JP2021035289A - スナバ回路および電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】近年、半導体モジュールの大電流化に伴い、サージ電圧を効果的に低減することが望まれている。
【解決手段】正側および負側端子の間に直列に順に接続される正側コンデンサ、第１ダイオード、および負側コンデンサをそれぞれ有し、正側端子側から負側端子側へと電流を流す並列なＮ個の充電パスと、負側端子またはＮ個の充電パスのうち第ｋの充電パスにおける負側コンデンサと、Ｎ個の充電パスのうち第ｋ＋１の充電パスにおける正側コンデンサまたは正側端子との間に接続される第２ダイオードをそれぞれ有し、負側コンデンサおよび正側コンデンサの少なくとも一方を介して負側端子側から正側端子側へと電流を流す並列なＮ＋１個の放電パスと、第１ダイオード、および、第２ダイオードの少なくとも１つにそれぞれ並列に接続される少なくとも１つの補助コンデンサと、を備えるスナバ回路が提供される。
【選択図】図１

Description

本発明は、スナバ回路および電力変換装置に関する。

従来、サージ電圧による素子破壊を防止するための種々の技術が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
特許文献１ 特開２０１６−１４４３４０号公報

近年、半導体モジュールの大電流化に伴い、サージ電圧を効果的に低減することが望まれている。

上記課題を解決するために、本発明の第１の態様においては、スナバ回路が提供される。スナバ回路は、正側端子および負側端子の間に直列に順に接続される正側コンデンサ、第１ダイオード、および負側コンデンサをそれぞれ有し、正側端子側から負側端子側へと電流を流す並列なＮ個（但しＮは１以上の整数）の充電パスを備えてよい。スナバ回路は、負側端子またはＮ個の充電パスのうち第ｋの充電パス（但しｋは０≦ｋ＜Ｎの整数）における負側コンデンサと、Ｎ個の充電パスのうち第ｋ＋１の充電パスにおける正側コンデンサまたは正側端子との間に接続される第２ダイオードをそれぞれ有し、負側コンデンサおよび正側コンデンサの少なくとも一方を介して負側端子側から正側端子側へと電流を流す並列なＮ＋１個の放電パスを備えてよい。スナバ回路は、Ｎ個の充電パスに含まれるＮ個の第１ダイオード、および、Ｎ＋１個の放電パスに含まれるＮ＋１個の第２ダイオードの少なくとも１つにそれぞれ並列に接続される少なくとも１つの補助コンデンサを備えてよい。

補助コンデンサの容量は、各正側コンデンサの容量および各負側コンデンサの容量よりも小さくてよい。

補助コンデンサの容量は、各正側コンデンサの容量および各負側コンデンサの容量に対して１／１０００〜１／１００であってよい。

各補助コンデンサは、第１ダイオードおよび第２ダイオードのいずれか一方に並列に接続されてよい。

各補助コンデンサは、Ｎ個の第１ダイオードのそれぞれ、および、Ｎ＋１個の第２ダイオードのそれぞれのいずれか一方に並列に接続されてよい。

各充電パスの配線インダクタンスが、各放電パスの配線インダクタンスよりも小さくてよい。

本発明の第２の態様においては、電力変換装置が提供される。電力変換装置は、第１の態様のスナバ回路を備えてよい。電力変換装置は、正側端子および負側端子に接続されたスイッチ回路を備えてよい。

スイッチ回路は、上下アームを有するインバータであってよい。上下アームのうち何れか一方のアームが非導通となった場合に、当該アームにかかる電圧が電源電圧に達してから、互いに直列な正側コンデンサおよび補助コンデンサの合計電圧となるまでの時間ΔＴ１と、時間ΔＴ１の終了時点から、正側コンデンサおよび負側コンデンサの少なくとも一方の充電が終了するまでの時間ΔＴ２とは、ΔＴ１≦ΔＴ２＜５×ΔＴ１であってよい。

なお、上記の発明の概要は、本発明の必要な特徴の全てを列挙したものではない。また、これらの特徴群のサブコンビネーションもまた、発明となりうる。

本実施形態に係る電力変換装置１の回路図である。 比較例においてスイッチング素子１１がターンオフされた場合の電流の流れを示す。 比較例においてスイッチング素子１１がターンオンされた場合の電流の流れを示す。 モード（１）での電流の流れを示す。 モード（２）での電流の流れを示す。 モード（３）での電流の流れを示す。 モード（４）での電流の流れを示す。 モード（５）での電流の流れを示す。 スイッチング素子１１がターンオフされて非導通となる場合に当該スイッチング素子１１にかかる電圧を示す。 変形例に係る電力変換装置１Ａを示す。 モード（１Ａ）での電流の流れを示す。 モード（２Ａ）での電流の流れを示す。 モード（３Ａ）での電流の流れを示す。 モード（４Ａ）での電流の流れを示す。 モード（５Ａ）での電流の流れを示す。

以下、発明の実施の形態を通じて本発明を説明するが、以下の実施形態は特許請求の範囲にかかる発明を限定するものではない。また、実施形態の中で説明されている特徴の組み合わせの全てが発明の解決手段に必須であるとは限らない。

［１．電力変換装置の回路構成］
図１は、本実施形態に係る電力変換装置１の回路図である。電力変換装置１は、直流電力を多相交流電力に変換する回路の１相分である。電力変換装置１は、電源コンデンサ１０の各電極と電源出力端子１９との接続を切り替えることで変換した電圧を電源出力端子１９から出力する。なお、出力される交流電流の帰路は他の相の電源出力端子１９であってよい。電源出力端子１９には誘導負荷（図示せず）が接続されてよい。電力変換装置１は、電源コンデンサ１０と、スイッチ回路３と、スナバ回路２とを備える。なお、電力変換装置１はスイッチ回路３によって直流電力を単相交流電力に変換してもよい。この場合に電力変換装置１は、直列接続された２つの電源コンデンサ１０を備え、電源出力端子１９から出力される交流電流の帰路を電源コンデンサ１０の中点としてよい。

電源コンデンサ１０は、直流電源として機能する。電源コンデンサ１０の一方の端子には正側配線１０１が接続され、他方の端子には負側配線１０２が接続される。なお、図１では１つの電源コンデンサ１０が図示されているが、直列または並列に接続された複数の電源コンデンサ１０が電力変換装置１に具備されてもよい。

