の発振周波数ｆ_ｘ１をｋ_Ｈ倍したのち、出力信号Ｓ２をアンテナに供給して、第１の測距信号が装置１Ａから送信される。ここで、ＯＳＣ１の出力信号Ｓ１は、次の式（１）で表される。

ｌｏ_ｘ１＝ｓｉｎ（２πｆ_ｘ１ｔ＋θ_ｘ１） ・・・（１）
ＯＳＣ１の出力信号Ｓ１を入力したｍｐｌ１の出力信号Ｓ２の位相は、次の式（２）で表される。

φ_ｔｘ１＝２πｋ_Ｈｆ_ｘ１ｔ＋θ_Ｈｘ１ ・・・（２）
ここで、θ_ｘ１は、ＯＳＣ１の基準発振信号の初期位相、θ_Ｈｘ１は、ｍｐｌ１の出力信号Ｓ２の初期位相である。ｍｐｌ１の出力信号Ｓ２は、一般に位相ロックループ（ＰＬＬ）技術と電圧制御発振器（ＶＣＯ）技術により生成される。

一方、装置２Ａでは、装置１Ａから出力されたＲＦ周波数信号の第１の測距信号を受信するため、第１の測距信号は、装置２ＡのＲＦＭＩＸ２に入力される。ＲＦＭＩＸ２には、ｍｐｌ２の出力信号Ｓ５が入力される。ｍｐｌ２の出力信号Ｓ５の周波数はｆ_ｘ２のｋ_Ｈ倍ではなく、（ｋ_Ｈ＋ｍ）倍とした。この理由は装置１Ａから送信された信号の周波数はｋ_Ｈｆ_ｘ１であり、装置２ＡのＲＦＭＩＸ２で周波数変換された後は、中間周波数（以下、ＩＦ周波数という）を約（−ｍｆ_ｘ２）倍に設定するためである。このとき、出力信号Ｓ５の位相は、次の式（３）で表される。

φ_ｔｘ２＝２π（ｋ_Ｈ＋ｍ）ｆ_ｘ２ｔ＋θ_Ｈｍｘ２ ・・・（３）
ここで、θ_Ｈｍｘ２はｍｐｌ２が周波数設定を（ｋ_Ｈ＋ｍ）ｆ_ｘ２としたときの出力信号Ｓ５の初期位相を表す。ＲＦＭＩＸ２に注入される局部発振（ＬＯ）信号にはｍｐｌ２の出力信号Ｓ５が用いられる。ＲＦＭＩＸ２により周波数変換された受信信号である第１の測距信号はＩＦＭＩＸ２を介して図示しない復調器により復調されて、位相が検出される。ＩＦＭＩＸ２に入力されるＩＦＭＩＸ２用の局部発振（ＬＯ）信号の周波数は、ＯＳＣ２の発振周波数の（−ｍ）倍とし、ｄｉｖ２の出力信号Ｓ６の位相は、次の式（４）で表される。

φ_ｂ２＝−ｍ２πｆ_ｘ２ｔ＋θ_Ｂｘ２ ・・・（４）
ここで、θ_Ｂｘ２は、ＩＦＭＩＸ２用の局部発振（ＬＯ）信号の初期位相であり、周波数（−ｍｆ_ｘ２）は、ＩＦ周波数である。

次に図２を用いて、装置２Ａから装置１Ａへ単一トーン波である第２の測距信号を送る場合について説明する。図２は、通信型位相検出方式により、２つの装置間で測距を行う測距システムの無線回路の構成図である。装置２Ａの基準発振信号であるＯＳＣ２の出力信号Ｓ４は、次の式（５）で表される。

ｌｏ_ｘ２＝ｓｉｎ（２πｆ_ｘ２ｔ＋θ_ｘ２） ・・・（５）
ＯＳＣ２の出力信号Ｓ４を入力したｍｐｌ２の出力信号Ｓ５の位相は、次の式（６）で表される。

φ_ｔｘ２＝２πｋ_Ｈｆ_ｘ２ｔ＋θ_Ｈｘ２ ・・・（６）
ここで、θ_ｘ２は、ＯＳＣ２の基準発振信号の初期位相、θ_Ｈｘ２は、ｍｐｌ２の出力信号Ｓ５の初期位相である。ｍｐｌ２の出力信号Ｓ５は、一般に位相ロックループ（ＰＬＬ）技術と電圧制御発振器（ＶＣＯ）技術により生成される。

一方、装置１Ａでは、装置２Ａから出力されたＲＦ周波数信号の第２の測距信号を受信するため、第２の測距信号は、ＲＦＭＩＸ１に入力される。ＲＦＭＩＸ１には、ｍｐｌ１の出力信号Ｓ２も入力される。ｍｐｌ１の出力信号Ｓ２の周波数はｆ_ｘ１のｋ_Ｈ倍ではなく、（ｋ_Ｈ＋ｍ）倍とした。この理由は装置２Ａから送信された信号の周波数はｋ_Ｈｆ_ｘ２であり、装置１ＡのＲＦＭＩＸ１で周波数変換された後は、ＩＦ周波数を約ｍｆ_ｘ１に設定するためである。このとき、出力信号Ｓ２は、次の式（７）で表される。

φ_ｔｘ１＝２π（ｋ_Ｈ＋ｍ）ｆ_ｘ１ｔ＋θ_Ｈｍｘ１ ・・・（７）
ここで、θ_Ｈｍｘ１は、ｍｐｌ１が周波数設定を（ｋ_Ｈ＋ｍ）ｆ_ｘ１としたときの初期位相を表す。ＲＦＭＩＸ１に注入される局部発振（ＬＯ）信号にはｍｐｌ１の出力信号Ｓ２が用いられる。ＲＦＭＩＸ１により周波数変換された受信信号である第２の測距信号はＩＦＭＩＸ１を介して図示しない復調器により復調されて、位相が検出される。ＩＦＭＩＸ１に入力されるＩＦＭＩＸ１用ＬＯ信号の周波数は、ＯＳＣ２の発振周波数の（−ｍ）倍され、ｄｉｖ１の出力信号Ｓ３の位相は、次の式（８）で表される。

φ_ｂ１＝−ｍ２πｆ_ｘ１ｔ＋θ_Ｂｘ１ ・・・（８）
ここで、θ_Ｂｘ１は、ＩＦＭＩＸ１用の局部発振（ＬＯ）信号の初期位相であり、周波数（−ｍｆ_ｘ１）は、ＩＦ周波数である。

次に、装置１Ａから周波数ｋ_Ｈｆ_ｘ１の第１の測距信号が送信され、装置２Ａで受信され、装置２Ａで検出する位相情報について、図３を参照して説明する。図３は、２つの装置の一方から送信される測距信号から検出される位相について説明するための測距システムの無線回路の構成図である。なお、図３ではｄｉｖ１、ＲＦＭＩＸ１、ＩＦＭＩＸ１は動作に関係ないため、一点鎖線で示した。伝搬経路ＰＤＬＹの通過後の第１の測距信号Ｓ７の位相は、次の式（９）で表される。

φ_ｒｘ２＝２πｋ_Ｈｆ_ｘ１ｔ（ｔ−τ_Ｒ）＋θ_Ｈｘ１ ・・・（９）
ここで、τ_Ｒは、伝搬経路の遅延時間である。第１の測距信号Ｓ７はｍｐｌ２の出力信号Ｓ５により周波数変換され、ＲＦＭＩＸ２の出力信号Ｓ８の位相は、次の式（１０）で表される。

φ_ｉｆｘ２（ｔ）＝２πｋ_Ｈ（ｆ_ｘ１−ｆ_ｘ２）ｔ−２πｍｆ_ｘ２ｔ
＋（θ_Ｈｘ１−θ_Ｈｍｘ２）−２πｋ_Ｈｆ_ｘ１τ_Ｒ ・・・（１０）
なお、ここでは所望の信号のみを抽出した結果を示している。この出力信号Ｓ８がｄｉｖ２の出力信号Ｓ６により周波数変換され、装置２Ａで検出されるＩＦＭＩＸ２の出力信号Ｓ９の位相は、次の式（１１）で表される。

φ_ＢＢ２Ｈ（ｔ）＝２πｋ_Ｈ（ｆ_ｘ１−ｆ_ｘ２）ｔ＋（θ_Ｈｘ１−θ_Ｈｍｘ２）
−θ_Ｂｘ２−２πｋ_Ｈｆ_ｘ１τ_Ｒ ・・・（１１）
なお、ここでは所望の直交復調した結果を記載している。

次に、装置２Ａから周波数ｋ_Ｈｆ_ｘ２の第２の測距信号が送信され、装置１Ａで受信され、装置１Ａで検出する位相情報を、図４を参照して説明する。図４は、２つの装置の他方から送信される測距信号から検出される位相について説明するための測距システムの無線回路の構成図である。なお、図４ではｄｉｖ２、ＲＦＭＩＸ２、ＩＦＭＩＸ２は動作に関係ないため、一点鎖線で示した。伝搬経路ＰＤＬＹの通過後の第２の測距信号Ｓ１０の位相は、次の式（１２）で表される。

φ_ｒｘ１＝２πｋ_Ｈｆ_ｘ２（ｔ−τ_Ｒ）＋θ_Ｈｘ２ ・・・（１２）
ここで、τ_Ｒは、伝搬経路の遅延時間である。第２の測距信号Ｓ１０はｍｐｌ１の出力信号Ｓ２により周波数変換され、ＲＦＭＩＸ１の出力信号Ｓ１１の位相は、次の式（１３）で表される。