スイッチ回路３は、正側配線１０１および負側配線１０２の間に接続される。これにより、スイッチ回路３は、後述のスナバ回路２における正側端子２０１および負側端子２０２の間に接続される。本実施形態に係るスイッチ回路３は、ＤＣ／ＡＣインバータであってよく、電力変換装置１における上アームおよび下アームとしてのスイッチング素子１１，１２と、環流ダイオード１３，１４とを有する。

スイッチング素子１１，１２は、負側配線１０２および正側配線１０１の間に直列に順次接続されている。スイッチング素子１１，１２は、それぞれ正側配線１０１の側にドレイン端子が接続され、負側配線１０２の側にソース端子が接続される。スイッチング素子１１，１２のゲート端子には、図示しないゲート駆動回路が接続され、スイッチング素子１１，１２のオン／オフを制御する。例えば、スイッチング素子１１，１２は、両方がオフとなるデッドタイムを挟んで択一的に接続状態となるよう制御されてよい。スイッチング素子１１，１２はＰＷＭ方式で制御されてよい。スイッチング素子１１およびスイッチング素子１２の中点には電源出力端子１９が接続される。

スイッチング素子１１，１２は、シリコンを基材としたシリコン半導体素子でもよいし、ワイドバンドギャップ半導体素子でもよい。ワイドバンドギャップ半導体素子とは、シリコン半導体素子よりもバンドギャップが大きい半導体素子であり、例えばＳｉＣ、ＧａＮ、ダイヤモンド、窒化ガリウム系材料、酸化ガリウム系材料、ＡｌＮ、ＡｌＧａＮ、または、ＺｎＯなどを含む半導体素子である。なお、スイッチング素子１１，１２はＭＯＳＦＥＴでもよいし、ＩＧＢＴやバイポーラトランジスタなど、他構造の半導体素子でもよい。

環流ダイオード１３，１４は、正側配線１０１の側がカソードとなるようスイッチング素子１１，１２に逆並列に接続される。環流ダイオード１３，１４は、ショットキーバリアダイオードでもよい。環流ダイオード１３，１４は、シリコン半導体素子でもよいし、ワイドバンドギャップ半導体素子でもよい。

スイッチング素子１１，１２および環流ダイオード１３，１４の少なくとも２つは、半導体モジュール５としてモジュール化されてよい。本実施形態では一例として、スイッチング素子１１，１２および環流ダイオード１３，１４が半導体モジュール５としてモジュール化されている。この場合には、正側のスイッチング素子１１のドレイン端子が半導体モジュール５の正側端子５１であってよく、負側のスイッチング素子１２のソース端子が半導体モジュール５の負側端子５２であってよい。

［１．１．スナバ回路２］
スナバ回路２は、スイッチング素子１１，１２が電流を遮断した場合に生じるサージ電圧を吸収して電力変換装置１の各素子を保護する。スナバ回路２は、正側端子２０１および負側端子２０２を介して正側配線１０１および負側配線１０２の間に接続されてよい。なお、スナバ回路２と、電源コンデンサ１０との間の配線（一例として正側配線１０１や負側配線１０２を含む配線）には、その配線長に応じて配線インダクタンス１０１１が存在し得る。また、スナバ回路２と、スイッチング素子１１，１２との間の配線（一例として正側配線１０１や負側配線１０２を含む配線）には、その配線長に応じて配線インダクタンス１０１２が存在し得る。

スナバ回路２は、並列なＮ個の充電パス２１と、並列なＮ＋１個の放電パス２２と、少なくとも１つの補助コンデンサ２５２とを有する。なお、個数Ｎは１以上の整数であり、本実施形態では一例として３である。また、本実施形態では一例として、３つの充電パス２１を図の左側から順に第１の充電パス２１（１），第２の充電パス２１（２），第３の充電パス２１（３）として説明する。また、４つの放電パス２２を図の左側から順に第１の放電パス２２（１），第２の放電パス２２（２），第３の放電パス２２（３），第４の放電パス２２（４）として説明する。

各充電パス２１は、正側端子２０１および負側端子２０２の間に直列に順に接続される正側コンデンサ２１１、第１ダイオード２１２、および負側コンデンサ２１３を有する。正側コンデンサ２１１および負側コンデンサ２１３は、それぞれスナバコンデンサとして機能するものであり、スイッチング素子１１，１２の駆動時に生じる瞬時的なサージ電圧（一例として１０ｎｓより大きく１０μｓ未満の期間で素子に印加されるサージ電圧）を吸収してよい。例えば正側コンデンサ２１１および負側コンデンサ２１３は、１００ｋＨｚより大きく１００ＭＨｚ未満の振動を抑えてよい。正側コンデンサ２１１および負側コンデンサ２１３は、一例としてフィルムコンデンサまたは積層セラミックコンデンサであってよい。

第１ダイオード２１２は、正側端子２０１の側にアノードを向け、負側端子２０２の側にカソードを向けて配設される。これにより、各充電パス２１は正側端子２０１側から負側端子２０２側へと電流を流す。

各放電パス２２は、第２ダイオード２２１を有する。第２ダイオード２２１は、負側端子２０２またはＮ個の充電パス２１のうち第ｋの充電パス２１（但しｋは０≦ｋ≦Ｎの整数）における負側コンデンサ２１３と、Ｎ個の充電パス２１のうち第ｋ＋１の充電パス２１における正側コンデンサ２１１または正側端子２０１と、の間に接続される。例えば、第１の放電パス２２（１）の第２ダイオード２２１は、負側端子２０２と、第１の充電パス２１（１）の正側コンデンサ２１１との間に接続される。第２の放電パス２２（２）の第２ダイオード２２１は、第１の充電パス２１（１）の負側コンデンサ２１３と、第２の充電パス２１（２）の正側コンデンサ２１１との間に接続される。第３の放電パス２２（３）の第２ダイオード２２１は、第２の充電パス２１（２）の負側コンデンサ２１３と、第３の充電パス２１（３）の正側コンデンサ２１１との間に接続される。第４の放電パス２２（４）の第２ダイオード２２１は、第３の充電パス２１（３）の負側コンデンサ２１３と、正側端子２０１との間に接続される。第２ダイオード２２１は、第ｋの充電パス２１（ｋ）または負側端子２０２の側にアソードを向け、第ｋ＋１の充電パス２１（ｋ＋１）または正側端子２０１の側にカソードを向けて配設される。これにより、各放電パス２２は、負側コンデンサ２１３および正側コンデンサ２１１の少なくとも一方を介して負側端子２０２側から正側端子２０１側へと電流を流す。

なお、各充電パス２１の配線インダクタンスは、各放電パス２２の配線インダクタンスよりも小さくてよい。例えば、各充電パス２１の配線長は、各放電パス２２の配線長よりも短くてよい。一例として、正側端子２０１および負側端子２０２を結ぶ各充電パス２１の配線長は、正側端子２０１および負側端子２０２を結ぶ各放電パス２２の配線長よりも短くてよい。

補助コンデンサ２５２は、Ｎ＋１個の放電パス２２に含まれるＮ＋１個の第２ダイオード２２１の少なくとも１つにそれぞれ並列に接続される。本実施形態では一例として、スナバ回路２はＮ＋１個の補助コンデンサ２５２を備えており、各補助コンデンサ２５２はＮ＋１個の第２ダイオード２２１のそれぞれに並列に接続されている。

各補助コンデンサ２５２の容量は、各正側コンデンサ２１１の容量および各負側コンデンサ２１３の容量よりも小さくてよい。例えば、補助コンデンサ２５２の容量は、各正側コンデンサ２１１の容量および各負側コンデンサ２１３の容量に対して１／１０００〜１／１００であってよい。各補助コンデンサ２５２の容量は互いに等しくてもよいし、異なってもよい。

また、各補助コンデンサ２５２の充電電圧は、スイッチング素子１１，１２が電流を遮断するタイミングでは、負側コンデンサ２１３の充電電圧よりも低くてよい。これにより、各補助コンデンサ２５２は、正側端子２０１側から第１ダイオード２１２へ向かう電流を引き込んでよい。

［１．１．１．スナバ回路２の動作］
［１．１．１（１）．比較例に係るスナバ回路の動作］
本実施形態に係るスナバ回路２の動作を説明する前に、比較例に係るスナバ回路２００（図２，図３参照）の動作を説明する。このスナバ回路２００では、補助コンデンサ２５２が設けられていない点でスナバ回路２と異なる。

まず、スイッチング素子１１がオン、スイッチング素子１２がオフの状態から、スイッチング素子１１がターンオフされる場合の動作について説明する。スイッチング素子１１がオン、スイッチング素子１２がオフの状態では、出力電流は、電源コンデンサ１０、正側配線１０１、スイッチング素子１１、および、電源出力端子１９の経路で流れる。このとき、配線インダクタンス１０１２には出力電流が流れてエネルギーが蓄積される。

図２は、比較例において、この状態からスイッチング素子１１がターンオフされた場合の電流の流れを示す。なお、図中の破線の矢印は電流の流れを示し、実線の矢印は電源コンデンサ１０や正側コンデンサ２１１、負側コンデンサ２１３などの電圧、配線インダクタンス１０１２などによって発生する電圧を示す。

スイッチング素子１１がターンオフされると、出力電流は転流して、電源コンデンサ１０および正側配線１０１から各充電パス２１の正側コンデンサ２１１、第１ダイオード２１２および負側コンデンサ２１３に流れ、環流ダイオード１４を介して電源出力端子１９から出力される。これにより、配線インダクタンス１０１２の電流エネルギーは、充電パス２１の正側コンデンサ２１１および負側コンデンサ２１３の充電により吸収される。そして、出力電流は最終的に、電源コンデンサ１０、負側配線１０２、環流ダイオード１４、および、電源出力端子１９の経路に全て転流する。これにより、スイッチング素子１１のターンオフ動作に伴う転流が完了する。

図３は、比較例において、スイッチング素子１１のターンオフ動作が完了した状態から、あらためてスイッチング素子１１がターンオンされた場合の電流の流れを示す。

あらためてスイッチング素子１１がターンオンされると、電源コンデンサ１０、負側配線１０２、環流ダイオード１４、および、電源出力端子１９の経路に流れていた出力電流は、電源コンデンサ１０、負側配線１０２、各放電パス２２の第２ダイオード２２１、スイッチング素子１１、および、電源出力端子１９の経路に転流し、このとき第２ダイオード２２１のアノード側／カソード側の正側コンデンサ２１１および／または負側コンデンサ２１３に蓄えられていたターンオフ動作時のエネルギーが放出される。そして、出力電流は最終的に電源コンデンサ１０、正側配線１０１、スイッチング素子１１、および、電源出力端子１９の経路に全て転流する。これにより、スイッチング素子１１のターンオン動作に伴う転流が完了する。

ここで、スイッチング素子１１のターンオフ及びターンオンの動作時における正側コンデンサ２１１および負側コンデンサ２１３の電圧について説明する。ターンオフ動作時における各充電パス２１の正側コンデンサ２１１および負側コンデンサ２１３の電圧の関係は、以下の式（１）で表される。但し、式中、Ｅは電源コンデンサ１０の電圧、Ｖ_{ｄｃ−ｏｆｆ}はターンオフ動作時の正側配線１０１および負側端子２０２の間の端子間電圧である。また、Ｖ_ｐ（１）〜Ｖ_ｐ（３）は第１の充電パス２１（１）〜第３の充電パス２１（３）における正側コンデンサ２１１の電圧である。また、Ｖ_Ｎ（１）〜Ｖ_Ｎ（３）は第１の充電パス２１（１）〜第３の充電パス２１（３）における負側コンデンサ２１３の電圧である。

Ｅ≦（Ｖ_ｐ（１）＋Ｖ_Ｎ（１））
＝（Ｖ_ｐ（２）＋Ｖ_Ｎ（２））
＝（Ｖ_ｐ（３）＋Ｖ_Ｎ（３））
＝Ｖ_{ｄｃ−ｏｆｆ} …（１）

また、ターンオン動作時における各充電パス２１の正側コンデンサ２１１および負側コンデンサ２１３の電圧の関係は、以下の式（２）で表される。但し、式中、Ｖ_{ｄｃ−ｏＮ}はターンオン動作時の正側配線１０１および負側端子２０２の間の端子間電圧である。

Ｅ≧Ｖ_ｐ（１）
＝（Ｖ_Ｎ（１）＋Ｖ_ｐ（２））
＝（Ｖ_Ｎ（２）＋Ｖ_ｐ（３））
＝Ｖ_Ｎ（３）
＝Ｖ_{ｄｃ−ｏＮ} …（２）

式（１）及び式（２）により、各正側コンデンサ２１１および各負側コンデンサ２１３の電圧の関係は以下の式（３）で表される（図２、図３に図示した電圧も参照）。但し、式中、Ｖｄｃは定常時の正側端子５１および負側端子５２の間の端子間電圧である。