φ_ｉｆｘ１（ｔ）＝２πｋ_Ｈ（ｆ_ｘ２−ｆ_ｘ１）ｔ−２πｍｆ_ｘ１ｔ
＋（θ_Ｈｘ２−θ_Ｈｍｘ１）−２πｋ_Ｈｆ_ｘ２τ_Ｒ ・・・（１３）
なお、ここでは所望の信号のみを抽出した結果を示している。この出力信号Ｓ１１がｄｉｖ１の出力信号Ｓ３により周波数変換され、装置１Ａで検出されるＩＦＭＩＸ１の出力信号Ｓ１２の位相は、次の式（１４）で表される。

φ_ＢＢ１Ｈ（ｔ）＝２πｋ_Ｈ（ｆ_ｘ２−ｆ_ｘ１）ｔ＋（θ_Ｈｘ２−θ_Ｈｍｘ１）
−θ_Ｂｘ１−２πｋ_Ｈｆ_ｘ２τ_Ｒ ・・・（１４）
なお、ここでは所望の直交復調した結果を記載している。

装置１Ａと装置２Ａの送信信号、つまり、第１の測距信号と第２の測距信号は一般に（ほぼ）同一周波数を想定しているので、次の式（１５）の関係が成り立つ。

ｆ_ｘ１≒ｆ_ｘ２ ・・・（１５）
ここでは理想的に、もしくは簡単のために、第１の測距信号と第２の測距信号は同一周波数を想定しているので、次の式（１６）の関係を仮定する。

ｆ_ｘ１＝ｆ_ｘ２ ・・・（１６）
この場合、装置１Ａで検出される第２の測距信号Ｓ１０の位相φ_ＢＢ１Ｈ（ｔ）および装置２Ａで検出される第１の測距信号Ｓ７の位相φ_ＢＢ２Ｈ（ｔ）はそれぞれ、次の式（１７）、（１８）で表される。

φ_ＢＢ１Ｈ（ｔ）＝（θ_Ｈｘ２−θ_Ｈｍｘ１）−θ_Ｂｘ１−２πｋ_Ｈｆ_ｘ１τ_Ｒ ・・・（１７）
φ_ＢＢ２Ｈ（ｔ）＝（θ_Ｈｘ１−θ_Ｈｍｘ２）−θ_Ｂｘ２−２πｋ_Ｈｆ_ｘ１τ_Ｒ ・・・（１８）
装置１Ａと装置２Ａ間の距離をＲ、光速をｃとすると、τ_Ｒ＝Ｒ／ｃの関係と、式（１７）、（１８）から、次の式（１９）が得られる。

式（１９）の第１項は装置１Ａと装置２Ａで観測した位相及び既知の情報の演算であるが、第２項はｍｐｌ１、ｍｐｌ２、ｄｉｖ１、ｄｉｖ２の初期位相の情報を含んでおり、観測できない情報である。したがって、装置１Ａ、装置２Ａが同一周波数の測距信号を送信すると、すなわち、ここでは、周波数ｋ_Ｈｆ_ｘ１の測距信号を往復した場合に検出する位相結果を用いては正確な測距ができない。これは送信時と受信時で初期位相が変化することに起因する。

次に、図３のｍｐｌ１、ｍｐｌ２の周波数乗算係数ｋ_Ｈをｋ_Ｌに変更することにより、測距信号の周波数をｋ_Ｈｆ_ｘ１からｋ_Ｌｆ_ｘ１に変更することができる。この場合、ｍｐｌ１、ｍｐｌ２の初期位相も周波数変更により変更される。図５は、周波数を変更して、２つの装置の一方から送信される測距信号から検出される位相について説明するための測距システムの無線回路の構成図である。図５は装置１Ａから装置２Ａへ第１の測距信号を送信する場合の図であり、ｍｐｌ１の出力信号Ｓ２の位相とｍｐｌ２の出力信号Ｓ５の位相は、それぞれ次の式（２０）、（２１）で表わされる。

φ_ｔｘ１＝２πｋ_Ｌｆ_ｘ１ｔ＋θ_Ｌｘ１ ・・・（２０）
φ_ｔｘ２＝２π（ｋ_Ｌ＋ｍ）ｆ_ｘ２ｔ＋θ_Ｌｍｘ２ ・・・（２１）
同様に、図４のｍｐｌ１、ｍｐｌ２の周波数乗算係数ｋ_Ｈをｋ_Ｌに変更することにより、第１の測距信号の周波数をｋ_Ｈｆ_ｘ１からｋ_Ｌｆ_ｘ１に変更することができる。この場合、ｍｐｌ１、ｍｐｌ２の初期位相も周波数変更により変更される。図６は、周波数を変更して、２つの装置の他方から送信される測距信号から検出される位相について説明するための測距システムの無線回路の構成図である。図６は装置２Ａから装置１Ａへ測距信号を送信する場合の図であり、出力信号Ｓ２の位相と出力信号Ｓ５の位相は、それぞれ次の式（２２）、（２３）で表される。

φ_ｔｘ１＝２π（ｋ_Ｌ＋ｍ）ｆ_ｘ１ｔ＋θ_Ｌｍｘ１ ・・・（２２）
φ_ｔｘ２＝２πｋ_Ｌｆ_ｘ２ｔ＋θ_Ｌｘ２ ・・・（２３）
簡単のため、式（１６）に示すようにｆ_ｘ１＝ｆ_ｘ２として解析を進める。測距信号の周波数ｋ_Ｌｆ_ｘ１の場合において、装置１Ａで検出される第２の測距信号Ｓ１０の位相φ_ＢＢ１Ｌ（ｔ）および装置２Ａで検出される第１の測距信号Ｓ７の位相φ_ＢＢ２Ｌ（ｔ）を求めると、それぞれ、次の式（２４）、（２５）で表される。

φ_ＢＢ１Ｌ（ｔ）＝（θ_Ｌｘ２−θ_Ｌｍｘ１）−θ_Ｂｘ１−２πｋ_Ｌｆ_ｘ１τ_Ｒ ・・・（２４）
φ_ＢＢ２Ｌ（ｔ）＝（θ_Ｌｘ１−θ_Ｌｍｘ２）−θ_Ｂｘ２−２πｋ_Ｌｆ_ｘ１τ_Ｒ ・・・（２５）
式（１７）、式（１８）、式（２４）、式（２５）から、次の式（２６）が得られる。

したがって、周波数ｋ_Ｈｆ_ｘ１と周波数ｋ_Ｌｆ_ｘ１の２つの測距信号が往復した場合でも、検出される位相情報を用いては正確な測距ができない。前述したように、これは、装置１Ａ、装置２Ａそれぞれで送信時の初期位相と受信時の初期位相が変化することに起因するものである。周波数を変え、２種類の位相情報を取得し、その差分をとっても相殺されるものではない。

次に、本実施形態に関わる、正確な測距を実現する測距システムについて説明する。測距システムは、送信部にＶＣＯ直接変調方式を用い、受信部にＳＨ方式を用いた構成を有する。

図７は、本実施形態に関わる測距システムが適用されるスマートキーシステムを説明するための構成図である。測距システム１００は、装置１と装置２を含む。装置１と装置２の少なくとも一方が移動自在である。測距システム１００では、キャリア位相検出に基づいて、装置１と装置２間の距離が算出される。装置１と装置２の少なくとも一方が、装置１及び装置２により取得した位相情報に基づいて装置１と装置２間の距離を算出する算出部を有する。

自動車Ｃの施錠及び解錠をするためのスマートキーシステムは、自動車Ｃと、自動車Ｃのドアの施錠・開錠及びエンジンの始動のためのキーＫとを有して構成される。より詳しくは、スマートキーシステムは、自動車Ｃに搭載された装置１と、キーＫに内蔵された装置２との間で、所定のプロトコルに従って無線通信を行い、自動車においてキーＫが正しく認証されると、ドアの施錠等を可能とする。

図８は、装置１と装置２の構成を示すブロック図である。装置１と装置２とは、距離Ｒだけ離間している。距離Ｒは、例えば、キーＫを保持する自動車Ｃのユーザと、自動車Ｃ間の距離に対応する。

装置１は、無線回路１１、アンテナ回路１２、プロセッサ１３及びメモリ１４を含む。同様に、装置２は、無線回路２１、アンテナ回路２２、プロセッサ２３及びメモリ２４を含む。

無線回路１１及び２１は、後述するビーコン信号などの各種無線信号の送受信のための回路を含む。さらに、無線回路１１及び２１は、測距信号の送受信のための回路を含むが、測距のための回路の構成については後述する。

アンテナ回路１２及び２２は、１つ以上のアンテナを有しており、それぞれ、無線回路１１及び２１からの送信信号に応じた送信波を送信することができるようになっている。また、アンテナ回路１２及び２２は、それぞれ、アンテナ回路２２及び１２からの送信波を受信して受信信号を無線回路１１及び２１に供給するようになっている。

プロセッサ１３及び２３、それぞれ無線回路１１及び２１を制御する。プロセッサ１３及び２３は、それぞれ、中央処理装置（ＣＰＵ）を用いてメモリ１４及び２４に記憶されたソフトウエアを読み出して実行することにより、所定の機能を実現するように構成されている。なお、プロセッサ１３及び２３は、それぞれ、半導体装置を含む電子回路により構成されてもよい。