Ｅ＝Ｖ_ｄｃ≒Ｖ_ｐ（１）
＝Ｖ_Ｎ（３）
＝１．５×Ｖ_ｐ（２）
＝１．５×Ｖ_Ｎ（２）
＝３×Ｖ_Ｎ（１）
＝３×Ｖ_ｐ（３） …（３）

式（３）より、コンデンサ電流が遮断される場合の各充電パス２１における充電電圧（図３では一例として４Ｅ／３）は、放電パス２２のそれぞれにおける放電電圧（図３では一例としてＥ）よりも高いことがわかる。なお、出力電流が逆向きの場合でのスイッチング素子１２のターンオンおよびターンオフ動作においても、回路の対称性より同様の効果が得られるため、詳細な説明は省略する。

以上の比較例に係るスナバ回路２００によれば、正側コンデンサ２１１および負側コンデンサ２１３を有するＮ個の並列な充電パス２１が具備される。従って、半導体モジュール５によって電流が遮断されると、配線インダクタンス１０１２に蓄積されたエネルギーは各充電パス２１を通って正側コンデンサ２１１および負側コンデンサ２１３を正側配線１０１および負側端子２０２の間の電圧よりも高い電圧に充電する。これにより、サージ電圧による素子破壊が防止される。

また、スナバ回路２００には、負側コンデンサ２１３および正側コンデンサ２１１の少なくとも一方を介して負側端子２０２側から正側端子２０１側へと電流を流すＮ＋１個の放電パス２２が具備される。従って、半導体モジュール５によって電流が流されると、正側コンデンサ２１１や負側コンデンサ２１３に蓄積されたエネルギーが放電され、各放電パス２２の放電電圧は正側端子２０１および負側端子２０２の間の電圧まで低下する。

ここで、電流が遮断される場合のＮ個の充電パス２１のそれぞれにおける充電電圧は、放電パス２２のそれぞれにおける放電電圧よりも高いため、電流が遮断されて充電パス２１を充電したエネルギーは、放電パス２２によって放電されても充電パス２１をさらに充電することができない。従って、電流が遮断される場合に正側コンデンサ２１１および負側コンデンサ２１３を充電したエネルギーは、配線インダクタンス１０１１と正側コンデンサ２１１や負側コンデンサ２１３との共振動作により充放電されて回路損失として消費されることなく正側コンデンサ２１１および負側コンデンサ２１３に蓄えられて回生される。これにより、共振動作による回路損失が低減される。

そして、このように電流遮断時のサージ電圧による素子破壊を防止するとともに、回路損失を低減することができるため、半導体モジュール５の正側端子５１および負側端子５２に接続される配線のインダクタンスの許容量を大きくすることができる。つまり、正側配線１０１および負側配線１０２の配線長の自由度を高めることができる。

なお、上述のように比較例のスナバ回路２００では、電流が遮断される場合の各充電パス２１における充電電圧は４Ｅ／３（Ｖ）である。従って、正側配線１０１および負側配線１０２の間に瞬時的に発生するサージ電圧のうち、配線インダクタンス１０１２に起因して発生する分の電圧ΔＶ１は４Ｅ／３（Ｖ）をベースとして、４Ｅ／３（Ｖ）に上乗せされた形態で発生する。

これに対し、正側配線１０１および負側配線１０２の間に単一のスナバコンデンサが接続される場合には、当該スナバコンデンサの充電電圧はＥ（Ｖ）となるため、サージ電圧のうち配線インダクタンス１０１２により発生する電圧ΔＶ１はＥ（Ｖ）に上乗せされた形態で発生する。よって、比較例のスナバ回路２００では、配線インダクタンス１０１２に起因して正側配線１０１および負側配線１０２の間に瞬時的に発生する全体のサージ電圧、つまり電圧ΔＶ１とベース分の電圧との合計電圧は、正側配線１０１および負側配線１０２の間に単一のスナバコンデンサを接続する場合と比較して大きくなってしまう。

［１．１．１（２）．本実施形態に係るスナバ回路２の動作］
続いて、本実施形態に係るスナバ回路２の動作を説明する。なお、特段の説明が無い限り、スナバ回路２における正側コンデンサ２１１および負側コンデンサ２１３の充電電圧は、上述のスナバ回路２００と同様であってよい。

スイッチング素子１１がオン、スイッチング素子１２がオフの状態では、出力電流は、電源コンデンサ１０、正側配線１０１、スイッチング素子１１、および、電源出力端子１９の経路で流れる。このとき、配線インダクタンス１０１２には出力電流が流れてエネルギーが蓄積される。この状態からスイッチング素子１１がターンオフされる場合に、スナバ回路２にはモード（１）〜モード（５）の態様で電流が流れてよい。

図４は、モード（１）での電流の流れを示す。
スイッチング素子１１がターンオフされると、出力電流は転流して電源コンデンサ１０および正側配線１０１から各充電パス２１に流入する。このとき、各補助コンデンサ２５２の充電電圧Ｖ_ｍは、負側コンデンサ２１３の充電電圧Ｖ_ｎよりも低くなっており、本実施形態では一例として０（Ｖ）となっている。そのため、充電パス２１の正側コンデンサ２１１に流入した電流は、第１ダイオード２１２および負側コンデンサ２１３に向かっては流れずに、補助コンデンサ２５２に向かって流れる。これにより、配線インダクタンス１０１２の電流エネルギーは正側コンデンサ２１１および補助コンデンサ２５２の充電により吸収される。

このように、本実施形態に係るスナバ回路２では、電流が遮断される初期段階では、正側コンデンサ２１１と補助コンデンサ２５２との直列回路が充電パス（迂回充電パスとも称する）として機能し、各迂回充電パスにおける充電電圧はＥ（Ｖ）である。従って、サージ電圧のうち配線インダクタンス１０１２により発生する電圧ΔＶ１はＥ（Ｖ）をベースとして、Ｅ（Ｖ）に上乗せされた形態で発生する。

なお、補助コンデンサ２５２の電圧Ｖ_ｍは、Ｅ／３（Ｖ）まで上昇してよい。

これにより、迂回充電パスにおいて負側コンデンサ２１３と直列な正側コンデンサ２１１および補助コンデンサ２５２の合計電圧は、当該負側コンデンサ２１３と同一の充電パス２１において直列な正側コンデンサ２１１の電圧まで上昇する。一例として、充電パス２１（２）の正側コンデンサ２１１と充電パス２１（１）の負側コンデンサ２１３とを含む迂回充電パスにおける正側コンデンサ２１１の電圧２Ｅ／３（Ｖ）と、補助コンデンサ２５２の電圧Ｖ_ｍ（Ｖ）との合計電圧は、充電パス２１（１）の正側コンデンサ２１１の電圧Ｅ（Ｖ）まで上昇する。

別言すれば、正側コンデンサ２１１から電流が流れ込む迂回充電パスにおける負側コンデンサ２１３および補助コンデンサ２５２の合計電圧は、当該正側コンデンサ２１１と同一の充電パス２１における負側コンデンサ２１３の電圧まで上昇する。一例として、充電パス２１（２）の正側コンデンサ２１１から電流が流れ込む迂回充電パスにおける負側コンデンサ２１３の電圧Ｅ／３（Ｖ）と、補助コンデンサ（Ｖ）との合計電圧は、充電パス２１（２）の負側コンデンサ２１３の電圧２Ｅ／３（Ｖ）まで上昇する。

その結果、正側配線１０１および負側配線１０２の間の電圧はＥ（Ｖ）から４Ｅ／３（Ｖ）に上昇する。

図５は、モード（２）での電流の流れを示す。補助コンデンサ２５２の電圧Ｖ_ｍがＥ／３（Ｖ）に達すると、各充電パス２１において第１ダイオード２１２のアノード側の電位がカソード側よりも高くなって第１ダイオード２１２が導通し、充電パス２１の正側コンデンサ２１１に流入した電流は、補助コンデンサ２５２よりも容量の大きい負側コンデンサ２１３に流れる。これにより、配線インダクタンス１０１２の電流エネルギーは正側コンデンサ２１１および負側コンデンサ２１３の充電により吸収される。なお、正側コンデンサ２１１に流れた電流は補助コンデンサ２５２にも僅かに流れて補助コンデンサ２５２の電圧Ｖ_ｍを微増させてもよい。以上により、配線インダクタンス１０１２の電流エネルギーは正側コンデンサ２１１や負側コンデンサ２１３、補助コンデンサ２５２によって完全に吸収され、充電が完了する。なお、モード（２）において正側コンデンサ２１１に流入する電流のエネルギーは、配線インダクタンス１０１１に起因して電圧ΔＶ２を生じる。

図６は、モード（３）での電流の流れを示す。配線インダクタンス１０１２の電流エネルギーが完全に吸収されて充電が完了すると、迂回充電パスでは充電電圧が４Ｅ／３（Ｖ）以上になっているため、迂回充電パスを介して放電が行われる。但し、各補助コンデンサ２５２の容量は正側コンデンサ２１１および負側コンデンサ２１３の容量よりも小さいため、放電は主として補助コンデンサ２５２から行われてよい。これにより、各補助コンデンサ２５２の電圧は０（Ｖ）となり、正側配線１０１および負側配線１０２の間の電圧は４Ｅ／３（Ｖ）からＥ（Ｖ）に減少する。

図７は、モード（４）での電流の流れを示す。正側配線１０１および負側配線１０２の間の電圧がＥ（Ｖ）に減少し、補助コンデンサ２５２の電圧Ｖ_ｍが０（Ｖ）になると、配線インダクタンス１０１１の自己誘導作用によってスナバ回路２から電流が引き抜かれる結果、各放電パス２２の正側コンデンサ２１１および負側コンデンサ２１３から放電が行われる。これにより、正側配線１０１および負側配線１０２の間の電圧はＥ（Ｖ）からＥ−ΔＶｓまでに減少してよい。

図８は、モード（５）での流れを示す。正側コンデンサ２１１および負側コンデンサ２１３からの放電によって正側配線１０１および負側配線１０２の間の電圧がＥ−ΔＶｓまで減少すると、直流起電力Ｅとの差により配線インダクタンス１０１１からの電流が各充電パス２１に再度流入する。このとき、各補助コンデンサ２５２の充電電圧Ｖ_ｍは、負側コンデンサ２１３の充電電圧Ｖ_ｎよりも低くなっており、本実施形態では一例として０（Ｖ）となっている。そのため、充電パス２１の正側コンデンサ２１１に流入した電流は、第１ダイオード２１２および負側コンデンサ２１３に向かっては流れずに、補助コンデンサ２５２に向かって再び流れる。これにより、配線インダクタンス１０１１の電流エネルギーは正側コンデンサ２１１および補助コンデンサ２５２の充電により一旦吸収される。なお、モード（５）によって充電パス２１に流入する電流のエネルギーは、配線インダクタンス１０１２に起因して電圧ΔＶ３を生じてよい。

以降、配線インダクタンス１０１１と補助コンデンサ２５２などとの共振によってモード（２）〜モード（５）の充放電が繰り返される結果、補助コンデンサ２５２の電圧Ｖ_ｍは概ねΔＶｓ／２（Ｖ）に収束する。これにより、スイッチング素子１１のターンオフ動作に伴う転流が完了する。この共振によって失われるエネルギーは概ねΔＶｓ／２（Ｖ）であり、例えばＥ／３（Ｖ）に相当するエネルギーよりも小さくてよい。

そして、あらためてスイッチング素子１１がターンオンされる場合には、比較例の場合と同様に、正側コンデンサ２１１や負側コンデンサ２１３、補助コンデンサ２５２に蓄えられていたターンオフ動作時のエネルギーが放出されて、スイッチング素子１１のターンオン動作に伴う転流が完了する。これにより、本実施形態では一例として、各補助コンデンサ２５２の充電電圧Ｖ_ｍは０（Ｖ）になってよい。

以上のスナバ回路２によれば、複数の第１ダイオード２１２および複数の第２ダイオード２２１の少なくとも１つには補助コンデンサ２５２がそれぞれ並列に接続されるので、配線インダクタンス１０１２により電圧ΔＶ１が発生する場合に、正側配線１０１から負側配線１０２に流れる電流は正側コンデンサ２１１から補助コンデンサ２５２に引き込まれて補助コンデンサ２５２を充電する。従って、配線インダクタンス１０１２により発生する電圧ΔＶ１のベース電圧を正側コンデンサ２１１および負側コンデンサ２１３の合計電圧（＝４Ｅ／３）ではなく、正側コンデンサ２１１および補助コンデンサ２５２の合計電圧（＝Ｅ）にすることができる。よって、正側配線１０１および負側配線１０２の間に瞬時的に発生するサージ電圧を低減することができる。