装置１のプロセッサ１３は、ビーコン信号を所定の周期で送信するように無線回路１１を制御する。装置２のプロセッサ２３は、無線回路２１を介してビーコン信号を受信すると、所定の信号を送信し、装置１と２との間で通信を行うように無線回路２１を制御する。その通信において認証が行われ、認証が行われると、装置１のプロセッサ１３は、自動車Ｃの図示しない制御装置へ認証がされたことを通知する。その結果、ドアの解錠が可能となり、エンジンの始動も可能となる。

本実施形態では、リレーアタック対策のために、装置１と２間の距離Ｒが測定される。そのため、上記の認証がされても、距離Ｒが所定の距離値未満でないときは、ドアの解錠等が可能とならないように、自動車Ｃのドアなどが制御可能となる。すなわち、上述した認証後に、自動車ＣとキーＫ間の距離Ｒが測定され、距離Ｒが所定の距離値以上と判断したときは、自動車Ｃにおいてドアの解錠などができないように、自動車Ｃの制御装置は、ドアの解錠などを禁止する処理を取ることができる。

装置１と装置２の一方で検出した位相情報は、装置１と装置２の他方へ送信され、その他方の装置において、距離Ｒが算出される。ここでは、自動車Ｃの装置１が、装置１で検出した位相情報と、装置２から受信した位相情報とを用いて、距離Ｒを算出する。そのため、装置１のプロセッサ１３が、距離Ｒを算出する算出部を有する。距離Ｒが所定値以上であるときは、自動車Ｃにおいてドアの解錠などができないように、自動車Ｃの制御装置は、ドアの解錠などを禁止する処理を取る。

装置１及び装置２の各送受信器の送信部は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）の出力信号を直接変調する構成を有し、装置１及び装置２の各送受信器の受信部は、ヘテロダイン方式もしくはＬｏｗ−ＩＦ方式の構成を有する。

装置１と２は、互いに独立な基準信号を有する。ここでは、装置１と装置２間の距離を測定するために、各装置１、２が送信部にＶＣＯ直接変調方式を用い、受信部にＳＨ方式を用いた無線部アーキテクチャ構成は、低消費電力の点で有利である。この構成において、装置１から装置２へ第１の測距信号を送り、装置２から装置１へ第２の測距信号を送り、装置１と装置２で検出した位相情報をもとに距離Ｒが測定される。装置１から装置２へ送信する複数の測距信号を第１キャリア群とし、装置２から装置１へ送信する測距信号を第２キャリア群とする。ここで、キャリア群と記したのは２波以上を用いるためであるが、その効果については後ほど記載するとともに、以下の例では簡単のため２波について説明する。また、後ほど説明するが、第１キャリア群及び第２キャリア群に含まれる所定周波数の測距信号は必ずしも同時に存在しなくてもよく、装置１と装置２間で時系列的に１波ずつ送受信するようにしてもよい。しかし、ここでは時系列的な信号のやり取りは考慮しないで、実施形態を述べる。

測距システム１００は、装置１と装置２を含む。装置１が第１の測距信号を送信し、装置２が第２の測距信号を送信する。第１及び第２の測距信号は、それぞれ装置１と装置２間の伝搬経路ＰＤＬＹを経由して、装置２及び装置１へ到達する。装置１と装置２は、送信部に低消費電力のＶＣＯ直接変調方式を用い、受信部に低消費電力のＳＨ方式を用いた無線回路を有している。

次に、装置１と２における無線回路の構成について説明する。なお、以下に説明する図９等では、測距に関わる無線回路のみを示し、測距に関わる処理についてのみ説明する。装置１が自動車Ｃに搭載され、装置２が、キーＫに内蔵される。

図９は、本実施形態に関わる、２つの装置間で測距を行う測距システムの無線回路の構成図である。図９以降に示す回路は、図１から図６の回路構成と略同じであるので、同じ構成要素については同じ符号を付した。

図９は、装置１及び装置２の簡略化した無線回路の構成を示す。装置１は、装置固有の発振器１であるＯＳＣ１、周波数マルチプライヤであるｍｐｌ１、ＲＦ周波数変換器であるＲＦＭＩＸ１、周波数分周器であるｄｉｖ１、ＩＦ周波数変換器であるＩＦＭＩＸ１を有する。装置２も、装置１と同様の無線アーキテクチャを有し、装置固有の発振器２であるＯＳＣ２、周波数マルチプライヤであるｍｐｌ２、ＲＦ周波数変換器であるＲＦＭＩＸ２、周波数分周器であるｄｉｖ２、ＩＦ周波数変換器であるＩＦＭＩＸ２を有する。

ｍｐｌ１、ＲＦＭＩＸ１、ｄｉｖ１及びＩＦＭＩＸ１は、装置１の送受信器を構成する。装置１の送受信器は、ＯＳＣ１の出力を用いて２つ以上（ここでは２つ）の第１キャリア信号を送信すると共に装置２からの２つ以上（ここでは２つ）の第２キャリア信号を受信する。ｍｐｌ２、ＲＦＭＩＸ２、ｄｉｖ２及びＩＦＭＩＸ２は、装置２の送受信器を構成する。装置２の送受信器は、ＯＳＣ２の出力を用いて２つ以上（ここでは２つ）の第２キャリア信号を送信すると共に装置１からの２つ以上（ここでは２つ）の第１キャリア信号を受信する。２つ以上の第１キャリア信号の周波数群と２つ以上の第２キャリア信号の周波数群はそれぞれ異なる。

装置１の送受信器は、第２キャリア信号の位相を検出する位相検出器ＰＤ１を含み、装置２の送受信器は、第１キャリア信号の位相を検出する位相検出器ＰＤ２を含む。

ＯＳＣ１は、装置１の基準信号源であり、ＯＳＣ２は、装置２の基準信号源である。ＯＳＣ２は、ＯＳＣ１とは独立に動作する。ＯＳＣ１とＯＳＣ２は、装置１及び装置２の各送受信器によって第１及び第２キャリア信号が送受信される期間中は継続して動作する。

装置１は、装置２へ第１キャリア群の１つの単一トーン波の第１の測距信号を送信する場合、ｍｐｌ１はＯＳＣ１の発振周波数ｆ_ｘ１をｋ_Ｈ倍し、送信する。ここで、ＯＳＣ１の出力信号Ｓ１は、上述した次の式（１）で表される。

ｌｏ_ｘ１＝ｓｉｎ（２πｆ_ｘ１ｔ＋θ_ｘ１） ・・・（１）
ｍｐｌ１の出力信号Ｓ２の位相は、上述した次の式（２）で表される。

φ_ｔｘ１＝２πｋ_Ｈｆ_ｘ１ｔ＋θ_Ｈｘ１ ・・・（２）
ここで、θ_ｘ１は、ＯＳＣ１の基準発振信号の初期位相、θ_Ｈｘ１は、ｍｐｌ１の出力信号Ｓ２の初期位相である。ｍｐｌ１の出力信号Ｓ２は一般に位相ロックループ（ＰＬＬ）技術と電圧制御発振器（ＶＣＯ）技術により生成される。

ＲＦＭＩＸ１に注入される局部発振（ＬＯ）信号には、ｍｐｌ１の出力信号Ｓ２が用いられる。ＲＦＭＩＸ１により周波数変換された出力信号Ｓ５は、ＩＦＭＩＸ１によりＩＱ信号に変換され、そのＩＱ信号は、図示していない復調器により復調されて、位相が検出される。ＩＦＭＩＸ１に入力されるＩＦＭＩＸ１用の局部発振（ＬＯ）信号の周波数は、ＯＳＣ１の発振周波数のｍ倍され、ｄｉｖ１の出力信号Ｓ３の位相は、次の式（２７）で表される。

φ_ｂ１＝ｍ２πｆ_ｘ１ｔ＋θ_Ｂｘ１ ・・・（２７）
ここで、θ_Ｂｘ１は、ＩＦＭＩＸ１用の局部発振（ＬＯ）信号の初期位相であり、周波数ｍｆ_ｘ１は、ＩＦ周波数である。

次に、装置２が、装置１へ第２キャリア群の１つの単一トーン波の第２の測距信号を送る場合について説明する。装置２の基準信号ＯＳＣ２の出力信号Ｓ４は、上述した次の式（５）で表される。

ｌｏ_ｘ２＝ｓｉｎ（２πｆ_ｘ２ｔ＋θ_ｘ２） ・・・（５）
ｍｐｌ２の出力信号Ｓ５の位相は、次の式（２８）で表される。

φ_ｔｘ２＝２π（ｋ_Ｈ＋ｍ）ｆ_ｘ２ｔ＋θ_Ｈｍｘ２ ・・・（２８）
ここで、θ_ｘ２は、ＯＳＣ２の発振信号の初期位相、（ｋ_Ｈ＋ｍ）は、ｍｐｌ２の周波数乗算係数、θ_Ｈｍｘ２は、ｍｐｌ２の出力信号Ｓ５の位相の初期位相である。ｍｐｌ２の出力信号Ｓ５は一般に位相ロックループ（ＰＬＬ）技術と電圧制御発振器（ＶＣＯ）技術により生成される。

ＲＦＭＩＸ２に注入される局部発振（ＬＯ）信号には、ｍｐｌ２の出力信号Ｓ５が用いられる。ＲＦＭＩＸ２により周波数変換された受信信号である出力信号Ｓ２はＩＦＭＩＸ２によりＩＱ信号に変換され、そのＩＱ信号は、図示していない復調器により復調されて、位相が検出される。ＩＦＭＩＸ２に入力されるＩＦＭＩＸ２用ＬＯ信号の周波数は、ＯＳＣ２の発振周波数の（−ｍ）倍され、ｄｉｖ１の出力信号Ｓ６の位相は、上述した次の式（４）で表される。

φ_ｂ２＝−ｍ２πｆ_ｘ２ｔ＋θ_Ｂｘ２ ・・・（４）
ここで、θ_Ｂｘ２は、ＩＦＭＩＸ２用の局部発振（ＬＯ）信号の初期位相であり、周波数（−ｍｆ_ｘ２）は、ＩＦ周波数である。なお、装置１と装置２の間には製造ばらつきや温度ばらつきが存在するが、そのばらつきは小さいと仮定できるので、上述した式（１５）が示すように、ｆ_ｘ１≒ｆ_ｘ２と仮定できる。

各無線回路の上記設定を変えずに装置１から装置２へ第１キャリア群の１波を送信し、装置２から装置１へ第２キャリア群の１波を送信することを考える。つまり、各無線回路の設定を変えずに、測距信号の装置１と装置２間の折り返しを実施するときに、測距誤差となるｍｐｌ１、ｍｐｌ２の初期位相を更新することなく動作させることにより、以下に説明するように測距誤差が補正される。この場合、装置１から装置２へ送信される第１キャリア群の１波の周波数はｋ_Ｈｆ_ｘ１であり、装置２から装置１へ折り返される第２キャリア群の１波の周波数は（ｋ_Ｈ＋ｍ）ｆ_ｘ２である。

図１０は、装置１から装置２へ第１キャリア群の１波を送信し、装置２で位相を検出するまでの信号処理の流れを説明するための測距システムの無線回路の構成図である。図１０ではｄｉｖ１、ＲＦＭＩＸ１、ＩＦＭＩＸ１は動作に関係ないため、一点鎖線で示した。伝搬経路ＰＤＬＹの通過後の第１の測距信号Ｓ７の位相は、上述した次の式（９）で表される。

φ_ｒｘ２＝２πｋ_Ｈｆ_ｘ１（ｔ−τ_Ｒ）＋θ_Ｈｘ１ ・・・（９）
ここで、τ_Ｒは、伝搬経路の遅延時間である。第１の測距信号Ｓ７は、ｍｐｌ２の出力信号Ｓ５により周波数変換され、ＲＦＭＩＸ２の出力信号Ｓ８の位相は、上述した次の式（１０）で表される。

φ_ｉｆｘ２（ｔ）＝２πｋ_Ｈ（ｆ_ｘ１−ｆ_ｘ２）ｔ−２πｍｆ_ｘ２ｔ
＋（θ_Ｈｘ１−θ_Ｈｍｘ２）−２πｋ_Ｈｆ_ｘ１τ_Ｒ ・・・（１０）
なお、ここでは所望の信号のみを抽出した結果を示している。この出力信号Ｓ８がｄｉｖ２の出力信号Ｓ６により周波数変換され、装置２で検出されるＩＦＭＩＸ２の出力信号（ＩＱ信号）Ｓ９の位相は、上述した次の式（１１）で表される。

φ_ＢＢ２Ｈ（ｔ）＝２πｋ_Ｈ（ｆ_ｘ１−ｆ_ｘ２）ｔ＋（θ_Ｈｘ１−θ_Ｈｍｘ２）
−θ_Ｂｘ２−２πｋ_Ｈｆ_ｘ１τ_Ｒ ・・・（１１）
なお、ここでは所望の直交復調した結果を記載している。

次に、装置２から第２キャリア群の１波である周波数（ｋ_Ｈ＋ｍ）ｆ_ｘ２の測距信号が送信され、装置１で受信され、装置１で検出する位相情報を、図１１を参照して説明する。図１１は、装置２から装置１へ第２キャリア群の１波を送信し、装置１で位相を検出するまでの信号処理の流れを説明するための測距システムの無線回路の構成図である。なお、図１１ではｄｉｖ２、ＲＦＭＩＸ２、ＩＦＭＩＸ２は動作に関係ないため、一点鎖線で示した。ただし、図１１において、各無線回路の局部発振信号の位相は、図１０から変化はない。伝搬経路ＰＤＬＹの通過後の第２の測距信号Ｓ１０の位相は、次の式（２９）で表される。

φ_ｒｘ１＝２π（ｋ_Ｈ＋ｍ）ｆ_ｘ２（ｔ−τ_Ｒ）＋θ_Ｈｍｘ２ ・・・（２９）
ここで、τ_Ｒは、伝搬経路の遅延時間である。第２の測距信号Ｓ１０は、ｍｐｌ１の出力信号Ｓ２により周波数変換され、ＲＦＭＩＸ１の出力信号Ｓ１１の位相は、次の式（３０）で表される。

φ_ｉｆｘ１（ｔ）＝２πｋ_Ｈ（ｆ_ｘ２−ｆ_ｘ１）ｔ＋２πｍｆ_ｘ２ｔ
＋（θ_Ｈｍｘ２−θ_Ｈｘ１）−２π（ｋ_Ｈ＋ｍ）ｆ_ｘ２τ_Ｒ ・・・（３０）
なお、ここでは所望の信号のみを抽出した結果を示している。この出力信号Ｓ１１がｄｉｖ１の出力信号Ｓ３により周波数変換され、装置１で検出されるＩＦＭＩＸ１の出力信号Ｓ１２（ＩＱ信号）の位相は、次の式（３１）で表される。

φ_ＢＢ１Ｈ（ｔ）＝２π（ｋ_Ｈ＋ｍ）（ｆ_ｘ２−ｆ_ｘ１）ｔ＋（θ_Ｈｍｘ２−θ_Ｈｘ１）
−θ_Ｂｘ１−２π（ｋ_Ｈ＋ｍ）ｆ_ｘ２τ_Ｒ ・・・（３１）
なお、ここでは所望の直交復調した結果を記載している。式（１１）と式（３１）を加算すると、次の式（３２）が得られる。

φ_ＢＢ１Ｈ（ｔ）＋φ_ＢＢ２Ｈ（ｔ）
＝−（θ_Ｂｘ１＋θ_Ｂｘ２）−２πｋ_Ｈ（ｆ_ｘ１＋ｆ_ｘ２）τ_Ｒ
＋２πｍ（ｆ_ｘ２−ｆ_ｘ１）ｔ−２πｍｆ_ｘ２τ_Ｒ ・・・（３２）
式（３２）の右辺第１項は、ｄｉｖ１、ｄｉｖ２の初期位相であり、第１項に含まれるこれらの位相は独立であるとともに検出が難しい。さらに、右辺第３項のＩＦ周波数差と時間の積の項も検出が難しい。このため、式（３２）には位相の不確定性があり、このままでは正確な距離算出ができない。

図１２は、図１０と図１１で説明した装置１と装置２が送信した測距信号の周波数関係を示す図である。

次に、装置１と装置２が、それぞれ周波数ｋ_Ｈｆ_ｘ１と（ｋ_Ｈ＋ｍ）ｆ_ｘ２の測距信号を送信したのち、その周波数とは異なる周波数ｋ_Ｌｆ_ｘ１と（ｋ_Ｌ＋ｍ）ｆ_ｘ２の測距信号を送信する場合を考える。

図１３は、以下に説明する装置１と装置２が送信する４つの測距信号の周波数関係を示す図である。図１３からわかるように、図１２で示した２波と周波数間隔である周波数差Ｗが等しい２波が追加されており、装置１と装置２ではその周波数差は、それぞれ（ｋ_Ｈ−ｋ_Ｌ）ｆ_ｘ１、と（ｋ_Ｈ−ｋ_Ｌ）ｆ_ｘ２であり、式（１５）の条件から、ほぼ同じ周波数差Ｗになる。装置１と装置２で追加された周波数の測距信号を送信する場合は、図１０と図１１のｋ_Ｈをｋ_Ｌに変更し、その変更に伴い、θ_Ｈｘ１をθ_Ｌｘ１に、θ_Ｈｍｘ２をθ_Ｌｍｘ２に変更する。ただし、ＯＳＣ１とＯＳＣ２は図１３で示した４波の測距信号を送受している間は動作を止めないことを仮定しているので、ｄｉｖ１とｄｉｖ２の出力信号Ｓ３とＳ６の位相に変更はない。

図１４は、図１０とは異なる周波数を用いた図１０に対応した測距システムの無線回路の構成図である。図１５は、図１１とは異なる周波数を用いた図１１に対応した測距システムの無線回路の構成図である。位相演算は周波数ｋ_Ｈｆ_ｘ１、（ｋ_Ｈ＋ｍ）ｆ_ｘ２を送信する場合と同じなので、重要な結果だけ示す。図１４では装置１から周波数ｋ_Ｌｆ_ｘ１の測距信号が送信され、距離Ｒの空間を伝搬後、装置２で受信され、装置２で検出されるＩＦＭＩＸ２の出力信号Ｓ９の位相は、次の式（３３）で表される。