また、各補助コンデンサ２５２はＮ＋１個の第２ダイオード２２１のそれぞれに並列に接続されるので、補助コンデンサ２５２を通る迂回充電パスに配線経路長の差がある場合であっても、配線インダクタンス１０１２によって発生する電圧ΔＶ１のエネルギーを経路長の短い迂回充電パスによって早期に吸収し、サージ電圧を確実に低減することができる。

また、補助コンデンサ２５２の容量は各正側コンデンサ２１１の容量および各負側コンデンサ２１３の容量よりも小さいので、配線インダクタンス１０１１と補助コンデンサ２５２との共振によるエネルギーの損失を低減することができる。

また、補助コンデンサ２５２の容量は、各正側コンデンサ２１１の容量および各負側コンデンサ２１３の容量に対して１／１０００以上であるので、１／１０００未満である場合と比較して、電流の引き込みによって確実にサージ電圧を低減することができる。また、補助コンデンサ２５２の容量が各正側コンデンサ２１１の容量および各負側コンデンサ２１３の容量に対して１／１００より大きい場合と比較して、配線インダクタンス１０１１と補助コンデンサ２５２との共振によるエネルギーの損失を確実に低減することができる。

また、各充電パス２１の配線インダクタンスは各放電パス２２の配線インダクタンスよりも小さいので、サージ電圧を充電パス２１によって確実に低減することができる。また、放電により電流が流される場合に過大な突入電流が生じてしまうのを放電パス２２の配線インダクタンスによって防止することができる。

［２．動作波形］
図９は、スイッチング素子１１がターンオフされて非導通となる場合に当該スイッチング素子１１にかかる電圧を示す。図中、縦軸は電圧であり、横軸は時間である。また、図中、左側のグラフは、正側配線１０１および負側配線１０２の間に単一のスナバコンデンサを接続した場合の動作波形である。図中、中央のグラフは、正側配線１０１および負側配線１０２の間に、比較例に係るスナバ回路２００を接続した場合の動作波形である。図中、右側のグラフは、正側配線１０１および負側配線１０２の間に、本実施形態に係るスナバ回路２を接続した場合の動作波形である。

図中、左側のグラフに示すように、単一のスナバコンデンサを接続した場合には、配線インダクタンス１０１２に起因する電圧ΔＶ１は電源コンデンサ１０の電圧Ｅ（Ｖ）に上乗せされた形態で発生し、配線インダクタンス１０１１に起因する電圧ΔＶ２のエネルギーは配線インダクタンス１０１１とスナバコンデンサとの共振によって失われる。

また、図中、中央のグラフに示すように、比較例に係るスナバ回路２００を接続した場合には、電圧ΔＶ１（スイッチング素子１１または１２のターンオフ動作中にスナバ回路２００への転流によって配線インダクタンス１０１２に発生する電圧のピーク値）は充電パス２１の電圧４Ｅ／３（Ｖ）に上乗せされた形態で発生する。また、配線インダクタンス１０１１とスナバコンデンサとの共振が生じないため、電圧ΔＶ２のエネルギーは失われずに回生される。

そして、図中、右側のグラフに示すように、本実施形態に係るスナバ回路２を接続した場合には、比較例２００を接続した場合とは異なり、電圧ΔＶ１は充電パス２１の電圧４Ｅ／３（Ｖ）に上乗せされた形態では発生せずに、電源コンデンサ１０の電圧Ｅ（Ｖ）に上乗せされた形態で発生するため、素子破壊が防止される。また、配線インダクタンス１０１１と共振する補助コンデンサ２５２の容量が小さいため、電圧ΔＶ２のエネルギーは概ね失われずに回生される。

なお、このグラフ中の破線部分は、迂回充電パスにおける正側コンデンサ２１１と補助コンデンサ２５２との合計電圧であってよい。破線部分の傾きは、補助コンデンサ２５２の容量に応じて変化してよい。例えば、補助コンデンサ２５２の容量が小さい場合には、破線部分の傾きは大きくなり、立ち上がり部分の実線グラフの傾きに近づいてよい。

ここで、スイッチング素子１１にかかる電圧が電源電圧Ｅに達してから、互いに直列な正側コンデンサ２１１および負側コンデンサ２１３の合計電圧となるまでの時間ΔＴ１と、時間ΔＴ１の終了時点から、正側コンデンサ２１１または負側コンデンサの充電が終了するまでの時間ΔＴ２とは、ΔＴ１≦ΔＴ２＜５×ΔＴ１であってよい。時間ΔＴ１の終了タイミングは、スイッチング素子１１にかかる電圧が電源電圧Ｅに達してからピーク値Ｅ+ΔＶ１となった後に、互いに直列な正側コンデンサ２１１および負側コンデンサ２１３の合計電圧（本実施形態では一例として４Ｅ／３を初期値とする電圧）に戻るタイミングであってよい。このタイミングは、配線インダクタンス１０１２に蓄積された電流エネルギーがゼロになるタイミングであってよく、当該電流エネルギーがスナバ回路２によって完全に吸収されるタイミングであってよい。時間ΔＴ２の終了タイミングは、正側コンデンサ２１１および補助コンデンサ２５２の直列電圧Ｖにより配線インダクタンス１０１１のエネルギーが吸収され、０（Ａ）に達するタイミングであってよい。時間ΔＴ１，ΔＴ２は、正側コンデンサ２１１、負側コンデンサ２１３および補助コンデンサ２５２の容量によって調整可能であってよい。

以上のように、本実施形態に係るスナバ回路２によれば、時間ΔＴ１，ΔＴ２がΔＴ２＜５×ΔＴ１であるので、ΔＴ２≧５×ΔＴ１の場合と比較して、補助コンデンサ２５２に蓄積されるエネルギーが小さい分、配線インダクタンス１０１１と補助コンデンサ２５２との共振による損失を低減することができる。

［３．変形例］
図１０は、変形例に係る電力変換装置１Ａを示す。電力変換装置１Ａのスナバ回路２Ａは、Ｎ個の充電パス２１に含まれるＮ個の第１ダイオード２１２の少なくとも１つにそれぞれ並列に接続される少なくとも１つの補助コンデンサ２５１を有してよい。本実施形態では一例として、スナバ回路２はＮ個の補助コンデンサ２５１を備えており、各補助コンデンサ２５１はＮ個の第１ダイオード２１２のそれぞれに並列に接続されている。補助コンデンサ２５１に正負の極性がある場合には、各補助コンデンサ２５１は、第１ダイオードのアノード側に負極が接続され、カソード側に正極が接続されてよい。