φ_ＢＢ２Ｌ（ｔ）＝２πｋ_Ｌ（ｆ_ｘ１−ｆ_ｘ２）ｔ＋（θ_Ｌｘ１−θ_Ｌｍｘ２）
−θ_Ｂｘ２−２πｋ_Ｌｆ_ｘ１τ_Ｒ ・・・（３３）
同様に、図１５では装置２から周波数（ｋ_Ｌ＋ｍ）ｆ_ｘ２の測距信号が送信され、距離Ｒの空間を伝搬後、装置１で受信され、装置１で検出されるＩＦＭＩＸ１の出力信号Ｓ１２の位相は、次の式（３４）で表される。

φ_ＢＢ１Ｌ（ｔ）＝２π（ｋ_Ｌ＋ｍ）（ｆ_ｘ２−ｆ_ｘ１）ｔ＋（θ_Ｌｍｘ２−θ_Ｌｘ１）
−θ_Ｂｘ１−２π（ｋ_Ｌ＋ｍ）ｆ_ｘ２τ_Ｒ ・・・（３４）
ここで、各装置１，２における信号の周波数の関係は、次のようになる。装置１において、受信する第２のキャリア信号の信号周波数よりも局部発振周波数（ローカル周波数）が高いとき、装置２において、受信する第１キャリア信号の信号周波数よりも局部発振周波数は、低い。また、装置１において、受信する第２のキャリア信号の信号周波数よりも局部発振周波数（ローカル周波数）が低いとき、装置２において、受信する第１キャリア信号の信号周波数よりも局部発振周波数は、高い。

式（３３）と式（３４）を加算すると、次の式（３５）が得られる。

φ_ＢＢ１Ｌ（ｔ）＋φ_ＢＢ２Ｌ（ｔ）
＝−（θ_Ｂｘ１＋θ_Ｂｘ２）−２πｋ_Ｌ（ｆ_ｘ１＋ｆ_ｘ２）τ_Ｒ
＋２πｍ（ｆ_ｘ２−ｆ_ｘ１）ｔ−２πｍｆ_ｘ２τ_Ｒ ・・・（３５）
式（３２）と式（３５）の差分をとると、次の式（３６）が得られる。

φ_ＢＢ１Ｌ（ｔ）＋φ_ＢＢ２Ｌ（ｔ）−（φ_ＢＢ１Ｈ（ｔ）＋φ_ＢＢ２Ｈ（ｔ））
＝２π（ｋ_Ｈ−ｋ_Ｌ）（ｆ_ｘ１＋ｆ_ｘ２）τ_Ｒ ・・・（３６）
式（３６）の左辺は、装置１と装置２で得られる位相であり、右辺は、既知の周波数設定の情報および装置１と装置２間の遅延時間τ_Ｒの乗算であり、未知な変数はτ_Ｒ以外にない。したがって、τ_Ｒ＝Ｒ／ｃから、距離Ｒは、次の式（３７）で表される。

式（３７）の演算は、ここでは、装置１において行われる。具体的には、装置２で検出された位相の情報が、装置１へ送信され、装置１のプロセッサ１３が、第１及び第２キャリア信号の受信によって得られる位相検出結果に基づいて距離Ｒの算出を行う算出部を構成する。

式（３７）の分母において、（ｋ_Ｈ−ｋ_Ｌ）は検出距離を大きくすることができる意味をもつ。すなわち、１往復の送受信で測距を実施した場合、周波数設定はｋ_Ｈもしくはｋ_Ｌ のいずれかであり、その場合、分母は２πｋ_Ｈ（ｆ_ｘ１＋ｆ_ｘ２）もしくは２πｋ_Ｌ（ｆ_ｘ１＋ｆ_ｘ２）となる。ただし、本提案の送信直接ＶＣＯ変調、受信ＩＦ構成の場合、正確な測距はできない。ここでは、検出距離の範囲についての言及である。ｋ_Ｈとｋ_Ｌは、同一ではないものの、ｋ_Ｈ≒ｋ_Ｌの関係にある。これから、分母を大幅に小さくできるので、距離Ｒの検出範囲は大幅に拡張できることになる。

この距離検出範囲が存在するのは、位相が２πの周期性をもつことに由来する。さらに周波数を増やし、例えば、ｋ_Ｍの設定を追加した場合、周波数設定ｋ_Ｌとｋ_Ｈによる距離検出、および、周波数設定ｋ_Ｌとｋ_Ｍによる距離検出、周波数設定ｋ_Ｈとｋ_Ｍによる距離検出、が得られる。それぞれで同じ距離になるものが求めたい距離であるが、それぞれ周波数差が異なるので距離計算をする位相結果はそれぞれ異なる。つまり、それぞれの位相検出結果から折り返しを含めた推定される距離を計算し、３条件で一致するのが求めたい距離になる。これにより、折り返しによる距離誤判断の確率を大幅に下げることができる。故に、多数の周波数を用いることにより、正しい距離を算出する範囲が拡大する。また、多数の周波数を用いることにより、ここでは詳細を省くがマルチパスによる位相偏差の重みを下げることができるので、正しい距離推定が可能になる。

式（１１）、式（３１）、式（３３）、式（３４）は互いの信号との時間差が考慮されていない式なので、式（３７）の結果は４波を同時送受信することに相当する。図１０、図１１、図１４、図１５では装置１と装置２でそれぞれ送受信部が１つであるが、単純に考えれば式（３７）は装置１と装置２の送受信部がそれぞれ２系統有することが必要である。

よって、装置１で検出された２つの位相情報と装置１で検出された２つの位相情報とを用いて、装置１又は装置２において上述した計算により、各初期位相の影響を受けずに、装置１と装置２間の距離Ｒを正確に測定することができる。例えば、キーＫの装置２のプロセッサ２３が、検出した２つの位相情報を、装置１へ送信し、装置１において検出した２つの位相情報と、装置２から受信した２つの位相情報を用いて、上記の式（３７）から装置１と装置２間の距離を算出する。装置１を有する自動車Ｃでは、キーＫに対する認証後、その算出された距離Ｒの情報に基づいて、ドアの解錠などの制御、あるいはドアの解錠を禁止する処理を取ることができる。

以上のように、上述した実施形態によれば、送信部にＶＣＯ直接変調方式を用い、受信部にＳＨ方式を用いた構成であっても、正確な測距を実現する測距装置を提供することができる。
（第２の実施形態）
本実施形態の測距システムでは、複数の測距信号が時分割送信される。

図１０、図１１、図１４及び図１５で示した装置１と装置２の無線回路において、装置１、装置２が同時にそれぞれの測距信号を送信しない条件で、測距が可能なことを示す。測距信号を時分割で送信する場合、装置１と装置２の周波数誤差の影響で位相が回ってしまうので、測距するタイミングが測距誤差に影響する。測距するタイミングをうまく設定することにより、測距誤差を補正できる。なお、本実施形態の測距システムの構成は、第１の実施形態の測距システムの構成と略同じであるので、同じ構成については、説明は省略し、異なる構成についてのみ説明する。

図１６は、複数回送受信される測距信号のタイミングチャートである。装置１から０［ｓ］で送信された測距信号は、装置２で受信される。装置２で検出される位相はφ_{１２−１Ｌ}であり、装置２からｔ_０で送信された測距信号は、装置１で受信される。装置１で検出される位相は、φ_{２１−１Ｌ}であり、装置２からＴで送信された測距信号は、装置１で受信される。装置１で検出される位相は、φ_{２１−２Ｌ}であり、装置１から（Ｔ＋ｔ_０）で送信された測距信号は、装置２で受信される。装置２で検出される位相は、φ_{１２−２Ｌ}であるとする。ここまでは、装置１からの送信周波数はｋ_Ｌｆ_ｘ１、装置２からの送信周波数は（ｋ_Ｌ＋ｍ）ｆ_ｘ２である。

次に測距信号の周波数を変えて同様な測距シーケンスで測距動作が行われる。装置１からの送信周波数はｋ_Ｈｆ_ｘ１、装置２からの送信周波数は（ｋ_Ｈ＋ｍ）ｆ_ｘ２である。装置１からＤ［ｓ］で送信された測距信号が、装置２で受信される。装置２で検出される位相は、φ_{１２−１Ｈ}であり、装置２から（Ｄ＋ｔ_０）で送信された測距信号は、装置１で受信される。装置１で検出される位相は、φ_{２１−１Ｈ}であり、装置２から（Ｄ＋Ｔ）で送信された測距信号は、装置１で受信される。装置１で検出される位相は、φ_{２１−２Ｈ}であり、装置１から（Ｄ＋Ｔ＋ｔ_０）で送信された測距信号は、装置２で受信される。装置２で検出される位相は、φ_{１２−２Ｈ}であるとする。

上述したタイミングにそって複数の測距信号が送信され、検出した位相から、測距が可能になることを以下に示す。すなわち、装置１及び装置２の各送受信器は、２つ以上の第１キャリア信号と２つ以上の第２キャリア信号を時分割で複数回に分けて送受信する。各回において送受信されるキャリア信号は、単一キャリア信号である。