各補助コンデンサ２５１の容量は、各正側コンデンサ２１１の容量および各負側コンデンサ２１３の容量よりも小さくてよい。例えば、補助コンデンサ２５１の容量は、各正側コンデンサ２１１の容量および各負側コンデンサ２１３の容量に対して１／１０００〜１／１００であってよい。各補助コンデンサ２５１の容量は互いに等しくてもよいし、異なってもよい。

また、各補助コンデンサ２５１の充電電圧Ｖ_ｍは、スイッチング素子１１，１２が電流を遮断するタイミングでは、負側コンデンサ２１３の充電電圧Ｖ_ｎよりも低くてよく、例えば負電圧であってよい。本変形例においては一例として各補助コンデンサ２５１の電圧Ｖ_ｍの絶対値は負側コンデンサ２１３の電圧Ｖ_ｎと等しくてよい。これにより、各補助コンデンサ２５１は、正側端子２０１側から第１ダイオード２１２へ向かう電流を引き込んでよい。

［３．１．本変形例に係るスナバ回路２Ａの動作］
続いて、本変形例に係るスナバ回路２Ａの動作を説明する。なお、特段の説明が無い限り、スナバ回路２Ａにおける正側コンデンサ２１１および負側コンデンサ２１３の充電電圧は、上述のスナバ回路２，２００と同様であってよい。

スイッチング素子１１がオン、スイッチング素子１２がオフの状態では、出力電流は、電源コンデンサ１０、正側配線１０１、スイッチング素子１１、および、電源出力端子１９の経路で流れる。このとき、配線インダクタンス１０１２には出力電流が流れてエネルギーが蓄積される。この状態からスイッチング素子１１がターンオフされる場合に、スナバ回路２Ａにはモード（１Ａ）〜モード（５Ａ）の態様で電流が流れてよい。

図１１は、モード（１Ａ）での電流の流れを示す。
スイッチング素子１１がターンオフされると、出力電流は転流して電源コンデンサ１０および正側配線１０１から各充電パス２１に流入する。このとき、各補助コンデンサ２５１の充電電圧Ｖ_ｍは、負側コンデンサ２１３の充電電圧Ｖ_ｎよりも低くなっており、本実施形態では一例として、−Ｅ／３（Ｖ）となっている。そのため、充電パス２１の正側コンデンサ２１１に流入した電流は、第１ダイオード２１２には流れずに、補助コンデンサ２５１を介して負側コンデンサ２１３に流れる。これにより、配線インダクタンス１０１２の電流エネルギーは正側コンデンサ２１１、補助コンデンサ２５１および負側コンデンサ２１３の充電により吸収される。

このように、本実施形態に係るスナバ回路２では、電流が遮断される初期段階では、正側コンデンサ２１１と補助コンデンサ２５１と負側コンデンサ２１３との直列回路が迂回充電パスとして機能し、各迂回充電パスにおける充電電圧はＥ（Ｖ）である。従って、サージ電圧のうち配線インダクタンス１０１２により発生する電圧ΔＶ１はＥ（Ｖ）をベースとして、Ｅ（Ｖ）に上乗せされた形態で発生する。

なお、補助コンデンサ２５１の電圧Ｖ_ｍは０（Ｖ）まで上昇してよい。これにより、正側配線１０１および負側配線１０２の間の電圧はＥ（Ｖ）から４Ｅ／３（Ｖ）に上昇する。

図１２は、モード（２Ａ）での電流の流れを示す。補助コンデンサ２５１の電圧Ｖ_ｍが０（Ｖ）に達すると、充電パス２１の正側コンデンサ２１１に流入した電流は、第１ダイオード２１２を介して負側コンデンサ２１３に流れる。これにより、配線インダクタンス１０１２の電流エネルギーは正側コンデンサ２１１および負側コンデンサ２１３の充電により吸収される。なお、正側コンデンサ２１１に流れた電流は補助コンデンサ２５１にも僅かに流れて補助コンデンサ２５１の電圧Ｖ_ｍを微増させてもよい。以上により、配線インダクタンス１０１２の電流エネルギーは正側コンデンサ２１１や負側コンデンサ２１３、補助コンデンサ２５１によって完全に吸収され、充電が完了する。なお、モード（２Ａ）において正側コンデンサ２１１に流入する電流のエネルギーは、配線インダクタンス１０１１に起因して電圧ΔＶ２を生じる。

図１３は、モード（３Ａ）での電流の流れを示す。配線インダクタンス１０１２の電流エネルギーが完全に吸収されて充電が完了すると、迂回充電パスでは充電電圧が４Ｅ／３（Ｖ）以上になっているため、迂回充電パスを介して放電が行われる。但し、各補助コンデンサ２５１の容量は正側コンデンサ２１１および負側コンデンサ２１３の容量よりも小さいため、放電は主として補助コンデンサ２５１から行われてよい。これにより、各補助コンデンサ２５１の電圧Ｖ_ｍは−Ｅ／３（Ｖ）となり、正側配線１０１および負側配線１０２の間の電圧は４Ｅ／３（Ｖ）からＥ（Ｖ）に減少する。

図１４は、モード（４Ａ）での電流の流れを示す。正側配線１０１および負側配線１０２の間の電圧がＥ（Ｖ）に減少し、補助コンデンサ２５１の電圧Ｖ_ｍが−Ｅ／３（Ｖ）になると、配線インダクタンス１０１１の自己誘導作用によってスナバ回路２から電流が引き抜かれる結果、各放電パス２２の正側コンデンサ２１１および負側コンデンサ２１３から放電が行われる。これにより、正側配線１０１および負側配線１０２の間の電圧はＥ（Ｖ）からＥ−ΔＶｓまでに減少してよい。

図１５は、モード（５Ａ）での流れを示す。正側コンデンサ２１１および負側コンデンサ２１３からの放電によって正側配線１０１および負側配線１０２の間の電圧がＥ−ΔＶｓまで減少すると、直流起電力Ｅとの差により配線インダクタンス１０１１からの電流が各充電パス２１に再度流入する。このとき、各補助コンデンサ２５１の充電電圧Ｖ_ｍは、負側コンデンサ２１３の充電電圧Ｖ_ｎよりも低くなっており、本実施形態では一例として−Ｅ／３（Ｖ）となっている。そのため、充電パス２１の正側コンデンサ２１１に流入した電流は、第１ダイオード２１２には流れずに、補助コンデンサ２５１を介して負側コンデンサ２１３に再び流れる。これにより、配線インダクタンス１０１１の電流エネルギーは正側コンデンサ２１１および補助コンデンサ２５１の充電により一旦吸収される。