φ_{１２−１Ｌ}（ｔ）は、時間基準０［ｓ］から装置１が測距信号を送信した場合の位相であるので、上述した式（３３）で表される。

φ_{１２−１Ｌ}（ｔ）＝２πｋ_Ｌ（ｆ_ｘ１−ｆ_ｘ２）ｔ＋（θ_Ｌｘ１−θ_Ｌｍｘ２）
−θ_Ｂｘ２−２πｋ_Ｌｆ_ｘ１τ_Ｒ ・・・（３３）
次に時刻ｔ＝ｔ_０［ｓ］で装置２から装置１へ測距信号が送信される。装置１と装置２は基準信号が互いに独立なので、装置１の時間は不明であるが、装置２は、装置１の測距信号を受けることで概ね時間を知ることができる。例えば、距離１０［ｍ］程度までの範囲で測距が行われるものと仮定すると、１０［ｍ］の伝搬遅延は約３３［ｎｓ］であり、装置２が受信を認識した時間をもとに時間を考えるとすれば、装置１と装置２間の時間差はその値になる。ｔ_０は３３［μｓ］以上を想定しているので、誤差は１／１０００程度であり、これによる測距精度の劣化は無視できる。ここでは、簡単のため、装置２の時間基準を装置１と同じと仮定して解析を進める。装置２から送信された測距信号について、装置１で検出される位相は、次の式（３８）で表される。

φ_{２１−１Ｌ}（ｔ＋ｔ_０）＝２πｋ_Ｌ（ｆ_ｘ２−ｆ_ｘ１）（ｔ＋ｔ_０）＋（θ_Ｌｍｘ２−θ_Ｌｘ１）
−θ_Ｂｘ１−２πｋ_Ｌｆ_ｘ２τ_Ｒ＋２πｍ（ｆ_ｘ２−ｆ_ｘ１）（ｔ＋ｔ_０）
−２πｍｆ_ｘ２τ_Ｒ ・・・（３８）
再度、ｔ＝Ｔ時に装置２から送信された測距信号について、装置１で検出される位相は、次の式（３９）で表される。

φ_{２１−１Ｌ}（ｔ＋Ｔ）＝２πｋ_Ｌ（ｆ_ｘ２−ｆ_ｘ１）（ｔ＋Ｔ）＋（θ_Ｌｍｘ２−θ_Ｌｘ１）
−θ_Ｂｘ１−２πｋ_Ｌｆ_ｘ２τ_Ｒ＋２πｍ（ｆ_ｘ２−ｆ_ｘ１）（ｔ＋Ｔ）
−２πｍｆ_ｘ２τ_Ｒ ・・・（３９）
次に、ｔ＝（Ｔ＋ｔ_０）時に装置１から送信された測距信号について、装置２で検出される位相は、次の式（４０）で表される。

φ_{１２−２Ｌ}（ｔ＋Ｔ＋ｔ_０）＝２πｋ_Ｌ（ｆ_ｘ２−ｆ_ｘ１）（ｔ＋Ｔ＋ｔ_０）
＋（θ_Ｌｘ１−θ_Ｌｍｘ２）−θ_Ｂｘ２−２πｋ_Ｌｆ_ｘ１τ_Ｒ ・・・（４０）
式（３３）、式（３８）、式（３９）及び式（４０）を加算すると、次の式（４１）が得られる。

φ_{１２−１Ｌ}（ｔ）＋φ_{２１−１Ｌ}（ｔ＋ｔ_０）＋φ_{２１−２Ｌ}（ｔ＋Ｔ）＋φ_{１２−２Ｌ}（ｔ＋Ｔ＋ｔ_０）
＝−４πｋ_Ｌ（ｆ_ｘ１＋ｆ_ｘ２）τ_Ｒ−２（θ_Ｂｘ１＋θ_Ｂｘ２）
＋２πｍ（ｆ_ｘ２−ｆ_ｘ１）（２ｔ＋ｔ_０＋Ｔ）−４πｍｆ_ｘ２τ_Ｒ ・・・（４１）
この結果は式（３２）と同様にｄｉｖ１、ｄｉｖ２の初期位相が右辺第２項にあり、右辺第３項にＩＦ周波数差と時間の積の項があり、位相の不確定性がある。

図１６のシーケンスでは、次にｋ_Ｌをｋ_Ｈに設定し直し、オフセット時間Ｄを加えたシーケンスが続く。装置２、装置１、装置１、装置２の順で検出される位相をそれぞれ、φ_{１２−１Ｈ}（ｔ＋Ｄ）、φ_{２１−１Ｈ}（ｔ＋Ｄ＋ｔ_０）、φ_{２１−２Ｈ}（ｔ＋Ｄ＋Ｔ）、φ_{１２−２Ｈ}（ｔ＋Ｄ＋Ｔ＋ｔ_０）とすると、検出される位相は次の式で表される。

φ_{１２−１Ｈ}（ｔ＋Ｄ）＝２πｋ_Ｈ（ｆ_ｘ１−ｆ_ｘ２）（ｔ＋Ｄ）
＋（θ_Ｈｘ１−θ_Ｈｍｘ２）−θ_Ｂｘ２−２πｋ_Ｈｆ_ｘ１τ_Ｒ ・・・（４２）
φ_{２１−１Ｈ}（ｔ＋Ｄ＋ｔ_０）＝２πｋ_Ｈ（ｆ_ｘ２−ｆ_ｘ１）（ｔ＋Ｄ＋ｔ_０）
＋（θ_Ｈｍｘ２−θ_Ｈｘ１）−θ_Ｂｘ１−２πｋ_Ｈｆ_ｘ２τ_Ｒ
＋２πｍ（ｆ_ｘ２−ｆ_ｘ１）（ｔ＋Ｄ＋ｔ_０）−２πｍｆ_ｘ２τ_Ｒ ・・・（４３）
φ_{２１−２Ｈ}（ｔ＋Ｄ＋Ｔ）＝２πｋ_Ｈ（ｆ_ｘ２−ｆ_ｘ１）（ｔ＋Ｄ＋Ｔ）
＋（θ_Ｈｍｘ２−θ_Ｈｘ１）−θ_Ｂｘ１−２πｋ_Ｈｆ_ｘ２τ_Ｒ
＋２πｍ（ｆ_ｘ２−ｆ_ｘ１）（ｔ＋Ｄ＋Ｔ）−２πｍｆ_ｘ２τ_Ｒ ・・・（４４）
φ_{１２−２Ｈ}（ｔ＋Ｄ＋Ｔ＋ｔ_０）＝２πｋ_Ｈ（ｆ_ｘ１−ｆ_ｘ２）（ｔ＋Ｄ＋Ｔ＋ｔ_０）
＋（θ_Ｈｘ１−θ_Ｈｍｘ２）−θ_Ｂｘ２−２πｋ_Ｈｆ_ｘ１τ_Ｒ・・・（４５）
式（４１）と同様に式（４２）、式（４３）、式（４４）、式（４５）の加算を行うと、次の式（４６）が得られる。

φ_{１２−１Ｈ}（ｔ＋Ｄ）＋φ_{２１−１Ｈ}（ｔ＋Ｄ＋ｔ_０）＋φ_{２１−２Ｈ}（ｔ＋Ｄ＋Ｔ）
＋φ_{１２−２Ｈ}（ｔ＋Ｄ＋Ｔ＋ｔ_０）
＝−４πｋ_Ｈ（ｆ_ｘ１＋ｆ_ｘ２）τ_Ｒ−２（θ_Ｂｘ１＋θ_Ｂｘ２）
＋２πｍ（ｆ_ｘ２−ｆ_ｘ１）（２ｔ＋２Ｄ＋ｔ_０＋Ｔ）−４πｍｆ_ｘ２τ_Ｒ ・・・（４６）
この結果は式（４１）と同様にｄｉｖ１、ｄｉｖ２の初期位相が右辺第２項にあり、右辺第３項にＩＦ周波数差と時間の積の項があり、位相の不確定性がある。ここで、式（４１）の右辺第２項と式（４６）の右辺第２項は同じ値であり、減算するとその項は０になる。同様に第５項も減算により打ち消される。第４項は一部残るがそれについては後述する。式（４１）と式（４６）の減算は、式（３６）に対応する操作であり、距離を拡大できる操作となる。その減算を実施すると、次の式（４７）が得られる。

（φ_{１２−１Ｌ}（ｔ）＋φ_{２１−１Ｌ}（ｔ＋ｔ_０）＋φ_{２１−２Ｌ}（ｔ＋Ｔ）
＋φ_{１２−２Ｌ}（ｔ＋Ｔ＋ｔ_０））−（φ_{１２−１Ｈ}（ｔ＋Ｄ）＋φ_{２１−１Ｈ}（ｔ＋Ｄ＋ｔ_０）
＋φ_{２１−２Ｈ}（ｔ＋Ｄ＋Ｔ）＋φ_{１２−２Ｈ}（ｔ＋Ｄ＋Ｔ＋ｔ_０））
＝−４π（ｋ_Ｈ−ｋ_Ｌ）（ｆ_ｘ１＋ｆ_ｘ２）τ_Ｒ＋２πｍ（ｆ_ｘ２−ｆ_ｘ１）２Ｄ ・・・（４７）
左辺は測距シーケンスで検出できる位相の加減算であり、右辺は周波数設定値と遅延時間τ_Ｒの乗算結果と装置間ＩＦ周波数差ｍ（ｆ_ｘ２−ｆ_ｘ１）と周波数変更の時間間隔Ｄの積に比例した成分を含む。後者は距離誤差になるが、後で述べるようにその距離誤差は無視できるものである。τ_Ｒ＝Ｒ／ｃから、距離Ｒは、次の式（４８）で表される。

ここで、φ_{１２−２１−Ｈ}（ｔ）とφ_{１２−２１−Ｌ}（ｔ＋Ｔ＋ｔ_０）は、それぞれ次の式（４９）と式（５０）とした。

φ_{１２−２１−Ｈ}（ｔ）＝φ_{１２−１Ｈ}（ｔ＋Ｄ）＋φ_{２１−１Ｈ}（ｔ＋Ｄ＋ｔ_０）
＋φ_{２１−２Ｈ}（ｔ＋Ｄ＋Ｔ）＋φ_{１２−２Ｈ}（ｔ＋Ｄ＋Ｔ＋ｔ_０） ・・・（４９）
φ_{１２−２１−Ｌ}（ｔ）＝φ_{１２−１Ｌ}（ｔ）＋φ_{２１−１Ｌ}（ｔ＋ｔ_０）
＋φ_{２１−２Ｌ}（ｔ＋Ｔ）＋φ_{１２−２Ｌ}（ｔ＋Ｔ＋ｔ_０） ・・・（５０）
距離誤差の見積もりとして、例えば、装置間周波数ばらつきが４０ｐｐｍ、ＩＦ周波数を２００ｋＨｚ、周波数変更間隔を１０ｍｓ、変更周波数１０ＭＨｚとした場合、次の式（５１）が成り立つ。

よって、式（５１）の値は、無視できる。したがって、式（４８）の近似式により距離Ｒは正しく算出される。すなわち、式（４８）の近似式は装置１と装置２の検出した位相と周波数設定情報により距離Ｒが求まることを意味する。つまり、図１６で示した８回交番シーケンスにより、装置１と装置２で検出された位相に含まれる装置間の周波数差により位相誤差、装置間の初期位相差により位相誤差を近似的にすべて補正したことになる。装置間の１往復により送信信号の固有位相が補正され、２往復により装置間の周波数差が補正され、周波数を変えて同様な２往復することにより、装置１と装置２の復調用固有位相差が補正されることになる。

以上のように、上述した第１及び第２の実施形態によれば、送信部にＶＣＯ直接変調方式を用い、受信部にＳＨ方式を用いた構成であっても、正確な測距を実現する測距装置を提供することができる。

なお、複数のチャンネルの中で、装置１及び装置２で使用する周波数を割り当てるようにしてもよい。

上記に述べたように、装置１、装置２間の測距をする場合、装置１から装置２へ送信する第１の測距信号の周波数と装置２から装置１へ送信する第２の測距信号の周波数差をｍｆ_ｘ１（≒ｍｆ_ｘ２）としても正確な距離測定ができる。ここで、所定の周波数帯で測距を実施する際、各国の電波法に従う必要がある。一般に所定の周波数帯はチャネル番号で定義された周波数帯を有する。装置１、装置２の無線部の構成として、送信する周波数が所定のチャネルとした場合、上述した測距方法では受信するチャネルが決まると都合がよい。すなわち、装置１、装置２間の測距信号の周波数差ｍｆ_ｘ１（≒ｍｆ_ｘ２）をチャネル幅Ｗ_ＣＨの整数倍に設定するのがよい。このイメージを図１７に示す。図１７は、２つの測距信号の周波数差を説明するための図である。図１７では、装置１からの送信信号の周波数をｋ_Ｌｆ_ｘ１とし、装置２からの送信信号の周波数を（ｋ_Ｌ＋ｍ_ｊ）ｆ_ｘ２としたとき、その周波数差Ｗは、次の式（５２）で表される。

Ｗ＝ｍ_ｊｆ_ｘ２＋ｋ_Ｌ（ｆ_ｘ２−ｆ_ｘ１） ・・・（５２）
この値がチャネル幅Ｗ_ＣＨの整数倍、ここでは２倍に設定されている。簡単にするため、以下、ｆ_ｘ２＝ｆ_ｘ１として説明する。式（５２）は、次の式（５３）で表される。

Ｗ＝ｍ_ｊｆ_ｘ１ ・・・（５３）
これをＷ_ＣＨの整数倍に設定するので、次の式（５４）が成り立つ。

ｍ_ｊｆ_ｘ１＝ｊ×Ｗ_ＣＨ ・・・（５４）
ここで、ｊは１以上の整数である。ｊ＝１のとき、ｍ_１ｆ_ｘ１＝Ｗ_ＣＨとなる。このとき、ｍ_ｊは、次の式（５５）で定義される。

ｍ_ｊ＝ｊ×ｍ_１ ・・・（５５）
このように周波数を設定することにより、装置１と装置２は互いにチャネルで規定された中心周波数で送信できる。これにより占有帯域で規定される周波数内に信号を設定できる。

従って、２つ以上の第１キャリア信号の周波数群を低い側からｆ１１、ｆ１２、・・・、ｆ１Ｎとし、２つ以上の第２キャリア信号の周波数群を低い側からｆ２１、ｆ２２、・・・、ｆ２Ｎとし、装置１から周波数ｆ１ｉ（ｉ＝１，・・・，Ｎ）の信号を送信した応答として、装置２から周波数ｆ２ｉ（ｉ＝１，・・・，Ｎ）の信号を送信した場合、ΔｆＣＨをチャネル間周波数とすると、次の式（５６）で示す関係が成立するように、各キャリア信号の周波数設定が行われればよい。

｜ｆ１ｉ−ｆ２ｉ｜＝ｋ×ΔｆＣＨ ・・・（５６）
ここで、ｋは、整数である。

また、所定周波数帯の信号を上述した測距装置に用いる場合、各国の電波法により測距信号の送信の前にキャリアセンスが必要な周波数帯が存在する。これまで説明した測距装置では測距信号の送信の前にキャリアセンスを実施するには、ｍｐｌ１、ｍｐｌ２による周波数設定を変える必要があるが、周波数設定の変更により初期位相が変化し、正確な測距ができなくなる。そこで、キャリアセンスが必要な帯域での応用例につき、以下、図１８を参照して、その無線部の構成を示すとともに、動作を説明する。

図１８は、装置１における無線回路の構成図である。なお、ここでは、装置１のみを示しているが、装置２も同様である。図９に示した無線回路との違いは、ｄｉｖＣＳ１、ＣＳＭＩＸ１が追加されて点であり、ｄｉｖＣＳ１はＯＳＣ１から出力信号Ｓ１を入力し、出力信号をＣＳＭＩＸ１に出力する。ＣＳＭＩＸ１のもう一つの入力はｍｐｌ１の出力信号Ｓ２であり、ＣＳＭＩＸ１は、出力信号をＲＦＭＩＸ１に出力する。ＣＳＭＩＸ１には制御端子ＣＴＬ１があり、制御端子ＣＴＬ１への制御信号は、ＣＴＬ１によりＣＳＭＩＸ１を動作させるか、ＣＳＭＩＸ１を動作させず、実質上、出力信号Ｓ２をＲＦＭＩＸ１に直接入力するかを制御する。後者の場合は測距時の設定となり、ＣＳＭＩＸ１を動作させる場合がキャリアセンスを実施する場合になる。制御端子ＣＴＬ１には、プロセッサ１３からの制御信号が入力される。

すなわち、装置１の送受信器及び装置２の送受信器の各送信回路は、電圧制御発振器を直接変調する構成を有する。各送受信器の各受信回路は、ＲＦミキサ（ＲＦＭＩＸ）と、キャリアセンスミキサ（ＣＳＭＩＸ）と、キャリアセンス用分周器（ｄｉｖＣＳ）と、ＩＦミキサ（ＩＦＭＩＸ）とを含むヘテロダイン方式もしくはＬｏｗ−ＩＦ方式の構成を有する。測距を実施するとき、キャリアセンスミキサ（ＣＳＭＩＸ）及びキャリアセンス用分周器（ｄｉｖＣＳ）の動作は停止される。

ｄｉｖＣＳ１の分周による入力周波数と出力周波数の比はＭであり、ｄｉｖ１の入力周波数と出力周波数の比はｍであり、それぞれ独立に定義したが、次に式（５６）が成り立てばよい。

Ｍ≒ｍ ・・・（５６）
以下の説明では簡単のため、Ｍ＝ｍとする。

キャリアセンスを実施する対象周波数は（ｋ_Ｈ＋ｍ）ｆ_ｘ１ではなくｋ_Ｈｆ_ｘ１である。この場合、ｄｉｖＣＳ１が動作するので、ＣＳＭＩＸ１の出力周波数はｋ_Ｈｆ_ｘ１とｍｆ_ｘ１の差周波数である（ｋ_Ｈｆ_ｘ１−ｍｆ_ｘ１）となる。なお、ＣＳＭＩＸ１はイメージ抑圧ミキサを想定しており、ｋ_Ｈｆ_ｘ１とｍｆ_ｘ１の和周波数は抑圧されると仮定した。この条件のもと、ｋ_Ｈｆ_ｘ１の周波数がＲＦＭＩＸ１に入力されたとき、ＲＦＭＩＸ１の出力周波数は、次の式（５７）で表される。