以降、配線インダクタンス１０１１と補助コンデンサ２５１などとの共振によってモード（２Ａ）〜モード（５Ａ）の充放電が繰り返される結果、補助コンデンサ２５１の電圧Ｖ_ｍは概ねΔＶｓ／２（Ｖ）に収束する。これにより、スイッチング素子１１のターンオフ動作に伴う転流が完了する。この共振によって失われるエネルギーは概ねΔＶｓ／２（Ｖ）であり、例えばＥ／３（Ｖ）に相当するエネルギーよりも小さくてよい。

そして、あらためてスイッチング素子１１がターンオンされる場合には、比較例の場合と同様に、正側コンデンサ２１１や負側コンデンサ２１３、補助コンデンサ２５１に蓄えられていたターンオフ動作時のエネルギーが放出されて、スイッチング素子１１のターンオン動作に伴う転流が完了する。これにより、本実施形態では一例として、各補助コンデンサ２５１の充電電圧Ｖ_ｍは−Ｅ／３（Ｖ）になってよい。

以上のように、変形例に係るスナバ回路２Ａによっても、実施形態に係るスナバ回路２と同様の効果を得ることができる。

［４．その他の変形例］
なお、上記の実施形態および変形例によれば、スナバ回路２，２Ａは補助コンデンサ２５２または補助コンデンサ２５１の何れか一方のみを有することとして説明したが、両方を有してもよい。

また、補助コンデンサ２５２はＮ＋１個の第２ダイオード２２１のそれぞれに並列に接続されることとして説明したが、一部の第２ダイオード２２１のみに並列に接続されてもよい。また、補助コンデンサ２５１はＮ個の第１ダイオード２１２のそれぞれに並列に接続されることとして説明したが、一部の第１ダイオード２１２のみに並列に接続されてもよい。

以上、本発明を実施の形態を用いて説明したが、本発明の技術的範囲は上記実施の形態に記載の範囲には限定されない。上記実施の形態に、多様な変更または改良を加えることが可能であることが当業者に明らかである。その様な変更または改良を加えた形態も本発明の技術的範囲に含まれ得ることが、特許請求の範囲の記載から明らかである。

特許請求の範囲、明細書、および図面中において示した装置、システム、プログラム、および方法における動作、手順、ステップ、および段階等の各処理の実行順序は、特段「より前に」、「先立って」等と明示しておらず、また、前の処理の出力を後の処理で用いるのでない限り、任意の順序で実現しうることに留意すべきである。特許請求の範囲、明細書、および図面中の動作フローに関して、便宜上「まず、」、「次に、」等を用いて説明したとしても、この順で実施することが必須であることを意味するものではない。

１ 電力変換装置、２ スナバ回路、３ スイッチ回路、５ 半導体モジュール、１０ 電源コンデンサ、１１ スイッチング素子、１２ スイッチング素子、１３ 環流ダイオード、１４ 環流ダイオード、１９ 電源出力端子、２１ 充電パス、２２ 放電パス、５１ 正側端子、５２ 負側端子、１０１ 正側配線、１０２ 負側配線、２００ スナバ回路、２０１ 正側端子、２０２ 負側端子、２１１ 正側コンデンサ、２１２ 第１ダイオード、２１３ 負側コンデンサ、２２１ 第２ダイオード、２５１ 補助コンデンサ、２５２ 補助コンデンサ、１０１１ 配線インダクタンス、１０１２ 配線インダクタンス

Claims (8)

1. 正側端子および負側端子の間に直列に順に接続される正側コンデンサ、第１ダイオード、および負側コンデンサをそれぞれ有し、前記正側端子側から前記負側端子側へと電流を流す並列なＮ個（但しＮは１以上の整数）の充電パスと、
   前記負側端子または前記Ｎ個の充電パスのうち第ｋの充電パス（但しｋは０≦ｋ＜Ｎの整数）における前記負側コンデンサと、前記Ｎ個の充電パスのうち第ｋ＋１の充電パスにおける前記正側コンデンサまたは前記正側端子との間に接続される第２ダイオードをそれぞれ有し、前記負側コンデンサおよび前記正側コンデンサの少なくとも一方を介して前記負側端子側から前記正側端子側へと電流を流す並列なＮ＋１個の放電パスと、
   前記Ｎ個の充電パスに含まれるＮ個の前記第１ダイオード、および、前記Ｎ＋１個の放電パスに含まれるＮ＋１個の前記第２ダイオードの少なくとも１つにそれぞれ並列に接続される少なくとも１つの補助コンデンサと、
   を備えるスナバ回路。
2. 前記補助コンデンサの容量は、各正側コンデンサの容量および各負側コンデンサの容量よりも小さい、
   請求項１に記載のスナバ回路。
3. 前記補助コンデンサの容量は、各正側コンデンサの容量および各負側コンデンサの容量に対して１／１０００〜１／１００である、
   請求項２に記載のスナバ回路。
4. 各補助コンデンサは、前記第１ダイオードおよび前記第２ダイオードのいずれか一方に並列に接続される、
   請求項１〜３のいずれか一項に記載のスナバ回路。
5. 各補助コンデンサは、前記Ｎ個の第１ダイオードのそれぞれ、および、前記Ｎ＋１個の第２ダイオードのそれぞれのいずれか一方に並列に接続される、
   請求項１〜４のいずれか一項に記載のスナバ回路。
6. 各充電パスの配線インダクタンスが、各放電パスの配線インダクタンスよりも小さい、請求項１から５のいずれか一項に記載のスナバ回路。
7. 請求項１から６のいずれか一項に記載のスナバ回路と、
   前記正側端子および前記負側端子に接続されたスイッチ回路と、
   を備える電力変換装置。
8. 前記スイッチ回路は、上下アームを有するインバータであり、
   前記上下アームのうち何れか一方のアームが非導通となった場合に、
   当該アームにかかる電圧が電源電圧に達してから、互いに直列な前記正側コンデンサおよび前記負側コンデンサの合計電圧となるまでの時間ΔＴ１と、
   前記時間ΔＴ１の終了時点から、前記正側コンデンサおよび前記負側コンデンサの少なくとも一方の充電が終了するまでの時間ΔＴ２とは、ΔＴ１≦ΔＴ２＜５×ΔＴ１である、
   請求項７に記載の電力変換装置。

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