Output freq. of RFMIX1＝ｋ_Ｈｆ_ｘ１−（ｋ_Ｈｆ_ｘ１−ｍｆ_ｘ１）＝ｍｆ_ｘ１・・・（５７）
次にＩＦＭＩＸ１により周波数ｍｆ_ｘ１と乗算され、出力信号Ｓ１２はＤＣ信号になり、ＲＦＭＩＸ１に入力された周波数ｋ_Ｈｆ_ｘ１の信号は復調されることになる。なお、キャリアセンスは測距の条件を備える必要がないので、ｄｉｖＣＳ１の出力位相は何であってもよい。しかしながら、キャリアセンスした後、測距信号を送信する場合は、以前の測距シーケンスとの位相の連続性は必要になるので、キャリアセンス前の初期位相を保持しておく必要がある。この場合、ｍｐｌ１やｄｉｖ１を継続して動作させておけば初期位相は保持できており、ＣＴＬ１により出力信号Ｓ２をＲＦＭＩＸ１に直接入力するので、出力信号Ｓ１１とＳ１２においても初期位相は保持されている。

キャリアセンスを可能にした測距装置について、図１８の変形例を図１９に示す。図１９は、図１８の変形例を示す図である。図９に対する追加回路ブロックは図１８と同様であるが、接続が異なる。出力信号を分周するｄｉｖＣＳ１の出力はＣＳＭＩＸ１に入力される。ＣＳＭＩＸ１はＲＦＭＩＸ１とＩＦＭＩＸ１の間に挿入される。ＣＴＬ１の制御は図１８の例と同じであり、キャリアセンスを実施する場合、ＣＳＭＩＸ１はＲＦＭＩＸ１出力とｄｉｖＣＳ１出力を乗算し、ＲＦＭＩＸ１出力を周波数変換する。キャリアセンスをしない場合は、ＣＳＭＩＸ１をバイパスし、ＲＦＭＩＸ１の出力をＩＦＭＩＸ１へ入力する。バイパスする手法は例えばｄｉｖＣＳ１入力を遮断し、装置内で生成した“１”を入力してもよい。ｄｉｖＣＳ１の入力周波数と出力周波数の比Ｍは式（５６）の条件を満たせばよいが、簡単のため、Ｍ＝ｍとして説明する。

キャリアセンスを実施する対象周波数は（ｋ_Ｈ＋ｍ）ｆ_ｘ１ではなくｋ_Ｈｆ_ｘ１である。ＲＦＭＩＸ１にこの周波数の出力信号Ｓ２が入力される。一方、出力信号Ｓ２の周波数もｋ_Ｈｆ_ｘ１である。従って、ＲＦＭＩＸ１の出力信号はｋ_Ｈｆ_ｘ１とｋ_Ｈｆ_ｘ１の差周波数であるＤＣ信号となる。なお、ここではＲＦＭＩＸ１はＩＣＨ信号とＱＣＨ信号を出力する直交復調器を用いる。ＣＳＭＩＸ１はＩＣＨ信号およびＱＣＨ信号とｄｉｖＣＳ１により生成された周波数ｍｆ_ｘ１のＩローカル信号とＱローカル信号とをそれぞれ乗算して加算する。

次にＩＦＭＩＸ１により周波数ｍｆ_ｘ１と乗算され、出力信号Ｓ１２はＤＣ信号になり、ＲＦＭＩＸ１に入力された周波数ｋ_Ｈｆ_ｘ１の信号は復調されることになる。なお、キャリアセンスは測距の条件を備える必要がないので、ｄｉｖＣＳ１の出力位相は何であってもよい。しかしながら、キャリアセンスした後、測距信号を送信する場合は、以前の測距シーケンスとの位相の連続性は必要になるので、キャリアセンス前の初期位相を保持しておく必要がある。この場合、ｍｐｌ１やｄｉｖ１を継続して動作させておけば初期位相は保持できており、ＣＴＬ１により出力信号Ｓ２をＲＦＭＩＸ１に直接入力するので、出力信号Ｓ１１とＳ１２においても初期位相は保持されている。

以上のように、上述した各実施形態及び各変形例によれば、送信部にＶＣＯ直接変調方式を用い、受信部にＳＨ方式を用いた構成であっても、正確な測距を実現する測距装置及び測距方法を提供することができる。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として例示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると共に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１、１Ａ 装置、２、２Ａ 装置、１１ 無線回路、１２ アンテナ回路、１３ プロセッサ、１４ メモリ、２１ 無線回路、２２ アンテナ回路、２３ プロセッサ２４ メモリ、１００、１００Ａ 測距システム。

Claims (11)

1. キャリア位相検出に基づいて距離を算出する測距装置において、
   少なくとも一方が移動自在な第１装置及び第２装置により取得した位相情報に基づいて前記第１装置と第２装置との間の距離を算出する算出部を有し、
   前記第１装置は、
   第１基準信号源と、
   前記第１基準信号源の出力を用いて２つ以上の第１キャリア信号を送信すると共に２つ以上の第２キャリア信号を受信する第１送受信器とを具備し、
   前記第２装置は、
   前記第１基準信号源とは独立に動作する第２基準信号源と、
   前記第２の基準信号源の出力を用いて前記２つ以上の第２キャリア信号を送信すると共に前記２つ以上の第１キャリア信号を受信する第２送受信器とを具備し、
   前記２つ以上の第１キャリア信号の周波数群と前記２つ以上の第２キャリア信号の周波数群はそれぞれ異なり、
   前記算出部は、前記第１及び第２キャリア信号の受信によって得られる位相検出結果に基づいて前記距離の算出を行う、測距装置。
2. 前記第１及び第２基準信号源は、前記第１及び第２送受信器によって前記第１及び第２キャリア信号が送受信される期間中は継続して動作する、請求項１に記載の測距装置。
3. 前記第１送受信器は、前記２つ以上の第２キャリア信号の各位相を検出する第１位相検出器を具備し、
   前記第２送受信器は、前記２つ以上の第１キャリア信号の各位相を検出する第２位相検出器を具備する、請求項１に記載の測距装置。
4. 前記２つ以上の第１キャリア信号の周波数群を低い側からｆ１１、ｆ１２、・・・、ｆ１Ｎとし、前記２つ以上の第２キャリア信号の周波数群を低い側からｆ２１、ｆ２２、・・・、ｆ２Ｎとし、前記第１装置から周波数ｆ１ｉ（ｉ＝１，・・・，Ｎ）の信号を送信した応答として、前記第２装置から周波数ｆ２ｉ（ｉ＝１，・・・，Ｎ）の信号を送信した場合、ΔｆＣＨをチャネル間周波数とすると、
   ｜ｆ１ｉ−ｆ２ｉ｜＝ｋ×ΔｆＣＨ（ｋ＝整数）
   となるように周波数設定が行われる、請求項１に記載の測距装置。
5. 前記第１及び前記第２の各送受信器の送信部は、電圧制御発振器の出力信号を直接変調する構成を有し、前記第１及び前記第２の前記各送受信器の受信部は、ヘテロダイン方式もしくはＬｏｗ−ＩＦ方式の構成を有する、請求項１に記載の測距装置。
6. 前記第１装置において、受信する前記第２のキャリア信号の信号周波数よりも局部発振周波数が高いとき、前記第２装置において、受信する前記第１キャリア信号の信号周波数よりも局部発振周波数は、低く、
   前記第１装置において、受信する前記第２のキャリア信号の信号周波数よりも局部発振周波数が低いとき、前記第２装置において、受信する前記第１キャリア信号の信号周波数よりも局部発振周波数は、高い、請求項１に記載の測距装置。
7. 前記第１送受信器及び前記第２送受信器の各送信回路は、電圧制御発振器を直接変調する構成を有し、
   前記第１送受信器及び前記第２送受信器の各受信回路は、ＲＦミキサと、キャリアセンスミキサと、キャリアセンス用分周器と、ＩＦミキサとを含むヘテロダイン方式もしくはＬｏｗ−ＩＦ方式の構成を有し、
   測距を実施する場合は前記キャリアセンスミキサ及び前記キャリアセンス用分周器の動作を停止する、請求項１に記載の測距装置。
8. 第１キャリア信号の周波数群と前記２つ以上の第２キャリア信号の周波数群はそれぞれ異なり、
   第１装置および第２装置にはそれぞれ、第１送受信器および第２送受信器を有し、
   前記第１装置および前記第２装置で実施されるキャリア位相検出に基づいて距離を算出する測距方法において、
   前記第１装置において、第１基準信号源の出力を用いて２つ以上の第１キャリア信号を送信し、
   前記第２装置において、前記第１基準信号源とは独立な第２基準信号源の出力を用いて２つ以上の第２キャリア信号を送信し、
   前記第１装置において、前記２つ以上の第２キャリア信号を受信して２つ以上の第１位相検出結果を得、
   前記第２装置において、前記２つ以上の第１キャリア信号を受信して２つ以上の第２位相検出結果を得、
   前記第１及び前記第２位相検出結果に基づいて前記第１装置と第２装置との間の距離を算出する、
   測距方法。
9. 前記第１送受信器及び前記第２送受信器は、前記２つ以上の第１キャリア信号と前記２つ以上の第２キャリア信号を時分割で複数回に分けて送受信する、請求項８に記載の測距方法。
10. 前記第１送受信器及び前記第２送受信器は、前記第１及び前記第２の装置間の周波数差及び初期位相差の少なくとも１つによる位相誤差を補正できるように、前記２つ以上の第１キャリア信号と前記２つ以上の第２キャリア信号を前記複数回に分けて送受信する、請求項９に記載の測距方法。
11. 前記複数回は、８回である、請求項１０に記載の測距方法。

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